II.1. Le banc de mesure champ proche

THÈSE
En vue de l'obtention du
DOCTORAT DE L’UNIVERSITÉ DE TOULOUSE
Délivré par l'Université Toulouse III - Paul Sabatier
Discipline ou spécialité : Génie électrique
Présentée et soutenue par Samuel AKUE BOULINGUI
Le 12 Novembre 2009
Titre : Etude du couplage électromagnétique entre circuits intégrés par émulation du
perturbateur - Application en téléphonie 3G
JURY
Geneviève DUCHAMP (Professeur à l'Université de Bordeaux
Anne LOUIS (HDR à l'ESIGELEC, Rouen)
Thierry PARRA (Professeur à l'Université Toulouse III - Paul Sabatier)
Stéphane BAFFREAU (Maître de conférence à l'IUT de Tarbes)
John Shepherd (Invité, ingénieur Freescale, Toulouse)
Ecole doctorale : GEET
Unité de recherche : LATTIS
Directeur(s) de Thèse : Stéphane BAFFREAU
Rapporteurs : Geneviève DUCHAMP, Anne LOUIS
Résumé
On assiste à une intégration toujours plus poussée qui se traduit par le regroupement à
l'intérieur d'un même boîtier, de puces complexes de nature très différente. La coexistence
d'une unité de calcul numérique conséquente, de structures analogiques et de modules de
moyenne puissance pose des contraintes de plus en plus sévères en termes de compatibilité
électromagnétique. Il est donc nécessaire de s'assurer que la fonctionnalité intrinsèque de ces
différentes puces soit garantie, et ce dès les phases de conception.
Ce manuscrit décrit une nouvelle approche qui consiste à émuler, à l'aide d'une sonde de
champ proche spécifique, appelée SkateProbe, le comportement d’une puce perturbatrice.
L’étape suivante a pour objectif d’analyser les risques d’interférence avec les composants
victimes. Cette approche permet des investigations aisées sans nécessiter de carte de test CEM
spécifique. Les détails de cette méthodologie sont précisés et sa mise en œuvre a été validée
sur deux cas tests : une première fois sur un transistor de commutation utilisé dans les
convertisseurs d’énergie, et une seconde fois sur un circuit intégré dédié à une plate-forme de
téléphonie mobile 3G.
Mots clés :
Compatibilité électromagnétique des composants, systèmes embarqués, champ proche,
émulation de l’émission en champ proche d’un circuit intégré, couplage puce à puce.
i
Abstract
We are more and more attending to high integration. This is translated by the grouping
inside the same package of complex different chips. The coexistence of a digital unit and
power analogic structure involves more and more constraints in terms of electromagnetic
compatibility (EMC). It is thus necessary to make sure that the intrinsic feature of these
various chips is guaranteed at each design phase.
This manuscript describes in first step a new approach which consists in emulation, by
using a specific near field probe, called SkateProbe, the behaviour of a disturbance integrated
circuit. The aim of the following step is to analyze interferences risk between the SkateProbe
and the victim components. This approach allows easy investigations without requiring of
EMC test board. The details of this methodology are specified and its implementation was
validated on two tests cases: first time on a power MOSFET transistor switch used in power
converters, and second time on an integrated circuit dedicated to a 3G platform of mobile
telephony.
Keywords :
Electromagnetique compatibility of integrated circuits (EMC of ICs), Embedded system,
Near-field, Integrated circuit near-field emulation, Chip-to-chip coupling.
ii
La richesse et le pouvoir sont éphémères, seuls l’art et la science perdurent.
Tycho Brahé (1546 — 1601), astronome danois.
iii
Remerciements
Ce travail a été effectué au sein du groupe « Systèmes Embarqués Critiques » du
Laboratoire Toulousain de Technologie et d’Ingénierie des Systèmes LATTIS) établi au
département de génie électrique et informatique de l’INSA de Toulouse. Je voudrais
commencer par remercier Danielle Fournier-Prunaret, directrice du LATTIS, ainsi que
Jean Marie Dilhac et Colette Mercé, respectivement ancien et nouveau directeur de ce
département, pour m’avoir accueilli durant ma thèse.
J’adresse mes sincères remerciements à Geneviève Duchamp et à Anne Louis qui ont
accepté d’être rapporteurs de ce manuscrit de thèse. Je leur suis particulièrement
reconnaissant de la qualité des conseils et des remarques concernant la correction du
manuscrit. Je tiens aussi à remercier Thierry Parra et John Shepherd pour leur participation
au jury et l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux de recherche.
Je souhaite témoigner toute ma reconnaissance à mon encadrant de thèse, Stéphane
Baffreau pour le soutien et les conseils qu’il a su m’apporter durant mes trois années de thèse.
Je voudrais lui adresser de chaleureux remerciements pour la confiance qu’il m’a accordée
mais aussi pour la manière avec laquelle il a encadré mon travail. Je le remercie enfin pour
l’effort de correction qu’il a apporté à ce mémoire.
Je remercie Etienne Sicard de m’avoir soutenu tout au long de ma thèse. Son apport
technique, matériel et administratif m’ont été d’un grand secours.
Un grand merci à tout le personnel technique et administratif du département et du
laboratoire pour leur aide et leur bonne humeur. Je tiens tout particulièrement à exprimer ma
gratitude à Joëlle Breau et à Estelle Afrigan pour leur dévouement et à José Martin pour sa
disponibilité et ses compétences techniques, qui m’ont été d’un grand secours.
De même, je remercie l’équipe de l’IUT de Tarbes avec laquelle j’ai travaillé de près ou de
loin. Je remercie en particulier Jean-Luc Massol, directeur du département GEII l’IUT de
Tarbes de m’avoir accueilli durant une année, Jean-Marc Dienot de m’avoir ouvert les portes
du LabCEM de l’IUT de Tarbes, Emmanuel Laugt pour sa disponibilité et ses compétences
techniques et Emmanuel Batista pour sa collaboration.
Je remercie toutes les personnes que j’ai rencontrées au cours de ces trois années de thèse
et qui ont apportées leur pierre à l’édifice. Je pense en particulier à Sonia Ben Dhia et
Alexandre Boyer pour l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux et pour leurs conseils,
Bertrand Vrignon pour m’avoir permis d’accéder au scanner champ proche de Freescale,
Nicolas Bouvier pour son apport matériel et logiciel et pour son expertise dans les
plateformes mobiles, Jun Wu Tao pour m’avoir permis l’accès au banc de scan champ
proche de l’ENSEEIHT.
Je voudrais exprimer toute ma gratitude à tous les anciens et actuels membres et thésards
du LATTIS, en particulier à l’équipe CEM : Céline pour tous ses conseils et pour son aide
technique et matérielle, Mohamed pour ses conseils, Amadou et Mickael pour leurs conseils,
Binhong pour sa joie de vivre, et aussi Richard, Ali, Lahoussine, Rachid, Khalid et
Christophe.
iv
Enfin, je souhaite remercier tous mes amis ainsi que ma famille pour leur soutien tout au
long de cette thèse.
v
Table des matières
RESUME ....................................................................................................................................... I
ABSTRACT .................................................................................................................................. II
REMERCIEMENTS ......................................................................................................................IV
TABLE DES MATIERES ...............................................................................................................VI
TABLE DES FIGURES ................................................................................................................... X
TABLE DES TABLEAUX............................................................................................................ XVI
INTRODUCTION GENERALE ........................................................................................................ 1
CHAPITRE I :
I.1.
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE ............ 3
Introduction à la CEM ................................................................................................4
I.1.1.
Contexte et problématique..................................................................................4
I.1.1.1. Émission et susceptibilité ...............................................................................4
I.1.1.2. Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime » ..............................5
I.1.1.3. La source de perturbation ..............................................................................6
I.1.1.4. La victime de la perturbation .........................................................................6
I.1.2.
Approche de la CEM dans les systèmes embarqués...........................................6
I.2.
Origines et conséquences des perturbations électromagnétiques ...............................8
I.2.1.
Les principales sources de perturbations électromagnétiques ............................8
I.2.1.1. Les décharges électrostatiques.......................................................................8
I.2.1.2. Les communications hertziennes ....................................................................9
I.2.1.3. Les composants électroniques ........................................................................9
I.2.1.4. Autres sources de perturbations électromagnétiques...................................10
I.2.2.
Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré ..................................10
I.2.2.1. Les différents modes de couplage.................................................................11
I.2.2.2. Mode de propagation de la perturbation .....................................................13
I.2.2.3. Effet de la perturbation ................................................................................15
I.3.
Techniques de caractérisation de l’émission et de l’immunité des composants.......17
I.3.1.
Techniques de caractérisation de l’émission des circuits intégrés ...................17
I.3.1.1. Méthodes de mesure conduite.......................................................................18
I.3.1.2. Méthodes de mesure rayonnée .....................................................................19
I.3.2.
Méthode de mesure de l’immunité des circuits intégrés ..................................21
I.3.2.1. Méthodes de mesure conduites .....................................................................21
I.3.2.2. Méthodes de mesure rayonnées....................................................................22
I.4.
Modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés ..........................24
I.4.1.
Intérêt d’un modèle CEM .................................................................................24
I.4.2.
Standard de modélisation en CEM des composants.........................................26
I.4.2.1. Modèle IBIS ..................................................................................................26
I.4.2.2. Modèle LEECS .............................................................................................27
I.4.2.3. Modèle IMIC.................................................................................................27
I.4.2.4. Modèle ICEM ...............................................................................................28
vi
I.5.
I.4.2.5. Modèle ICIM.................................................................................................31
Emission, immunité et couplage en champ proche des composants ........................32
I.5.1.
Notion de champ proche...................................................................................32
I.5.2.
Emission et immunité en champ proche des circuits intégrés ..........................35
I.5.2.1. Emission en champ proche des circuits intégrés..........................................35
I.5.2.2. Immunité en champ proche des circuits intégrés .........................................35
I.5.3.
Couplage en champ proche des circuits intégrés..............................................36
I.5.4.
Technique de mesure en champ proche............................................................37
I.5.4.1. Mesure de l’émission champ proche ............................................................37
I.5.4.2. Mesure de l’immunité champ proche ...........................................................38
I.6.
Problèmes CEM dans l’intégration des composants ................................................38
I.6.1.
L’intégration boîtier (SiP) ................................................................................39
I.6.2.
Problèmes CEM dans les SiP ...........................................................................39
I.6.3.
Problèmes CEM en téléphonie mobile .............................................................40
I.6.4.
Le concept de la SkateProbe ............................................................................42
I.7.
Conclusion................................................................................................................42
I.8.
Références ................................................................................................................44
CHAPITRE II :
II.1.
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE .. 49
Le banc de mesure champ proche.............................................................................50
II.1.1.
Description du banc de mesure.........................................................................51
II.1.1.1.
Mesure de l’émission champ proche ........................................................51
II.1.1.2.
Mesure de l’immunité champ proche .......................................................54
II.1.1.3.
Définition du plan du composant .............................................................56
II.1.1.4.
Configuration de la mesure ......................................................................56
II.1.2.
Les sondes de champ proche utilisées ..............................................................57
II.1.2.1.
Sondes de champ magnétique – H............................................................57
II.1.2.2.
Sondes de champ électrique – E ...............................................................57
II.1.2.3.
Facteur de performance (PF)...................................................................58
II.2. Mesure d’immunité rayonnée en champ proche.......................................................59
II.2.1.
Description de la mesure d’immunité en champ proche ..................................59
II.2.2.
Description de sondes « standard » d’immunité champ proche .......................62
II.2.2.1.
Calcul du champ rayonné par une sonde champ proche .........................62
II.2.2.2.
Surface de rayonnement d’une boucle magnétique..................................63
II.2.2.3.
Couplage entre la sonde et la victime ......................................................65
II.2.3.
Caractéristiques d’une sonde en immunité.......................................................66
II.2.3.1.
Répartition spatiale du champ..................................................................66
II.2.3.2.
Champ magnétique rayonné.....................................................................67
II.2.3.3.
Influence de l’impédance de la sonde sur ses performances ...................69
II.3. Sonde de champ proche proposée : la SkateProbe ...................................................71
II.3.1.
Description .......................................................................................................71
II.3.2.
Emission d’une ligne micro-ruban ...................................................................72
II.3.2.1.
Champ électromagnétique émis par une piste..........................................72
II.3.2.2.
Influence des caractéristiques de la ligne sur son émission.....................75
II.3.2.3.
Modèle électromagnétique de la piste rayonnante...................................78
II.3.3.
Exemple de SkateProbes Conçues ...................................................................78
II.3.3.1.
La SkateProbe adaptée à une ligne micro ruban .....................................78
II.3.3.2.
La SkateProbe adaptée à un circuit intégré .............................................82
II.4. Calibrage de sondes en immunité.............................................................................84
vii
II.4.1.
Contexte............................................................................................................84
II.4.2.
Méthode de calibrage........................................................................................85
II.4.2.1.
Principe de calibrage d’une sonde en immunité ......................................85
II.4.2.2.
Surface d’illumination de la sonde...........................................................86
II.4.2.3.
Variation du champ en fonction de l’altitude...........................................87
II.4.2.4.
Variation de champ en fonction de la fréquence......................................87
II.4.3.
Illustration du calibrage avec une sonde...........................................................88
II.4.3.1.
Exemple de la boucle magnétique ............................................................88
II.4.3.2.
Exemple d’une SkateProbe.......................................................................89
II.5. Conclusion................................................................................................................89
II.6.
Références ................................................................................................................90
CHAPITRE III :
III.1.
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE .......................... 91
Etude du couplage puce à puce dans un système électronique.................................92
III.1.1. Quelques notions ..............................................................................................92
III.1.1.1.
Notion de niveau d’émission relatif..........................................................92
III.1.1.2.
coefficient d’interférence..........................................................................93
III.1.2. Etude du couplage entre deux circuits intégrés ................................................94
III.1.2.1.
Mesure du couplage entre deux circuits intégrés.....................................94
III.1.2.2.
Modélisation du couplage du couplage entre deux circuits intégrés .......96
III.1.2.3.
limites de la mesure du couplage puce à puce .........................................96
III.1.2.4.
Solution proposée : Emulation de l’émission de la source ......................97
III.1.3. Technique de l’émulation de l’émission rayonnée champ proche d’un circuit
intégré 98
III.1.3.1.
Concept d’émulation de l’émission d’un circuit intégré ..........................98
III.1.3.2.
Emulation de l’émission d’un circuit intégré à partir d’une cartographie
champ proche ...............................................................................................................99
III.2. Extraction des inductances de rayonnement à partir d’un scan champ proche ......100
III.2.1. Méthode d’extraction des inductances de rayonnement.................................101
III.2.1.1.
Objectifs..................................................................................................101
III.2.1.2.
Détection d’extremums locaux d’une cartographie champ proche........102
III.2.1.3.
Skeletonization d’un nuage de points .....................................................108
III.2.1.4.
Extraction et validation des inductances de rayonnement .....................114
III.2.2. Conception et validation de la sonde..............................................................117
III.2.2.1.
Validation des inductances de rayonnement à l’aide de ic-emc ............117
III.2.2.2.
Modèle électromagnétique et fabrication de la sonde............................120
III.3. Méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés ........................123
III.3.1. Méthodologie..................................................................................................123
III.3.1.1.
Mise en évidence du couplage ................................................................124
III.3.2. Etude du couplage entre la SkateProbe et la victime .....................................125
III.3.2.1.
Mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime ..........................125
III.3.2.2.
Modélisation du couplage SkateProbe/composant victime ....................126
III.3.3. Couplage réel entre la victime et le circuit intégré source .............................129
III.4. Conclusion..............................................................................................................129
III.5.
Références ..............................................................................................................131
CHAPITRE IV :
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE
ENTRE CIRCUITS INTEGRES .................................................................................................... 133
IV.1.
Emulation de l’émission rayonnée champ proche d’un commutateur ...............134
viii
IV.1.1. Description de l'étude .....................................................................................134
IV.1.1.1.
Alimentation à découpage :....................................................................134
IV.1.1.2.
Modes de conversion ..............................................................................135
IV.1.1.3.
Pertes dans un interrupteur....................................................................136
IV.1.2. Emission parasite rayonnée d’un transistor en commutation .........................137
IV.1.2.1.
Conception d’un commutateur de courant .............................................137
IV.1.2.2.
Mesures conduites et rayonnées .............................................................141
IV.1.2.3.
Modélisation de l’émission du transistor ...............................................144
IV.1.3. Emulation de l’émission du transistor en commutation .................................147
IV.1.3.1.
Extraction des inductances de rayonnement ..........................................147
IV.1.3.2.
Conception de la sonde émulatrice ........................................................149
IV.1.4. Conclusion sur l’étude ....................................................................................152
IV.2.
Etude du couplage puce à puce d'une plateforme téléphonique 3G ...................152
IV.2.1. Contexte..........................................................................................................153
IV.2.2. Description d’une plateforme téléphonique ...................................................154
IV.2.2.1.
La troisième génération mobile..............................................................154
IV.2.2.2.
Identification de la victime et de l’agresseur .........................................155
IV.2.3. Etude de l’émission rayonnée champ proche du PA ......................................157
IV.2.3.1.
Description de l’agresseur champ proche..............................................157
IV.2.3.2.
Emission de l’agresseur .........................................................................159
IV.2.3.3.
Emulation de l’émission en champ proche du PA..................................160
IV.2.4. Etude du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver.........................165
IV.2.4.1.
Rapprochement de la PA_SkateProbe et du composant victime............165
IV.2.4.2.
Interprétation du phénomène mesuré .....................................................169
IV.2.5. Modélisation du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver .............175
IV.2.5.1.
Modélisation ICEM du transceiver ........................................................175
IV.2.5.2.
Modélisation du rapprochement entre la PA_SkateProbe et le transceiver
182
IV.2.5.3.
Validation du modèle de couplage entre la PA_SkateProbe et le
transceiver 185
IV.2.6. Conclusions de l'étude ....................................................................................187
IV.3.
Références ..........................................................................................................189
CONCLUSION GENERALE........................................................................................................ 192
LISTE DES PUBLICATIONS ...................................................................................................... 194
ANNEXES ................................................................................................................................ 196
ix
Table des figures
Figure III–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles. .............................................1
Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime. ..................................5
Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM. ...................................5
Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués............................................................................7
Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES..................................8
Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a].................................................9
Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne...........................................9
Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils......................................11
Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune. ..................................................11
Figure I–9 : Principe du couplage capacitif..............................................................................12
Figure I–10 : Principe du couplage inductif. ............................................................................12
Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique. .........................................13
Figure I–12 : Transmission d’un signal en mode différentiel (MD). .......................................14
Figure I–13 : Transmission d’un signal en mode commun (MC). ...........................................14
Figure I–14 : Exemple de marge dynamique d’une entrée logique CMOS rapide. .................15
Figure I–15 : Principe de perturbation d’une sortie numérique. ..............................................16
Figure I–16 : Schéma du thyristor parasite à l'origine du latchup............................................16
Figure I–17 : Superposition de deux signaux. ..........................................................................17
Figure I–18 : Détection de l’enveloppe d’un signal. ................................................................17
Figure I–19 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de
l’émission des composants. ......................................................................................................18
Figure I–20 : Description des techniques utilisées pour la caractérisation de l’émission
rayonnée des composants. ........................................................................................................20
Figure I–21 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de
l’immunité des composants. .....................................................................................................22
Figure I–22 : Description des techniques rayonnées utilisées pour la caractérisation de
l’immunité des composants. .....................................................................................................23
Figure I–23 : Stratégie de prise en compte de la CEM dans le flot de conception d’un CI
[BEND06].................................................................................................................................25
Figure I–24 : Description du principe d’un macro-modèle. .....................................................25
Figure I–25 : Structure générale d’un modèle IBIS .................................................................26
Figure I–26 : Modèles LEECS-core et LEECS-IO ..................................................................27
Figure I–27 : Modèle IMIC selon le site officiel du JEITA .....................................................28
Figure I–28 : Description d’un modèle ICEM donné par ICEM-CE .......................................29
Figure I–29 : Structure « classique » d’un bloc ICEM [BOYE07c] ........................................30
Figure I–30 : Flot de conception d’un modèle ICEM [BENDN06] .........................................31
Figure I–31 : Description des zones de champ autour d’une source de rayonnement. ............33
Figure I–32 : Impédances des dipôles électrique et magnétique élémentaires en fonction de kr.
..................................................................................................................................................34
Figure I–33 : Variation des champs électrique et magnétique à proximité d’une source. .......35
Figure I–34 : Illustration de la mesure du couplage entre composants [BOYE07b]................36
Figure I–35 : Description de la mesure d’émission utilisant des sondes électroniques. ..........37
Figure I–36 : Description de la mesure d’immunité utilisant des sondes électroniques. .........38
x
Figure I–37 : Exemples d’intégration de composant : empilement de puces (gauche) et
intégration sur un plan (droite). ................................................................................................39
Figure I–38 : Module 2G en technologie RCP de Freescale. ...................................................41
Figure I–39 : Problèmes d’interférences électromagnétiques dans un étage radiofréquence...41
Figure II–1 : Description du bras et de ces axes de déplacement.............................................50
Figure II–2 : Ordre des tâches pour une mesure d’émission champ proche émission .............51
Figure II–3 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en émission .....................51
Figure II–4 : Forme et positionnement des sondes champ proche pour la mesure de toutes les
composantes du champ électromagnétique. .............................................................................52
Figure II–5 : Définition de l’altitude de mesure pour les sondes de champ magnétique. ........53
Figure II–6 : Description du composant sous test et définition des axes de mesure. ...............53
Figure II–7 : Exemple de cartographies champ proche magnétique mesurées ........................54
Figure II–8 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en immunité. ...................54
Figure II–9 : Cartographie de la susceptibilité et seuil de susceptibilité en champ proche du
circuit d’horloge du microcontrôleur HCS12X [BOYE07]. ....................................................55
Figure II–10 : Illustration de l’inclinaison d’un composant du au positionnement de la carte.
On voit que la sonde n’est pas perpendiculaire au plan de la carte ..........................................56
Figure II–11 : Description de quelques sondes de champ magnétique. ...................................57
Figure II–12 : Description de sondes de champ électrique. .....................................................58
Figure II–13 : Principe de mesure d'immunité. ........................................................................59
Figure II–14 : Exemple de résultat d’une cartographie en champ proche d’immunité à une
fréquence. .................................................................................................................................60
Figure II–15 : Exemple de courbe du seuil de susceptibilité en champ proche en un point. ...60
Figure II–16 : Description des étapes de mesure d’immunité champ proche avec une agression
globale. .....................................................................................................................................61
Figure II–17 : Calcul du champ magnétique rayonné par une boucle......................................62
Figure II–18 : Calcul du champ électrique rayonné par un dipôle. ..........................................63
Figure II–19 : Simulation de la surface d’illumination en fonction de la taille de la boucle. ..64
Figure II–20 : Simulation à 1 GHz de la surface illuminée en fonction de l’altitude de la sonde.
..................................................................................................................................................65
Figure II–21 : Répartition spatiale du champ magnétique rayonné par une boucle à 1 GHz...66
Figure II–22 : Allure de la surface de rayonnement en fonction de l’altitude..........................67
Figure II–23 : Courbe du champ magnétique en fonction de l’altitude....................................68
Figure II–24 : Courbe du champ en fonction de la taille de la sonde.......................................68
Figure II–25 : Courbe du champ magnétique rayonné par la boucle en fonction de la
fréquence. .................................................................................................................................69
Figure II–26 : Liaison entre un générateur de signal et une sonde champ proche. ..................69
Figure II–27 : Simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de
rayon. ........................................................................................................................................70
Figure II–28 : Calcul de la surface de deux boucles, circulaire (à gauche) et rectangulaire (à
droite). ......................................................................................................................................71
Figure II–29. Calcul du champ magnétique généré par un dipôle élémentaire........................72
Figure II–30 : Calcul du champ généré dans une ligne micro-ruban. ......................................73
Figure II–31 : Emission en champ magnétique d’une ligne microstrip. ..................................73
Figure II–32 : Emission en champ magnétique de deux lignes microstrips voisines...............74
Figure II–33. Exemple de positionnement d’inductances à l’aide de ic-emc [IC-EMC]. ........74
Figure II–34 : Champ électrique émis par ligne micro-ruban. .................................................75
Figure II–35 : Emission en champ électrique de deux lignes microstrips voisines..................75
Figure II–36. Influence du plan de masse.................................................................................76
Figure II–37. Influence de la largeur des pistes........................................................................76
Figure II–38. Influence de la puissance fournie à la SkateProbe. ............................................77
xi
Figure II–39. Influence de l’altitude de la sonde par rapport à la piste lors de la mesure........77
Figure II–40 : Boucle magnétique et SkateProbe.....................................................................79
Figure II–41 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe
(à droite). ..................................................................................................................................79
Figure II–42 : Définition du plan de calibration pour la mesure des caractéristiques de la
sonde.........................................................................................................................................80
Figure II–43 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé (gauche) et mesuré
(droite) de la boucle et de la SkateProbe.................................................................................80
Figure II–44 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) simulé (gauche) et mesuré
(droite) de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. ...............................81
Figure II–45 : Comparaison de l’impédance mesurée de la sonde circulaire et de la
SkateProbe................................................................................................................................81
Figure II–46 : Boucle magnétique et SkateProbe.....................................................................82
Figure II–47 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe
(à droite). ..................................................................................................................................83
Figure II–48 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé de la boucle et de la
SkateProbe................................................................................................................................83
Figure II–49 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) mesuré de la boucle et de la
SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. .............................................................................84
Figure II–50 : Représentation des données de calibrage d’une sonde en immunité.................86
Figure II–51 : Mesure de la surface d’illumination d’une sonde de champ proche. ................87
Figure II–52 : Cartographie de calibrage de la boucle magnétique..........................................88
Figure II–53 : Cartographie de calibrage de la SkateProbe adaptée à un circuit intégré. ........89
Figure III–1 : Principe de l’émission pondérée [BOYE07]......................................................93
Figure III–2 : Description d’une mesure de couplage entre deux composants. .......................95
Figure III–3 : Illustration des étapes de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés...95
Figure III–4 : Flot de simulation de l’apparition de défaillance dûe au rapprochement entre 2
circuits [BOYE07a]. .................................................................................................................96
Figure III–5 : Couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime............................97
Figure III–6 : Illustration du concept d'émulation de l'émission parasite d'un circuit intégré..98
Figure III–7 : Exemples de positionnement d’inductances de rayonnement pour différentes
formes d’émission. ...................................................................................................................99
Figure III–8 : Extraction des éléments rayonnants pour l’émulation de l’émission d’un circuit.
..................................................................................................................................................99
Figure III–9 : Exemple de traitement utilisant l’algorithme...................................................100
Figure III–10 : Interprétation des cartographies pour les composantes Hx ou Hy (à gauche) et
Hz (à droite) pour l'extraction des inductances rayonnantes. .................................................102
Figure III–11 : Exemple d’histogrammes de deux cartographies mesurées...........................103
Figure III–12 : Détection d’extrémums locaux sur une cartographie champ proche. ............104
Figure III–13 : Détermination de la direction d’analyse à partir d’une cartographie champ
proche. ....................................................................................................................................104
Figure III–14 : Choix de n suivant la direction d’analyse (d). ...............................................105
Figure III–15 : Exemples de calcul de dH pour deux valeurs de n. .......................................105
Figure III–16 : Illustration de l’influence de n et de dHth pour une mesure donnée. .............106
Figure III–17 : Principe de l’estimation de n..........................................................................107
Figure III–18 : Illustration de l’intérêt de l’estimation de dHth. .............................................108
Figure III–19. Un exemple de Skeletonization d’une image. .................................................109
Figure III–20 : Description schématique de l’algorithme d’Hilditch. ....................................109
Figure III–21 : Détermination de la numérotation et du sens de parcours des points au
voisinage de P1.......................................................................................................................110
Figure III–22. Exemples de rangement de points autour du pixel P1.....................................110
xii
Figure III–23 : Exemples de configuration qui ne vérifient pas la 'condition 1'. ...................111
Figure III–24 : Exemples de configuration qui vérifient la 'condition 2' ...............................112
Figure III–25 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 3' tandis
que celle de droite la vérifie. ..................................................................................................112
Figure III–26 : Résultat de la 'condition 3' sur une ligne verticale.........................................113
Figure III–27 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 4' tandis
que celle de droite la vérifie. ..................................................................................................113
Figure III–28 : Illustration du passage de la cartographie champ proche à une image binaire
................................................................................................................................................114
Figure III–29 : Skeletonization d’une image binaire obtenue à partir d’une cartographie
mesurée...................................................................................................................................114
Figure III–30 : Variation du champ magnétique au-dessus d’une ligne.................................115
Figure III–31 : Exemple d’un nuage de points divisé en trois groupes..................................115
Figure III–32 : Algorithme d’extraction des inductances de rayonnement. ...........................116
Figure III–33 : Algorithme d’optimisation d’une inductance de rayonnement......................117
Figure III–34 : Représentation sous ic-emc des inductances de rayonnement.......................118
Figure III–35 : Illustration de la simplification d’un modèle pour ic-emc.............................118
Figure III–36 : définition des altitudes des dipôles et de simulation sous ic-emc..................119
Figure III–37 : Influence des inductances verticale sur la répartition du champ. ..................119
Figure III–38 : Description des caractéristiques d’une cartographie......................................121
Figure III–39 : Illustration du décalage entre deux cartographies..........................................122
Figure III–40 : Comparaison de deux cartographies, calcul d’erreur par pixel......................122
Figure III–41 : Illustration de l’impact de l’utilisation d’un connecteur................................123
Figure III–42 : Illustration de la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits
intégrés ...................................................................................................................................124
Figure III–43 : Illustration de la mesure de l’effet du couplage entre la SkateProbe et un
circuit intégré..........................................................................................................................126
Figure III–44 : Structure « classique » d’un bloc ICIM [BOY07a] ....................................... 127
Figure III–45 : Modèle général d’une sonde émulatrice de l’émission d’un composant. ......128
Figure III–46 : Exemple de modèle faisant intervenir des tronçons couplés .........................128
Figure III–47 : Modélisation du couplage entre une sonde émulatrice et un circuit intégré
victime. ...................................................................................................................................129
Figure IV–1 : Principe de fonctionnement d'un convertisseur d’énergie – interrupteur fermé
(gauche) et ouvert (droite). .....................................................................................................135
Figure IV–2 : Signaux de commutation non idéaux d’un interrupteur...................................136
Figure IV–3 : Courbe de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur S12X.............137
Figure IV–4 : Caractéristiques en puissance et en fréquence de différents types
d’interrupteurs de puissance. ..................................................................................................138
Figure IV–5 : Schéma électrique de SRK_2 ..........................................................................139
Figure IV–6 : Spectre du courant simulé traversant l’interrupteur de puissance. ..................139
Figure IV–7 : Les deux faces de la carte SRK_2 ...................................................................140
Figure IV–8 : Description du système de refroidissement du transistor. ...............................140
Figure IV–9 : Spectre du courant ITp mesuré traversant l’interrupteur de puissance. ............141
Figure IV–10 : Enveloppe du spectre de VDS, mesure et simulation......................................142
Figure IV–11 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée à l’aide d’une cellule TEM..........142
Figure IV–12 : Mesure en cellule TEM du rayonnement parasite du transistor. ...................143
Figure IV–13 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée champ proche du commutateur...144
Figure IV–14: Scan champ proche du composant IRLRU7821, définition des axes a),
composante x b), y c), z d)......................................................................................................144
Figure IV–15 : Modèle global de la carte de test en prenant en compte l’effet parasite de tous
les éléments. ...........................................................................................................................145
xiii
Figure IV–16: Modèle ICEM simplifié de la carte de test. ....................................................146
Figure IV–17 : Comparaison entre la mesure et la simulation du model ICEM ....................147
Figure IV–18 : positionnement des inductances en vue de simuler l’émission du circuit intégré.
................................................................................................................................................148
Figure IV–19: Comparaison de la mesure et de simulation ic-emc NFS ...............................149
Figure IV–20 : Dessin de deux pistes: l’une avec variation de la largeur, l’autre avec une
largeur constante.....................................................................................................................150
Figure IV–21 : Calcul de dX pour conserver la largeur des segments ...................................150
Figure IV–22 : Deux vues du modèle FEKO de la sonde SRK_2-SKP_1.............................151
Figure IV–23 : Alimentation de la SkateProbe ......................................................................151
Figure IV–24: Comparaison entre la mesure et la simulation de la FEKO de la SkateProbe.
................................................................................................................................................152
Figure IV–25 : Evolution du téléphone mobile, de sa création à aujourd’hui........................153
Figure IV–26 : description de la plateforme utilisée ..............................................................155
Figure IV–27 : Schéma block de la plateforme utilisée .........................................................155
Figure IV–28 : Vue interne du PA : layout a) et brochage b). ...............................................158
Figure IV–29 : Schéma de principe du PA.............................................................................158
Figure IV–30 : Cartographie de l’émission rayonnée champ proche du PA..........................159
Figure IV–31 : Modèle ICEM de l’amplificateur de puissance sous ic-emc. ........................160
Figure IV–32 : Extraction des inductances de rayonnement pour chaque composante du
champ mesurée. ......................................................................................................................161
Figure IV–33 : Comparaison entre la mesure et la simulation ic-emc. ..................................162
Figure IV–34 : Modèle électromagnétique de la PA_SkateProbe..........................................163
Figure IV–35 : Description de la PA_SkateProbe fabriquée..................................................163
Figure IV–36 : Comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et celle de
la PA_SkateProbe. ..................................................................................................................164
Figure IV–37 : Modèle de la PA_SkateProbe. .......................................................................165
Figure IV–38 : Vue interne du transceiver. ............................................................................166
Figure IV–39 : Procédure de mise en œuvre du test de sensibilité.........................................167
Figure IV–40 : Mesure du rapport signal sur bruit de la plateforme sans perturbation. ........167
Figure IV–41 : Visualisation d’un canal de réception à l’aide de l’outil de Freescale..........168
Figure IV–42 : Protocole de mesure de rapprochement de la SkateProbe et du transceiver..168
Figure IV–43 : Courbes de la mesure du rapport signal sur bruit Sans perturbation, avec une
perturbation à 1950MHz de 15 dBm et de 20 dBm................................................................169
Figure IV–44 : Observation des résultats de perturbation avec la SkateProbe ......................170
Figure IV–45 : Multiplication de deux signaux, de fréquence f1 et f2....................................170
Figure IV–46 : Observation des résultats pour le produit d’intermodulation.........................171
Figure IV–47 : Exemple de résultat d’un produit d'intermodulation d'ordre 3 ......................171
Figure IV–48 : Protocole de mesure pour le relevé de spectre au-dessus du transceiver.......172
Figure IV–49 : Spectre relevé à la position 2 au-dessus de la puce numérique. ....................172
Figure IV–50 : Spectre relevé à la position 1 au-dessus de la puce analogique.....................173
Figure IV–51 : relevé des fréquences du parasite en fonction de la fréquence de réception .173
Figure IV–52 : Positionnement et orientation de la PA_SkateProbe au dessus du transceiver.
................................................................................................................................................174
Figure IV–53 : Protocole de mesures des paramètres S et Z de l’entrée différentielle UMTS du
transceiver...............................................................................................................................176
Figure IV–54 : Mesure sous pointes du transceiver 3G de la plateforme. .............................176
Figure IV–55 : Mesure du module des impédances pour les deux entrées UMTS du
transceiver...............................................................................................................................176
Figure IV–56 : Description des blocs du modèle du transceiver............................................177
Figure IV–57 : LC équivalents ...............................................................................................177
xiv
Figure IV–58 : Chemin électrique des entrées UMTS du transceiver : de l’entrée du boîtier à
la puce.....................................................................................................................................178
Figure IV–59 : Modèle des entrées UMTS du transceiver.....................................................179
Figure IV–60 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du
transceiver...............................................................................................................................180
Figure IV–61 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du
transceiver...............................................................................................................................181
Figure IV–62 : Calcul du coefficient de réflexion différentiel à partir du modèle.................182
Figure IV–63 : Modèle électrique de la fonction parasite puce analogique sous ADS..........183
Figure IV–64 : Vues en trois dimensions du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe.
................................................................................................................................................184
Figure IV–65 : Amplitude des signaux à l’entrée du transceiver. ..........................................185
Figure IV–66 : Modèle complet du couplage entre le transceiver et la PA_SkatePrbe. ........186
Figure IV–67 : Simulation du mélange entre l’harmonique 9 du 26 MHz et la fréquence
d’émission...............................................................................................................................187
Figure IV–68 : Simulation du produit d’intermodulation entre la fréquence parasite générée à
la réception et la fréquence d’émission. .................................................................................187
xv
Table des tableaux
Tableau I–1. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de l’émission des
composants. ..............................................................................................................................20
Tableau I–2. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de susceptibilité des
composants. ..............................................................................................................................24
Tableau I–3 : Description des composants d’un bloc ICEM....................................................30
Tableau I–4 : Récapitulatif des standards de modélisation CEM.............................................32
Tableau IV–1 : Description des composants du modèle ICEM de la carte de test.................146
Tableau IV–2 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode
1 ..............................................................................................................................................148
Tableau IV–3 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode
2 ..............................................................................................................................................148
Tableau IV–4 : Description de technologies de communication en téléphonie mobile. ........154
Tableau IV–5 : Hypothèse sur les potentiels agresseurs et victimes de la plateforme...........156
Tableau IV–6 : Description des entrées et sorties du PA .......................................................159
Tableau IV–7 : coordonnées et longueur des inductances rayonnantes de l’amplificateur de
puissance.................................................................................................................................162
Tableau IV–8 : Description des éléments du modèle de la PA_SkateProbe. .........................165
Tableau IV–9 : description des éléments parasites calculés du modèle du transceiver. ........179
Tableau IV–10 : description des éléments du modèle du transceiver. ...................................180
Tableau IV–11 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. ....181
Tableau IV–12 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. ....183
Tableau IV–13 : Evaluation du couplage entre la PA_SkateProbe et les éléments du boîtier du
transceiver...............................................................................................................................184
xvi
Introduction générale
Dès les années quatre vingt dix, le domaine des systèmes cellulaires et sans fil a connu une
croissance phénoménale, au point de devenir le premier marché, en terme de volume de
l’industrie des semi-conducteurs. Il semble donc évident qu’au fur et à mesure de l’évolution
des protocoles de communications et des terminaux (téléphones, assistants personnels,
ordinateurs portables…), les systèmes électroniques ont du être conçus selon une architecture
unique. Cette architecture technologique s'est rapidement orientée vers un système
configurable de chacun de ses blocs pour adapter son comportement aux spécifications des
normes visées. Actuellement, les concepteurs se dirigent vers la recherche de solutions pour
des architectures multistandards, c’est-à-dire des architectures fonctionnelles au moins pour
deux standards à la fois. Ceci permet de réduire le coût et d’augmenter la flexibilité et l’utilité
de ces terminaux [KLUG06], [VIDO05]. La Figure IV–1 décrit l’évolution des téléphones
portables de 1985 à 2007. En vingt ans, un terminal mobile est passé d’un simple téléphone à
un ordinateur de poche combiné à un téléphone, un appareil photo ou encore une caméra.
Inversement, ces terminaux sont de plus en plus petits.
Figure IV–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles.
D’un autre coté, l’évolution des performances des cartes numériques rapides et mixtes pose
des problèmes de rupture technologique : en 10 ans la fréquence d’horloge des cartes a été
multipliée par dix, la densité des points connectés par cinq. S’ajoutent, pour des raisons de
performance et d’intégration, une tendance à la mixité des fonctions analogiques et
1
numériques, une évolution des composants dont les tensions d’alimentation diminuent et les
courants de commutations augmentent… Ces évolutions technologiques amplifient la
sensibilité des cartes aux perturbations électromagnétiques et rendent inévitables les
problèmes d’intégrité du signal.
Les problèmes liés aux interférences radio sont apparus durant les années 30 avec le début
des communications radio. Les premiers problèmes de Compatibilité Electromagnétique
(CEM) sont donc apparus. Le comité international spécial des perturbations radioélectriques
(CISPR) a été crée en 1933 afin de développer des techniques de mesure des interférences.
Aujourd’hui, les systèmes électroniques sont soumis à d’importantes perturbations
électromagnétiques. La grande quantité de ces perturbations est le résultat de différents
facteurs. Parmi ces facteurs, on peut citer la grande densité d’intégration dans les systèmes
électroniques avec de plus en plus de composants sur un même circuit : System In Package
(SIP) ou System On Chip(SOC). L’augmentation des performances des circuits, avec des
fréquences de travail de plus en plus élevées et des tensions d’alimentation de plus en plus
basses, est également un autre contributeur.
La sensibilité aux perturbations électromagnétiques des circuits électroniques étant de plus
en plus grande, des normes visant à limiter les émissions électromagnétiques des appareils ont
été imposées aux Etats-Unis en 1979. La CEM se place donc dans ce cadre, elle vise à réduire
l’émission et augmenter l’immunité de tout produit. De plus, de hauts niveaux de fiabilité sont
requis afin de répondre à des profils de missions de plus en plus sévères combinés à des temps
de production de plus en plus faibles. La CEM doit donc aussi prendre sa place au moment de
la conception des circuits afin d’améliorer leur fiabilité, réduire les coûts et augmenter leur
durée de vie.
L’enjeu du marché est à la réduction des coûts et des cycles de développement, avec
l’assurance d’une qualité totale par rapport aux exigences des cahiers des charges. Les
industriels ne peuvent plus se permettre d’éventuelles reprises de conception. Il faut en plus
éviter des surprotections ou des surdimensionnements des équipements. La prise compte des
problèmes liés aux interférences entre les systèmes devient donc nécessaire et ce, à tous les
niveaux de la conception des cartes numériques rapides et mixtes.
Les travaux de recherche engagés dans cette thèse visent à simplifier l’identification et la
caractérisation des interférences électromagnétiques entre systèmes électroniques. Ce
manuscrit se décline en quatre chapitres.
Dans le premier chapitre, nous rappelons quelques définitions relatives à la CEM, aux
sources de perturbations et aux couplages. Nous exposons ensuite un état de l'art des
principaux standards de modélisation des circuits électroniques existants ainsi que les
différentes méthodes de caractérisation de l’émission et de la susceptibilité des composants.
Dans le deuxième chapitre, nous décrivons le banc de mesure utilisé pour des
caractérisations en champ proche d’émission et d’immunité de composant. Ensuite nous
proposons une nouvelle architecture de sonde d’immunité champ proche. Enfin, nous
présentons une technique permettant de calibrer les sondes champ proche pour l’immunité.
Le troisième chapitre est consacré à la méthodologie de l’émulation de l’émission rayonnée
en champ proche d’un circuit intégré. Cette technique consiste en la fabrication d’une sonde
dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle du circuit intégré émulé.
Enfin le quatrième chapitre présente une application de l’émulation de l’émission d’un
circuit intégré. La méthode est appliquée dans un premier temps sur un transistor en
commutation. Elle est ensuite mise en œuvre sur un amplificateur de puissance RF pour une
étude des problèmes d’interférences à l’intérieur d’une plateforme téléphonique.
2
Chapitre I : La compatibilité électromagnétique
et le champ proche
3
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Dans ce chapitre, on situe le cadre de notre étude dans le domaine de la Compatibilité
électromagnétique (CEM). La première partie présente une introduction à la CEM. Dans la
deuxième partie, nous nous intéressons à l’origine des émissions parasites et à leur impact sur
les circuits intégrés. Dans la troisième partie, nous développons l’émission, l’immunité et le
couplage électromagnétique en champ proche. Dans la dernière partie, nous décrivons les
méthodes de modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés.
I.1. Introduction à la CEM
Dans un premier temps, nous allons positionner le cadre de ces travaux. Nous présentons
d’abord le contexte et la problématique liés à notre étude. Ensuite, nous discutons de
l’approche de la compatibilité électromagnétique dans les systèmes embarqués.
I.1.1. Contexte et problématique
Une perturbation électromagnétique peut être définie comme un phénomène
électromagnétique susceptible de créer des troubles de fonctionnement d'un dispositif, d'un
appareil, ou d'un système électrique ou électronique. En outre, elle peut également affecter
défavorablement la matière vivante ou inerte. L’exemple le plus courant est le four microonde, où la perturbation est volontaire. Une perturbation électromagnétique peut être
provoquée par un bruit, un signal non désiré ou une modification du milieu de propagation
lui-même.
La plupart des équipements électriques et électroniques génèrent des champs
électromagnétiques perceptibles dans leur environnement. L'ensemble de ces champs crée une
véritable pollution qui perturbe parfois le fonctionnement d'autres équipements. Ainsi, par
exemple, il n’est pas autorisé d'utiliser un téléphone portable dans un avion car il émet un
champ électromagnétique de forte puissance. Ce champ peut être une source de perturbation
pour les systèmes radioélectriques d'aide au pilotage.
La compatibilité électromagnétique, désigne :
•
les techniques permettant d'obtenir la compatibilité électronique d'un appareil ou d'une
installation avec son environnement (règles de conception et de fabrication) ;
•
les techniques permettant de vérifier cette compatibilité (simulation numérique, essais
normalisés ou non).
I.1.1.1.
Émission et susceptibilité
La compatibilité doit être assurée dans sa globalité. Nous devons donc définir deux types
de phénomènes :
•
Les émissions parasites ou perturbations désignent les signaux (volontaires ou non) dont
la propagation est de nature à nuire au bon fonctionnement d’un appareil ou à la santé des
êtres vivants situés au voisinage. Ces émissions parasites sont directement liées à l'activité
des éléments électriques et/ou électroniques.
•
La susceptibilité désigne un comportement d'un appareil ou d’un être vivant, en réponse à
une contrainte externe, jugée incompatible avec une utilisation normale. Cette contrainte
peut être volontaire ou non, naturelle ou artificielle. Lorsque la susceptibilité d’un circuit
intégré est faible, cela signifie que son immunité est forte.
4
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.1.1.2.
Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime »
Le schéma « source/chemin de couplage/victime » est le schéma couramment utilisé en
compatibilité électromagnétique. Il exprime le fait qu’une perturbation est considérée si elle
est nuisible pour une victime et s’il existe un chemin de couplage par lequel cette perturbation
peut passer de la source à la victime.
Qu'il s'agisse d'émission parasite ou de susceptibilité, ce schéma (Figure I–1) n’est
applicable que s'il y a simultanément :
•
une « source » de perturbation, à l’origine du signal parasite ;
•
une « victime » de la perturbation, vulnérable à ce signal parasite ;
•
et un chemin de couplage entre la source et la victime de la perturbation.
Source
Chemin de
couplage
Victime
Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime.
Si un de ces trois éléments est manquant, on considère qu’il n’existe aucun problème de
compatibilité électromagnétique. La configuration du schéma « source, chemin de couplage et
victime » dépend de l'échelle à laquelle on le regarde.
Pour assurer une bonne compatibilité entre les équipements, différents niveaux [ZAK01] et
différentes marges ont été définis :
•
niveau d'émission : C'est le niveau maximal de perturbation que doit émettre un matériel.
•
Le niveau d’immunité : Il s'agit du niveau à partir duquel il y a dysfonctionnement d'un
matériel ou d'un système.
•
Le niveau de compatibilité : C'est le niveau maximal de perturbation auquel on peut
s'attendre dans un environnement donné.
Niveau
d’immunité
Marge
d’immunité
Niveau de
compatibilité
Niveau
d’émission
Marge
d’émission
Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM.
La Figure I–2 illustre la définition des marges de sécurité en compatibilité
électromagnétique. Le niveau d’émission de la source doit être inférieur au niveau de
compatibilité. L’écart entre le niveau d’émission et le niveau de compatibilité défini la marge
d’émission. Pour assurer une bonne compatibilité, le niveau d’immunité de la victime doit être
supérieur au niveau de compatibilité. La différence entre le niveau d’immunité et le niveau de
compatibilité donne la marge d’immunité.
5
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.1.1.3.
La source de perturbation
Une source de perturbation est l’élément à l’origine de n’importe quelle forme de signal
non désiré. Un système perturbateur contient un élément à l’origine de cette perturbation. Cet
élément peut lui aussi être considéré comme contenant un ou plusieurs élément(s) encore plus
petit(s) à l’origine de cette perturbation. Ainsi, une source peut être décomposée en une autre
source et un couplage : par exemple, l'émission d'un microcontrôleur est le résultat de la
commutation de cellules logiques. Les métallisations de la puce ainsi que les pistes du boîtier
ou du circuit imprimé servent d'antenne pour transformer les transitoires de courant dans
chaque cellule individuelle en un champ électromagnétique.
I.1.1.4.
La victime de la perturbation
Une victime peut aussi être décomposée en sous éléments. Cependant, son critère de
susceptibilité varie également selon qu'on observe le circuit intégré ou le système global. Par
exemple, pour un même récepteur téléphonique, on pourra se focaliser sur :
•
la qualité du signal analogique, c’est un critère qui n’implique que l’antenne et les
composants analogiques qui lui sont associés.
•
la qualité du signal reçu par l’ensemble du système, cette condition est liée à l’antenne et
aux autres composants de la chaîne de réception.
•
la récupération de l’information transmise, cette condition peut être liée à l’ensemble de la
réception. Mais elle peut aussi concerner uniquement la conversion analogique numérique
ou encore le traitement numérique de l’information.
Afin de caractériser le comportement d'un appareil indépendamment des autres, les
couplages sont nécessairement décomposés en deux sous couplage : source/environnement et
environnement/victime, c'est pour cela que les normes font appel à différents type
d'environnements : résidentiel et commercial léger ou industriel dans la plupart des cas.
I.1.2. Approche de la CEM dans les systèmes embarqués
Un système embarqué peut être défini comme un système électronique et/ou informatique
autonome. Ses ressources disponibles sont généralement limitées. Cette limitation est souvent
liée à sa taille limitée. Les systèmes embarqués font très souvent appel à l'informatique, et
notamment aux systèmes temps réel.
Un système embarqué exécute des tâches prédéfinies et doit répondre à un cahier des
charges contraignant. Ces tâches peuvent être d'ordre :
•
de coût. Le prix de revient doit être le plus faible possible surtout s'il est produit en grande
série.
•
d'espace compté, ayant un espace mémoire limité de l'ordre de quelques Go maximum. Il
convient de concevoir des systèmes embarqués qui répondent au besoin le plus juste pour
éviter un surcoût.
•
de puissance de calcul. Il convient d'avoir la puissance de calcul juste nécessaire pour
répondre aux besoins et aux contraintes temporelles de la tâche prédéfinie. Ceci a pour
objectif d'éviter un surcoût de l'appareil et de réduire sa consommation d'énergie.
•
de consommation énergétique la plus faible possible, due à l'utilisation de batteries et/ou
de panneaux solaires voire de pile à combustible pour certains prototypes.
6
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
•
temporel, c'est-à-dire que les temps d'exécution et l'échéance temporelle d’une tâche sont
déterminés à l'avance (les délais sont connus ou bornés a priori). Cette dernière contrainte
fait que généralement de tels systèmes ont des propriétés temps réel.
•
de sécurité et de sûreté de fonctionnement. Car s'il arrive que certains de ces systèmes
embarqués subissent une défaillance, ils peuvent mettre des vies humaines en danger, ou
bien encore mettre en périls des investissements importants. Ils sont alors dits « critiques »
et ne doivent jamais faillir. Par « jamais faillir », il faut comprendre toujours donner des
résultats justes, pertinents et ce dans les délais attendus par les utilisateurs (machines et/ou
humains) desdits résultats.
Téléphone
portable
Automobile
Avion
Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués.
Les systèmes embarqués sont la plupart du temps dans des machines qui doivent
fonctionner en continu pendant de nombreuses années, sans erreurs et, dans certains cas,
réparer eux même les erreurs quand elles arrivent. Les contraintes augmentent en fonction de
l’importance des tâches à accomplir. En effet, les contraintes pour un avion ne sont pas les
mêmes que pour un téléphone portable. Dans un avion, la sécurité des passagers ne doit
jamais être menacée, elle a une priorité maximale. C'est pourquoi les équipements embarqués
dans un train, un avion ou encore une automobile sont développés et testés avec plus
d'attention que ceux d’un ordinateur ou d’un téléphone portable par exemple. C’est ainsi
qu’entre en jeu la notion de fiabilité. La fiabilité doit être assurée aussi bien au niveau logiciel
que matériel. Au niveau matériel, un des aspects qui doit être bien maîtrisé est le problème de
compatibilité entre tous les éléments constituant le système et entre chacun des éléments du
système et le milieu environnant.
Du point de vu de la CEM, un bon système embarqué ne doit pas déranger ces voisins et
doit être capable de supporter du bruit de leur part, ou plus généralement de l'environnement.
Un système embarqué est la plupart du temps mobile. De ce fait, il peut subir des agressions
de plusieurs natures. Contrairement à un système fixe, on ne peut pas privilégier un type
d’agression plus qu’un autre. Les bruits électromagnétiques et radioélectriques sont le résultat
de tous les courants électriques induisant une multitude de champs et signaux parasites.
Nous nous intéressons en particulier aux problèmes de compatibilité électromagnétique des
circuits intégrés. On s’intéresse à leur émission, à leur immunité et au couplage qui peut
exister entre deux circuits intégrés. Dans un système embarqué, l’émission d’un circuit intégré
ne doit pas être une source de perturbation ou de pollution pour un autre circuit intégré.
Réciproquement, tout circuit intégré d’un système embarqué doit être capable de fonctionner
correctement quelque soit l’émission des autres circuits. En somme, notre étude se rapporte à
la compatibilité électromagnétique à l’intérieur d’un système embarqué. Il ne s’intéresse pas
aux problèmes de compatibilité entre deux systèmes différents.
7
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.2. Origines
et
conséquences
électromagnétiques
des
perturbations
Les sources de perturbations combinées aux victimes de ces perturbations sont essentielles
en compatibilité électromagnétique. En effet, une perturbation électromagnétique (EM) est
générée en un endroit. Ensuite elle emprunte un chemin pour arriver à la victime. Enfin, la
victime réagit ou non à cette perturbation. C’est la raison pour laquelle ont s’intéresse à
l’origine des perturbations EM et leur effet sur les CIs. Cette partie se divise en deux sous
parties. Dans un premier temps, elle présente les principales sources de perturbations. Dans un
second temps, elle décrit l’effet de ces perturbations sur les circuits intégrés.
I.2.1. Les principales sources de perturbations électromagnétiques
Plusieurs perturbations sont d’origine naturelle (foudre, activité solaire, etc.). Cependant, la
majorité des perturbations est liée à l'activité humaine et résulte du fonctionnement des
équipements construits [DUFF88]. Il existe plusieurs types de perturbations
électromagnétiques, elles peuvent être permanentes ou transitoires. Une perturbation
permanente existe tant que la source est en fonctionnement tandis qu’une perturbation
transitoire est brève et peut présenter un caractère aléatoire. Dans cette partie, nous décrivons
les principales sources de perturbations électromagnétiques.
I.2.1.1.
Les décharges électrostatiques
La décharge électrostatique (DES) est un soudain et momentané passage de courant
électrique entre deux objets possédant des potentiels électriques différents. Le terme est
souvent utilisé en électronique et dans les autres industries lorsqu'on veut décrire des courants
fugaces non-désirés pouvant endommager l'équipement électronique.
Il s'agit d'une source parasite naturelle, probablement la plus répandue. Si l'objet sur lequel
il y a la décharge est fragile, les conséquences peuvent être irréversibles.
L’une des causes des DES est l’électricité statique. L’électricité statique est générée par la
mise en contact de deux matériaux. Par exemple, marcher sur une moquette ou peigner des
cheveux secs avec un peigne en plastique. La Figure I–4 montre le schéma équivalent du
corps humain lors d’une décharge électrostatique.
10 kV
1 kΩ
200 pF
Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES.
Le corps humain se modélise essentiellement par trois paramètres : sa capacité par rapport
au plan de masse, sa tension de charge avant la DES et sa résistance. Pour une décharge
électrostatique typique, ces paramètres sont estimés à : 200 pF, 10 kV et 1 kΩ [CHAR05]. La
Figure I–5 donne l’allure du courant typique d’une décharge électrostatique.
8
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Courant (A)
10
5
1 ns
200 ns
Temps
Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a].
Son temps de montée est de l’ordre de 1 ns et atteint un pic de 10 A. La conséquence d’une
telle décharge peut avoir d’énormes conséquences sur un équipement électronique qui y est
soumis. Une DES peut conduire à la destruction d’un composant comme par exemple des
entrées sorties d’un circuit intégré insuffisamment protégé.
I.2.1.2.
Les communications hertziennes
Nous sommes entourés de nombreux émetteurs radioélectriques. Leur puissance moyenne
d’émission est comprise entre quelques milliwatts et plusieurs mégawatts. Le champ
électrique qu’elle engendre peut excéder 1 V/m localement.
Les communications hertziennes sont une source importante de parasites
électromagnétiques. La plupart des systèmes communicants sans fil émettent et reçoivent des
informations par voie hertzienne. Les bandes de fréquence mises en jeu sont aussi variées que
les applications qui en font usage aujourd’hui. Exemple radar, téléphonie mobile, satellite,
WiFi, WiMax, … Tous ces réseaux travaillent dans des bandes de fréquences très variées,
allant de quelques centaines de mégahertz à plusieurs dizaines de gigahertz. La Figure I–6
montre quelques équipements de réseau de communications hertziennes.
antenne
satellite
antennes
wifi
antennes
GSM
téléphone
mobile
antenne
radar
Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne.
Même si la plupart de ces réseaux sont volontaires et contrôlés, ils sont potentiellement des
sources de perturbation.
I.2.1.3.
Les composants électroniques
Les composants électroniques sont également des sources de perturbations
électromagnétiques. Bien que leur niveau d’émission ne soit pas comparable à celui des
sources précédemment énumérées, leur proximité avec d’autres composants en fait des
9
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
sources de parasites non négligeables. De plus, leur activité interne est toujours plus grande et
les fréquences mises en jeu sont toujours plus hautes. Parmi les circuits intégrés, on peut citer
en particulier les circuits numériques. Le type et les niveaux d’émission des circuits intégrés
dépendent de leur activité interne et de la fonction qu’ils réalisent. Le niveau d’émission d’un
circuit est étroitement lié aux pentes de tension dU/dt et aux pentes de courant dI/dt.
I.2.1.4.
Autres sources de perturbations électromagnétiques
Il existe d’autres sources de perturbations électromagnétiques. Parmi elles, nous pouvons
citer les charges inductives, la foudre ou encore l’impulsion électromagnétique d'origine
nucléaire.
I.2.1.4.1
Les charges inductives
Les charges inductives sont nombreuses : relais, contacteurs, bobines, électrovannes,
moteurs, transformateur, etc. Lorsqu’une telle charge est alimentée, de l’énergie magnétique
est stockée dans la bobine. A l’ouverture du circuit, une surtension apparaît aux bornes de la
bobine. Cela entraîne un rayonnement important du champ qui peut se coupler à d’autre
équipement se trouvant au voisinage.
I.2.1.4.2
La foudre
La foudre est un phénomène naturel de décharge électrostatique disruptive. Elle se produit
lorsque de l'électricité statique s'accumule entre des nuages et la terre. C’est une perturbation
transitoire [DEGA90]. La différence de potentiel électrique entre les deux points peut aller
jusqu'à 100 millions de volts et produit un plasma lors de la décharge, causant une expansion
explosive de l'air par dégagement de chaleur. Elle est assimilable à un générateur de courant
parfait pouvant atteindre plusieurs centaines de kilo ampères. Son temps de montée est de
l’ordre 1 µs. Les fréquences résultantes sont inférieures au mégahertz.
I.2.1.4.3
L’impulsion électromagnétique d'origine nucléaire (IEMN)
L'impulsion électromagnétique d’origine nucléaire (IEMN) est l'un des effets des
explosions nucléaires. C’est une impulsion de très forte amplitude et de courte durée. Son
temps de montée est de quelques nanosecondes et elle peut atteindre une amplitude maximale
de 50 kV/m pendant une durée inférieure à une microseconde. Elle contient des fréquences
allant de 100 kHz à 10 MHz. Avec les niveaux de champ qu’elles produisent, les IEMN sont
capables de brouiller des signaux ou endommager des systèmes électroniques et informatiques.
Dans la suite du chapitre, nous nous intéressons en particulier à l’émission des circuits
intégrés.
I.2.2. Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré
L’effet d’une perturbation EM sur un circuit intégré dépend de sa nature et de sont
amplitude. Des perturbations telles que la foudre ou l’IEMN conduisent le plus souvent à la
destruction des équipements. D’autres perturbations peuvent simplement modifiées le
comportement du composant. Ce document se rapporte plus à ce type de perturbation. Dans
tous les cas, une perturbation emprunte chemin de couplage pour atteindre un composant.
D’un mode de couplage à un autre, les effets d’une même perturbation sur un composant sont
identiques. Dans cette partie, on décrit d’abord les différents modes de couplage et de
propagation d’une perturbation, puis l’effet de cette dernière sur un circuit intégré.
10
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.2.2.1.
Les différents modes de couplage
On appelle couplage le processus par lequel l'énergie du perturbateur atteint la victime.
Chaque fois que l'on parle de courant, de tension ou de champ, on n'oubliera pas qu'il s'agit de
grandeurs électriques variables dans le temps. Le schéma de la Figure I–7 illustre les modes
de couplage couramment rencontrés : le couplage rayonné et le couplage conduit.
Source de la
perturbation
Couplage
rayonné
Appareil 1
Victime de la
perturbation
Appareil 2
Couplage conduit
Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils.
Une perturbation issue d’un appareil 1, considéré comme source de perturbation arrive à un
appareil 2, considéré comme la victime de la perturbation en utilisant un mode conduit ou un
mode rayonné. La résolution des équations de Maxwell [BERT84] est nécessaire afin de
caractériser le couplage par rayonnement. Nous décrivons dans la suite les principaux modes
de couplage d’une perturbation électromagnétique.
I.2.2.1.1
•
Les modes de couplage conduit
le couplage par impédance commune
C’est un couplage de type conduit. Dans un couplage par impédance commune, le
dispositif perturbateur possède une impédance commune avec la victime. Aux bornes de cette
impédance commune se trouve une tension générée par le courant passant dans le perturbateur.
La victime subie cette tension parasite car elle est aussi connectée à cette impédance.
Exemple : deux appareils sont branchés sur le réseau 230V : le perturbateur qui génère des
tensions parasites sur la tension du réseau ; une victime qui utilise la même tension du réseau
récupère aussi les tensions parasites.
Dispositif
perturbateur
Impédance
commune
Dispositif
victime
Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune.
La Figure I–9 illustre le principe du couplage par impédance commune entre deux
dispositifs électriques, l’une étant la source de perturbation et l’autre la victime.
•
le couplage capacitif
C’est un couplage de type conduit. Dans le cas d’un couplage capacitif, il existe sur le
perturbateur une tension susceptible de produire des perturbations. Il existe aussi une capacité
11
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
entre ce conducteur source et un autre, qui est la victime. Par cette capacité, de l'énergie
électrique perturbatrice atteint la victime. On rencontre ce type de couplage dans le
phénomène de diaphonie capacitive. Un conducteur appartenant au circuit perturbateur se
trouve dans le même câble qu'un conducteur appartenant au circuit victime. Ces deux
conducteurs étant proches, il existe une capacité entre eux, responsable du couplage. Le
couplage est d'autant plus élevé que l'impédance du circuit victime est grande, du fait du pont
diviseur de tension constitué de la capacité et de l'impédance de la victime.
Conducteur source
Courant parasite
Capacité de
couplage
Conducteur victime
Figure I–9 : Principe du couplage capacitif.
La Figure I–9 illustre le principe du couplage capacitif entre deux conducteurs électriques.
Une capacité de couplage parasite existe entre les deux conducteurs. La perturbation générée
par l’un est transmise à l’autre par cette capacité.
•
Le couplage inductif
C’est un couplage de type conduit. Dans le cas du couplage inductif, il existe dans le
circuit perturbateur un courant susceptible de produire des perturbations. À proximité de ce
circuit se trouve un circuit victime. Le courant du conducteur du circuit perturbateur produit
autour de lui un champ magnétique. Ce champ magnétique induit un courant parasite dans le
circuit victime. On rencontre ce type de couplage dans le phénomène de diaphonie inductive.
Le conducteur du circuit perturbateur se trouve dans le même câble que le conducteur du
circuit victime, et induit dans ce dernier une tension parasite [BAZZ04]. Plus l'impédance du
circuit victime est faible, plus cette tension induit une énergie perturbatrice importante.
I
Circuit source
Iind
Mutuelle inductance
Circuit victime
surface de boucle : A
Figure I–10 : Principe du couplage inductif.
La Figure I–10 illustre le principe du couplage inductif entre deux circuits électriques. La
perturbation passe de l’un à l’autre par une mutuelle inductance.
12
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.2.2.1.2
•
Les modes de couplage rayonné
Le couplage par champ électrique
C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Le couplage par champ électrique est
aussi appelé couplage champ à fil. C'est un champ électrique incident qui va produire une
perturbation sur une victime. Remarquons qu’il est de même nature que le couplage capacitif,
puisque la capacité de couplage amène des lignes de champ sur la victime. La différence ici,
c'est que le perturbateur est plus éloigné. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on
identifie le champ électrique qui en est issu. Par exemple, le champ électrique impulsionnel
issu d'une bougie d'allumage de moteur atteint l'antenne d'un récepteur autoradio.
•
Le couplage par champ magnétique
C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Il est aussi appelé couplage champ à
boucle. Le champ magnétique issu du perturbateur traverse le circuit victime et induit dans
celui-ci une tension parasite. Remarquons là aussi que ce couplage est de même nature que le
couplage inductif. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on identifie le champ
magnétique qu'il a généré comme étant la perturbation. On rencontre ce type de couplage lors
d'un coup de foudre à proximité de la victime. La tension induite dans la boucle est donc
importante du fait de la variation importante de l'intensité du courant, mais aussi de la rapidité
de la montée de ce courant.
•
Le couplage par champ électromagnétique
C’est un couplage de type rayonné en champ lointain. Souvent, un perturbateur émet à la
fois du champ électrique et du champ magnétique. C'est l'ensemble de ces deux champs qui
atteint la victime. Cependant, même si un perturbateur n'émet au départ qu'un champ
électrique, les équations de Maxwell montrent qu'à une certaine distance de cette source, un
champ magnétique apparaîtra aussi, pour former une onde plane électromagnétique. Il en est
de même si le perturbateur n'émet au départ qu'un champ magnétique. A hautes fréquences,
c’est le mode de couplage le lus courant.
Couplage champ à boucle
Couplage champ à fil
Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique.
La Figure I–11 illustre le principe du couplage par champ électromagnétique, dans un cas
sur une boucle et dans l’autre sur un fil.
I.2.2.2.
Mode de propagation de la perturbation
Lorsqu’une perturbation atteint un équipement, elle peut se propager suivant trois modes :
le mode différentiel, le mode commun ou le mode antenne. Cette partie définit ces différents
modes de propagation d’une perturbation électromagnétique.
13
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.2.2.2.1
Mode différentiel
Considérons deux conducteurs reliés à un équipement électrique ou électronique. On dit
qu'une tension est appliquée en mode symétrique (ou différentiel) à cet équipement si une
tension est présente entre ces deux conducteurs. Par exemple, la tension d'alimentation du
secteur est appliquée en mode différentiel. Ou bien encore la tension présente sur une paire de
fils téléphoniques. Si on considère le câble constitué par l'ensemble des deux conducteurs, la
somme algébrique des courants dans ce câble est nulle, puisqu'il y a un courant « aller » dans
le premier conducteur, et un courant « retour » de même intensité, mais opposé, dans le
second conducteur. Pour éviter les problèmes de CEM, il suffit que les deux conducteurs
soient suffisamment proches, cela évite de créer une boucle de surface trop grande.
Conducteur aller
IMD
UMD
Conducteur retour
Equipement
IMD
Figure I–12 : Transmission d’un signal en mode différentiel (MD).
I.2.2.2.2
Mode commun
La propagation d'une perturbation en mode commun est considérée comme le principal
problème de la CEM.
Considérons un câble constitué de plusieurs conducteurs, connecté à un équipement
électrique ou électronique. Un champ électromagnétique extérieur induit un courant parasite
dans l'ensemble des conducteurs de ce câble. Les courants induits sont en phase dans tous les
conducteurs du câble. Il n'y a aucun conducteur de retour de ce courant dans le câble. Etant
donné qu’un courant parcourt un circuit fermé. Le chemin de retour de ce courant risque
d’être extérieur au câble, à savoir :
•
d'autres câbles de l'appareil, s'ils en existent.
•
un conducteur de « terre », s'il en existe.
•
la capacité entre l'appareil et la « terre ».
Ce courant est dit « de mode commun ». Dans les systèmes complexes, on trouve souvent
un plan de masse commun aux différents appareils. On peut dans ce cas réduire les
perturbations de mode commun en maintenant les câbles d'entrée le plus près possible du plan
de masse du système, afin de réduire la surface de la boucle de mode commun.
Conducteur aller
IMC
Equipement
Conducteur retour
IMC
IMC
UMC
Figure I–13 : Transmission d’un signal en mode commun (MC).
14
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.2.2.2.3
Mode antenne
Le mode de propagation antenne [WILL99] est principalement rencontré dans les systèmes
de transport : par exemple un avion traversant un champ radar. Dans ce mode, tous les
courants circulent dans le même sens, aussi bien les courants allers que retours. Ce mode ne
génère pas de problèmes particuliers, excepté si ces courants sont transformés en courant de
mode différentiel ou en courant de mode commun par des variations d’impédance de
différents chemins de courant.
I.2.2.3.
Effet de la perturbation
Dans le but d’étudier l’immunité des circuits intégrés vis-à-vis d’une perturbation
électromagnétique, il est d’abord nécessaire de bien comprendre l’impact des perturbations
sur les différents types de composants. Dans cette partie, nous nous intéressons aux
conséquences des perturbations électromagnétiques sur un circuit intégré en fonctionnement.
Les réactions des circuits numériques et analogiques diffèrent légèrement [SICA02]. D’abord
nous nous intéressons aux circuits intégrés numériques et ensuite aux circuits analogiques.
I.2.2.3.1
Circuits numériques
Trois principales conséquences sont répertoriées sur l’impact d’une perturbation
électromagnétique sur un circuit intégré numérique :
•
Le problème de marge d’immunité en tension des entrées. Lorsque la tension
d’alimentation diminue, ce qui correspond à la tendance actuelle, les seuils de
commutation aussi diminuent et par conséquent les marges de bruit en entrée sont plus
faibles voire nulles. Par conséquent, la perception d'une perturbation peut se traduire par
une inversion du niveau de référence.
Tension crête d’une
impulsion (V)
2.5
Seuil typique
2
Basculement garanti
1.5
1.2
1
0.7
0.5
0.35
Non-basculement garanti
0
0.3
1
3
10
30
Durée de
l’impulsion (ns)
Figure I–14 : Exemple de marge dynamique d’une entrée logique CMOS rapide.
•
Le problème d’immunité des sorties en courant. Du fait de sa faible impédance, la sortie
d’un composant élémentaire peut être perturbée par l’injection d’un courant parasite d’une
amplitude de l’ordre de dix milliampères. Cela peut se traduire par un changement d’état
de cette sortie.
15
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Signal
perturbateur
RS
I
Figure I–15 : Principe de perturbation d’une sortie numérique.
•
Le Phénomène de latchup. Le phénomène décrit par A. Charoy [CHAR92] est bien connu.
Il s’agit d’un type particulier de court-circuit pouvant se produire dans une puce. Il est dû
à la mise en conduction involontaire d’une succession de jonction PNPN formant un
thyristor parasite entre l’alimentation et la masse. C’est le déclenchement de ce thyristor
qui court-circuite l’alimentation et la masse.
VDD
VDD
P
N
P'
N'
Figure I–16 : Schéma du thyristor parasite à l'origine du latchup.
En fonction de sa puissance, une perturbation électromagnétique peut tout simplement
entraîner la destruction d’un composant.
I.2.2.3.2
Circuit analogique
Dans un circuit intégré analogique, les conséquences d’une perturbation
électromagnétiques ne sont pas les même lorsque cette perturbation est dans ou en dehors de
la bande de fonctionnement de ce circuit. Une perturbation injectée dans la bande de
fonctionnement d'un circuit est susceptible de créer un dysfonctionnement, même si sa
puissance est faible. La perturbation se superpose au signal utile (Figure I–17). Cela se traduit
par la création de tensions d’offset. Dans l’exemple d’un capteur de température, S. Baffreau
montre que le traitement du système est erroné à cause des données en entrée [BAFF02]. On
peut également mentionner la fluctuation du courant d’alimentation des composants
[OHAR01]. Les convertisseurs numérique/analogique (analogique/numérique) par exemple y
sont très sensibles. De même que certains amplificateurs opérationnels [BAUD98] [FIOR00].
16
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Signal parasite
Signal de sortie
Circuit
analogique
Signal utile
Figure I–17 : Superposition de deux signaux.
Lorsqu’une perturbation est en-dehors de la bande de fonctionnement du circuit intégré, il
faut une puissance nettement plus élevée pour arriver à induire la même perturbation que si
elle était dans la bande du circuit. Lorsque le signal de perturbation a une fréquence très
grande devant la fréquence maximale du signal utile, il se produit un phénomène dit de
détection d’enveloppe (Figure I–17).
Signal de sortie
Signal parasite
modulé en amplitude
Circuit
analogique
Figure I–18 : Détection de l’enveloppe d’un signal.
I.3. Techniques de caractérisation de l’émission et de
l’immunité des composants
Dans cette partie, nous détaillons les techniques utilisées pour caractériser l’émission et
l’immunité des circuits intégrés. Dans un premier temps, nous décrivons les méthodes
conduites et rayonnées pour la caractérisation de l’émission. Ensuite, nous développons les
méthodes conduites et rayonnées pour la caractérisation de l’immunité.
I.3.1. Techniques de caractérisation de l’émission des circuits
intégrés
Il existe différentes techniques d’évaluation de l’émission d’un circuit intégré. Elles se
divisent en deux groupes : les méthodes conduites et les méthodes rayonnées. La norme
IEC 61967-1 [IEC6102a] décrit les conditions communes à toutes les méthodes conduites et
rayonnées d'évaluation de l’émission d’un composant. Celles-ci incluent les états de mesure,
l'équipement d'essai, l'installation d'essai générale et les méthodes de mesures. Une grande
partie de cette norme couvre la description des bancs d'essais du circuit intégré. Lors du
montage des manipulations, des cartes de test spécifiques sont exigées dans le but
d’harmoniser les résultats de mesures entre différents utilisateurs.
17
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.3.1.1.
Méthodes de mesure conduite
Parmi les méthodes de mesure d'émission conduite, nous pouvons citer la méthode 1 Ω150 Ω, la méthode de la cage de Faraday et la méthode de la sonde magnétique. Chacune de
ces méthodes est décrite dans cette partie.
I.3.1.1.1
Méthode 1 Ω-150 Ω
La norme IEC 61967-4 [IEC6106] définit une méthode pour caractériser les émissions
électromagnétiques conduites dans un circuit intégré en mesurant le courant dans le fil de
masse (par mesure de tension aux bornes d’une résistance 1 Ω). Cette méthode permet aussi
de mesurer la tension sur les entrées/sorties du composant au moyen d'une résistance de
150 Ω. Elle est applicable de 1 MHz à 1 GHz. Elle permet la mesure de faibles émissions et
son coût est modéré. En revanche, elle nécessite l’utilisation de composants passifs et présente
un couplage capacitif important.
I.3.1.1.2
Méthode de la cage de Faraday (WBFC)
Cette méthode de mesure des émissions électromagnétiques conduites est définie par l’IEC
sous la référence 61967-5 [IEC6103]. Elle permet de mesurer l’émission conduite en mode
commun du câble connecté au CST qui doit être placé à l'intérieur du WBFC (WorkBench
Faraday Cage). Les signaux de puissance injectés dans le CST sont filtrés et reliés aux
bobines du mode commun. Le bruit conduit est mesuré aux endroits indiqués des composants
décrits par la norme. Cette méthode est valable de 150 kHz à 1 GHz. Elle présente une bonne
isolation du circuit sous test mais peut provoquer des résonances. De plus, le résultat obtenu
avec cette méthode dépend du design du PCB.
I.3.1.1.3
Méthode de la sonde magnétique
Cette méthode permet de calculer les émissions conduites d'une broche du composant en
utilisant une sonde de champ magnétique [IEC6108b]. Le dispositif de mesure est constitué
d’une sonde de 20 mm de diamètre, comportant un écran électrostatique pour s’affranchir du
champ électrique. Il balaye la surface du circuit afin de détecter les zones d’émission. Cette
méthode, moins précise que les autres, a surtout pour but de localiser les parties les plus
émissives du circuit afin d’aider les concepteurs. Cette technique permet de mesurer des
signaux dont les fréquences sont comprises entre 1 MHz et 1 GHz. Du fait de son apparence,
elle est souvent confondue avec celle de la cartographie champ proche qui est normalisée
comme une méthode rayonnée.
La figure ci-dessous décrit les méthodes de mesure de l’émission conduite des circuits
intégrés que nous avons citées plus haut.
1Ω/150Ω (IEC 61967-4)
WBFC (IEC 61967-5)
Sonde de champ magnétique
(IEC 61967-6)
Figure I–19 : Description des techniques conduites utilisées pour
la caractérisation de l’émission des composants.
18
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.3.1.2.
Méthodes de mesure rayonnée
Parmi les méthodes de mesure d'émission rayonnée, nous pouvons citer la chambre à
brassage de mode, la méthode de la cellule TEM, de la cellule GTEM, la IC-stripline et la
méthode champ proche. Dans cette partie, nous décrivons les méthodes de mesure rayonnées.
I.3.1.2.1
Chambre à brassage de mode
La chambre est une cavité surdimensionnée par rapport à la longueur d'onde. La
perturbation des modes propres de cette cavité conduit à un champ statistiquement homogène
et isotrope dans l’enceinte de la chambre. Cette méthode de caractérisation est valide pour des
fréquences supérieures à 100 MHz. Elle permet de faire des mesures en un minimum de
temps. En chambre à brassage de modes, une puissance injectée modeste suffit à produire un
champ important. Elle permet également de réaliser des mesures reproductibles.
I.3.1.2.2
Méthodes des cellules TEM et GTEM
La norme IEC 61967-2 [IEC6105a] indique comment mesurer les émissions rayonnées en
utilisant une cellule TEM (Transverse ElectroMagnetic). Les mesures en cellule TEM
reposent sur le principe d’une ligne de transmission constituée de deux plans de masse
intercalés par un conducteur central appelé septum qui collecte le rayonnement du composant
sous test. Au sein de cette cellule règne un champ électromagnétique uniforme. Sa
propagation s’effectue selon un mode TEM, tant que la demi-longueur d’onde reste supérieure
aux dimensions transversales de la cellule [RAMD04]. La carte comportant le composant sous
test est de dimension 101 x 101 mm. A l’aide d’une cellule TEM, on peut caractériser des
signaux dont la fréquence va de 1 MHz à 1 GHz.
La méthode de la cellule GTEM est une extension de la méthode de la cellule TEM pour
une utilisation à plus hautes fréquences (jusqu'à 18GHz). La cellule est plus optimisée.
I.3.1.2.3
IC-Stripline
La méthode dite de la IC-Stripline est proposée par Korber [KORB07]. Elle permet
d'effectuer la mesure d’émission des composants en mode rayonné. Cette méthode est une
évolution d’une ligne micro ruban, issue de la directive 95/54/EC du secteur automobile
appliquée aux circuits intégrés. La mise en œuvre de cette méthode est illustrée par la Figure
I–20. La IC-Stripline est directement implémentée au-dessus du composant à tester. Ce
dernier est monté sur une carte au format de la cellule TEM (101 x 101 mm). Cette technique
permet de caractériser les signaux allant de 150 kHz à 3 GHz. Elle permet des injections avec
des puissances injectées raisonnables et présente un encombrement très réduit.
I.3.1.2.4
Méthode de champ proche
La méthode de mesure champ proche [IEC6105b] permet de réaliser une mesure de
l'émission électromagnétique rayonnée d'un circuit intégré en balayant sa surface. Elle est
repose sur l’utilisation de sonde de champ proche. Afin de mesurer toutes les composantes du
champ rayonné, il faut employer une grande variété de sondes, notamment des sondes de
champ électrique et des sondes de champ magnétique. Le déplacement de la sonde est assuré
par un bras motorisé comportant trois axes de translations x, y et z ainsi que deux rotations
selon x et y afin de tracer avec précision et souplesse la cartographie complète du champ
rayonné par le dispositif sous test. Cette méthode de mesure permet d’étudier l’activité interne
d’un circuit intégré.
Des versions plus simples du banc de mesure de l’émission champ proche existent.
Certaines comportent uniquement deux axes de translations.
19
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
La figure ci-dessous décrit les méthodes de mesure rayonnées de l’émission des circuits
intégrés que nous avons citées plus haut.
Chambre à brassage de mode
(IEC 61967-7)
GTEM cell (IEC 61967-2)
TEM cell (IEC 61967-2)
IC-Stripline (IEC 61967-8)
Champ proche (IEC 61967-3)
Figure I–20 : Description des techniques utilisées pour
la caractérisation de l’émission rayonnée des composants.
Pour mieux comparer les techniques de mesure de l'émission parasite des circuits intégrés,
un tableau récapitulatif a été dressé (Tableau I–1)
Méthode
Nature
Fréquence
Référence
Avantage
Inconvénient
1 Ω/150 Ω
Conduit
1 MHz – 1
GHz
IEC 61967-4
- mesure de faibles
émissions
- Coût modéré
Cage de
Faraday
Conduit
150 kHz – 1
GHz
IEC 61967-5
- Isolation du circuit
sous tes
- Utilisation de
composants passifs
- couplage capacitif
- Résonances possibles
- Dépendance du design
du PCB
sonde
magnétique
Conduit
150 kHz – 1
GHz
IEC 61967-6
Chambre à
brassage de
modes
Rayonné
>100 MHz
IEC 61967-7
New proposal
TEM
Rayonné
1 MHz – 1
GHz
IEC 61967-2
GTEM
Rayonné
1 MHz – 18
GHz
-
IC-Stripline
Rayonné
150 kHz – 3
GHz
IEC 61967-8
New proposal
Cartographie
champ proche
Rayonné
150 kHz – 1
GHz
IEC 61967-3
Spécifications
techniques
- Localisation des
sources de
perturbation
- Rapidité
- Reproductibilité
- Champs
importants pour des
puissances
injectées modestes
- Coût faible
- Espace réduit
- Puissance injectée
modérée
- Coût faible
- Espace réduit
- Puissance injectée
modérée
- Puissance injectée
modérée
- Encombrement
réduit
- Localisation des
sources de
perturbation
- Faible couplage
- Fréq. > 100 MHz
- Signaux pulsés non
utilisables
- Peu représentatif des
champs ouverts
- Faible couplage champ
puce du fait du domaine
de fréquence
- Faible couplage champ
puce du fait de
l'éloignement et du non
parallélisme entre la puce
et le septum
- Format de carte
spécifique
- Faible couplage
Tableau I–1. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de l’émission des
composants.
20
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.3.2. Méthode de mesure de l’immunité des circuits intégrés
Comme pour la mesure de l’émission des circuits intégrés, les techniques de mesure de
susceptibilité des composants se rangent en deux grandes catégories : les méthodes conduites
et les méthodes rayonnées. Les méthodes conduites présentent l’avantage de nécessiter peu de
puissance injectée par rapport aux méthodes rayonnées pour induire la même perturbation.
Cependant, elles sont limitées en fréquence. De plus, dans le cas des méthodes conduites, la
perturbation est généralement injectée localement sur une broche du circuit. Les méthodes
rayonnées permettent d’injecter la perturbation soit sur l’ensemble du circuit intégré, soit sur
une zone bien déterminée. Elles permettent des mesures à des fréquences plus élevées. Dans
les deux cas, la connaissance du chemin de propagation de la perturbation injectée reste
difficile à maîtriser.
Pour évaluer l'immunité des circuits intégrés aux agressions électromagnétiques rayonnées
et conduites, il existe également différentes normes IEC référencées sous le numéro 62132
[IEC6206a]. Dans la suite de cette partie, on décrit les différentes méthodes de mesure
utilisées pour caractériser l’immunité des circuits intégrés.
I.3.2.1.
Méthodes de mesure conduites
Différentes méthodes de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés existent. Parmi
celles-ci, nous pouvons citer la méthode Direct Power Injection (DPI), la méthode Bulk
Current Injection (BCI) et la méthode de la cage de Faraday. Cette partie présente ces
différentes méthodes.
I.3.2.1.1
Injection directe de puissance (DPI)
La norme IEC 62132-4 [IEC6206b] définit une méthode d’évaluation de l'immunité des
circuits intégrés au champ électromagnétique. C’est une méthode conduite. En utilisant cette
méthode, on injecte directement le signal de perturbation en utilisant un couplage capacitif. Le
signal d’injection est de type sinusoïdal, sa fréquence varie de 150 kHz à 1 GHz. La fréquence
du signal d’injection peut être étendue à 10 GHz. C’est une méthode simple et peu coûteuse.
I.3.2.1.2
Boucle d’injection de courant (BCI)
La norme IEC 62132-3 [IEC6207] décrit la méthode de mesure BCI. Cette méthode est
utilisée pour évaluer l'immunité des composants aux champs électromagnétiques au moyen
d'un couplage inductif. Pour réaliser cette mesure, une sonde de courant est insérée autour
d'un câble, lui-même connecté aux broches du boîtier du composant sous test. Le signal
perturbateur est injecté par la sonde et induit un courant parasite dans le câble puis le CST. Le
signal agresseur est généralement un signal sinusoïdal dont la fréquence varie ente 10 KHz et
1 GHz.
I.3.2.1.3
La cage de Faraday (WBFC)
La norme IEC 62132-5 [IEC6205] est la méthode de mesure d’immunité des circuits
intégrés utilisant la cage de Faraday. La WBFC (ou Workbench Faraday Cage) définit une
méthode d’évaluation de l'immunité d'un composant aux perturbations électromagnétiques de
mode commun. Cette méthode est proposée pour la bande de fréquence 150 KHz-1 GHz. Le
dispositif sous test est placé à l’intérieur de la cage de Faraday. Le signal perturbateur est
injecté vers le CST via une impédance de 150 Ω.
La figure ci-dessous illustre les méthodes de mesure d’immunité conduites des circuits
intégrés que nous avons citées plus haut.
21
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
DPI (IEC 62132-4)
BCI (IEC 62132-3)
WBFC (IEC 62132-5)
Figure I–21 : Description des techniques conduites utilisées pour
la caractérisation de l’immunité des composants.
I.3.2.2.
Méthodes de mesure rayonnées
Parmi les méthodes de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés, nous pouvons
citer les cellules TEM et GTEM, le Local Injection Horn Antenna (LIHA), la chambre à
brassage de modes, la IC-Stripline et la cartographie champ proche. Ces méthodes sont
décrites ci-dessous.
I.3.2.2.1
Cellule TEM et GTEM
La norme IEC 62132-2 [IEC6201] définit une manière de mesurer l'immunité rayonnée
d'un circuit intégré. Pour tester un C.I en utilisant cette méthode, il faut monter le dispositif
sous test sur le support dédié de la cellule, au-dessus ou au-dessous selon les différentes
cellules TEM ou GTEM. Une source de signal est branchée sur une entrée de la cellule,
l’autre entrée est chargée sur 50 Ω. La fréquence du signal de perturbation va de 1 MHz à
1 GHz. Ensuite, il s’agit de tester le composant dans au moins deux orientations pour assurer
l'exposition complète au champ électrique produit.
La méthode de la cellule GTEM est une extension de la cellule TEM pour des signaux dont
la fréquence va jusqu’à 18 GHz.
I.3.2.2.2
LIHA
La méthode de mesure LIHA [LAMO05] permet de générer une perturbation
électromagnétique de très forte amplitude sur l’ensemble du composant sous test. Le
composant sous test doit être implanté sur une carte spécifique permettant de connecter
l'enveloppe extérieure du LIHA à la masse de la carte. C’est une méthode de caractérisation
de l’immunité des circuits intégrés en cours de normalisation. Cette méthode est utilisable de
1 MHz à 10 GHz. Elle nécessite une puissance injectée modérée pour induire une perturbation.
Par contre, elle oblige à connecter la cloche au plan de masse, entraînant une conception de
carte spécifique.
I.3.2.2.3
Chambre à brassage de mode
La chambre à brassage de mode est une cavité surdimensionnée par rapport à la longueur
d'onde. La perturbation des modes propres de cette cavité conduit à un champ statistiquement
homogène et isotrope dans cette enceinte. C’est une méthode de caractérisation de l’immunité
des circuits intégrés qui nécessite d'isoler le composant sous test d'une façon similaire à celle
de la cellule TEM. Elle est valide lorsque la fréquence est supérieure à 100 MHz. Elle permet
de faire des mesures reproductibles en peu de temps. Elle nécessite une puissance modeste
pour une perturbation. Cependant, elle est peu représentative des champs ouverts.
22
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.3.2.2.4
IC-stripline
La IC-Stripline permet d'effectuer la mesure de susceptibilité des composants en mode
rayonné. La IC-Stripline est directement implémentée au-dessus du composant à tester. La
proximité entre la ligne et le composant permet d’injecter, plus facilement qu’avec une cellule
TEM, la puissance dans le dispositif sous test. Sa fréquence d’utilisation va de 150 kHz à
3 GHz. La puissance du signal nécessaire pour induire une perturbation est modérée. Mais
elle impose un format de carte spécifique.
I.3.2.2.5
Cartographie champ proche
La méthode en cours de normalisation sous la référence IEC 62132-9 [BOYE07] décrit la
technique de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés par cartographie champ
proche. L’utilisation des sondes de champ proche permet de générer une perturbation
électromagnétique en un point du composant sous test. Le déplacement de la sonde permet
d’agresser localement l’ensemble du composant.
La figure ci-dessous présente les méthodes de mesure rayonnées d’immunité des circuits
intégrés que nous avons citées plus haut.
Chambre à brassage de mode
(IEC 62132-7)
IC-Stripline (IEC 62132-8)
GTEM cell (IEC 62132-2)
LIHA (IEC 62132-6)
Champ proche (IEC 62132-9)
Figure I–22 : Description des techniques rayonnées utilisées pour
la caractérisation de l’immunité des composants.
Le tableau ci-dessous résume les caractéristiques des méthodes de mesure de susceptibilité
des composants, de même que leurs avantages et inconvénients.
23
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Méthode
Nature
Fréquence
Référence
Avantage
Inconvénient
- Impédance variable en
fonction de la capacité de
couplage
- Nécessite une cage de
Faraday
- Limitation en fréquence
- Forte puissance d’injection
nécessaire
- Faible couplage du aux pertes
magnétiques
DPI
Conduit
150 kHz – 1
GHz
IEC 62132-4
- Puissance d’injection
faible
- Coût modéré
BCI
Conduit
1 MHz – 1
MHz
IEC 62132-3
- Injection sur plusieurs
broches
Cage de
Faraday WBFC
Conduit
1 MHz – 1
GHz
IEC 62132-5
TEM
Rayonné
1 MHz – 1
GHz
IEC 62132-2
GTEM
Rayonné
1 MHz – 18
GHz
-
LIHA
Rayonné
en champ
proche
1 MHz – 10
GHz
IEC 62132-6
new proposal
Chambre à
brassage de
modes
Rayonné
>100 MHz
IEC 62132-7
new proposal
IC-stripline
Rayonné
150 kHz – 3
GHz
IEC 62132-8
new proposal
Sonde champ
proche
Rayonné
en champ
proche
150 kHz – 1
GHz
IEC 62132-9
new proposal
- Puissance d’injection
faible
- Coût modéré
- Coût faible
- Espace réduit
- Puissance injectée
modérée
- Coût faible
- Espace réduit
- Puissance injectée
modérée
- Puissance injectée
modérée
- Rapidité
- Reproductibilité
- Champs importants
pour des puissances
injectées modestes
- Puissance injectée
modérée
- Encombrement réduit
- Injection de la
perturbation localisée
- Dépendance du design du
PCB
- Faible couplage champ puce
du fait du domaine de
fréquence
- Faible couplage champ puce
du fait de l'éloignement et du
non parallélisme entre la puce
et le septum
- Nécessité de connecter la
cloche au plan de masse
(design de carte spécifique)
- Fréq. > 100 MHz
- Signaux pulsés non utilisables
- Peu représentatif des champs
ouverts
- Format de carte spécifique
- Forte puissance d’injection
nécessaire
Tableau I–2. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de susceptibilité des
composants.
I.4. Modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits
intégrés
Dans cette partie, on s’intéresse à la modélisation du comportement CEM des circuits
intégrés. Dans un premier temps on décrit l’intérêt d’un modèle CEM. Ensuite on présente les
différents standards de modélisation des circuits intégrés.
I.4.1. Intérêt d’un modèle CEM
Les contraintes CEM sont prises en comptes de plus en plus tôt dans les phases de
conception des circuits. En effet, dans les années 90, la validation CEM d’un circuit intégré ne
se faisait qu’après fabrication, et uniquement par la mesure. Le non respect des critères CEM
était la 3e cause de redesign. Afin de réduire le coût et le temps de conception, la prédiction
du niveau de bruit généré par les CIs doit être intégrée dès les phases de conception. C’est
ainsi que le développement de modèles de prédiction est devenu incontournable.
Actuellement, les fabricants disposent d’outils et de flots de simulation permettant de prédire
l’amplitude des commutations simultanées à partir d’informations sur le placement des blocs
de la puce et des netlists au niveau transistor. Ces informations servent à estimer les appels de
courant et les parasites introduits par les interconnexions [CHEN98] [CUI05] [AJAM03]. Il
est ainsi possible de vérifier lors des phases de conception si les circuits respectent les marges
24
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
de bruit requises. La Figure I–23 compare un flot de conception sans prise en compte des
aspects CEM lors des phases de design et un flot qui les prend en compte.
FABRICATION
CONCEPTION
CONCEPTION
Version 1
Version n
Version n
Spécifications
Spécifications
Règles de
conception
Formations
Outils
Règles de
conception
Conception
architecturale
Conception
architecturale
Layout &
placement routage
Mesures CEM
conformes?
NON
OUI
Modèles
Layout et
placement routage
Règles de
conception
Simulation CEM
conforme?
Modèles
+ 6 months
+ €€€€€€€€
FABRICATION
NON
OUI
Conforme à la
CEM
Validation CEM
Flot de simulation obsolète
Flot de simulation visé
Figure I–23 : Stratégie de prise en compte de la CEM dans le flot de conception d’un CI [BEND06]
Cependant, l’émission électromagnétique ne concerne pas seulement les circuits intégrés,
mais aussi le système complet qui peut englober plusieurs circuits. Certains domaines comme
l’automobile et l’aéronautique sont soumis à des contraintes très strictes du point de vue CEM.
Pour prendre en compte l’émission des circuits intégrés dans l’émission globale d’un système
et tester l’effet de techniques de réduction du bruit, les équipementiers exigent des fondeurs
des modèles d’émission conduit et rayonné de leurs composants. Pour cela, les fondeurs
doivent effectuer un choix et fournir au client un modèle qui :
•
respecte la confidentialité, interdisant l’emploi de modèles au niveau transistor, de
schématiques complètes des circuits ;
•
est rapide à simuler, ce qui oblige à réduire la complexité des modèles ;
•
compatible avec les outils standards tels que SPICE et VHDL-AMS [PERD04].
Pour répondre à ce problème, une approche intéressante consiste à utiliser des modèles
simplifiés qu’on appelle macro-modèles d’émission. Les paramètres de ce type de modèles
sont obtenus lors des phases de simulation et peuvent être réajustés avec des mesures. La
Figure I–24 illustre l’idée générale des macro-modèles.
Schéma complet de la fonction
Macro-modèle fourni au client
Rp
Lp
In
Out
Cp
Vue de la puce
Figure I–24 : Description du principe d’un macro-modèle.
25
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Ils consistent à remplacer les netlists au niveau transistor décrivant les circuits par quelques
éléments simples et le plus souvent passifs. Ces simplifications requièrent néanmoins
certaines approximations.
Nous allons à présent décrire les standards de modélisation utilisés pour effectuer ce type
de modélisation des composants aussi bien pour l’émission que pour l’immunité.
I.4.2. Standard de modélisation en CEM des composants
La modélisation complète de la puce permet de réaliser avec tous les détails le modèle de
la puce. C’est le modèle le plus précis que l’on peut produire. Cependant, sa construction
demande beaucoup de temps, et du fait de sa complexité, il est long à simuler. De plus, il
contient toutes les informations de design de la puce. Ce modèle n’est donc pas un bon
candidat pour la confidentialité. Pour y remédier, plusieurs standards ont été développés. Dans
cette partie, nous allons détailler les avantages et les inconvénients de chacun d’eux.
I.4.2.1.
Modèle IBIS
Le modèle IBIS (Input/output Buffer Information Specification) [IBIS01] a été à l’origine
développé par INTEL dans les années 90. Il s’agit d’un modèle comportemental qui tient
compte de l’effet des buffers d’entrée sortie (E/S) des circuits et des boîtiers sur l’allure du
signal sans passer par un modèle de transistor [TEHR96]. La modélisation IBIS permet de
donner une vision simplifiée mais suffisamment précise d’une E/S pour réaliser des
simulations rapides d’intégrité de signal sans avoir à divulguer d'information sur la structure
interne de l’E/S. La Figure I–25 décrit la structure du modèle IBIS d’une sortie.
Puce
Pullup
Power
Clamp
Pulldown
Ground
Clamp
Boîtier
R_pack
C_comp
L_pack
C_pack
Schéma IBIS d’une sortie
Figure I–25 : Structure générale d’un modèle IBIS
L’E/S est représentée par deux transistors appelés Pullup et Pulldown, un étage de
protection ESD composé de deux diodes appelées Power clamp (IPC) et Ground clamp (IGC),
suivi par un modèle RLC représentant le boîtier. La description du modèle est contenue dans
un fichier standard et formaté contenant les informations suivantes, obtenues par mesure ou
simulation :
•
Des informations générales sur le circuit.
•
Le modèle électrique du boîtier.
•
La liste des pins ou pin-out, ainsi que les modèles des composants rattachés à chaque pin.
26
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
•
Les modèles des différents composants, décrits à l’aide de tables (par exemple, les
caractéristiques I(V) des diodes de protection).
•
Les tables décrivant les formes de tension liées aux transitions logiques (par exemple pour
décrire la montée d’un signal de sortie).
Cependant, la modélisation IBIS ne permet de prendre en compte le bruit véhiculé sur les
rails d’alimentation dû au bruit de commutation simultanée, puisqu’il n’intègre pas de
modèles de rails d’alimentation. Par conséquent, le modèle IBIS est destiné uniquement aux
simulations d’intégrité de signal. De plus, pour des simulations très hautes fréquences, il est
nécessaire de disposer de modèles plus complexes que ceux fournis par IBIS. Néanmoins,
IBIS reste un standard ouvert, qui intègre des données supplémentaires à chaque nouvelle
version. On peut citer par exemple le fait que des appels à des sous-modèles ont été ajoutés au
format IBIS, permettant d’attacher au fichier des modèles de circuits extérieurs.
I.4.2.2.
Modèle LEECS
Le modèle LEECS (Linear Equivalent Circuit and Current-Source) est un macro-modèle
destiné à la simulation de l’émission conduite et à la susceptibilité des circuits digitaux et des
circuits imprimés (PCB). Comme son nom l’indique, ce modèle consiste en un circuit linéaire
équivalent de type RLC ou Z(f) représentant l’impédance interne du circuit, et une source de
courant équivalente, qui représente l’activité interne du circuit. Deux types de modèles
LEECS ont été développés : le modèle LEECS-core [TAKA99] modélisant le bruit induit par
l’activité du cœur digital d’un circuit, et le modèle LEECS-IO [OSAK03] modélisant le bruit
généré par les entrées sorties. Ces modèles sont décrits uniquement dans le domaine
fréquentiel. Même s’il n’est pas possible de réaliser de simulations temporelles, il est
néanmoins possible de tester l’effet de capacité de découplage sur le spectre d’émission. La
Figure I–26 décrit les structures du modèle LEECS.
Z_int
CI + Boîtier
Z_p
Z_out
I_int
Z_int
Z_n
Schéma LEECS-core
C_load
Schéma LEECS-IO
Figure I–26 : Modèles LEECS-core et LEECS-IO
I.4.2.3.
Modèle IMIC
Le modèle IMIC [JEIT01] (I/O Interface Model for Integrated Circuits) est défini par la
JEITA (Japan Electronics and information Technologie industries associations) et publié en
mars 2001. Il est censé remédier à certains inconvénients du modèle IBIS (Figure I–27). Les
deux principaux compléments à ce dernier sont :
•
La présence de réseaux RL dans les rails d’alimentation en série avec les transistors de
sortie.
27
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
•
La possibilité de définir des modèles de formes d’onde pour les commandes des
transistors de sortie. Néanmoins, ces modèles sont uniquement exprimés sous forme PWL
(Piece-Wise Linear) indépendamment de l’activité.
Boîtier
CI
Input Signal
Signal Pin
Buffer
Ground Pin
Signal Pin
Buffer
Input Signal
Figure I–27 : Modèle IMIC selon le site officiel du JEITA
Le principal avantage du modèle IMIC est la prise en compte de l’influence mutuelle des
entrées/sorties et des rails d’alimentation. Cependant, l’influence directe de l’activité interne
du circuit intégré sur les rails d’alimentation n’est toujours pas prise en compte. En effet, il
n’offre aucun moyen de spécifier de générateurs de courant internes Cependant, bien souvent
l'activité interne qui se trouve être la principale source de perturbations conduites sur une
carte, en particulier au niveau de l'étendue spectrale.
I.4.2.4.
Modèle ICEM
Le modèle ICEM (Integrated Circuit Emission Model) [ICEM06] est pour la première fois
proposé par Chen Xi en 2000 [CHEN00]. Ce modèle est dédié à la simulation de l’émission
conduite et rayonnée due à l’activité interne des circuits. Il peut également servir à l’analyse
d’auto-susceptibilité ou d’immunité interne [CHEN00] [CALV03]. L’un des avantages du
modèle ICEM est de représenter électriquement la façon dont se propage le bruit à travers ou
en dehors du circuit. Il permet ainsi de simuler son comportement CEM global.
Pour établir le modèle, différentes données sont nécessaires. Elles peuvent être extraites
directement du layout du circuit par le fondeur, obtenues par l'intermédiaire de mesures ou
simulations, ou bien fournies par des fichiers de type IBIS. La Figure I–28 présente la
structure d’un modèle ICEM.
28
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Figure I–28 : Description d’un modèle ICEM donné par ICEM-CE
•
External Terminal (ET) : cet élément permet de connecter les blocs du modèles avec
l’environnement externe du C.I
•
Internal Terminal (IT) : cet élément permet de connecter les autres blocs du modèle
ICEM (PDN, IBC et IA) entre eux.
•
Passive Distribution Network (PDN) : ce bloc décrit une structure d'impédance à travers
un ou plusieurs plot.
•
Internal Activity (IA) : ce bloc décrit l'activité du C.I en utilisant une source de courant
ou de tension. Cette description peut être exprimée dans le domaine temporel ou
fréquentiel.
•
Inter-Block coupling (IBC) : ce bloc décrit le couplage entre deux alimentations.
A la base de l’architecture du modèle ICEM, on trouve le bloc ICEM. Chaque bloc ICEM
représente l’activité d’un bloc du circuit. Chaque bloc ICEM est interconnecté à d’autres
blocs par l’intermédiaire de chemin de couplage ou Inter Bloc Coupling (IBC), ou bien vers
l’extérieur du circuit. Chaque bloc ICEM est composé de :
•
L’activité interne ou internal activity (IA) : ce composant décrit l’activité interne du
circuit en termes de courant. La norme ICEM n’impose pas de façon pour modéliser
l’activité interne. On peut aussi bien la représenter par une source triangulaire que par une
source du type PWL.
•
Le réseau de distribution passif ou Passive Distribution Network (PDN) : ce composant
représente l’impédance vue entre 2 terminaux, par exemple entre l’alimentation Vdd et la
masse Vss. De même, son format est laissé libre par la norme ICEM. Il peut s’agir
d’éléments passifs localisés, de boîtes « noires » contenant des paramètres S, ou
d’éléments distribués comme des lignes de transmission. La façon de modéliser le PDN
dépend de la fréquence limite de validité du modèle.
29
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
La Figure I–29 décrit le modèle électrique d’un bloc ICEM d’un circuit intégré. Ce modèle
prend en compte l’influence de l’activité interne, les lignes d’alimentation internes et l’effet
du boîtier. Ce modèle est valide jusqu’à quelques centaines de MHz. Pour le rendre valable à
plus hautes fréquences, il est possible d’augmenter le nombre d’éléments localisés.
Vdd
externe
Rpck_Vdd
Lpck_Vdd
M
Vss
externe
Rpck_Vss
Lpck_Vss
Boîtier
RVdd
LVdd
Cd
Cb
Ib
Réseau interne
Source
de bruit
RVss
LVss
Figure I–29 : Structure « classique » d’un bloc ICEM [BOYE07c]
Le Tableau I–3 décrit chaque élément composant ce modèle.
Composant
Ib
Cb
LVdd, LVss
RVdd, RVss
Cd
Lpck_Vdd, Lpck_Vss
Rpck_Vdd, Rpck_Vss
M
Description
Source de courant représentant la source de l’émission parasite. Sa forme
peut se simplifier en une série de pulses triangulaires.
Capacité de couplage locale du bloc. Elle représente la capacité équivalente
du bloc.
Inductances séries des rails d’alimentation internes.
Résistances séries des rails d’alimentation internes.
Capacité de découplage de la puce entre les rails Vdd et Vss.
Inductances séries ajoutées par le boîtier.
Résistances séries ajoutées par le boîtier.
Inductance mutuelle entre les broches du boîtier.
Tableau I–3 : Description des composants d’un bloc ICEM
Pour établir le modèle ICEM, différentes données sont nécessaires. Elles peuvent être
extraites directement du layout du circuit par le fondeur, ou obtenues par mesures ou
simulations, ou encore extraites des fichiers type IBIS. La Figure I–30 décrit le flot permettant
d’établir le modèle ICEM d’un circuit intégré. La conception du modèle ICEM peut se diviser
en quatre parties :
•
Le modèle de boîtier : un modèle électrique des broches du boîtier peut être déduit
directement du fichier IBIS ou extrait de mesures (analyseur de réseau, réflectométrie) ou
de simulation électromagnétique.
•
Le modèle des E/S : en émission, on ne s’intéresse qu’aux E/S configurées en sortie. Le
modèle ICEM réutilise le formalisme d’IBIS dans lequel une sortie est représentée par
deux transistors équivalents de pull up et de pull down. Le dimensionnement et le modèle
de ces deux transistors peuvent être déduits des caractéristiques I(V) données par IBIS ou
obtenues en mesure.
30
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
•
Le modèle du réseau d’alimentation : l’extraction d’un modèle précis du réseau
d’alimentation interne du circuit peut se faire en simulation à condition de disposer
d’informations concernant le routage du circuit. Il peut aussi être extrait par mesure de
paramètres S entre les différentes broches d'alimentation du boîtier.
•
Le modèle du cœur : il s’agit d’extraire la source de courant équivalente représentant
l’activité interne et la capacité associée Cb. Ces paramètres peuvent être extraits d’une
simulation du courant de cœur, mais il est nécessaire de disposer du layout ou de la netlist
du circuit. Cependant, en mesurant le courant d’alimentation en externe du circuit, il est
possible de construire un modèle de cœur.
+
Informations
nécessaires
Layout
Niveau de confidentialité
-
Taille buffer
Extraction RLC
Extraction Cd
Simulation i(t)
Extraction Cb
Paramètres S
RLC interne
Mesure Iext(t)
i(t)
Mesure
Simulation
Extraction
modèle
IE/S max
IBIS
RLC boîtier
Caractéristique
IE/S(V)
IE/S max
Charge
Placements
Connexions
Impédances
Buffer
équivalent
Impédances,
Cd
i(t), Cb
Boîtier
E/S
Alimentation
Cœur
Datasheet
Sous-modèles
Modèle ICEM
Figure I–30 : Flot de conception d’un modèle ICEM [BENDN06]
La structure d’ICEM permet à la fois de faire de l’analyse de l’émission conduite et
rayonnée. La structure du PDN permet la simulation de l’impédance du réseau d’alimentation
interne et de faire apparaître les différentes résonances qui vont affecter le bruit conduit. Par
contre, la prédiction de l’émission rayonnée nécessite de simuler le comportement électrique
du circuit et le rayonnement électromagnétique du circuit associé à son activité. Pour la
simulation de l’émission rayonnée, ICEM propose deux méthodologies différentes, sur
lesquelles nous reviendrons dans le chapitre II consacré à la modélisation du rayonnement en
champ proche des circuits intégrés.
I.4.2.5.
Modèle ICIM
Comme le modèle LEECS, le modèle ICEM peut être étendu à l’analyse de la
susceptibilité. De par son formalisme, ICEM autorise de réaliser des analyses d’autocompatibilité, dans le cas où un bloc d’un circuit vient en agresser un autre [LEVA07].
Plusieurs propositions ont été imaginées pour développer un modèle basé sur ICEM et
permettant de simuler la susceptibilité d’un circuit. Le nom donné à ce modèle est ICIM
(Integrated Circuit Immunity Model). Dans [BAFF03], il est proposé de reprendre un modèle
31
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
ICEM, de supprimer la source de courant, devenue inutile pour la simulation d’immunité, et
de la remplacer par une résistance de charge du cœur. Le critère de défaillance retenu est une
variation de la tension aux bornes de la résistance de cœur. Cependant, les comparaisons
mesure/simulation restent encore peu satisfaisantes pour valider cette approche. Une question
que l’on est en droit de se poser au sujet de cette approche est comment elle va pouvoir
modéliser le comportement du circuit stressé, par exemple l’apparition de surconsommations
de courant ou l’apparition de jitter sur un signal d’horloge. Néanmoins, elle a l’avantage de
réduire la complexité du modèle et de le ramener à quelques blocs essentiels.
Méthode
Puce complète
LEECS
IMIC
ICEM
ICIM
IBIS
Simulation
Bruit du cœur, SSN
Emission et susceptibilité
conduites
Emission conduite et
rayonnée
Emission conduite et
rayonnée
Immunité conduite et
rayonnée
Intégrité du signal
Avantages
Très précis, allocation
des capacités de
découplage
Simple, données non
confidentielles
Simple, données non
confidentielles
Simple, données non
confidentielles
Simple, données non
confidentielles
Complexité moyenne,
Données non
confidentielles, modèle
précis des E/S et du
boîtier
Inconvénients
Très complexe, Temps
de simulation, Données
confidentielles
Limitation au domaine
fréquentiel
Limité à 1 GHz, pas très
précis
Limité à 1 GHz, Précision
Précision
Limité à 1 GHz, ne tient
pas compte des
alimentations des E/S
Tableau I–4 : Récapitulatif des standards de modélisation CEM.
Le tableau ci-dessus résume l’utilisation, les avantages et les inconvénients de chaque
méthode de modélisation utilisée en CEM.
I.5. Emission, immunité et couplage en champ proche des
composants
Cette partie s’intéresse à l’émission, à l’immunité et au couplage électromagnétique des
circuits intégrés (CI) en champ proche. Elle se divise en quatre sous parties. Dans un premier
temps nous introduisons la notion de champ proche. Nous présentons ensuite l’émission et
l’immunité des CIs en champ proche. Puis nous discutons du couplage en champ proche entre
les circuits intégrés. Enfin, nous décrivons la technique de mesure que nous utilisons pour
caractériser l’émission et l’immunité des composants en champ proche.
I.5.1. Notion de champ proche
Lors de l’étude du rayonnement d’une source électromagnétique, la notion de champ
rayonné est introduite. Lorsqu’on s’intéresse au rayonnement du champ électromagnétique,
on distingue deux zones de champ : La zone de champ proche [BOLO01] et la zone de champ
lointain (Figure I–31).
32
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Zone de champ lointain
Zone de champ
proche réactif
R2
R1
Zone de champ
proche rayonnant
D3
R1 = 0,62
R2 = 2
λ
D2
λ
Source de
rayonnement
Figure I–31 : Description des zones de champ autour d’une source de rayonnement.
Quelle que soit l’approche, CEM, antenne ou bien encore optique, les phénomènes
physiques mis en jeu sont communs. Nous ne détaillons ici que l’approche CEM car c’est elle
qui est liée à notre étude.
En partant des différentes composantes du champ électromagnétique d’un dipôle et d’une
boucle élémentaires [BALA97], nous nous apercevons que ces zones se caractérisent par
l’impédance d’onde [CAPP01]. Le dipôle élémentaire est constitué d’un fil de longueur l et
d’épaisseur nulle. La boucle élémentaire est de rayon a. Ces deux éléments ont des
dimensions très petites devant la longueur d’onde λ. Ils sont parcourus par un courant
uniforme I0 et sont placés dans le vide.
I.5.1.1.1
La zone de champ lointain
La région appelée zone de champ lointain est caractérisée par une distance r>>λ/2π où
kr>>1. Où r est la distance en mètre entre la source et le point d’observation et k = 2π/λ est le
nombre d’ondes en espace libre.
L’impédance d’onde s’exprime alors :
Z =
E
H
= η Équation 1
Où :
|E| est l’amplitude du champ électrique en V/m ;
|H| est l’amplitude du champ magnétique en A/m.
η impédance du vide. η =
µ0
= 120π, soit 377 Ω.
ε0
La zone de champ lointain est introduite afin de simplifier la formulation des équations
d’ondes. L’impédance d’onde y est égale à l’impédance caractéristique du vide. En champ
lointain, l’onde formée par le couple champ électrique et champ magnétique est plane et
transverse [WEST91]. Leurs amplitudes sont proportionnelles à |Z| et décroissent en 1/r. De
plus, les champs E et H y sont orthogonaux.
I.5.1.1.2
La zone de champ proche
La zone de champ proche est caractérisée par une distance r << λ/2π où kr << 1.
33
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Dans ce cas, l’impédance d’onde dépend de la source de rayonnement et s’obtient avec les
équations 2 et 3 respectivement pour le dipôle électrique et magnétique [MORI07].
ZE =
ZH =
E
H
E
H
=
η
kr
= ηkr
Équation 2
Équation 3
Dans cette zone de champ proche, l’impédance caractéristique varie en 1/kr pour le dipôle
électrique et en kr pour la boucle magnétique élémentaire. Pour la valeur de r=λ/2π, les
impédances tendent vers l’impédance du vide η. Cette distance de λ/2π est communément
utilisée en compatibilité électromagnétique pour définir la frontière entre la zone de champ
proche et la zone de champ lointain.
La zone de champ proche entoure la source de rayonnement. Elle est caractérisée par le fait
que le champ électrique et le champ magnétique sont indépendants l’un de l’autre. Nous
représentons sur la Figure I–32 les modules des impédances caractéristiques du dipôle
électrique élémentaire ZE, de la boucle magnétique élémentaire ZH et du vide η. Les
asymptotes en kr et 1/kr des courbes d’impédance sont aussi représentées.
5
10
λ/2π
4
10
Impédance (Ω)
Zone de champ lointain
Zone de champ proche
kr
3
ZE
10
η
2
10
ZH
1/kr
Zone
réactive
1
10
Zone de
transition
Zone de
champ lointain
0
10
0.01
1
0.1
10
100
kr
Figure I–32 : Impédances des dipôles électrique et magnétique élémentaires en fonction de kr.
Nous constatons que pour une valeur de kr proche de 1, c'est-à-dire r proche de λ/2π, il
existe une zone de transition où les différents termes des champs électrique et magnétique ont
le même ordre de grandeur. Ainsi, le modèle comportant une zone de champ proche et une
zone de champ lointain avec une frontière située à λ/2π peut être affiné par un modèle
comportant trois régions :
•
la zone réactive où r<<λ/2π ;
•
la zone de transition où r est proche de λ/2π ;
•
la zone de champ lointain où r>>λ/2π.
34
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.5.2. Emission et immunité en champ proche des circuits intégrés
On considère qu’on est en champ proche lorsque la distance qui sépare le circuit intégré du
point d’observation est très petite devant la longueur d’onde du signal considéré. Dans cette
partie, nous décrivons l’émission des circuits intégrés, puis leur immunité.
I.5.2.1.
Emission en champ proche des circuits intégrés
Tout circuit électronique en fonctionnement consomme du courant et présente des
différences de potentielle en différents points qui le composent. D’une part, les variations de
ces courants et différences de potentiel peuvent modifier l’état des alimentations et ainsi se
manifester sur d’autres circuits intégrés utilisant les mêmes alimentations, c’est l’émission
conduite. D’autre part, ces variations peuvent engendrer des champs électromagnétiques au
voisinage de ce circuit intégré, c’est l’émission rayonnée. Cette émission est donc liée à
l’activité interne du composant. Par conséquent, mesurer et quantifier cette émission permet
de remonter à leur activité interne et dans certaines conditions de prédire son rayonnement en
champ lointain [DARA03]. Ce genre de mesure met en évidence plusieurs faits :
•
D’abord, en corrélant la mesure au circuit mesuré, on peut identifier les éléments
électriques responsables des plus fortes émissions.
•
Ensuite, l’émission de champ magnétique est principalement liée au passage d’un courant.
Ainsi, la mesure du champ magnétique apporte une information sur la circulation des
courants parasites.
•
Enfin, le champ électrique permet de détecter les zones où de fortes variations de potentiel
apparaissent. Il indique ainsi la répartition des charges électriques sur le circuit.
Contrairement au champ magnétique, la mesure du champ électrique apporte peu
d’informations intéressantes concernant l’activité interne du circuit. De ce fait, ce manuscrit
détaille plus les problèmes liés au champ magnétique produit par un circuit.
La caractérisation de l’émission en champ proche des circuits intégrés se fait en utilisant un
scanner champ proche suivant la description faite sur le paragraphe I.5.4.1 du chapitre en
cours. La modélisation du comportement rayonné en champ proche d’un circuit intégré peut
se faire en utilisant le standard IMIC ou ICEM.
I.5.2.2.
Immunité en champ proche des circuits intégrés
L’étude de l’immunité en champ proche d’un circuit intégré nécessite tout d’abord une
maîtrise de la source de perturbation. En effet, si l’on s’intéresse aux champs électrique et
magnétique produit par une sonde de champ proche, on s’aperçoit que sa décroissance est très
forte lorsqu’on s’éloigne de la sonde (Figure I–33).
Figure I–33 : Variation des champs électrique et magnétique à proximité d’une source.
35
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Ensuite entre en jeu le couplage entre cette source de perturbation et le circuit intégré.
Dans le cas où les lignes de champ présentent des directions privilégiées, il faut analyser
toutes les situations afin de prévoir tous les cas possibles. Il faut noter que dans cette situation
apparaît très clairement le schéma CEM source/couplage/victime, où la source de perturbation
est la sonde d’injection, le chemin de couplage utilise le champ proche et la victime est le
composant sous test.
La distance source/victime et l’orientation des lignes de champ permettent d’évaluer la part
de l’agression qui arrive au circuit intégré sous test, c'est-à-dire de connaître le niveau
d’agression. Le comportement de la victime dépend du niveau d’agression qu’elle subit. De
façon analogue à l’émission, l’immunité en champ proche permet de localiser les zones
sensibles d’un composant.
La caractérisation de la susceptibilité en champ proche des circuits intégrés se fait en
utilisant un scanner champ proche suivant la description faite sur le paragraphe I.5.4.2 de ce
chapitre. La modélisation de l’immunité rayonnée en champ proche d’un circuit intégré peut
se faire en utilisant le standard ICIM.
I.5.3. Couplage en champ proche des circuits intégrés
L’étude du couplage en champ proche des circuits intégrés correspond à la caractérisation
des interférences entre ces deux circuits lorsqu’ils sont proches l’un de l’autre. Dans cette
situation, le rayonnement des signaux parasites reste un rayonnement champ proche.
Cette caractérisation peut se faire suivant deux approches différentes :
•
Elle peut se faire en caractérisant l’émission du composant perturbateur d’une part et du
composant victime d’autre part. Ainsi, on peut déduire les situations où peuvent apparaître
les interférences et les mesurer.
•
On peut simplement évaluer les pires cas, confronter les deux composants à ces situations
et en conclure sur l’existence ou non des interférences.
Quelque soit l’approche choisie, on peut toujours noter l’apparition du schéma CEM
source/couplage/victime. Dans ce cas, la source correspond au circuit intégré perturbateur. La
Figure I–34 illustre la mesure du couplage entre circuits intégrés.
CI Perturbateur
CI victime
Microcontrôleur
Figure I–34 : Illustration de la mesure du couplage entre composants [BOYE07b].
Cette mesure permet de mettre en évidence les configurations à préconiser lors de
l’intégration des deux circuits. Ou bien encore mettre au clair les situations qu’il faut surtout
éviter.
36
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
I.5.4. Technique de mesure en champ proche
Il existe plusieurs techniques de mesure du champ électromagnétique en champ proche. Un
état de l’art sur ce sujet est fait par D. Baudry dans [BAUD05]. Nous nous intéressons
uniquement à la technique utilisant les sondes électroniques car elle est la plus simple à mettre
en œuvre.
La méthode de mesure directe par sonde électronique [GOA98] [NATI02] utilise une petite
antenne ou sonde. Cette sonde est placée dans l’environnement proche du dispositif à
caractériser et la cartographie du champ électromagnétique est obtenue en effectuant un
balayage de la sonde à la surface du dispositif (Figure I–35) ou en déplaçant le dispositif sous
la sonde.
I.5.4.1.
Mesure de l’émission champ proche
Cette mesure permet la caractérisation du rayonnement électromagnétique en champ
proche émis par un circuit intégré. Il s’agit de réaliser une cartographie de l’émission du
composant sous test à une altitude donnée. Elle permet de localiser les sources de
rayonnement, de connaître la répartition et la valeur du champ ainsi que les chemins de
courants privilégiés. La technique de mesure utilisée est la cartographie champ proche ou
near-field scan (NFS) [DEUT05]. Afin de caractériser cette émission, nous utilisons un
scanner champ proche [HAEL96], [TANK06]. Le banc de mesure champ proche est décrit
dans le chapitre 2. Cette technique repose sur l’utilisation de sondes de mesure à base de
boucles magnétiques miniatures [KAND93] ou de dipôles électriques. La sonde est déplacée
au dessus du circuit intégré pour connaître la valeur du champ en tout point de la surface à
cartographier.
La détection du champ électromagnétique est effectuée en utilisant, par exemple, un
détecteur à diode, un analyseur de spectre ou un analyseur de réseau. Les montages
expérimentaux utilisant un analyseur de réseau permettent des mesures en amplitude et en
phase. Pour cela, le premier port de l’analyseur est connecté à la sonde et le second est relié à
l’alimentation du circuit testé. Les sondes sont connectées en utilisant des lignes de
transmission telles que des câbles coaxiaux. Un amplificateur peut être utilisé afin d’améliorer
la sensibilité du banc de mesure.
Système de
positionnement
de la sonde
Capteur de
mesure
Sonde
Composant sous test
Source de la perturbation
Figure I–35 : Description de la mesure d’émission utilisant des sondes électroniques.
Différents types de sondes sont utilisées pour mesurer les composantes des champs
électrique et magnétique (sonde coaxiale, dipôle, boucle, …). Ces capteurs vont convertir
l’énergie électromagnétique locale rayonnée par le dispositif en une onde guidée par des
câbles jusqu’au récepteur de mesure. Ces sondes ont pour principale caractéristique d’être de
faibles dimensions par rapport à la longueur d’onde afin de limiter les perturbations induites
et permettre une détection locale du champ électromagnétique avec une bonne résolution.
Cette méthode de mesure présente l’avantage d’être transposable en milieu industriel.
37
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Cependant les nombreuses parties métalliques présentes au niveau de la sonde et des câbles de
connexions viennent perturber le champ électromagnétique local entraînant un biais dans la
mesure. De plus, la présence de lignes de transmission flexibles peut entraîner des problèmes
de précision sur les amplitudes et les phases mesurées à hautes fréquences.
I.5.4.2.
Mesure de l’immunité champ proche
Ce banc de mesure est réversible et peut également être utilisé pour caractériser l’immunité
des circuits intégrés. Il est légèrement modifié en remplaçant le capteur de mesure par un
générateur de perturbations électromagnétiques. De même que pour la détection, un système
de positionnement permet de déplacer la sonde au dessus du composant et de perturber tout
point du CST (Figure I–36).
Générateur de
perturbations
Sonde
Système de
positionnement
de la sonde
Composant sous test
Victime de la perturbation
Analyse du
comportement
du composant
Figure I–36 : Description de la mesure d’immunité utilisant des sondes électroniques.
Comme toute mesure d'immunité, cette caractérisation nécessite la définition d’un critère
de susceptibilité. Ce critère dépend du composant à caractériser. L’analyse du comportement
du circuit intégré sous test permet de connaître l'état de fonctionnement de ce dernier. Le
champ magnétique perturbateur dépend des dimensions de la sonde. Afin d'augmenter la
puissance injectée, un amplificateur de puissance peut être utilisé entre le générateur et la
sonde.
I.6. Problèmes CEM dans l’intégration des composants
L'intégration sur une seule puce des circuits intégrés (SoC : System-on-Chip) continue de
faire rêver les fondeurs de semi-conducteur. Depuis des dizaines d’années, c’est la tendance
chez les constructeurs d'ordinateurs et les compagnies de communication à travers une
lithographie plus fine, de meilleurs matériaux, des puces et des wafers plus larges. Une autre
tendance concerne l’augmentation des fréquences d’horloges. C’était sans tenir compte du
coût de développement et de production de ces systèmes. Aujourd’hui, les objectifs et les
besoins du marché ne sont plus les mêmes. On penche de plus en plus vers le plus de
fonctionnalités à moindre frais. Même les constructeurs d'ordinateur personnel offrent à des
prix très attractifs des machines multitâches, capables d’exécuter sur un quart de l’écran un
tableur, une édition photographique sur le deuxième quart, un film sur le troisième et une
vidéoconférence sur le quatrième quart de l’écran. A cet effet, des marques comme Intel
proposent par exemple des microprocesseurs comportant plusieurs cœurs [RAMA06]. Des
systèmes portatifs tels que les téléphones mobiles ont généré de nouvelles demandes :
traitement du signal, mémoire flash et communications sans fil dans un système qui tient dans
une main et vendu à bas prix. Cela a nécessité une approche différente de l’intégration des
composants. Cela a mené les industries à améliorer l’intégration. Pour répondre aux besoins
38
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
du marché, une alternative moins coûteuse que les SoC a dû être proposée, il s’agit de
l’intégration boîtier.
I.6.1. L’intégration boîtier (SiP)
Pour répondre aux nouveaux besoins du marché grand public, la tendance est de regrouper
les puces électroniques dans un même boîtier afin de miniaturiser les composants et de gagner
de la place sur le circuit imprimé. La technologie SiP (System-in-Package) a pour objectif
d'intégrer plusieurs circuits intégrés, des composants passifs, des connecteurs et des antennes
à l’intérieur d’un seul et même boîtier pour créer des sous-systèmes électroniques entièrement
fonctionnels. A la différence des SoC qui s’appuient sur une seule technologie, les SiP
peuvent renfermer différents semi-conducteurs de technologies différentes dans un seul
boîtier. Ainsi, l’intérêt des SiP [LANK97] réside dans leur capacité intrinsèque à réduire les
dimensions des sous-systèmes. Par ailleurs, les SiP ont comme autres avantages d’avoir un
temps de fabrication plus court comparés aux SoC. Les SiP réduisent la complexité des cartes
électroniques tout en améliorant leurs performances. Les premiers dispositifs présentant
plusieurs puces dans un même boîtier sont les multichip modules (MCM). L’assemblage dans
un MCM est en deux dimensions et similaire à un PCB miniature. Afin d’augmenter
l’intégration et réduire les longueurs d’interconnexions, de nouvelles stratégies
d’interconnexions verticales sont apparues, donnant naissance aux boîtiers en trois dimensions.
Des puces nues où des boîtiers sont empilés les uns sur les autres. Une application typique
consiste à empiler plusieurs mémoires les unes sur les autres. La Figure I–37 présente deux
techniques d’intégration boîtier.
Figure I–37 : Exemples d’intégration de composant :
empilement de puces (gauche) et intégration sur un plan (droite).
Face à l’augmentation des fréquences de fonctionnement et du nombre d’E/S des circuits
intégrés (dû au nombre de plus en plus grand de puces dans le boîtier), les boîtiers devenaient
une limite pour les performances affichées par les circuits. Les fabricants de boîtiers ont donc
été obligés d’inventer de nouvelles techniques pour réduire le fossé entre les performances
intrinsèques des circuits et celles des boîtiers. Les deux problèmes majeurs étaient le nombre
de broches maximal et la réduction des parasites introduits par les interconnexions. Ainsi, de
nouvelles techniques pour encapsuler les circuits ont émergé, telles que les Pin Grid Array
(PGA), les Ball Grid Array (BGA), les techniques de flip-chips, les Chip Scale Package
(CSP), etc… La taille des boîtiers a pu être considérablement réduite et le nombre de pins a
pu augmenter tout en diminuant l’effet parasite du boîtier.
I.6.2. Problèmes CEM dans les SiP
L’évolution des boîtiers et l’augmentation de l’intégration ont permis d’améliorer
l’intégrité des signaux, grâce à la réduction des délais de propagations, des désadaptations et
du bruit induit par le boîtier lui même. Cependant, comme tout circuit électronique, les SiP
doivent aussi répondre à un ensemble d’exigences en termes de compatibilité
39
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
électromagnétique, que ce soit au niveau de l'émission électromagnétique ou de la
susceptibilité aux agressions électromagnétiques [SUD04]. Plusieurs articles ont montré que
le montage de systèmes électroniques au sein d’un même boîtier permettait des réductions
jusqu’à 15 dB de l’émission conduite et rayonnée [LANK97] [LEE04]. Plusieurs raisons
permettent d’expliquer cette amélioration générale. D’abord la diminution des longueurs
d’interconnexions et des inductances parasites permet de réduire le bruit de commutation
simultanée [ITO95]. De plus, en diminuant la capacité équivalente des interconnexions, il est
possible de diminuer la capacité à fournir du courant des E/S, ce qui réduit le bruit qu’elles
produisent sur les alimentations [SONG03]. L’utilisation de substrats divers permet soit de
réduire les capacités parasites des interconnexions, soit de créer des composants passifs avec
des facteurs de qualité très importants et ainsi de disposer de très bonnes capacités de
découplage intégrées [CHAH98] [HOB01].
Cependant, même s’ils affichent de bonnes performances au niveau de la réduction de
l’émission et du couplage substrat, les SIP restent des assemblages complexes présentant un
grand nombre d’interconnexions, de vias et de plan de référence. Outre les problèmes de
diaphonie, ce type de configuration accroît le couplage du bruit au niveau des interconnexions.
Ainsi, dans [PARK06], les transitions que subissent les signaux au niveau des vias et des
traversées de plan d’alimentation et de masse favorisent le couplage du bruit de commutation
présent sur les plans d’alimentation sur les différents signaux qui les traversent. Le couplage
de ce bruit favorise la création de jitter et réduit les marges de délais et de bruit. Ces routages
et ces assemblages complexes rendent difficiles l’observation, mais surtout la simulation de
l’émission, du couplage des interférences et de la susceptibilité des circuits. La prédiction et la
résolution de ces problèmes requièrent l’emploi de méthodes capables de traiter cette
complexité avec des temps raisonnables tout en conservant une précision suffisante.
Malheureusement, peu d'articles se sont penchés sur l’immunité aux interférences
électromagnétiques des systèmes électroniques montés dans des SiP. Seule la diminution des
interférences par couplage substrat par rapport à des implémentations dans des SoC est
évoquée [SHEN02]. Ainsi, certains procédés de fabrications de SiP offrent la possibilité
d’isoler les circuits à l’aide d’îlots enterrés [BRAN99]. Néanmoins, on peut supposer qu’en
améliorant la qualité du découplage et en réduisant la longueur des interconnexions il est
possible d’améliorer l’immunité des SiP aux perturbations externes.
I.6.3. Problèmes CEM en téléphonie mobile
La téléphonie mobile est un domaine d’activité grand public. On n'y retrouve donc pas des
notions de sécurité, ni du point de vu des données, ni du point de vu des personnes. Cependant,
les téléphones portables sont soumis à une série de normes qui définiront leur entrée dans le
marché. Et pourtant, c’est un bon exemple de domaine où l’expression de l’évolution
technologique a été la plus marquante. En effet, en moins de quinze ans, la téléphonie mobile
a connu un développement sans précédent en devenant un secteur économique à part entière.
Le nombre de terminaux mobiles dans le monde a connu une augmentation inégalée. Le seul
territoire français compte plus de 51 millions d’utilisateurs.
L’évolution des appareils mobiles est toujours plus marquante. Les téléphones de troisième
génération doivent non seulement supporter des taux de communication élevés, mais aussi
supporter des applications comme le Bluetooth, le MP3, le GPS, un appareil photo/vidéo ou
encore la télévision numérique. De plus, les systèmes 3G doivent être intégrés dans un
appareil toujours plus petit, plus léger et de moindre coût. En un an, une diminution moyenne
de 15 % du poids, de 15 % de la taille du PCB et de 20 % du coût a été observée, tandis que
l'augmentation du volume d'unités est pratiquement de 50 % [WOOD99].
40
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
Pour répondre à ces exigences, on a recours là aussi au SiP en regroupant les puces
électroniques dans un même boîtier afin de miniaturiser les composants et de gagner de la
place sur le circuit imprimé. L’annonce de Freescale de sa nouvelle technologie RCP
(Redistributed Chip Packaging) [KESE07] en est un parfait exemple. Ce nouveau type de
boîtier permet de réaliser un composant qui contient toute l'électronique d’un téléphone 2G
dans un boîtier carré de 25 mm de côté (Figure I–38), remplaçant l’approche flip-chip
conventionnel. Cela permet d’améliorer les performances du SiP. On s’aperçoit alors que le
système de la Figure I–38 est à peine plus grand qu’une pièce de 50 centimes d’euro.
Cependant cette forte intégration entraîne des contraintes CEM également plus fortes. La
distance moyenne entre les circuits intégrés est de seulement quelques millimètres. De plus,
dans chaque circuit il y a une intégration de plusieurs puces.
Figure I–38 : Module 2G en technologie RCP de Freescale.
Aujourd’hui, les constructeurs de téléphones portables réfléchissent sur de nouvelles
techniques de conception afin de rendre ces systèmes fonctionnels et surtout fiables. C’est
ainsi que des marques comme Nokia investissent dans la recherche afin de mettre en
évidences les problèmes de couplages dans les boîtiers multi-puces [ILKK06]. Cela montre
qu’il est impératif de prédire l’émission et la susceptibilité de chacune des puces constituant le
SiP ou des circuits intégrés du système. Pour illustrer le genre de problèmes que l’on peut
rencontrer en téléphonie mobile, on peut prendre l’exemple d’un étage front end
radiofréquence d’un téléphone portable, décrit sur la Figure I–39.
Figure I–39 : Problèmes d’interférences électromagnétiques dans un étage radiofréquence.
Cet étage correspond à la partie analogique située entre l’antenne du téléphone et l’étage de
traitement du signal à la fréquence intermédiaire. La tendance actuelle à l’intégration a
conduit les fabricants de circuits radiofréquence à intégrer à l’intérieur du même circuit ou du
même boîtier les étages d’émission, de réception, de modulation/démodulation et de
traitement du signal. Or, ce type de module doit faire cohabiter des amplificateurs de
41
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
puissance et des amplificateurs faible bruit, dont le fonctionnement peut être altéré par le
couplage sur les interconnexions de la puissance rayonnée par l’amplificateur de puissance.
I.6.4. Le concept de la SkateProbe
Un des objectifs communs de l’industrie électronique est d’optimiser l’intégration des
composants afin de réduire les coûts de fabrication. Il s’agit principalement de minimiser la
taille des cartes électroniques, de diminuer le nombre de composants, d’intégrer sur la même
puce ou à l’intérieur du même boîtier un grand nombre de fonctionnalités et de blocs
différents. Cependant, confronté à la miniaturisation constante des circuits et à la réduction
des marges de bruit qui en découle, les circuits deviennent de plus en plus sensibles aux
agressions électromagnétiques. En outre, les fabricants de circuits et de systèmes
électroniques sont soumis à des contraintes et à des normes CEM de plus en plus sévères.
La prise en compte des problèmes CEM dans les phases de design permet d'accroître les
chances d’un produit de passer avec succès les phases de qualifications CEM et ainsi d’éviter
des itérations supplémentaires qui peuvent valoir jusqu’à 10 % du prix de revient du produit.
Ainsi, plusieurs études s’orientent vers l’investigation des couplages entre les puces à
l’intérieur des SiP. Dans ces travaux, A. Boyer a proposé une méthodologie de prédiction des
risques de couplage dans les systèmes en boîtier [BOYE07]. Dans cette méthodologie, la
phase de mesure consiste à fabriquer deux cartes de test CEM : une carte comportant le circuit
intégré victime et la seconde le circuit intégré perturbateur. L’émission de l’agresseur et
l’immunité de la victime sont étudiées sur ces cartes avant de procéder à l’étude du couplage
entre les deux circuits intégrés. Cela représente un temps de test et de validation importants,
de même qu’un coût de développement élevé.
L’approche que nous proposons permet d’éviter la conception de la carte comportant
l’agresseur. Mieux encore, si il s’agit d’un système existant, de le conserver sans aucune
modification préalable. Il suffit d'émuler le comportement parasite du circuit intégré agresseur
à l’aide d’une structure beaucoup plus simple et plus rapide à mettre en œuvre. Le
comportement de la victime est étudié face à cette nouvelle perturbation dans les différentes
configurations souhaitées. C’est ainsi que nous proposons de fabriquer une sonde de champ
proche dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle de l’agresseur. Cette
sonde est appelée SkateProbe. Son architecture est flexible, et dépend de l’émission à
reproduire. Cette sonde est valide lorsque la mesure de son émission champ proche coïncide
avec celle du circuit intégré considéré comme source de perturbations. C’est le couplage entre
cette sonde et le CI victime qui permet de remonter au couplage réel entre la source et la
victime de la perturbation.
I.7. Conclusion
Dans cette partie, nous présentons une introduction générale à la compatibilité
électromagnétique. Le but de la CEM est d’assurer une compatibilité entre les équipements
et/ou composants d’un même environnement. Ainsi, dans un environnement donné, tous les
éléments doivent respecter les marges définies. En effet, une perturbation électromagnétique
peut avoir plusieurs origines. Lorsqu’elle est produite, une perturbation électromagnétique
emprunte un chemin et se propage jusqu’à la victime. En fonction de son immunité, cette
perturbation peut ne pas avoir d’effet sur la victime tout comme elle peut entraîner sa
destruction. Plusieurs techniques permettent aujourd’hui de caractériser l’émission et
l’immunité des équipements. Ces techniques peuvent être divisées en deux groupes : les
42
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
techniques conduites et les techniques rayonnées. Le choix d’une technique dépend de
l’objectif visé, du temps et du coût de leur mise en œuvre. Mieux encore, l’émission et
l’immunité des composants doivent être prédites et prises en compte dans les phases de
développent des circuits intégrés. On peut ainsi réduire leur coût de développement en
validant le circuit du point de vue de la CEM avant sa fabrication. Ainsi, des techniques de
modélisation permettant de prédire l’émission et l’immunité sont proposées. Elles présentent
chacune des avantages et des inconvénients. Certaines privilégient la simplicité et la rapidité
de traitement, d’autre la précision du contenu du modèle. Cependant, un modèle complet ne
protège pas la confidentialité du composant du regard de la concurrence. Selon la précision
souhaitée et le niveau de confidentialité voulu, on peut préférer une méthode à une autre ou
encore combiner certaines méthodes entres elles.
Dans le cas particulier de l’intégration des composants, la prédiction de l’émission et de
l’immunité des circuits intégrés permet de réaliser un gain de temps et d’argent en réduisant
d’une part le nombre de prototypes et d'autre part en évitant ou en simplifiant les phases de
mesures.
En téléphonie mobile, il est nécessaire de réduire au maximum le temps de développement
d’une plateforme du fait de la concurrence. Plus la validation d’un produit est longue, plus son
coût est important. Le besoin de caractériser et de prédire simplement et rapidement
l’émission et l’immunité des composants se fait de plus en plus ressentir. La méthodologie du
couplage puce-à-puce développée par A. Boyer est une réponse à ce besoin. En complément à
cette méthodologie, nous proposons la SkateProbe dont le but est d'émuler la source de
perturbation par une sonde équivalente. Cette technique rend plus simple et plus rapide
l’étude du couplage entre deux circuits intégrés.
43
LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE
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48
Chapitre II :
Réflexion sur de nouvelles
sondes champ proche en immunité
49
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Dans ce chapitre, on décrit dans un premier temps le banc de mesure champ proche
développé à l’IUT de Tarbes. Ensuite, nous décrivons la mesure de l’immunité en champ
proche d’un circuit intégré. Puis nous présentons la SkateProbe comme nouvelle sonde de
mesure de l’immunité. Enfin, nous proposons une technique de calibrage de sondes en
immunité.
II.1. Le banc de mesure champ proche
Le banc de mesure champ proche a pour application d’être un outil de diagnostic CEM,
aussi bien en émission qu’en susceptibilité, pour des circuits imprimés et/ou circuits intégrés.
Il doit pouvoir mesurer sélectivement les différentes composantes du champ électrique et du
champ magnétique avec une bonne sensibilité et une bonne résolution spatiale.
Le déplacement de la sonde au-dessus du circuit sous test est assuré par un robot
comportant trois axes de translation x, y et z (Figure II–1).
Axe y
Axe x
z
x
y
Axe z
Bras mobile
Figure II–1 : Description du bras et de ces axes de déplacement.
Ce système est conçu par la société Newport qui fabrique des robots industriels. Des
moteurs pas à pas assurent le déplacement pour les différents axes. La course utile est de 20
cm pour les axes x et y et de 30 cm pour l’axe z. La résolution mécanique du système est de
0.1 µm pour tous les axes. Sur chaque axe sont placés des détecteurs d’origine de type
inductif permettant de revenir au zéro mécanique du robot ainsi que des détecteurs de limite
également de type inductif, indiquant si un des axes dépasse la course autorisée. La course
utile de ce bras offre la possibilité de cartographier des systèmes électroniques de 400 cm² de
surface. Sa résolution mécanique de 0.1 µm offre la possibilité de cartographier avec
précision une puce de 1 mm² de surface lorsque les sondes le permettent. Le contrôle des
moteurs et la récupération des informations provenant des capteurs d’origine et de limite sont
assurés par une unité de commande reliée à un ordinateur par liaison GPIB [GPIB04a],
[GPIB04a]. Il existe des bras motorisés utilisés pour des bancs de mesures champ proche plus
évolués comportant par exemple des axes de rotation [BAUD05], notre banc n’en n’est pas
équipé.
50
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.1.1. Description du banc de mesure
Le banc de mesure est constitué des bras motorisés et d’un boîtier de commande servant de
contrôleur de position.
II.1.1.1. Mesure de l’émission champ proche
La Figure II–2 décrit la procédure d’une mesure en champ proche. Elle est constituée de
deux étapes principales : une première de configuration puis une seconde de mesure.
Définition du plan
du composant
Définition de la
surface à scanner
Configuration
de la mesure
Mesure
Positionnement de
la sonde en (x, y, z)
Attente
Lecture de données
et stockage
Passage au
point suivant
Figure II–2 : Ordre des tâches pour une mesure d’émission champ proche émission
L'étape de configuration se décompose en trois parties. Ces trois étapes sont validées avant
la mesure proprement dite : la définition du plan du circuit imprimé, la définition de la surface
à cartographier et la configuration des appareils et des paramètres de mesure.
Ensuite, l'étape de la mesure se fait en déplaçant la sonde au dessus du CST. Pour chaque
position, un temps d’attente permet de stabiliser la sonde et de régler les appareils avant de
faire la lecture des données. On recommence cette étape jusqu'au dernier positionnement de
mesure initialement défini.
Cette procédure est valable aussi bien pour une mesure d'émission que pour une mesure de
susceptibilité. En effet, les différences entre ces deux types de mesures se situent lors de la
configuration des appareils de mesure et lors de la lecture et le stockage des mesures ellesmêmes.
Analyseur de spectre
Partie fixe
Ordinateur de contrôle
Partie mobile
Sonde de
champ proche
Contrôleur de positionnement
Fichier de
configuration
Composant
sous test
Fichiers
résultat
Figure II–3 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en émission
51
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
La Figure II–3 décrit le banc de mesure champ proche lorsqu’il est utilisé en émission.
Pour la mesure d’émission, la sonde est connectée à un appareil qui sert à mesurer le niveau
d’émission du composant sous test. Sur la Figure II–3, l’appareil de mesure donné en exemple
est l’analyseur de spectre. Selon l'objectif visé, on peut utiliser un oscilloscope ou un autre
appareil de mesure.
Le champ mesuré est formé de trois composantes magnétiques et de trois composantes
électriques. Afin de connaître toutes les caractéristiques du champ électromagnétique, il faut
mesurer toutes ses composantes. On se sert de boucles pour faire la mesure de champ
magnétique et de dipôle pour faire la mesure du champ électrique. Ces sondes sont conçues de
façon à privilégier la mesure d'une des composantes du champ magnétique ou électrique.
C’est l’orientation de la boucle ou du dipôle qui permet de connaître l’orientation du champ.
La Figure II–4 décrit la forme et la position des sondes pour la mesure des différentes
composantes du champ. Avant d’être utilisées, ces sondes doivent être calibrées [LABU05].
Orientation de la
boucle pour Hx
z
Orientation du
dipôle pour Ex
Orientation de la
boucle pour Hy
Orientation du
dipôle pour Ey
Orientation de la
boucle pour Hz
Orientation du
dipôle pour Ez
Surface à mesurer dans le plan xy
x
y
Figure II–4 : Forme et positionnement des sondes champ proche pour
la mesure de toutes les composantes du champ électromagnétique.
Pour réaliser cette mesure, on met le composant dans un mode de fonctionnement donné :
fonctionnement nominal par exemple. On réalise des cartographies de son émission parasite
rayonnée à une altitude donnée. Pour chaque mesure, la distance qui sépare la sonde de
mesure du composant sous test doit être bien connue car la valeur du champ dépendant
fortement de l’altitude. La cartographie complète de l’émission parasite d’un composant est
constituée de six mesures. Chacune des mesures correspond aux composantes du champ
magnétique H, et du champ électrique E. La mesure de l’émission parasite du composant peut
être faite pour une ou plusieurs fréquences.
La sonde utilisée pour mesurer les composantes tangentielles (Hx et Hy) et la sonde utilisée
pour mesurer la composante orthogonale (Hz) ont des formes différentes. Cette différence
entraîne un décalage sur la position des zones actives de chacune de ces sondes. Pour
compenser ce décalage, les sondes doivent être positionnées comme sur la Figure II–5.
52
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Sondes Hx et Hy
z
Sonde Hz
y
x
hS
wt
hR
Composant sous test
Figure II–5 : Définition de l’altitude de mesure pour les sondes de champ magnétique.
Avec :
hR l’altitude réelle de balayage ;
wt le diamètre du fil utilisé pour réaliser la boucle ;
hS la distance entre l’extrémité de la boucle Hx et le boîtier de composant sous test.
Dans ce positionnement, hR est l’altitude réelle de la mesure pour les deux sondes. Cette
altitude est simple à trouver pour la sonde Hz tandis que pour la sonde Hx, elle équivaut à un
point qui se situe entre le centre de la boucle et l’extrémité inférieur du cercle intérieur de la
boucle. Pour positionner la sonde Hx, on règle l’altitude hs qui correspond à la distance entre
l’extrémité de la sonde et la surface du composant. Ensuite, en connaissant la position du
point actif, on calcule l’altitude réelle de la mesure.
Pour illustrer une mesure de l’émission en champ proche d’un circuit intégré, considérons
un transistor de commutation. Il s’agit d’un transistor monté sur une carte de test CEM. Le
composant est isolé sur une face (Figure II–6). La patte « drain » est portée à 90° de la patte
source. Cela permet d’exacerber le champ rayonné par l’ensemble.
Surface de la
mesure
y
Transistor de
commutation
D
G
L
S
z
l
x
Figure II–6 : Description du composant sous test et définition des axes de mesure.
La surface à cartographier est délimitée par la longueur L et la largeur l. La surface totale
de la mesure est de 40*60 mm². Un point est mesuré tous les 2 mm. Le transistor commute
une tension de 50 V sur une charge résistive de 7 Ohms – soit un courant de plus de l’ordre de
7 A – à la fréquence de 2 MHz. Les cartographies de la Figure II–7 sont obtenues en mesurant
l’émission du transistor à la fréquence de 10 MHz.
53
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Hx
Hy
Hz
Champ H
(dBA/m)
20
10
0
-20
-30
-40
Figure II–7 : Exemple de cartographies champ proche magnétique mesurées
Chaque cartographie correspond à une composante Hx, Hy et Hz du champ magnétique
mesuré. Pour cette mesure, l’utilisation de deux sondes est nécessaire : une pour la mesure des
composantes tangentielles du champ (Hx et Hy), l’autre pour la composante orthogonale Hz.
Cette mesure permet de localiser les sources de rayonnement du champ magnétique. On
constate que les zones de champ maximum, entouré sur les cartographies se trouvent au
autour des pattes de puissance du transistor pour toutes les cartographies. Cette mesure permet
de se rendre compte que le fait que c’est la connexion du drain et de la source sur la carte qui
provoque une telle émission. Elle peut être améliorée en réduisant la longueur des connexions
et en les laissant parallèle au lieu de 90°.
II.1.1.2. Mesure de l’immunité champ proche
En susceptibilité, la sonde de champ proche est utilisée pour injecter la perturbation sur le
composant sous test (CST). Dans cette configuration (Figure II–8), un générateur de signal est
branché à l'entrée d'un amplificateur de puissance. Ce dernier est connecté à la sonde
d'injection champ proche. Le comportement du CST est observé tout au long de la mesure
afin de noter les défaillances en fonction du niveau de champ injecté. L'ensemble du banc est
géré à l’aide de l’ordinateur de contrôle. Dans cet exemple, l’analyse du contrôle du critère de
susceptibilité se fait à l’aide d’un oscilloscope. Ce dernier est également contrôlé par
ordinateur.
Analyse du critère
de susceptibilité
Amplificateur
Synthétiseur de signal
Partie fixe
Partie
mobile
Ordinateur de contrôle
Contrôleur de positionnement
Fichier de
configuration
Sonde d’injection
champ proche
Composant
sous test
Fichiers
résultat
Figure II–8 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en immunité.
54
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Pour illustrer une mesure d’immunité en champ proche d’un circuit intégré, considérons un
microcontrôleur : le HCS12X. Il est monté sur une carte de test CEM. Le circuit intégré est
isolé sur une face de la carte. L’agression globale d’un tel circuit intégré n’est pas intéressante
pour l’investigation de son immunité. La méthode d’immunité en scan champ proche permet
de réaliser des injections localisées sur un seul bloc du circuit intégré. Lorsque la résolution
spatiale des sondes le permet, l’injection peut même se faire sur une broche dédiée à un bloc.
Dans cet exemple, c’est le circuit d’horloge que nous agressons. Nous choisissons comme
critères de susceptibilité une variation de plus de 10% de la période du signal d’horloge et un
déclenchement des interruptions liées à la génération du circuit d’horloge.
La Figure II–9 donne un exemple de mesure de susceptibilité en champ proche du
microcontrôleur HCS12X.
Pinc (dBm)
Pinc (dBm)
50
36
48
38
46
40
44
42
42
Fréquence = 450 MHz
40
44
38
100
1000
46
Fréquence (MHz)
Figure II–9 : Cartographie de la susceptibilité et seuil de susceptibilité en champ proche du
circuit d’horloge du microcontrôleur HCS12X [BOYE07].
Sur la Figure II–9 (gauche) est présentée la courbe du seuil de susceptibilité du
microcontrôleur. Pour cette mesure, la sonde est positionnée en un point fixe au dessus du
circuit d’horloge du microcontrôleur. La fréquence du signal du synthétiseur de signal varie
de 100 MHz à 10 GHz. Pour chaque point de fréquence, la puissance de ce signal est variée
de Pmin à Pmax = 50 dBm. Si une défaillance est observée avant Pmax, la puissance est
enregistrée comme seuil de susceptibilité. Cette mesure permet de tracer la puissance
incidente aux bornes de la sonde d’injection en fonction de la fréquence. La courbe résultante
correspond au seuil de susceptibilité champ proche d’un bloc du microcontrôleur en fonction
de la fréquence. Pour compléter cette mesure, il peut être intéressant de cartographier tout le
circuit intégré afin de localiser toutes les zones sensibles à la perturbation allant par exemple
de 400 à 520 MHz.
Sur la Figure II–9 (droite) est présentée la cartographie de la susceptibilité en champ
proche du microcontrôleur. Pour effectuer cette mesure, la fréquence du synthétiseur de signal
est fixée à 490 MHz. La sonde d’injection est déplacée dans la zone de scan (au dessus du
composant) pour faire plusieurs points de mesure. Pour chaque position de la sonde, la
puissance du signal d’injection est varie de Pmin à Pmax = 50 dBm. Si une défaillance est
observée avant d’atteindre Pmax, la puissance en cours est relevée, c’est le seuil de
susceptibilité. Ces données permettent de représenter sous forme de cartographie, le seuil de
susceptibilité champ proche de l’ensemble du microcontrôleur à la fréquence de 490 MHz.
Ainsi, cette mesure permet de localiser une zone sensible du circuit intégré en effectuant
une cartographie. De plus, en fixant la position de la sonde, on a caractérisé plus précisément
55
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
le comportement de cette zone en fonction de l’amplitude et de la fréquence du signal de
perturbation.
II.1.1.3. Définition du plan du composant
Généralement on souhaite réaliser la cartographie d’un composant à une altitude donnée
constante. Pour cela, on place la carte sur laquelle se trouve le composant « horizontalement ».
Lorsque le plan du composant est parallèle au plan de mesure, la mesure se fait à hauteur
constante – cela sous-entend que l’altitude de la sonde par rapport au composant est constante.
Dans le cas contraire, le déplacement en x et/ou en y entraîne une modification de la distance
entre la sonde et le composant. Le problème est le même lorsque la carte elle-même n’est pas
horizontale. La figure ci-dessous montre une sonde au dessus d’une carte légèrement inclinée.
On s’aperçoit que plus la sonde se déplace vers la droite, plus la distance qui la sépare de la
carte est grande. Cela entraîne une erreur sur le résultat de la mesure. Cette erreur est d’autant
plus grande que l’on est proche de la source d’émission.
Figure II–10 : Illustration de l’inclinaison d’un composant du au positionnement de la carte.
On voit que la sonde n’est pas perpendiculaire au plan de la carte
Cette erreur peut être corrigée par le programme si l’utilisateur le souhaite. C’est une étape
importante de la configuration. Pour corriger l’inclinaison du composant, il faut enregistrer
trois points distincts et non alignés. Un calcul permet d’obtenir l’équation du plan de la carte.
Ce calcul permet le déplacement de la sonde non plus à une altitude constante mais dans un
plan parallèle à celui de la carte qui comporte le composant. Cela permet de rester à la même
distance du composant.
II.1.1.4. Configuration de la mesure
La configuration de la mesure concerne toutes étapes de la mesure et aussi les appareils
qu’elle fait intervenir. Configurer la mesure consiste à définir l’altitude de la mesure, la
surface à cartographier et le pas de chaque axe de déplacement. Ensuite, pour l’émission, on
définit les fréquences auxquelles l’on souhaite faire la mesure. Avant de démarrer la mesure,
il faut configurer l’analyseur de spectre en lui indiquant la RVW, le Span et l’unité de la
mesure. Pour l’immunité, Il faut dans premier temps définir le type de mesure que l’on
souhaite effectuer, à savoir avec ou sans déplacement de la sonde d’injection. Le générateur
de signal doit être configuré sur le mode souhaité, signal harmonique ou modulé par exemple.
L’unité de la puissance doit également être configurée afin de prévenir des erreurs. L’appareil
qui sert pour l’analyse du critère de susceptibilité doit aussi bien entendu être programmé
avant de démarrer la mesure. Il doit contenir les conditions de défaillances qui ont été choisies
pour l’analyse.
56
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.1.2. Les sondes de champ proche utilisées
Une sonde champ proche permet de capter le champ rayonné par un système électrique en
fonctionnement. Le caractère électrique ou magnétique de ce champ dépend respectivement
de la variation de tension et des fluctuations de courant à l’intérieur de ce système. Une fois
produit, le rayonnement du champ peut être privilégié dans une direction donnée de l’espace.
Il est donc indispensable de bien choisir une sonde une mesure. Il existe deux types de sondes
champ proche: les sondes de champ magnétique (champ H) et les sondes de champ électrique.
II.1.2.1. Sondes de champ magnétique – H
Généralement sous forme de boucle, les sondes de champ magnétique sont sensibles aux
variations de courant.
Lorsqu’un champ magnétique traverse la boucle, une force électromotrice (fém.) induite
apparaît à ses bornes. Cette fém. peut être mesurée à l’aide d’un oscilloscope ou d’un
analyseur de spectre sous la forme d’une tension électrique. L’amplitude de cette tension
dépend de la surface de la boucle et de l’amplitude du champ magnétique traversant la surface
de la boucle. Pour une sonde donnée, il existe une relation entre la tension obtenue à ses
bornes et la valeur de champ qui la traverse. Ces deux grandeurs sont liées par le facteur de
performance.
Sonde coaxiale
sans blindage
Sonde coaxiale
avec blindage
Sonde PCB
Figure II–11 : Description de quelques sondes de champ magnétique.
Plusieurs architectures peuvent être utilisées pour concevoir les sondes de champ proche
(Figure II–11). Les sondes coaxiales peuvent être faites avec ou sans blindage. Sans blindage,
la boucle peut être de petite dimension, en revanche elle présente un coefficient de couplage
capacitif supérieur aux sondes avec blindage [AKUE05]. Cependant, les sondes avec blindage
ne permettent d’avoir une bonne résolution spatiale à cause de la grande taille de leur boucle.
On peut aussi utiliser un circuit imprimé pour fabriquer une sonde de champ magnétique.
II.1.2.2. Sondes de champ électrique – E
Généralement sous forme de dipôle, les sondes de champ électrique sont sensibles aux
variations de tension. Lorsqu’elle est soumise à un champ électrique, une différence de
potentiel apparait à ces bornes.
57
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Sonde coaxiale
sans blindage
Sonde PCB
Figure II–12 : Description de sondes de champ électrique.
Les sondes de champ électrique peuvent être faites avec du câble coaxial ou sur circuit
imprimé (Figure II–12). Plus le brin est long, plus la sonde est sensible. Inversement, plus le
brin est court, meilleure est la résolution spatiale.
II.1.2.3. Facteur de performance (PF)
Le coefficient PF, appelé facteur de performance, caractérise l’aptitude de la sonde à
capturer une composante du champ électromagnétique. Ce coefficient est indépendant de la
structure rayonnante et de la position de la sonde au-dessus de la source de rayonnement. Il ne
dépend que de la fréquence. Calibrer une sonde consiste à déterminer son facteur de
performance en fonction de la fréquence, en s’assurant au préalable que les trois points
suivants sont bien vérifiés :
•
Le diamètre de la sonde est très petit devant la longueur d’onde du champ (la sonde est
considérée comme récepteur ponctuel).
•
La sonde ne capture qu’une composante du champ électromagnétique (uniquement le
champ E, ou uniquement le champ H).
•
La sonde ne perturbe pas le rayonnement de la source produisant le champ à mesurer.
La tension lue, le champ magnétique traversant la boucle et le PF sont liés par la relation
suivante :
Pm(x, y, z, f)|dBm = H(x, y, z, f)|dBA/m + PF(f) (x, y, z, f)
Équation 4
Où :
Pm est la puissance en dBm de la tension aux bornes de la sonde
H est le champ magnétique en dBA/m (ou E pour le champ électrique en dBV/m)
PF est le facteur de performance en fonction de la fréquence de sonde utilisée.
Avec le facteur de performance, il est simple de remonter au champ magnétique ou
électrique mesuré par la sonde. A partir de la position de la sonde (altitude par rapport au
composant, orientation de la boucle) et la connaissance que l’on a du circuit, on peut tirer de
bonnes conclusions sur les sources de rayonnement et l’activité du composant mesuré.
Pour obtenir le facteur de performance d’une sonde, un calibrage de cette dernière est
nécessaire.
58
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.2. Mesure d’immunité rayonnée en champ proche
Dans cette partie, nous décrivons plus en détail la mesure d’immunité en champ proche.
Pour cela, nous décrivons d’abord la mesure d’immunité champ proche. Ensuite nous nous
intéressons aux sondes couramment utilisées pour cette mesure. Enfin, nous détaillons les
caractéristiques utiles pour le choix d’une sonde en immunité champ proche.
II.2.1. Description de la mesure d’immunité en champ proche
Il y a deux aspects fondamentaux en mesure d’immunité champ proche :
•
Le premier aspect consiste en la recherche du seuil de susceptibilité pour chaque
fréquence de mesure. C’est de cette façon que la mesure d’immunité est faite en injection
directe de puissance [IEC06]. Le protocole de mesure est décrit à la Figure II–13. On
recherche pour chaque fréquence, la puissance à partir de laquelle le résultat fourni par le
circuit intégré sous test est considéré comme défaillant. La première difficulté de cette
mesure est de définir la condition la mieux adaptée à notre mesure et au circuit sous test
•
Le second aspect est la recherche d’une zone sensible. Cela correspond au déplacement de
la sonde au-dessus du circuit intégré et pour chaque position de la sonde, on fait une
recherche de seuil de susceptibilité. Cela signifie que la procédure décrite au paragraphe
précédent est répétée autant de fois qu'il y a de points sur la cartographie de mesure à
réaliser. Ce qui en fait une mesure longue à réaliser. Au final, nous obtenons un graphique
comme celui présenté à la Figure II–13 avec la courbe de susceptibilité.
Puissance
Incidente
Pmax
STOP!
P=Pmax
STOP!
faute
STOP!
faute
Seuil de
susceptibilité
reset
Pstep
reset
Pmin
F0
F1
F2
Fréquence
Figure II–13 : Principe de mesure d'immunité.
Lors de l’étude d’immunité champ proche d’un composant, il est nécessaire d’éclairer les
points suivants :
•
Pour une fréquence donnée, quelles sont les zones sensibles du circuit intégré ? C'est-àdire une cartographie champ proche de l’immunité pour une fréquence fixe. Dans ce cas,
le résultat de mesure correspond à une cartographie champ proche mais pour l’immunité
du composant et non pas son émission. L’échelle des couleurs correspond à la puissance
injectée ou au champ nécessaire pour générer une défaillance. A ce niveau, on n’a aucune
information sur les autres fréquences d’agression (Figure II–14).
59
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Puissance
injectée
Circuit intégré
sous test
Pmax
Zones
sensibles
Pmin
Figure II–14 : Exemple de résultat d’une cartographie en champ proche d’immunité à une
fréquence.
•
Pour une zone donnée du circuit intégré, à quelles fréquences le circuit est-il sensible ? Et
pour chacune des fréquences, quel est le seuil de susceptibilité ? A partir de quel niveau de
puissance le circuit intégré est considéré comme sensible ? C'est-à-dire une recherche du
seuil de susceptibilité comme décrit précédemment. Cette mesure ne donne pas
d’information sur la susceptibilité de l’ensemble du composant, mais uniquement sur un
point qui se trouve en dessous de la sonde. Le résultat de cette mesure correspond à une
courbe de la puissance injectée en fonction de la fréquence (Figure II–15).
Puissance
Incidente
Pmax
Pmin
F0
F1
F2
Fréquence
Figure II–15 : Exemple de courbe du seuil de susceptibilité en champ proche en un point.
En somme, si l’on souhaite connaître dans son ensemble l’immunité rayonnée en champ
d’un circuit intégré, il faut non seulement faire une cartographie de ce dernier, mais en plus,
pour chaque position de la sonde, faire une recherche standard d’immunité. A moins de
connaître avant la mesure les bandes de fréquences et les zones du circuit à investiguer. Cette
mesure peut devenir très longue et délicate à interpréter.
Le temps total nécessaire pour cette mesure est estimé en multipliant la durée d’une mesure
d’immunité champ proche par le nombre total de point nécessaire pour couvrir toute la
surface du composant. Plus la sonde utilisée est ponctuelle, plus le temps de la mesure est
grand. Sachant que pour chaque position de la sonde, la recherche du seuil de susceptibilité
prend aussi beaucoup de temps. En effet, le temps mis dépend du pas de fréquence, c'est-àdire du nombre de points en fréquence et du pas de puissance, à savoir le nombre de points
nécessaires avant de détecter le seuil de susceptibilité ou le niveau maximal d'injection. La
sonde magnétique généralement utilisée pour faire la mesure d’immunité en champ proche
d’un composant est une boucle. Lorsqu’elle est de petite taille, elle est dite « ponctuelle ».
Lorsqu’elle est de grande taille, on ne maîtrise pas précisément les lignes de champ.
60
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Afin de réduire le temps nécessaire pour une mesure d’immunité en champ proche d’un
composant, nous proposons de faire non plus une mesure d’immunité ponctuelle, mais une
mesure d’immunité globale. Cette mesure permet de tracer la courbe du seuil de susceptibilité
en champ proche de tout le circuit intégré. Elle ne permet donc pas de localiser les zones
sensibles de ce circuit intégré, mais de faire une première investigation. Si par la suite, l’on
souhaite localiser ces zones, il suffit de cartographier le circuit intégré avec une sonde
ponctuelle aux fréquences sensibles. La Figure II–16 décrit les étapes d’une mesure
d’immunité en champ proche lorsque l’on utilise une sonde qui rayonne le champ sur
l’ensemble du circuit intégré.
Si nécessaire
Si nécessaire
Agression globale
Agression localisée
Agression localisée
Seuil de
susceptibilité de
tout le composant
Localisation des zones
sensibles uniquement aux
fréquences sélectionnées
Seuil de
susceptibilité d’une
zone du composant
Courbe
Cartographie
Courbe
Figure II–16 : Description des étapes de mesure d’immunité champ proche avec une agression
globale.
La courbe obtenue en faisant une agression globale permet d’obtenir la somme des seuils
de susceptibilité. Cette susceptibilité peut provenir d’un seul bloc, tout comme elle peut
provenir de plusieurs blocs du circuit intégré. C’est la cartographie qui permettra de distinguer
les zones entre elles. Il est important de noter que dans certains cas, la courbe obtenue avec
une agression globale peut être suffisante. Et c’est seulement si cela est nécessaire que l’on
peut s’intéresser aux deux autres étapes. En faisant une cartographie à des fréquences
spécifiques et/ou en faisant une recherche du seuil de susceptibilité sur une zone spécifique.
En somme, une seule mesure – équivalente à la recherche du seuil de susceptibilité en un
point avec une sonde ponctuelle –suffit pour connaître l’immunité du composant. Cette
mesure consiste à trouver le seuil de susceptibilité de tout le composant (non plus d’un point
du composant) pour chacune des fréquences. Nous obtenons dans ce cas, une seule courbe
d’immunité pour tout le circuit. En revanche, cette courbe ne donne aucune information sur la
zone sensible du circuit, mais elle limite le champ d'investigation fréquentiel.
Pour cela, nous nous proposons de concevoir de nouvelles sondes. Le but de ces sondes est
de produire du champ électrique ou magnétique constant sur une grande surface. La surface
illuminée dépendant de la structure et des dimensions de la sonde. Il existe déjà des solutions
qui permettent d’agresser un circuit intégré dans son intégralité :
•
On peut citer la cellule TEM ou GTEM [IEC07]. La difficulté avec une cellule TEM est
qu’elle impose une conception de carte de test spécifique 10 par 10 cm où le circuit
intégré à agresser est isolé sur une face. De plus, l’agression dans une cellule TEM est
rayonné champ lointain, tandis que nous proposons une agression en champ proche.
61
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
•
On peut également citer le LIHA [LAMO05]. Cette sonde nécessite également la
conception d’une carte de test spécifique car elle nécessite une connexion au plan de
masse. De plus, elle n’est optimisée que pour l’agression en champ électrique et pour des
fréquences supérieures à plusieurs centaines de Mégahertz. La méthode que nous
proposons peut s’adapter à système électronique sans forcément nécessité de
modifications préalables.
•
Il y a plus récemment la IC-Stripline [KORB07] proposée par Körber. Cette fois encore,
la conception d’une carte de test est nécessaire. Les spécifications de la carte de test sont
bien entendu les mêmes que pour une cellule TEM.
Avant de décrire les sondes que nous proposons, il est important de s’intéresser à la sonde
couramment utilisée afin d’en conserver les qualités et si possible, de les améliorer.
II.2.2. Description de sondes « standard » d’immunité champ
proche
Nous allons à présent nous intéresser aux performances électromagnétiques des sondes
champ proche couramment utilisées pour la mesure d’immunité. Il s’agit de la boucle
magnétique et du dipôle électrique. Nous allons nous intéresser en particulier à la valeur et à
la répartition spatiale du champ qu’elle rayonne. Nous nous intéresserons aussi à son couplage
avec d’autres éléments électriques et à son impédance.
II.2.2.1. Calcul du champ rayonné par une sonde champ proche
Le champ magnétique émis par une boucle parcourue par un courant d’amplitude I
s’obtient avec L’équation 5. Cette équation est valide lorsque le rayon de la boucle R est petit
devant la distance OM qui sépare la boucle du point d’observation. On parle d’approximation
du dipôle magnétique.
z
R
O
y
θ
I
r
uφ
uθ
x
M
ur
r
r
r
µm
B(M ) = 0 3 (2 cos(θ )ur + sin(θ )uθ )
4πr
(Équation 5)
Figure II–17 : Calcul du champ magnétique rayonné par une boucle.
62
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Avec :
µ0 : perméabilité magnétique du vide à 4π.10-7 H/m.
r : distance en mètre entre le centre de la sonde et le point de calcul du champ électromagnétique en M ;
r
OM = r ⋅ u r
m est le moment magnétique de la boucle de surface S et de vecteur normal
r r
r
n ,m = S ⋅I ⋅n.
Le champ électrique émis par un monopôle élémentaire de moment dipolaire p avec
r
p = q ⋅ NP s’obtient en utilisant l’équation 6. Cette équation est valide lorsque la longueur du
dipôle NP est petite devant la distance OM qui sépare le dipôle du point d’observation. On
parle d’approximation du dipôle électrique.
M
r
θ
N
O
P
r
E (M ) =
x
p
4πε 0 r
3
r
r
(2 cos(θ )u r + sin(θ )uθ )
(Équation 6)
Figure II–18 : Calcul du champ électrique rayonné par un dipôle.
Avec :
r : distance entre la sonde et le point de calcul du champ électromagnétique en M ;
r
OM = r ⋅ u r ;
r
p : moment dipolaire p = q ⋅ NP
Cette équation permet d’évaluer le champ rayonné par une boucle en tout point de l’espace.
La valeur de ce champ et la direction des lignes de champ dépendent de la position de la
boucle par rapport au point d’observation.
II.2.2.2. Surface de rayonnement d’une boucle magnétique
La puissance que la sonde est capable de rayonner dépend fortement de son impédance. En
effet, lorsque l’impédance de la sonde est très différente de celle du générateur de signal, toute
la puissance fournie à la sonde n’est pas rayonnée. Une partie est réfléchie et retournée au
générateur. La Figure II–19 montre la simulation de la surface du champ magnétique produit
par une boucle en fonction de sa taille. La simulation est menée pour la fréquence de 10 MHz
et pour la fréquence de 1 GHz. Le point d’observation est à 1 mm de l’extrémité de la sonde.
On considère que le champ est constant à l’intérieur d’une surface si l'écart maximum entre
tous les points de cette zone ne dépasse pas 3dB. La surface d’illumination est définie comme
étant la zone où le champ émis par la sonde est maximal.
63
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Surface d'illumination (mm²)
8
s ( x) = 2.5 * r
6
Sondes usuelles
4
2
0
0
2
4
6
Rayon de la boucle (mm)
8
10
Figure II–19 : Simulation de la surface d’illumination en fonction de la taille de la boucle.
On remarque que la surface d’illumination augmente avec la taille de la sonde. Cette
courbe peut être approximée par la fonction :
s (r ) = k * r
(Équation 7)
Où r est le rayon en millimètre de la boucle et k une constante.
Il faut noter que la courbe de la surface d’illumination simulée obtenue à 10 MHz et celle à
1 GHz sont identiques. On en conclut que la surface d’illumination pour cette sonde ne
dépend pas de la fréquence du signal qui la parcourt.
Les sondes champ proche que nous utilisons couramment ont un rayon allant de 0.5 à 2
mm. La courbe de la Figure II–19 montre que pour une sonde 0.5 mm de diamètre, la surface
de rayonnement est supérieure à 2 mm². Dans certaines conditions, 2 mm² de surface peuvent
être considérer comme ponctuelle. Mais avec la tendance actuelle de réduction de la taille des
composants, on a besoin d’une sonde capable de produire du champ sur une surface plus
petite afin de la considérer comme ponctuelle ou une surface plus grande si l'on souhaite
illuminer en globalité un composant fortement intégré. Cela nous amène à nous intéresser à la
variation de cette surface en fonction de la distance qui sépare le point d’observation de
l’extrémité de la sonde. Sur la Figure II–20 est présentée la courbe simulée de la variation de
la surface d’illumination d’une boucle magnétique en fonction de l’altitude d’observation.
Cette courbe est obtenue avec une sonde de 1 mm de diamètre. L'altitude correspond à la
distance entre l’extrémité de la sonde et le point d’observation.
64
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Surface d'illumination (mm²)
1000
s ( h) = k * h 2
100
10
1
0,1
0,01
0,001
0
2
4
6
Altitude (mm)
8
10
Figure II–20 : Simulation à 1 GHz de la surface illuminée en fonction de l’altitude de la sonde.
On constate que plus on est proche de la sonde, plus la surface de rayonnement est faible.
Cette courbe peut être approximée par la fonction :
s (h) = k * h 2
(Équation 8)
On peut donc noter que pour être « ponctuelle », le point d’observation doit être très
proche de la sonde. L’autre intérêt de se rapprocher de la sonde est le fait que le champ
rayonné augment lorsque la distance diminue. On est donc sûr de produire de fortes
perturbations en un point très précis du circuit intégré en ne consommant une puissance
électrique relativement faible. Il faut noter qu’il existe une distance minimale possible. En
effet, le boîtier et le diamètre du contour de la sonde constituent une limite à l’altitude qui
sépare les éléments sensibles du boîtier à la partie active de la sonde.
A présent, on va s’intéresser à la transmission de la puissance proprement dite entre la
sonde et les éléments sensibles.
II.2.2.3. Couplage entre la sonde et la victime
Nous avons vu précédemment comment évaluer le champ produit par une boucle
magnétique et comment ce champ est réparti à une certaine distance de cette dernière. Il est
important en plus de comprendre comment ce champ peut être capturé par un élément
sensible. Pour simplifier, nous restons sur l’hypothèse d’une ligne microstrip adaptée 50 Ω.
L’injection de puissance se fait par la sonde champ proche et l’élément sensible est la ligne.
Dans un premier temps, analysons chaque composante du champ rayonné par une boucle.
Sur la Figure II–21 est montrée la simulation du champ rayonné par une boucle magnétique
de 1 mm diamètre à une distance de 1 mm de son extrémité. La boucle est placée dans le plan
yz et le champ est simulé dans le plan xy. La fréquence de simulation est de 1 GHz.
65
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Htotal
y
Position de
la sonde
z
x
Ligne
micro-ruban
dBA/m
1
-16
-30
Hx
Hy
Hz
Figure II–21 : Répartition spatiale du champ magnétique rayonné par une boucle à 1 GHz.
On constate que la répartition du champ rayonné par la boucle n’est pas la même pour
toutes les composantes Hx, Hy et Hz. Par rapport à cette position de la boucle, la valeur du
champ rayonné est la plus élevée pour les composantes Hx et Hz. Elle est très faible pour Hy.
Une boucle placée dans le plan yz est couplée à la piste par la composante Hx. Une boucle
placée dans le plan xz est couplée à la piste par la composante Hy. Enfin, une boucle placée
dans le plan xy se couple mieux à la piste par la composante Hz. La seule analyse du champ
total ne suffit pas à prévoir le couplage entre la sonde et un autre élément électrique. Il faut
noter que si l’on est couplée à la sonde par la composante Hz, ce n’est pas par un point mais
deux points. L’injection peut donc se faire à deux endroits sur le circuit intégré.
II.2.3. Caractéristiques d’une sonde en immunité
L’utilisation d’une sonde champ proche en immunité nécessite la connaissance d’un
certain nombre d’informations la concernant. Parmi ces informations, on peut citer sa bande
de fréquence utile, la répartition spatiale du champ qu’elle rayonne, la valeur du champ
magnétique rayonnée et les composantes de ce champ. Les résultats présentés dans la suite
sont issus de simulations électromagnétiques. Le logiciel utilisé est FEKO [FEKO].
II.2.3.1. Répartition spatiale du champ
Comme nous l’avons vu dans le paragraphe précédent, la répartition du champ dépend des
dimensions de la sonde, de la distance à laquelle se trouve le point d’observation et de la
composante considérée. C’est un critère important pour l’immunité. Si l’on souhaite prévoir
une injection, il faut savoir où et comment le champ arrive sur les zones sensibles. Nous
allons tout d’abord nous intéresser à l’allure spatiale du champ produit par une sonde. Nous
nous appuyons toujours sur une boucle magnétique de 1 mm de diamètre. La sonde est placée
dans le plan xz et l’observation se fait dans le plan xy. La Figure II–22 présente la répartition
du champ magnétique total rayonné par une boucle pour différentes altitudes.
66
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
y
z
h = 0.1 mm
h = 0.5 mm
x
Position de
la sonde
h = 1 mm
h = 10 mm
Htotal
Figure II–22 : Allure de la surface de rayonnement en fonction de l’altitude.
On peut noter que pour le champ total, l’allure de la surface de rayonnement change avec
l’altitude. Cependant, elle tend vers une ellipse orientée dans la même direction que la boucle
lorsqu’on est très proche de la sonde. La surface d’illumination équivaut à un rectangle
arrondi perpendiculaire à la direction de la sonde lorsque le point d’observation est éloigné de
l’extrémité de la sonde. Cette surface est équivalente à un cercle lorsque la hauteur est du
même ordre de grandeur que le diamètre de la sonde.
II.2.3.2. Champ magnétique rayonné
Cette fois, nous allons nous intéresser à la valeur proprement dite du champ produit par
différentes sondes de champ proche.
Si on considère un circuit intégré comme victime de l’agression électromagnétique
produite par une sonde de champ proche, le couplage se fait surtout au niveau des fils de
bondings ou de piste rebouclés à la masse interne au circuit. Généralement, ces éléments
présentent une boucle dans le plan xz ou yz. Ils sont donc généralement sensibles aux
composantes tangentielles du champ magnétique, c'est-à-dire à Hx ou Hy. Nous conservons
l’hypothèse de la boucle dans le plan yz. Sachant que le champ maximum de la composante
Hy est très faible devant la composante Hx puisque la sonde est située très près du composant
sous test, la suite de cette étude n’est menée que sur la composante Hx.
A partir de l’équation 5, on peut déduire la valeur du champ magnétique en dessous de la
r
boucle. C’est un cas particulier où θ = 90°. Dans ce cas on a : B(M ) =
µ 0m r
uθ . C’est la
4πr 3
situation où le champ maximum est rayonné dans la direction Hy, et nul dans les deux autres.
A la Figure II–23 est présentée la variation du champ magnétique rayonné par une boucle
magnétique de 1 mm de rayon pour une simulation à la fréquence de 1 GHz.
67
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Champ magnétique (dBA/m)
50,00
30,00
10,00
-10,00
-30,00
-50,00
0
2
4
6
Altitude (mm)
8
10
Figure II–23 : Courbe du champ magnétique en fonction de l’altitude.
On constate que le champ décroît très rapidement lorsque l’altitude augmente. Plus le
composant sous test est proche de la sonde, plus l’agression électromagnétique produite par la
sonde est forte au niveau du circuit intégré.
On s’est également intéressé à la variation du champ magnétique de la boucle par rapport à
son rayon, ce résultat est représenté sur la courbe de la Figure II–24. Pour chaque point de
cette courbe, le point d’observation est à 1 mm de l’extrémité de la boucle.
Champ magnétique (dBA/m)
5
0
-5
-10
-15
-20
0
5
10
15
Rayon de la boucle (mm)
20
Figure II–24 : Courbe du champ en fonction de la taille de la sonde.
De même que pour l’altitude, on constate que la valeur du champ magnétique rayonné par
la boucle diminue lorsque le rayon augmente. Cependant, on a vu que la surface
d’illumination augment avec le rayon de la boucle. On en conclut qu'une injection ponctuelle
permet une plus forte agression locale. Par exemple, localement, une sonde de 1 mm de rayon
permet une injection de 5 dB supérieure à celle d’une sonde de 3 mm de rayon.
Nous avons remarqué que la surface d’illumination de la boucle ne dépend pas de la
fréquence du signal de travail. Qu’en est-il de la valeur en un point fixe de ce champ ? La
courbe de la Figure II–25 donne l’allure de la valeur du champ magnétique rayonné par une
boucle de 1 mm de diamètre. Le point d’observation est fixe et se trouve à 1 mm en dessous
de l’extrémité de la boucle.
68
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Champ H (dBA/m)
80,00
60,00
40,00
20,00
0,00
-20,00
1
10
100
1000
Fréquence (MHz)
10000
Figure II–25 : Courbe du champ magnétique rayonné par la boucle en fonction de la fréquence.
On constate que la valeur du champ rayonné décroît de 20 dB par décade. En d’autres
termes, plus la fréquence du signal parcourant la sonde est élevée, plus le champ magnétique
qu’elle rayonne est faible.
II.2.3.3. Influence de l’impédance de la sonde sur ses performances
Le champ magnétique est produit par les variations de courant à l’intérieur d’un
conducteur électrique. C’est donc une grandeur qui dépend fortement du courant qui parcourt
la sonde. De même que le champ électrique produit par une sonde dépend des variations de
tension de la sonde. Généralement, la sonde est vue par le générateur comme une impédance
équivalente (Figure II–26). Cette impédance n’est pas constante quelque soit la fréquence.
Elle dépend des dimensions physiques de la sonde et varie en fonction de la fréquence.
Adaptation 50 Ω
Impédance Z(f)
de la sonde
Générateur
de signal
Câble coaxial
adapté 50 Ω
Sonde
champ proche
Figure II–26 : Liaison entre un générateur de signal et une sonde champ proche.
Il existe des problèmes liés à l’adaptation d’impédance. En effet, lorsqu’une onde passe
d’un milieu A à un milieu B ayant respectivement une impédance ZA et ZB, elle est réfléchie.
Cette réflexion peut être partielle ou totale. On établie un coefficient de réflexion ρ. Ce
coefficient s’évalue grâce à la formule suivante :
ρ=
ZA − ZB
ZA + ZB
(Équation 9)
69
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
La réflexion est nulle lorsque ρ = 0, c’est le cas lorsque ZA = ZB. La réflexion est totale
lorsque
ρ = 1. C’est le cas lorsque l’une des deux impédances vaut 0 ou l’infinie.
Considérons le cas de la Figure II–26, il n’y a aucune réflexion entre le générateur de
signal et le câble coaxial. Il existe une adaptation d’impédance entre les deux. Cependant,
l’impédance de la sonde est variable. Le coefficient de réflexion l’est donc aussi. Finalement,
ρ dépend aussi de la fréquence. En d’autres termes, tout le signal fourni par le générateur est
transmis au câble coaxial. Mais seulement une partie de ce signal est rayonnée par la sonde.
Une simulation ou une mesure des paramètres S permet de connaître la variation de ρ (ou
S11) en fonction de la fréquence. La Figure II–27 montre un exemple de simulation du
coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de diamètre.
Coefficient de réflexion (dB)
5.0E-04
0.0E+00
-5.0E-04
-1.0E-03
-1.5E-03
-2.0E-03
-2.5E-03
0.001
0.01
0.1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–27 : Simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de
rayon.
La réflexion du signal fourni par le générateur complique énormément les mesures
d’injection en champ proche. Car d’après la courbe de la Figure II–27, on déduit que
finalement très peu de puissance est rayonnée par la sonde car son coefficient de réflexion est
très proche de 0 dB. Le coefficient de réflexion décroit fortement de 2 à 10 GHz, mais sa
valeur reste supérieure à 0.01 dB. Cela explique pourquoi une injection en champ proche
nécessite beaucoup de puissance pour induire une perturbation sur une victime.
L’impédance ne peut donc pas être négligée si l’on souhaite caractériser une sonde de
champ proche, qu’elle soit magnétique ou électrique.
Cela nous permet de conclure en soulignant que l’utilisation d’une sonde de champ proche
ne pose pas de grands problèmes lorsqu’elle est utilisée en émission. Du moment que le câble
utilisé pour guider l’onde capturée est adapté à l'impédance d'entrée de l’appareil de mesure,
tout le signal capté par la partie sensible et transmis au guide est absorbé par l’appareil de
mesure. En revanche, lorsque l’on fait de l’injection, comme l’adaptation entre le guide et
l’élément sensible (boucle, brin) n’est pas garantie, une grande partie de la puissance fournie à
la sonde est réfléchie et retournée au générateur. La solution couramment utilisée consiste à
mettre un coupleur à l’entrée de la sonde afin de connaître la puissance réellement injectée.
A présent, nous allons nous intéresser à un nouveau type de sondes : La SkateProbe. Le but
étant de produire du champ sur une grande surface et non plus en un point.
70
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.3. Sonde de champ proche proposée : la SkateProbe
La mesure de l’immunité en champ proche dépend énormément des sondes d’injection.
Nous avons mené une réflexion sur la manière dont une sonde champ proche injecte de la
puissance à un circuit intégré. Cette réflexion vise à l’optimisation d’une mesure d’immunité
en champ proche. Cette réflexion fait l’objet des deux dernières parties de ce chapitre. D’une
part, nous décrivons de nouvelles architectures de sonde de champ électrique et de champ
magnétique. D’autre part, nous proposons une technique de calibrage de sonde champ proche
pour la mesure d’immunité.
Qu’elle soit électrique ou magnétique, les critères de sélection d’une sonde de champ
proche en immunité reste les mêmes. L’objectif avec la SkateProbe est de conserver dans le
pire des cas les qualités qu’une sonde standard. Dans le meilleur des cas, la SkateProbe doit
avoir des qualités supérieures. Les sondes standard servent à produire une agression
localement sur un circuit intégré. Le but visé avec une SkateProbe est de reproduire une
agression électromagnétique sur l’ensemble d’un circuit intégré. Dans cette partie, nous
comparerons à chaque fois la SkateProbe et une sonde standard.
II.3.1. Description
Les SkateProbe données en exemple sont réalisées sur circuit imprimé double couche.
Afin de mener cette étude, nous comparons à chaque fois la SkateProbe à la boucle
magnétique. Dans chaque exemple, les deux sondes ont la même la surface de boucle. La
Figure II–28 montre le calcul de la surface de deux boucles différentes : l’une est circulaire et
l’autre rectangulaire.
l
r
Surface = π*r²
L
Surface =
l*L
Figure II–28 : Calcul de la surface de deux boucles, circulaire (à gauche) et rectangulaire (à
droite).
On peut noter que l’exemple de la Figure II–28 est relatif au champ magnétique. Une
analogie existe pour le champ électrique mais elle n’est pas discutée dans ce manuscrit.
L’intérêt de la SkateProbe est sa simplicité. Nous proposons une solution qui permet lors
d’une étude de concevoir une sonde la mieux adaptée au cas d’étude en jouant sur quelques
paramètres physiques, essentiellement les dimensions de la sonde. Il n’y a donc pas une
SkateProbe, mais une technique de conception permettant de fabriquer soit même une sonde
avec les caractéristiques souhaitées.
Pour être capable de contrôler le champ émis par une sonde de champ proche, il est
indispensable de comprendre de quelle manière le champ rayonné par une piste se répartit
autour de cette dernière.
71
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.3.2. Emission d’une ligne micro-ruban
La ligne micro-ruban est un élément électrique standard et simple à mettre en œuvre. C’est
aussi l’élément de base d’une SkateProbe. Nous allons nous appuyer sur cette dernière pour
comprendre de quelle manière les champs électrique et magnétique se répartissent autour d’un
élément parcouru par un courant. Dans cette partie, on s’intéresse au champ
électromagnétique émis par une piste. Ensuite à l’influence des caractéristiques de cette piste
sur son émission. Enfin, on décrit le modèle électromagnétique d’une piste rayonnante.
II.3.2.1. Champ électromagnétique émis par une piste
Dans cette partie, on s’intéresse au champ émis par une piste. Pour cela, nous partirons du
calcul du champ rayonné par un dipôle élémentaire et nous l’appliquerons à la piste.
II.3.2.1.1 Champ émis par un dipôle élémentaire
On cherche à déterminer le champ magnétique rayonné par un dipôle élémentaire. Dans le
cas de la SkateProbe, ce dipôle correspond à une inductance rayonnante. Afin de connaître le
rayonnement de ce dipôle dans l'espace, on se donne un repère sphérique (r, θ, φ), où la
direction positive correspond à θ = 0. Un repérage dans l'espace du dipôle est présenté à la
Figure II–29.
z
Er
Hϕ
θ
r
I0e
l
Eθ
jωt
y
x
φ
Figure II–29. Calcul du champ magnétique généré par un dipôle élémentaire.
Le champ généré par un dipôle de courant élémentaire de longueur l (m), d’amplitude I0
(A) et de pulsation ω=2πf (rad/s) peut se calculer à l’aide des formulations suivantes : c (m/s)
est la célérité de la lumière dans le vide. ηo est l’impédance d’onde dans le vide et vaut 377 Ω.
βo est la constante de phase en m-1.
2
 1
2η 0 β 0 Il
1  − jβ0r
×e
Hϕ =
× sin θ ×  2 2 + j

4π
β
r
r
β
0 
 0
2
 1
2η0 β 0 Il
1 
Er =
× cosθ ×  2 2 − j 3 3  × e − jβ0r
4π
β0 r 
 β0 r
(Équation 10)
(Équation 11)
72
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
 1
1
1 
η 0 β 0 2 Il
Eθ =
× sin θ ×  2 2 + j
− j 3 3  × e − jβ r
β0r
4π
β0 r 
 β0 r
0
r
r
r
Eϕ = H r = H θ = 0
(Équation 12)
(Équation 13)
II.3.2.1.2 Application à une ligne
Dans le cas d’une ligne micro-ruban de longueur infinie et parcourue par un courant
d’amplitude I (Figure II–30), la loi de Biot et Savart nous donne au final l’expression du
champ magnétique de l'équation 14:
z
I
r
B(M)
r
uz
0
r
M
r
ur
r
uθ
Figure II–30 : Calcul du champ généré dans une ligne micro-ruban.
r
µ ⋅I r
B ( M ) = 0 ⋅ uθ
2π ⋅ r
•
(Équation 14)
Cas du champ magnétique
Le champ magnétique émis par une ligne micro-ruban présente des lignes de champ qui
entourent la ligne (Figure II–31). Contrairement au champ électrique, que nous traiterons dans
le paragraphe suivant, ces lignes de champ ne coupent jamais ni la ligne micro-ruban ni le
plan de masse. Plus le chemin est court, plus l’intensité du champ est élevée. La zone de
champ maximum se trouve au plus près de la ligne.
Piste
i
z
x
y
Plan de masse
Figure II–31 : Emission en champ magnétique d’une ligne microstrip.
73
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Au-dessus et au centre de la piste, la composante Hx est toujours nulle. Au milieu et à la
verticale de la piste, la composante Hy est maximale tandis que la composante Hz est nulle.
Lorsque deux lignes sont voisines, la position des minima et des maxima ne respecte plus
les mêmes conditions que précédemment (Figure II–32). La composante Hy n’est plus
minimale au dessus des lignes. De plus, l’écart entre les maxima de la composante Hy
augmente avec l’altitude lorsque le sens du courant est inversé (Figure II–32 a.). Cet écart
diminue avec l’altitude lorsque les deux lignes sont parcourues par des courants de même sens
(Figure II–32 b.). Seule la composante Hx reste nulle au dessus des deux pistes.
H
H
-I
+I
2R
+I
+I
2R
z
z
x
x
y
y
Figure II–32 : Emission en champ magnétique de deux lignes microstrips voisines.
Pour les cartographies issues des composantes Hx et Hy, le champ capté au-dessus d’une
inductance est un maximum local. En revanche pour la cartographie issue de la composante
Hz, le champ capté au-dessus d’une inductance est un minimum local.
La Figure II–33 illustre le précédent propos. Les inductances L1 et L2 sont positionnées
sur des maximums dans le cas de Hx. Elles sont positionnées sur des minimums dans le cas de
Hz. Nous allons nous appuyer sur cette propriété du champ magnétique lors de l’interprétation
d’une cartographie.
Hx
Hz
Max
Min
Figure II–33. Exemple de positionnement d’inductances à l’aide de ic-emc [IC-EMC].
•
Cas du champ électrique
Maintenant que nous connaissons la forme du champ magnétique émis, nous allons nous
intéresser à celle du champ électrique. Le champ électrique émis par une ligne micro-ruban
présente des lignes de champ orientées de la ligne vers le plan de masse (Figure II–34). Ces
lignes de champ sont toujours orthogonales à la ligne micro-ruban et au plan de masse. Plus le
74
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
chemin est court, plus l’intensité du champ est élevée. Par conséquent, la zone de champ
maximum se trouve entre la ligne et le plan de masse.
Piste
z
i
x
y
Plan de masse
Figure II–34 : Champ électrique émis par ligne micro-ruban.
Au-dessus de la piste, la composante Ex est toujours nulle. Au-dessus et au milieu de la
piste, la composante Ez est maximale tandis que les composantes Ex et Ey sont nulles.
Lorsque deux lignes sont voisines, la position des minima et des maxima ne respecte plus
les mêmes conditions que précédemment (Figure II–35) et elle dépend du sens du courant de
chaque ligne.
b)
a)
E
-I
E
+I
2R
+I
+I
2R
z
z
x
y
x
y
Figure II–35 : Emission en champ électrique de deux lignes microstrips voisines.
Lorsque le sens du courant est différent sur les pistes (Figure II–35 a.), les lignes de champ
électrique relient les deux conducteurs et sont orthogonales à chacun d’entre eux. La
composante Ex est maximale à égale distance des deux conducteurs, les autres composantes
sont nulles. Lorsque le sens du courant est le même sur les pistes (Figure II–35 b.), les lignes
de champ sont toujours orthogonales à chaque conducteur. En revanche, les lignes de champ
ne relient plus les deux conducteurs. La composante EZ est maximale à égale distance des
deux conducteurs, les autres composantes y sont nulles.
II.3.2.2. Influence des caractéristiques de la ligne sur son émission
Dans cette partie, nous décrivons l’influence des paramètres d’une piste sur son
rayonnement champ proche.
II.3.2.2.1 Influence du plan de masse
Il est important de comprendre de quelle manière le plan de masse modifie les lignes de
champ rayonnées par une ligne micro-ruban. Lorsque la technologie choisie le permet, on
peut modifier la distance e qui sépare la piste du plan de masse. La Figure II–36 illustre
l’influence du plan de masse sur le champ magnétique rayonné par la piste. Chaque courbe
75
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
représente une simulation avec une épaisseur e différente. La courbe rouge représente la
mesure. Les courbes ci-dessous sont obtenues en faisant varier la distance entre la piste et le
plan de masse. La distance entre la sonde et la piste est constante et fixée à 1 mm.
Hx (dBA/m)
-40
e=10 mm
Mesure
x
-50
-60
e=100 mm
-70
e=2 mm
e
Plan de masse
-80
-2
-1
0
x (mm)
1
2
Figure II–36. Influence du plan de masse.
On constate que plus la piste est éloignée du plan de masse, plus les minimums locaux sont
écartés. Lorsque la piste est « isolée, c'est-à-dire très loin du plan de masse, il n’existe plus de
minimum locaux.
II.3.2.2.2 Influence de la largeur de la piste
Lors de la conception de la sonde, la largeur de la piste est un paramètre que l’on peut
modifier afin de changer la répartition du champ autour de la piste. La Figure II–37 montre
l’influence de la largeur de piste, notée w, sur le champ magnétique rayonné. Tant que cette
largeur est inférieure ou égale à 1 mm, l’allure du champ autour de la piste ne change pas.
Pour une largeur supérieure à 2 mm, l’allure du champ rayonné autour de la piste est
modifiée : le lobe principal devient plus large et présente deux maximums et un minimum (w
= 3mm). La valeur de w finale doit correspondre à la courbe qui ressemble le plus à la mesure
(en pointillé sur la Figure II–37).
w=3 mm
Hx (dBA/m)
-40
x
w=2 mm
-50
-60
w
Mesure
-70
W≤1 mm
e
Plan de masse
-80
-2
-1
0
x (mm)
1
2
Figure II–37. Influence de la largeur des pistes.
II.3.2.2.3 Influence du courant traversant la piste
Le courant qui traverse la piste permet de modifier la valeur du champ rayonné par la
SkateProbe. Pour voir l’influence de ce paramètre, on fait varier l’intensité du générateur i0.
Tous les autres paramètres sont fixes. La Figure II–38 montre l’influence de la puissance
fournie à la SkateProbe. On remarque que la variation de la puissance ne change pas la
76
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
position des minimums et des maximums. Elle entraîne cependant une variation dans le même
sens des valeurs du champ rayonné. Cette variation est conforme au résultat présenté à
l'équation 14.
Hx (dBA/m)
i0=100 mA
-45
x
-55
i0=10 mA
Mesure
-65
-75
50 Ω
i0
i0=1 mA
-85
-95
-2
-1
0
1
2
x (mm)
Figure II–38. Influence de la puissance fournie à la SkateProbe.
La valeur de la puissance fournie finale doit correspondre à la courbe qui ressemble le plus
à la mesure (en pointillé sur la Figure II–38).
II.3.2.2.4 Influence de l’altitude de la mesure
L’altitude de la sonde est déterminante dans le résultat que l’on obtient à partir d’une
cartographie champ proche. La position de la sonde modifie l’allure de la mesure. La Figure
II–39 montre l’influence de l’altitude de la sonde sur la mesure de champ magnétique. Plus la
distance entre la sonde de mesure et la piste est importante, plus le champ émis est faible et
plus le lobe principal est large.
Hx (dBA/m)
-45
Emission
mesurée
-60
x
h
h=1 mm
h=2 mm
h=3 mm
-75
-90
e
Plan de masse
-105
-2
-1
0
x (mm)
x displacement
1
2
Figure II–39. Influence de l’altitude de la sonde par rapport à la piste lors de la mesure.
Il existe une valeur de h qui permet d’obtenir une simulation fidèle à la mesure (en
pointillé sur la Figure II–39).
Tous ces paramètres doivent être croisés afin d’avoir la simulation la plus fidèle possible à
la mesure. C’est l’ensemble de ces paramètres qui sert à la conception de la sonde avec un
logiciel de simulation électromagnétique.
77
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.3.2.3. Modèle électromagnétique de la piste rayonnante
Après la réalisation schématique de la sonde, on s’intéresse à son impédance. En effet, la
sonde est vue par le générateur de signal comme un dipôle dont l’impédance dépend
fortement de la fréquence. Le simulateur électromagnétique permet de prévoir l’impédance de
la sonde en fonction de la fréquence. Pour cela, les caractéristiques des matériaux qui sont
utilisés pour la fabrication de la sonde doivent être communiquées au simulateur.
La simulation électromagnétique se fait en deux étapes : la première consiste à considérer
que toutes les pistes ont la même largeur afin de faire une première caractérisation de la sonde.
La seconde sert à optimiser la largeur de chaque piste si nécessaire : la prise en compte ou non
de ces largeurs dépend de la précision souhaitée et de la complexité de l’émission à reproduire.
Si la technologie utilisée pour la fabrication de la SkateProbe le permet, on peut également
optimiser l’altitude qui sépare chaque piste du plan de masse.
II.3.2.3.1 Modèle électromagnétique infini
Le modèle électromagnétique infini est un modèle parfait dont l'objectif est de faire une
simulation rapide. Il n’inclut aucun élément diélectrique fini. L’isolant et le plan de masse
sont infinis. Seules les pistes rayonnantes ont leurs dimensions réelles.
Ce modèle présente le défaut de ne pas être fidèle à la réalité : il n’existe pas de plan de
masse infini. Par conséquent, l’effet de bord dû au plan de masse modifie l’émission des
lignes. Cependant, ce modèle permet déjà d’optimiser, en première approximation, la
géométrie des pistes rayonnantes en un temps de simulation relativement court.
II.3.2.3.2 Modèle fini
Dans le modèle fini, le plan de masse et l’isolant sont considérés comme étant des éléments
finis. Leurs dimensions correspondent à celles de l’isolant et du plan de masse de la sonde
qu’on souhaite fabriquer. Sa simulation est plus longue, mais elle permet de reproduire plus
fidèlement le comportement électromagnétique de la sonde que l’on va fabriquer. Lorsque le
résultat du modèle fini coïncide avec celui du modèle infini, les dimensions de l’isolant et du
plan de masse peuvent être négligées.
Enfin, suite à la simulation, nous validons la répartition du champ produit par la sonde.
Nous vérifions aussi les valeurs maximales du champ et leurs positions. Les dimensions des
éléments rayonnants de la sonde et leurs positions peuvent donc être différentes de ceux qui se
trouvent à l’intérieur du circuit intégré, mais au final produire un rayonnement identique.
II.3.3. Exemple de SkateProbes Conçues
II.3.3.1. La SkateProbe adaptée à une ligne micro ruban
La première structure que nous proposons comme exemple est simplement une piste. Nous
proposons une première sonde qui rayonne du champ le long d’une ligne. La longueur
maximale de cette ligne dépend de la fréquence maximale que l’on souhaite atteindre. Elle
dépend aussi des dimensions de la ligne à agresser. La sonde donnée en exemple a une
longueur de 7.5 mm. La largeur de la piste est de 1 mm. La sonde est réalisée sur un circuit
imprimé standard double face. L’isolant a une dimension de 10 x 5 mm. Nous allons
comparer les résultats de simulation de la SkateProbe à ceux de la boucle magnétique. Pour
cela, nous nous intéressons au champ magnétique rayonné par les deux sondes, à leurs
paramètres S et à leur impédance.
78
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Type de boucle
Surface boucle
Type coaxial
Longueur du câble
Largeur de la piste
Isolant
Boucle
magnétique
Circulaire
~12 mm²
RG405
~8 mm
Air (εr = 1)
SkateProbe
Rectangulaire
~12 mm²
RG405
~8 mm
1 mm
FR4 (εr = 4.7)
Figure II–40 : Boucle magnétique et SkateProbe.
La Figure II–40 décrit les caractéristiques de la SkateProbe et de la boucle magnétique. On
peut noter que les deux sondes ont des boucles de même surface. De plus, les câbles coaxiaux
sont identiques.
II.3.3.1.1 Le champ rayonné simulé
La simulation du champ rayonné est faite à une distance de 1 mm de l’extrémité de la
sonde. On considère que le champ est constant tant que sa valeur n’est pas 3 dB en dessous de
sa valeur maximale. Cette simulation est faite avec le logiciel de simulation
électromagnétique FEKO.
L’observation du champ magnétique rayonné se fait sur une surface de 25 x 25 mm pour
les deux sondes. Les surfaces de rayonnement obtenues sont représentées sur la Figure II–41.
25 dBA/m
0 dBA/m
Figure II–41 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à
droite).
On remarque que la surface totale de rayonnement de la SkateProbe est 3 fois plus
importante que celle de la boucle magnétique. De plus, la valeur maximale du champ émis est
5 dB plus élevée dans le cas de la SkateProbe.
II.3.3.1.2 Le coefficient de réflexion
La mesure et la simulation du coefficient de réflexion de la SkateProbe est comparé à celui
de la boucle. Cette comparaison permet de caractériser la SkateProbe et de comparer la
puissance qu’elle injecte sur une piste par rapport à une boucle. La Figure II–42 montre la
définition du plan de calibration des deux sondes pour la mesure à l’analyseur de spectre.
79
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Plan de calibration
Figure II–42 : Définition du plan de calibration pour la mesure des caractéristiques de la sonde.
Pour les deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à ne caractériser que les
boucles. L’influence des câbles associés aux sondes n’est pas prise en compte.
On peut noter (Figure II–42) que la connexion entre le câble et la SkateProbe est beaucoup
plus complexe que celle de la boucle et fait intervenir un connecteur SMA. Les effets de cette
connexion sont négligés dans la suite.
1
1
0,5
0,5
Amplitude (dB)
Amplitude (dB)
C’est le câble utilisé avec la SkateProbe qui sert à faire la calibration. Ce câble a été
fabriqué de façon à ramener le plan de calibration à l’extrémité du câble utilisé pour la boucle.
Pour ce faire, le câble est détaché de la SkateProbe et c’est à l’extrémité de ce câble que la
calibration est faite. La mesure de la SkateProbe inclut ce câble, celle de la boucle l’exclut.
0
-0,5
Sonde circulaire
-1
SkateProbe 1x10
-1,5
0
-0,5
Sonde Circulaire
-1
SkateProbe 1x10
-1,5
-2
-2
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–43 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé (gauche) et mesuré (droite)
de la boucle et de la SkateProbe.
Pour la SkateProbe comme pour la boucle magnétique, le coefficient de réflexion est nul
sur toute la bande de fréquence (Figure II–43). Le résultat de simulation montre que les deux
sondes sont désadaptées. Ce qui correspond à nos prévisions puisque les sondes sont courtcircuitées et par conséquent pas adaptées 50Ω.
II.3.3.1.3 Le coefficient de transmission
La mesure du coefficient de transmission est réalisée en couplant la sonde à une ligne
micro-ruban située à 1 mm en-dessous du bas de la boucle. La ligne est terminée par une
résistance 50 Ω en une extrémité. L’autre extrémité de la ligne est branchée sur le port 1 de
l’analyseur vectoriel de réseau. La sonde est branchée sur le port 2 de l’analyseur vectoriel de
réseau.
80
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
-15
Amplitude (dB)
Amplitude (dB)
-30
-35
-50
-55
-70
Sonde circulaire
-90
Sonde Circulaire
-75
SkateProbe 1x10
SkateProbe 1x10
-95
-110
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–44 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) simulé (gauche)
et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban.
En mesure, tout comme en simulation, on constate que le coefficient de transmission de la
SkateProbe est environ 10 dB supérieur à celui de la boucle magnétique. Le couplage
électromagnétique est donc plus important avec la SkateProbe.
II.3.3.1.4 L'impédance
La mesure de l’impédance de la SkateProbe est comparée à celle de la boucle. Cette
mesure est faite en utilisant le VNA [VNA]. Le plan de calibration est défini de la même
façon que sur la Figure II–42, c'est-à-dire que sa définition permet de caractériser uniquement
l’impédance des boucles sans tenir compte du câble.
impédance (Ohms)
100
10
1
Sonde Circulaire
SkateProbe
0,1
0,01
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–45 : Comparaison de l’impédance mesurée de la sonde circulaire et de la SkateProbe.
Jusqu’à 2 GHz, les deux sondes ont une impédance qui croît avec la fréquence. A partir de
3 GHz, l’impédance de la boucle magnétique décroît tandis que celle de la SkateProbe croît
toujours. Cependant, les deux sondes sont très désadaptées.
81
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Nous venons de présenter les résultats de simulation et de mesure obtenus sur la boucle
magnétique et sur la SkateProbe. Il apparaît que la SkateProbe présente un meilleur couplage
avec une ligne micro ruban. De plus, le champ rayonné est réparti sur une surface plus
importante. Ces caractéristiques font que la SkateProbe est une meilleure candidate pour faire
des mesures d'immunité champ proche puisqu'elle répond mieux à nos attentes.
II.3.3.2. La SkateProbe adaptée à un circuit intégré
Deux architectures sont possibles pour des sondes de champ magnétique adaptées à
l’agression d’un circuit intégré :
•
La première architecture est de type plan. Cette structure, très simple, permet d’augmenter
la surface d’illumination d’une SkateProbe. En revanche, il existe une variation du champ
en fonction de sa largeur due à l’effet de peau. Cette limitation borne la fréquence
d’utilisation de la sonde. De plus cette architecture entraine une augmentation du couplage
électrique entre la sonde et le circuit intégré sous test.
•
La seconde architecture est de type bobine. Elle évite d’être confronté au problème lié à
l’effet de peau. Elle permet également de réduire le couplage électrique. En revanche, elle
est plus compliquée à réaliser que la précédente. Sa largeur dépend du nombre de spires et
de l’espacement entre ces spires. De plus, en fonction du nombre de spires, le chemin
parcouru par le courant est plus long. Elle introduit donc d’autres problèmes liés cette
fois-ci à la phase du signal qui la parcourt.
Dans ce paragraphe, nous présentons une SkateProbe dont l’architecture est de type plan.
La sonde donnée en exemple ici diffère de la SkateProbe ligne uniquement par sa largeur de 5
mm.
Type de boucle
Surface boucle
Type coaxial
Longueur du câble
Largeur de la piste
Isolant
Boucle
magnétique
Circulaire
~12 mm²
RG405
~8 mm
Air (εr = 1)
SkateProbe
Rectangulaire
~12 mm²
RG405
~8 mm
5 mm
FR4 (εr = 4.7)
Figure II–46 : Boucle magnétique et SkateProbe.
La démarche suivie est semblable à celle que nous avons précédemment décrite. Pour les
deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à ne caractériser que les boucles.
L’influence des câbles associés aux sondes n’est pas prise en compte.
II.3.3.2.1 Le champ rayonné simulé
La simulation du champ rayonné est faite à une distance de 1 mm de l’extrémité de la
sonde. On considère que le champ est constant tant que sa valeur n’est pas 3 dB en dessous de
sa valeur maximale.
L’observation du champ magnétique rayonné se fait sur une surface de 25 x 25 mm pour
les deux sondes. Les surfaces de rayonnement obtenues sont représentées sur la Figure II–47.
82
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
0 dBA/m
25 dBA/m
Figure II–47 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à
droite).
On remarque que la surface totale de rayonnement de la SkateProbe est 8 fois plus
importante que celle de la boucle magnétique. De plus, la valeur maximale du champ émis est
5 dB plus élevée dans le cas de la SkateProbe.
II.3.3.2.2 Le coefficient de réflexion
Pour les deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à caractériser uniquement
les boucles. L’influence des câbles associés aux sondes est supprimée.
1
Amplitude (dB)
0,5
0
-0,5
Sonde Circulaire
-1
SkateProbe 10x10
-1,5
-2
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–48 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé de la boucle et de la
SkateProbe.
La mesure du coefficient de réflexion (S11) des deux sondes est présentée à la Figure II–48.
Les deux sondes ont des coefficients de réflexions identiques. Ils sont égaux à 0 dB jusqu’à
600 MHz. De 600 MHz à 3 GHz, ils varient autour de 0 dB. Cela décrit la désadaptation des
deux sondes.
II.3.3.2.3 Le coefficient de transmission
La mesure du coefficient de transmission est réalisée en couplant la sonde à une ligne
micro-ruban située à 1 mm en-dessous de la boucle. La ligne est terminée par une résistance
50 Ω en une extrémité. L’autre extrémité de la ligne est branchée sur le port 1 de l’analyseur
vectoriel de réseau. La sonde est branchée sur le port 2 de l’analyseur vectoriel de réseau.
83
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
Amplitude (dB)
-25
-45
-65
SkateProbe 10x10
Sonde Circulaire
-85
0,1
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
10000
Figure II–49 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) mesuré de la boucle et de la
SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban.
La courbe de la Figure II–49 décrit la variation du coefficient de transmission (S12) mesuré
pour les deux sondes. Les deux courbes ont la même allure. Jusqu’ à 800 MHz, les courbes
varient de 20 dB par décade. De 800 MHz à 3 GHz, elles varient entre -35 et -20 dB. Sur toute
la bande de fréquence, les deux courbes restent inférieures à -15 dB. Cependant le coefficient
de transmission de la boucle magnétique est supérieur à celui de la SkateProbe.
Il est important de noter que cette SkateProbe n’est pas optimale pour une piste. Elle est
optimisée pour un circuit intégré.
II.4. Calibrage de sondes en immunité
Dans cette partie, on s’intéresse au calibrage des sondes champ proche en immunité. Le but
est de proposer une méthode permettant de passer de la puissance injectée dans la sonde à la
valeur équivalente du champ quelque soit le point d’observation. Dans un premier temps,
nous montrerons l’intérêt de calibrer les sondes en immunité. Ensuite nous décrirons la
méthode de calibrage que nous proposons. Nous terminerons en montrant une illustration de
cette méthode sur quelques sondes de mesure utilisée dans notre laboratoire.
II.4.1. Contexte
Les mesures d’immunité des circuits intégrés en champ proche présentent de plus en plus
d’intérêts. Mais elles restent très longues et très fastidieuses à mettre en œuvre.
La notion de calibrage d’une sonde champ proche est bien connue dans le cas de la mesure
de champ émis par une source électromagnétique quelconque. Elle se résume à la
connaissance de son facteur de performance. Pour une fréquence donnée, le facteur de
performance d’une sonde relie la tension aux bornes de la sonde à une valeur de champ. Dans
le cas d’une sonde magnétique, le facteur de performance (PF) s’exprime de la façon
suivante :
PF(f) = Pm(f)|dBm - H(f)|dBA/m
Équation 15
Où Pm est la puissance mesurée sur la sonde et H le champ magnétique équivalent.
84
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
En immunité, le calibrage d’une sonde devient une notion beaucoup plus complexe. Elle
doit contenir le maximum d’information nécessaire pour l’utilisateur. Son utilisation doit
cependant rester simple.
Il n’existe actuellement aucun moyen permettant de connaître rapidement la valeur
équivalente à une puissance injectée dans une sonde. Lorsque la sonde est utilisée pour
injecter de la puissance, le champ équivalent dépend fortement du point d’observation. En
d’autres termes, pour une fréquence donnée, la puissance injectée dans la sonde et le champ
équivalent capturé en un point sont liés à plusieurs variables. C’est pour cela que nous
proposons une méthode permettant de simplifier la mesure d’immunité en champ proche en
calibrant la sonde.
Le calibrage d’une sonde en immunité doit contenir les informations suivantes :
•
La surface d’illumination, qui indique à l’utilisateur s’il agresse un point du circuit intégré
ou bien s’il agresse un bloc entier ou même plusieurs blocs du circuit ou bien encore si
c’est tout le circuit intégré qu’il agresse ;
•
La valeur et la direction du champ à l’intérieur de la surface illuminée qui permet à
l’utilisateur de connaître le niveau de champ appliqué à son circuit intégré et de savoir
dans quelle direction le couplage est favorisé;
•
La variation du champ en fonction de l’altitude de la sonde qui offre à l’utilisateur une
liberté sur le positionnement de la sonde par rapport à son circuit intégré victime ;
•
La variation du champ en fonction de la fréquence qui permet à l’utilisateur de connaître
le comportement de la sonde à différents points de fréquence, et donc de savoir convertir
la puissance appliquée à la sonde en champ résultant.
II.4.2. Méthode de calibrage
Dans cette partie, nous nous intéressons à la méthode de calibrage de sonde de champ
proche en immunité qu’on propose. Nous détaillerons en particulier la mesure de chacun des
paramètres précédemment définis.
II.4.2.1. Principe de calibrage d’une sonde en immunité
Le calibrage d’une sonde en immunité vise à donner à l’utilisateur la valeur du champ
perçu par le circuit intégré sous test lors d’une injection en champ proche. Cette valeur
dépend de la configuration de la mesure. En fixant l’altitude de la sonde et la fréquence du
signal d’injection, l’utilisateur obtient un coefficient de conversion équivalent au facteur de
performance. De même, lorsqu’il agresse un circuit intégré, l’utilisateur doit savoir quelle
zone du circuit soumise à la perturbation.
Les données de calibration doivent permettre à l’utilisateur de retrouver rapidement :
•
La valeur du champ à l’altitude de la mesure ;
•
L’orientation des lignes de champ dans la surface d’illumination ;
•
La surface totale illuminée ;
•
et l’allure de la surface illuminée.
Pour cela, nous proposons un diagramme de couleur sur deux dimensions (Figure II–50).
85
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
a)
b)
Coefficient
Cmax
Zone
1
2
1x1y1
2x2y2
2x5y5
C1
2x6y6
1x3y3
1x4y4
Forme
Altitude
C2
y
y
x
x
Cmin
Fréquence
Figure II–50 : Représentation des données de calibrage d’une sonde en immunité.
Ce diagramme est composé de deux figures : Figure II–50 a) et Figure II–50 b). La Figure
II–50 a) est une cartographie dont l’axe des abscisses représente la fréquence et l’axe des
ordonnées correspond à l’altitude. Les couleurs de cette cartographie sont représentatives du
niveau du facteur de calibrage. Chaque couple altitude et fréquence correspond à un
coefficient. Additionné à la puissance du signal d’injection, ce coefficient permet d’obtenir la
valeur du champ magnétique au niveau du composant. Tout le repère est quadrillé sur la base
de la forme et de la taille de la surface d’illumination. Le nom de chaque cadre est donné sous
la forme de nxiyi où n est le numéro associé de la zone. xi et yi sont respectivement la longueur
et la largeur de la surface d'illumination.
Une autre partie des données de calibrage est présentée dans un tableau (Figure II–50 b)).
Ces données correspondent à la forme et la taille de la surface d’illumination. Ces données
complètent la valeur du coefficient en précisant sur quelle surface ce champ est appliqué.
Ainsi, l’utilisateur sait de quelle manière il injecte le champ dans le circuit. x et y indique la
longueur et la largeur de la surface. La valeur de x et y correspond aux xi yi donnés
précédemment. Ces données sont obtenues en faisant différentes cartographies de l’émission
de la sonde.
II.4.2.2. Surface d’illumination de la sonde
Etant donné que le calibrage d’une sonde en immunité inclus la répartition spatiale du
champ qu’elle rayonne, il faut mesurer sa cartographie champ proche. Pour cela, on utilise un
scanner champ proche [IEC05] pour mesurer l’émission en champ rayonné de la sonde à
calibrer (Figure II–51).
86
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
analyseur
de spectre
Sonde de
Champ H
y
z
Sonde de
capture mobile
Sonde
d’injection fixe
x
Générateur
de signal
Figure II–51 : Mesure de la surface d’illumination d’une sonde de champ proche.
En déplaçant une sonde de champ proche calibrée en réception [KRIS04] [LABU05] au
dessus la sonde d’injection, on mesure la surface d’illumination de la sonde d’injection et la
valeur du champ émis. On répète cette mesure à plusieurs altitudes. Afin de réduire le temps
nécessaire au calibrage d’une sonde, le nombre de points de mesure de l’émission de la sonde
à calibrer peut être limité au nombre strictement nécessaire pour connaître la répartition du
champ rayonné. Dans l’exemple de la Figure II–51, on propose des matrices 5 par 5 points
pour chaque altitude de mesure. Si ce nombre de points est insuffisant, il suffit d’élargir la
zone à mesurer jusqu’à obtention d’un résultat satisfaisant.
Dans le paragraphe II.2.2.2 nous avons vu que la surface de rayonnement dépend de la
distance entre le point d’observation et la sonde. Il faut donc fournir cette courbe à
l’utilisateur afin qu’il puisse évaluer la dimension de cette surface.
De même, l’allure de la surface d’illumination dépend aussi de l’altitude. Lorsque cette
allure est conservée dans le domaine d’utilisation de la sonde, une seule image suffit à
l’utilisateur. Lorsqu’elle change dans le domaine d’utilisation de la sonde, il convient de
toutes les répertorier et de les fournir à l’utilisateur en précisant à quelles conditions chacune
d’elles correspond. Dans tous les cas, il est important de communiquer l’allure de la surface
d’illumination à l’utilisateur car elle change en fonction du design (forme, taille, etc.) de la
sonde utilisée.
II.4.2.3. Variation du champ en fonction de l’altitude
La valeur du champ rayonné par une sonde de champ proche dépend de la distance entre le
point d’observation et la sonde. La caractérisation de la sonde peut se faire à une ou à
plusieurs altitudes.
Sachant que plus la sonde est éloignée, plus il faut de puissance pour se coupler à victime,
il n’est pas indispensable de caractériser la variation du champ en fonction de l’altitude de 0 à
l’infini. De plus, dès que l’altitude devient du même ordre de grandeur que la longueur d’onde
du signal qui parcourt la sonde, on n’est plus en champ proche. Pour une boucle considérée
ponctuelle, la caractérisation peut se faire jusqu’à une distance de 1 mm entre l’extrémité de
la sonde et l’élément sensible. Au delà de cette altitude, la surface d’illumination est bien trop
importante.
II.4.2.4. Variation de champ en fonction de la fréquence
La valeur de champ rayonné par une sonde de champ proche dépend de la fréquence du
signal qui la parcourt. Il existe une relation entre cette fréquence et la valeur du champ pour
une puissance d’injection fixe. A fréquence fixe, une variation de la puissance d’injection
87
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
entraîne une variation de la valeur du champ de même valeur. On peut donc fournir à
l’utilisateur une courbe de variation du champ en fonction de la fréquence pour une seule
puissance. Nous proposons de fournir cette courbe pour la puissance d’injection de 0 dBm.
Nous proposons, dans le cas où la variation du champ en fonction de l’altitude et la
variation du champ en fonction de la fréquence sont toutes les deux données, de les
représenter dans le même graphique. Cela équivaut à une sorte d’abaque avec deux axes : un
axe pour l’altitude du point d’observation, l’autre pour la fréquence du signal. L’utilisateur se
repère par rapport à ces deux axes et obtient une valeur en dB qu’il additionne à la puissance
de son signal d’injection pour obtenir la valeur équivalente du champ résultant à l’altitude et
la fréquence choisies.
II.4.3. Illustration du calibrage avec une sonde
Nous avons fait deux démonstrations de calibrage de sondes d’immunité. L’une avec une
boucle magnétique, l’autre avec une SkateProbe.
II.4.3.1. Exemple de la boucle magnétique
A l’aide d’une cartographie en champ proche de la boucle magnétique utilisée, on peut
construire une cartographie du calibrage de cette sonde lorsqu’elle est utilisée en immunité.
Toutes les mesures sont faites avec la puissance du signal source : 0 dBm. Pour chaque
altitude de mesure, on fait varier la fréquence du signal de fmin, à fmax. Pour chaque fréquence,
on fait une cartographie de la sonde d’immunité en utilisant une autre sonde de champ proche.
Nos mesures ont été faites manuellement. Ainsi, nous avons limité le nombre de points de
mesure. Uniquement trois altitudes ont été caractérisées, à savoir 100µm, 1 et 3 mm. Chaque
cartographie ne comporte que des matrices de 5*5. Il est donc difficile d’en extraire les
formes des surfaces d’illumination.
La cartographie de la Figure II–52 est le résultat obtenu avec une boucle magnétique.
Altitude (mm)
(dBm)
-30
3
-40
1
-50
-60
-70
0.1
-80
0.01
-90
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
-100
Figure II–52 : Cartographie de calibrage de la boucle magnétique.
On remarque bien que le signal capturé est très important très près de la boucle et à haute
fréquence.
88
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.4.3.2. Exemple d’une SkateProbe
La cartographie de la Figure II–52 est le résultat obtenu avec une SkateProbe adaptée à
l’agression d’un circuit intégré.
altitude (mm)
(dBm)
3
-60
1
-70
-80
0.1
-90
0.01
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
-100
Figure II–53 : Cartographie de calibrage de la SkateProbe adaptée à un circuit intégré.
On remarque que cette cartographie est semblable à celle de la boucle magnétique. Ici, le
signal capturé augmente moins vite avec la fréquence et diminue mois vite avec l’altitude.
On remarque également que la valeur du champ magnétique capturé en un point est
supérieure avec la boucle magnétique. Cette observation est normale car le champ est réparti
sur une surface plus grande.
II.5. Conclusion
Notre travail se focalise sur l’étude de l’émission, de l’immunité et du couplage en champ
proche des circuits intégrés. Dans le chapitre I, nous avons vu qu’il existe plusieurs méthodes
de caractérisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés. Nous avons montré
l’intérêt du champ proche parmi toutes ces méthodes. Cela nous a amené à décrire plus
précisément les moyens utilisés pour parvenir à caractériser correctement l’émission et
l’immunité des composants. Le scanner champ proche est au centre de cette technique de
mesure et est l'objet principal de ce chapitre. De plus, il est complété par l’utilisation de
sondes de champ proche, pour la mesure du champ magnétique et du champ électrique.
L’utilisation de ces sondes nécessite de définir correctement les conditions d’utilisation. Le
champ capturé ou bien encore le champ rayonné par une sonde champ proche dépend de ces
dimensions et de la fréquence du signal utile. Pour cela, avant d’être utilisée, une sonde doit
être calibrée. En ce qui concerne particulièrement la mesure de l’immunité des composants,
une caractérisation en champ proche est très longue et complexe. Une réflexion a été menée
sur une optimisation de cette mesure. A cet effet, nous avons travaillé sur de nouvelles sondes
d’immunité dont l’objectif est de produire du champ magnétique ou électrique constant sur
une large surface. Ainsi, on peut caractériser en une mesure, l’immunité globale d’un circuit
intégré à une agression champ proche. Nous avons nommé ces sondes SkateProbe.
89
REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE
II.6. Références
[AKUE05] S. Akue Boulingui, "Caractérisation et modélisation du couplage CEM sur
structure intégrée hybride de puissance", rapport de master, Juin 2005.
[BAUD05] D. Baudry, "Conception, validation et exploitation d’un dispositif de mesure de
champs électromagnétiques proches : Application CEM", thèse de l’université
de Rouen, avril 2005.
[FEKO]
FEKO, EM Software & Systems-S.A. (Pty) Ltd, website: www.feko.info.
[IEC05]
IEC 61967-3: "Integrated Circuits, Measurement of Electromagnetic Emissions,
150 kHz to 1 GHz – Part 3: Measurement of Radiated Emissions – Surface Scan
Method", Draft Technical Report, IEC, June 2005.
[IEC06]
IEC 62132-4: "Integrated circuits – Measurement of electromagnetic immunity
150 kHz to 1 GHz – Part 4: Direct RF power injection method", Technical report,
IEC, February 2006.
[IEC07]
IEC 61967-2, "Integrated circuits - Measurement of electromagnetic emissions,
150 kHz to 1 GHz –Part 2: Measurement of radiated emissions, TEM-cell
method and wideband TEM-cell method (150 kHz to 8 GHz)", Draft Technical
Report, IEC, November 2007.
[KORB07] B. Körber, "IC-Stripline - A new proposal for susceptibility and emission testing
of ICs", EMC COMPO, pp.125-129, Torino, 2007.
[KRIS04]
Krishna Srinivasan, Hideki, Madhavan Swaminathan, Rao Tummala
"Calibration of Near Field Measuments using Microstrip Line for Noise
Predictions", 2004 Electronic Components and Technology Conference.
[LABU05] C. Labussière, A. Boyer, O. Pigaglio, J. W. Tao, E. Sicard, C. Lochot "Calibrage
de sondes miniatures pour la caractérisation en champ proche du rayonnement
des composants", XIV JMN 2005.
[LAMO05] E. Lamoureux, L. Saissi, C. Huet, E. Sicard, O. Maurice, "Proposal of a New
Tool to Characterize Large ICs Immunity in High Frequencies", proceedings of
the 2nd International Conference on Electromagnetic Near-Field Characterization
& Imaging (ICONIC 2005), ISBN 84-95999-72-2, pp 359-364, Barcelona, June
2005.
[GPIB04a] IEC 60488-1, "Higher Performance Protocol for the Standard Digital Interface
for Programmable Instrumentation - Part 1: General", 2004.
[GPIB04b] IEC 60488-2, "Standard digital interface for programmable instrumentation Part 2: Codes, formats, protocols and common commands", 2004.
[BOYE07] A. Boyer, "Méthode de Prédiction de la Compatibilité Electromagnétique des
Systèmes en Boîtier", thèse soutenue à l’INSA de Toulouse, 2007.
[VNA]
Agilent HP-8753C, RF network analyzer, 300 kHz to 3 GHz.
90
Chapitre III :
Méthodologie de conception de
la SkateProbe
91
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Dans ce chapitre, nous développons la méthodologie de conception de la SkateProbe. Dans
un premier temps, nous allons justifier l’intérêt de cette sonde en introduisant l’étude du
couplage puce à puce dans un système électronique. Ensuite nous décrirons la technique de
l’émulation de l’émission d’un circuit intégré. Enfin, nous présentons la méthodologie de
l’étude du couplage entre deux circuits intégré en faisant intervenir la SkateProbe.
III.1. Etude du couplage puce à puce dans un système
électronique
Le couplage puce à puce permet d’étudier les conséquences du rapprochement entre deux
puces. Elle peut aussi s’appliquer à deux circuits intégré. On s’intéresse à la configuration où
les composants ou les puces sont empilés, créant ainsi le couplage maximal entre les broches
des boîtiers. Ce rapprochement ressemble aux assemblages verticaux de boîtiers appelés
package-on-package [YOSH05] [YOSH06]. Pour ne favoriser que la création d’un couplage
mutuel, il convient d’isoler les boîtiers de tout autre source de bruit. Pour cela, la création de
cartes spécifiques de test est préconisée. Chaque carte comportant un composant. Le circuit
testé est isolé sur une face de la carte sur laquelle il est monté. Cela permet de réduire les
interactions avec d’autres circuits et composants de la carte à l’aide de plan de masse. Afin
d’éviter tout couplage conduit entre les deux circuits, leurs alimentations sont séparées. Un
des besoins de cette étude est de prédire l’effet du placement des composants sur les
interférences entre les circuits. Les travaux d’A. Boyer [BOYE07] ont servis à mettre en place
cette méthodologie et à la valider en concevant un démonstrateur.
III.1.1. Quelques notions
III.1.1.1. Notion de niveau d’émission relatif
Lorsque le signal parasite produit par le circuit agresseur contient une seule harmonique, le
problème est simple. Il suffit de comparer cette puissance au seuil de susceptibilité de la
victime pour connaître les conséquences du rapprochement de cette dernière avec l’agresseur.
Si son seuil de susceptibilité n’est pas connu, en faisant varier la puissance du signal de
l’agresseur, ce seuil peut être déterminé.
En revanche, lorsque le signal parasite produit par le circuit agresseur contient plusieurs
harmoniques, c’est la contribution de l’ensemble de ces harmoniques qui va agir sur le
comportement de la victime. L’effet d’une harmonique sur le circuit victime va être d’autant
plus sévère que le circuit est susceptible à la fréquence de cette harmonique. Ainsi, lorsqu’il
est agresseur par deux harmoniques, si le circuit victime présente le même seuil de
susceptibilité aux deux fréquences correspondantes, il se comporte comme s’il était agressé
par une harmonique dont la puissance est égale à la somme des puissances des deux
harmoniques. Si le seuil de susceptibilité n’est pas le même aux deux fréquences, la victime se
comporte comme si l’ensemble de la puissance des deux harmoniques se rapporte sur
l’harmonique la plus défavorable pour elle.
Pour connaître l’impact d’une harmonique du signal émis sur la victime, il faut comparer
cette harmonique au seuil de susceptibilité, à la même fréquence que cette dernière. D’un
point de vue mathématique, cela revient à pondérer le niveau d’émission par le seuil de
susceptibilité. On définit donc le niveau d’émission pondéré Wn pour chaque harmonique n du
signal émis (équation 16).
92
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
En
Wn =
Sn
(Équation 16)
Avec,
En : le niveau d’émission de l’harmonique n en W.
Sn : le seuil de susceptibilité à la fréquence de l’harmonique n en W.
Pour une harmonique donnée, plus le niveau d’émission pondéré est grand, plus cette
harmonique aura un impact néfaste sur la victime. Si le niveau d’émission pondéré de
l’harmonique est égal à 1, sa puissance est égale au seuil de susceptibilité de la victime. Alors
l’application de cette harmonique seule induit théoriquement une défaillance. La Figure III–1
illustre le concept d’émission pondérée.
Niveau
d’émission
Seuil de
susceptibilité
Niveau
pondéré
Emission
pondérée
Seuil de
susceptibilité
W2
E3
E1
F1
W1
E2
F2
W3
F3
fréquence
F1
F2
F3
fréquence
F1
F2
F3 fréquence
Figure III–1 : Principe de l’émission pondérée [BOYE07].
III.1.1.2. coefficient d’interférence
Supposons qu’on compare le seuil de susceptibilité du circuit victime avec le spectre
d’émission du circuit agresseur et que ce dernier est composé de 3 harmoniques. D’après la
Figure III–1, on s’aperçoit que l’harmonique E2 aura le plus d’impact sur la génération de
défaillance du circuit même si ce n’est pas l’harmonique qui a l’amplitude la plus grande. En
effet, c’est à la fréquence F2 que l’écart entre le spectre d’émission de l’agresseur et le seuil de
susceptibilité de la victime est le plus faible. L’effet de l’harmonique E3 est quasiment
négligeable, car à la fréquence F3, la victime présente une immunité maximale. Cet écart entre
le spectre d’émission de l'agresseur et le seuil de susceptibilité de la victime apparaît
clairement sur le spectre d’émission pondéré. Cette représentation graphique apporte un
meilleur éclairage sur la génération d’une défaillance due à chacune des harmoniques
composant le spectre d’émission du circuit agresseur.
Comme nous l’avons évoqué précédemment, il est nécessaire de considérer l’effet de
toutes les harmoniques composant le signal émis et de les ajouter. Certes, les harmoniques ne
sont pas des grandeurs scalaires puisqu’elles sont définies par une amplitude et une phase.
Cependant, la phase n’est pas disponible lors d’une mesure à l’analyseur de spectre, ce qui
rend impossible une addition correcte de chacune des harmoniques. On peut néanmoins
estimer l’amplitude maximale que peut atteindre le signal résultant de la somme des
contributions de chacune des harmoniques (Figure III–1, droite). L’amplitude maximale est
ainsi bornée par la somme des amplitudes de toutes les harmoniques prépondérantes. Ainsi, la
somme du niveau pondéré de chaque harmonique du spectre correspond au pire cas. Le
résultat obtenu est appelé le coefficient d’interférence I et est défini par l’équation 17.
93
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
I = ∑ Wn = ∑
n
n
En
Sn
(Équation 17)
Ce coefficient est nommé coefficient d’interférence car il va nous renseigner sur
l’apparition ou non d’une éventuelle défaillance. Si I est supérieur ou égal à 1, l’effet cumulé
de toutes les harmoniques du spectre de l’agresseur induit théoriquement une défaillance.
III.1.2. Etude du couplage entre deux circuits intégrés
L’étude du couplage entre deux circuits intégrés se fait suivant les cinq étapes suivantes :
1. Conception des cartes de test CEM : cette étape consiste à réaliser deux cartes de test,
l’une comportant le circuit agresseur et l’autre la victime ;
2. Etude de la susceptibilité de la victime : cette étape permet d’obtenir la courbe
d’immunité champ proche de la victime ;
3. Etude de l’émission de l’agresseur : cette étape sert à caractériser l’émission rayonnée
en champ proche de la source de perturbation ;
4. Rapprochement des deux composants : cette étape permet d’évaluer l’impact du
rapprochement des deux circuits intégrés ;
5. Modélisation du rapprochement. : cette étape est indispensable pour faire la prédiction
lors de la conception.
Nous ne décrivons ici que les deux dernières étapes de cette étude, c'est-à-dire la mesure du
couplage et sa modélisation.
III.1.2.1. Mesure du couplage entre deux circuits intégrés
La mesure du couplage entre deux circuits se fait en trois étapes :
•
Mesure de l’émission rayonnée champ proche de l’agresseur ; Cette mesure est faite en
déplaçant une sonde champ proche au dessus du composant. La sonde est branchée sur un
analyseur de spectre ou un oscilloscope.
•
Mesure de l’immunité champ proche de la victime ; Cette mesure est faite en déplaçant la
sonde champ proche au dessus du composant. La sonde est alimentée par un générateur de
signal. Elle sert de source d’agression électromagnétique. Le comportement du composant
sous test est contrôlé par un oscilloscope par exemple.
•
Mesure du couplage entre l’agresseur et la victime.
On suppose dans ce cas que l’émission et la susceptibilité de nos deux circuits sont
mesurées.
Pour faire une mesure du couplage entre deux puces ou circuits intégrés, il faut contrôler
leurs modes de fonctionnement, leurs positions et pouvoir s'assurer de leur bon
fonctionnement (en particulier pour la victime).
94
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Circuit agresseur
Consignes
Système de
positionnement
z
x
Consignes +
mesures
y
Circuit victime
Figure III–2 : Description d’une mesure de couplage entre deux composants.
La Figure III–2 décrit le protocole de mesure de couplage entre deux circuits. Les
consignes permettent de contrôler le mode de fonctionnement de chacun des circuits. Les
mesures permettent de surveiller l’état de la victime. Grâce à un système de positionnement
de carte, la position relative d'un circuit par rapport à l’autre est possible. Pour une altitude
donnée, la position d’un circuit par rapport à l’autre se fait dans le plan xy.
Lors de cette mesure, les consignes son données à l’agresseur par une alimentation et/ou un
générateur de signaux. Ces consignes peuvent également être données par un ordinateur
lorsque le circuit agresseur le permet. Elles permettent de modifier le mode de
fonctionnement de l’agresseur en contrôlant sa fréquence de fonctionnement et l’amplitude de
son signal perturbateur. Le comportement du circuit intégré victime est contrôlé en
permanence par un appareil de mesure. Un critère de susceptibilité permet à l’appareil de
mesure de signaler un dysfonctionnement lorsqu’il survient. En lui programmant un gabarit,
un oscilloscope permet de surveiller l’amplitude d’un signal, son déphasage ou encore ses
shifts en fréquence. En fixant l’amplitude d’une fréquence, l’analyseur de spectre permet de
surveiller le bruit dans une bande de fréquence spécifique. D’autres paramètres comme la
position de l’agresseur par rapport à la victime peuvent être modifiés pendant la mesure afin
d’investiguer l’ensemble des conditions. Chaque étape de cette mesure doit se faire à un
moment spécifique. La Figure III–3 décrit l’ordre des étapes lors d’une mesure du couplage
entre deux composants.
Initialisation
de la mesure
Configuration
du critère de
susceptibilité
Configuration
de l’agresseur
Analyse de la
victime
Enregistrement
du résultat
Figure III–3 : Illustration des étapes de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés.
La première étape est l’initialisation de l’ensemble de la mesure. Ensuite, on configure le
critère de susceptibilité de la victime. Puis on configure le mode de fonctionnement de
l’agresseur. On analyse le comportement de la victime afin de comprendre l’effet de
l’agresseur sur cette dernière. Enfin, on enregistre le résultat observé. Après enregistrement du
résultat, on change la configuration ou la position de l’agresseur puis on refait les étapes
suivantes. La mesure s’arrête lorsque toutes les conditions souhaitées ont été mesurées.
95
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
III.1.2.2. Modélisation du couplage du couplage entre deux circuits intégrés
Le principe et les précautions à prendre pour comparer les niveaux d’émission de
l’agresseur et de susceptibilité de la victime ont été exposés. La Figure III–4 décrit le flot de
simulation proposé pour réaliser cette comparaison.
Mesure de
l’émission de
l’agresseur
Modèle
d’émission de
l’agresseur
Mesure de
susceptibilité de
la victime
Modèle de
susceptibilité de
la victime
Seuil de susceptibilité rayonnée
(dBm)
Champ rayonné en un point (x,y,z)
(dBA/m)
Seuil de susceptibilité rayonnée
(dBA/m)
Somme des niveaux
d’émission pondéés
Vérification du
critère d’interférence
Figure III–4 : Flot de simulation de l’apparition de défaillance dûe au rapprochement entre 2
circuits [BOYE07a].
Il est nécessaire de disposer soit d’un ensemble de cartographies de l’émission en champ
proche, soit d’un modèle prédictif de l’émission champ proche de l’agresseur. Comme il est
nécessaire de connaître le champ rayonné par l’agresseur en chaque point de la victime, il est
plus simple de disposer d’un modèle prédictif. L’émission et la susceptibilité doivent être
converties en champ pour être comparables. On calcule ensuite le spectre d’émission
pondérée au seuil de susceptibilité, on somme ensuite les contributions des différentes
harmoniques. Si le critère d’interférence est supérieur à 1, alors l'émission parasite de
l’agresseur risque fortement d'être à l’origine d’une défaillance de la victime. Il est donc
nécessaire de modifier le positionnement du circuit agresseur par rapport au circuit victime
jusqu’à trouver un critère d’interférence inférieur à 1.
III.1.2.3. limites de la mesure du couplage puce à puce
La mesure du couplage entre deux circuits intégrés nécessite plusieurs étapes. Chacune de
ces étapes présentent des avantages et des inconvénients. Cette technique permet de bien
connaître l’émission et la susceptibilité des deux circuits intégrés avant de les coupler. Elle
permet aussi de rapprocher les deux composants réels. Cependant, cette technique demande
un temps de mis en œuvre relativement important et donc un coût financier associé grand. De
plus il est nécessaire de maîtriser parfaitement la position de chaque circuit vis-à-vis de l’autre
compte tenu de la taille des cartes de test. Les étapes nécessaires à la mesure du couplage
puce à puce sont les suivantes :
1. Conception des cartes de test CEM : le principal inconvénient est essentiellement lié à
la durée et au coût de développement de chaque carte de test ;
2. Etude de la susceptibilité de la victime : Cette étude nécessite un temps de mise en
œuvre et de réalisation, elle aussi demande du temps. Cette étude peut être optimisée
ou bien supprimée des étapes de la mesure ;
96
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
3. Etude de l’émission de l’agresseur : cette étape ne présente pas la possibilité d'être
optimisée plus qu'elle ne l'est. Si l’on souhaite coupler directement les deux circuits
intégrés, cette étape peut être supprimée.
4. Rapprochement des deux composants : pour une bonne mesure de couplage, la position
de chaque composant par rapport à l’autre doit être parfaitement maîtrisée. Cependant,
la taille des composants par rapport à la carte de test ne permet pas un bon contrôle de
la position des deux composants. Cette mesure est très fastidieuse ;
5. Modélisation du rapprochement. : la modélisation du couplage entre la victime et
l’agresseur ne nécessite pas d’optimisation, elle est bien maîtrisée. C’est une étape
indispensable pour faire la prédiction lors de la conception.
III.1.2.4. Solution proposée : Emulation de l’émission de la source
Vu le contexte industriel où le temps de développement des systèmes électroniques se doit
d'être de plus en plus court, la solution que nous proposons consiste à remplacer le circuit
agresseur par une sonde champ proche, la SkateProbe. La spécificité de cette sonde est que
son rayonnement coïncide avec celui du composant perturbateur. Nous réalisons ainsi
l'émulation de son rayonnement champ proche. En étudiant le couplage entre la sonde et le
circuit victime, on peut remonter facilement au couplage réel entre l’agresseur et la victime.
SkateProbe
victime
Carte de test1
Figure III–5 : Couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime.
En utilisant cette technique, il n’est pas nécessaire de concevoir de carte de test CEM. Il
suffit de caractériser l’émission champ proche de la source de perturbation directement sur le
système. Ensuite, on émule son émission à l’aide d’une SkateProbe. Puis on étudie le
couplage entre la SkateProbe et le composant victime. On en déduit enfin le couplage entre
les composants source et victime de la perturbation. Finalement, seules quatre étapes sont
nécessaires à la mise en œuvre de cette technique :
1. Caractérisation de l’émission de l’agresseur : cette mesure ne nécessite aucune carte de
test, elle est directement réalisée sur le système ;
2. Emulation de l’émission de l’agresseur : cette étape, très rapide, ne fait intervenir que
du traitement logiciel et des éléments passifs. La sonde est validée avant d’être
fabriquée ;
3. Couplage entre la SkateProbe et la victime : il est beaucoup plus simple de positionner
la SkateProbe par rapport à la victime. La maîtrise de ce positionnement permet une
meilleure étude du couplage entre la sonde et la victime.
4. Déduction du couplage entre le circuit intégré source et la victime : c’est la première
sous étape de la modélisation du couplage entre la source et la victime. Le type de
couplage est évalué avec la sonde. Il est ensuite reporté entre l’agresseur réel et la
victime.
Cette technique de mesure présente l’avantage d’éviter la fabrication de cartes de test. Elle
réduit également le nombre d’étapes nécessaire pour mener à bien l’étude du couplage. En
97
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
plus, elle simplifie l’évaluation du couplage avec la victime. Elle réduit considérablement le
temps nécessaire à la caractérisation du couplage entre l’agresseur et la victime. Plus
rapidement que le couplage puce à puce, cette méthode permet d’identifier les positions
critiques de l’agresseur par rapport à la victime. Elle permet ainsi de réduire le nombre
d’itérations lors de la conception d’un système électronique.
III.1.3. Technique de l’émulation de l’émission rayonnée champ
proche d’un circuit intégré
La modélisation de l’agresseur permet la fabrication d’une sonde de champ magnétique ou
de champ électrique. La répartition spatiale du champ rayonné par cette sonde est identique à
celle du circuit intégré considéré comme agresseur. De façon simple, cette sonde ne comporte
que des lignes de transmissions adaptées 50Ω. On peut ainsi s’affranchir du phénomène
d’ondes stationnaires, et garantir une déformation minimale du signal injecté. L’excitation de
la sonde s’effectue à l’aide d’un générateur de signal dont on peut contrôler la fréquence, la
puissance et si possible la forme du signal. L'objectif est de reproduire le plus fidèlement
possible le champ électromagnétique généré initialement par le circuit agresseur.
III.1.3.1. Concept d’émulation de l’émission d’un circuit intégré
Avant de s’intéresser à la technique de conception d’une SkateProbe, il est important de
comprendre son concept. Dans cette partie, on présente simplement le concept de la
SkateProbe. Sa méthode de conception est décrite dans la deuxième partie de ce paragraphe.
La Figure III–6 présente deux exemples de mesure champ proche: l’une sur un circuit intégré
(gauche), l’autre sur une piste (droite). Le circuit de gauche correspond au composant
agresseur que l'on souhaite caractériser. La piste de droite représente la sonde émulatrice de
ce même circuit intégré. Les deux mesures champ proche doivent être identiques, aussi bien
pour toutes les composantes de champ que pour la bande de fréquence dans laquelle le circuit
intégré rayonne de la puissance.
Sonde de
champ H
SkateProbe
Agresseur
50Ω
Figure III–6 : Illustration du concept d'émulation de l'émission parasite d'un circuit intégré.
Pour cela, nous procédons à l’interprétation de la mesure champ proche faite sur le circuit
intégré. Selon la composante mesurée, nous utilisons certaines règles permettant de
positionner les inductances responsables de rayonner le champ de la même façon que le
circuit intégré. Le nombre et la forme de ces inductances dépendent de la complexité de
l’émission à simuler.
Sur la Figure III–7, trois exemples différents montrent les résultats de positionnement
d’inductances rayonnantes sur des cartographies champ proches. Dans cet exemple, faisant
intervenir le champ magnétique, la position et la taille des inductances est optimisée pour que
leur émission soit la même que celle qu’on émule.
98
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Exemple
1
Exemple
2
Exemple
3
Cartographie du
champ mesuré
Port 1
Port 1a
Port 2b
Port 1b
Port 2a
Port 1
Cartographie du
champ émis par
la SkateProbe
équivalente
Port 2
Port 2
Figure III–7 : Exemples de positionnement d’inductances de rayonnement pour différentes
formes d’émission.
Dans le premier exemple, il n’y a qu’un spot de champ émis, ce spot est rectiligne.
L’inductance capable de rayonner du champ de façon identique est une ligne dont seules la
longueur et l’orientation sont optimisées.
Dans le deuxième exemple, là encore, un seul spot est émis. Cependant, il présente deux
directions différentes. L’émulation d’une telle émission se fait avec une inductance
comportant deux segments. Dans ce cas, les deux segments forment un angle de 45 degrés.
Dans le troisième exemple, la répartition du champ est beaucoup plus complexe. On
observe trois spots. On en déduit le nombre d’inductances de rayonnement et leurs positions
comme illustré sur la Figure III–7.
Pour les deux premiers exemples, le nombre de ports nécessaires pour utiliser la sonde est
de deux. Le troisième exemple en nécessite quatre.
III.1.3.2. Emulation de l’émission d’un circuit intégré à partir d’une
cartographie champ proche
Derrière le concept de SkateProbe se cache l’idée d’émulation de l’émission champ proche
d’un composant. Pour émuler une émission champ proche, on a besoin d’un circuit passif
contenant un certain nombre de pistes (ou inductances) de rayonnement. Chacune de ces
inductances est positionnée et alimentée de façon à ce que l’ensemble rayonne de la même
manière que le composant à émuler. Nous avons développé un algorithme dans l’optique
d’extraire automatiquement ces inductances de rayonnement à partir d’une cartographie
champ proche mesurée ou simulée. L'objectif final est de faciliter la conception de la future
SkateProbe. Cet algorithme est décrit sur le schéma de la Figure III–8.
Détection
d’extrémums locaux
Skeletonization
Extraction
d’inductances
Optimisation
Figure III–8 : Extraction des éléments rayonnants pour l’émulation de l’émission d’un circuit.
99
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
L’extraction des éléments rayonnants comprend quatre étapes principales :
1.
2.
3.
4.
La détection d’extrémums locaux : cette étape met en valeur les zones de plus forte
émission. Elle conduit à un nuage de points ;
La Skeletonization : cette étape donne un squelette du nuage de points précédemment
obtenu ;
Extraction d’inductances : ici, on localise les extrémités de chaque inductance de
rayonnement ;
Optimisation : C’est la phase où les inductances obtenues sont simulées. A chaque
phase de simulation, une comparaison est faite avec la cartographie source. Tant que la
corrélation entre la source et la simulation n’est pas satisfaisante, les dimensions de la
SkateProbe sont modifiées.
La Figure III–9 illustre chacune des étapes de cet algorithme. Sur la Figure III–9-a, est
présentée la cartographie à émuler. Il s’agit de la cartographie d’une composante tangentielle
du champ magnétique. Les zones de fort champ sont claires et les zones de faible champ sont
foncées. Sur les 3 autres cartographies, chaque point détecté ou calculé est représenté par un
carré noir. Après détection des maximums, nous obtenons un ensemble de points comme le
montre la Figure III–9-b. Par la suite, nous réalisons une skeletonization [ADMA04] du nuage
de points obtenu (Figure III–9-c) afin de ne conserver qu'une tendance générale. Enfin, nous
extrayons les inductances de rayonnement puis les validons en simulant à l’aide d’un logiciel
d’électromagnétisme (Figure III–9-d).
Max
Min
a)
Cartographie mesurée
c)
Skeletonisation
b)
Détection d’extrémums
d) Extraction d’inductances
Figure III–9 : Exemple de traitement utilisant l’algorithme.
Chaque inductance sera représentée par une piste lors de la conception de la SkateProbe.
Cet algorithme permet ainsi d’obtenir les longueurs et les angles de ces pistes.
III.2. Extraction des inductances de rayonnement à partir
d’un scan champ proche
Nous détaillons ici la méthode permettant, à partir des cartographies de champ magnétique
mesurées ou simulées, de concevoir et d’optimiser une sonde, la SkateProbe, dont l’émission
est similaire à celle du composant agresseur. Chaque mesure comprend trois fichiers qui
100
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
correspondent chacun à une composante du champ. Les trois composantes sont Hx, Hy et Hz.
Chacune des composantes contient une information sur le champ mesuré. Il faut donc
analyser ces trois fichiers afin d’en obtenir le maximum d’informations. C’est ce que l’on
appelle l’analyse des cartographies. Dans cette partie, nous allons d’abord nous intéresser à
l’émission rayonnée en champ proche d’une ligne micro-ruban. Nous présenterons ensuite la
méthode utilisée pour extraire les inductances de rayonnement à partir d’une cartographie
champ proche. Nous détaillerons enfin la méthode de conception et de validation d’une
SkateProbe.
III.2.1. Méthode d’extraction des inductances de rayonnement
La conception d’une SkateProbe ne peut pas se faire sans connaître la disposition des
dipôles rayonnants. C’est à partir de la combinaison des champs rayonnés par ces dipôles que
l’on peut reproduire une émission rayonnée champ proche. Dans cette partie, nous allons
décrire chaque étape de l’extraction des inductances de rayonnement. Dans une première
partie, nous allons décrire l’objectif de cette méthode. Ensuite, nous détaillerons la détection
d’extrémums locaux. Puis on s’intéressera à la Skeletonization et nous terminerons par
l’extraction des inductances de rayonnement.
III.2.1.1. Objectifs
Les cartographies sont analysées pour définir une structure à base d’un nombre restreint de
pistes dont le diagramme de rayonnement va coïncider avec celui de l’agresseur. Le but étant
d’émuler un comportement rayonné, il faut que le modèle de la sonde soit le plus simple
possible. Plus le modèle sera complexe, plus le temps nécessaire à la simulation du modèle
électromagnétique sera important. Il faut donc que le modèle de la sonde équivalente soit
simple, c'est-à-dire qu’il contienne le moins de pistes possibles. En revanche, la limitation du
nombre de piste entraîne une erreur plus grande entre l’émission du circuit intégré et la sonde
qui l’émule. Il y a donc à chaque fois un compromis à faire entre la simplicité de la sonde
émulatrice et la qualité du résultat souhaité.
L’analyse des cartographies peut se faire manuellement ou par logiciel. L’analyse manuelle
d’une cartographie exige une bonne connaissance de l’électromagnétisme en général et du
scan champ proche en particulier. Cependant, il faut beaucoup de temps pour extraire et
valider la position de chaque inductance. De plus, le positionnement des inductances reste
assez approximatif du fait que l'on effectue une analyse visuelle.
Pour améliorer la précision du positionnement des inductances de rayonnement, nous
avons développé un algorithme. Cet algorithme est capable de lire et d’interpréter des
cartographies champ proche. Au final, il indique à l’utilisateur la position des inductances de
rayonnement.
L’analyse des composantes Hx et Hy ne se fait pas suivant les mêmes règles que celle de la
composante Hz. Il faut donc dans un premier temps connaître la composante à analyser, puis
choisir l’algorithme à appliquer. La Figure III–10 décrit les étapes de l’analyse d’une
cartographie champ proche pour les composantes Hx ou Hy et pour la composante Hz.
101
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Détection des
maximums locaux
Détection des
minimums locaux
Skeletonisation
Skeletonisation
Extraction des
inductances
Extraction des
inductances
Optimisation
Optimisation
Déduction des
inductances par
segment
Déduction des
inductances par
segment
Hx ou Hy
Hz
Figure III–10 : Interprétation des cartographies pour les composantes Hx ou Hy (à gauche)
et Hz (à droite) pour l'extraction des inductances rayonnantes.
L’analyse de toutes les composantes se fait en 5 étapes : la détection d’extrémums locaux,
la Skeletonization, l’extraction des inductances de rayonnement, l’optimisation des
inductances et la déduction des inductances par segment. L’analyse de la cartographie Hx ou
Hy diffère de l’analyse de la cartographie HZ à la première étape où pour l’une, on détecte les
maximums et pour la seconde, on détecte les minimums.
III.2.1.2. Détection d’extremums locaux d’une cartographie champ proche
La première étape pour l’extraction des inductances de rayonnement est la détection
d’extrémums à partir de la cartographie à interpréter. Lors de cette étape, plusieurs opérations
sont réalisées à savoir : Estimation de la longueur unitaire n, l’estimation du seuil de
puissance dHth, la détection d’extrémum et la réduction du nombre de points. Dans cette partie,
nous allons décrire chacune de ces étapes.
III.2.1.2.1 Analyse de la cartographie et suppression du bruit
L’analyse de la cartographie de chaque composante nécessite un certain nombre de
paramètres. De ce fait, quelque soit la composante à analyser, l’analyse de la cartographie
permet d’extraire ces paramètres. Par conséquent, avant de procéder à l’interprétation de
chaque composante du champ, une analyse de cette dernière est indispensable. C’est la
première étape de l’interprétation d’une cartographie champ proche. Cette étape consiste à
supprimer tous les points dont la puissance est inférieure à un seuil (Pth) défini par l’utilisateur.
Elle permet de réduire considérablement le nombre de points sur lequel on doit effectuer
l’analyse d’extraction d’inductance de rayonnement. Tous les points supprimés sont
considérés comme étant du bruit. Plus Pth est faible, plus il y aura de points à analyser et plus
la différence de puissance entre ces points sera importante. Moins il reste de points, plus
l’analyse est rapide. On peut néanmoins estimer la valeur de Pth plutôt que laisser l’utilisateur
le calculer. Cette estimation est très difficile. On ne peut pas se contenter des valeurs
minimales et maximales d’une cartographie pour estimer Pth. Pour estimer Pth, il faut être en
possession d’un maximum d’informations sur la cartographie à analyser.
Pour extraire des informations d’une cartographie, on peut la représenter sous forme
d’histogramme. Un histogramme permet de compter le nombre de points par intervalle de
valeur de champ. La Figure III–11 donne des exemples d’histogrammes.
102
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Cartographie du
champ H mesuré
Histogramme
dBA/m
15
10
5
1
0
-5
-10
300
250
200
150
100
50
0
-15
-10
-5
0
5
10
15
20
Champ H (dBA/m)
dBA/m
80
-15
70
-20
2
60
-25
50
-30
40
-35
30
-40
20
10
-45
0
-50
-40
-30
-20
-10
Champ H (dBA/m)
Figure III–11 : Exemple d’histogrammes de deux cartographies mesurées.
Sur l’axe des abscisses de chaque histogramme est représentée la valeur du champ
magnétique de la cartographie associée en dBA/m. L’axe des ordonnées représente le nombre
de points de la cartographie ayant la même valeur de champ. Ces histogrammes permettent de
connaître la répartition de la puissance sur l’ensemble de la cartographie. Dans le premier
exemple, on constate qu’il existe plus de points dont la puissance est comprise entre -15 et -5
dBA/m. Alors que de -5 à 17 dBm, il ya un étalement de points. Sur le deuxième exemple,
l’histogramme ressemble plus à une gaussienne. Cependant, dans les deux exemples, le choix
de Pth reste délicat. A partir de l’histogramme du premier exemple, on peut noter que la plage
de champ est importante pour peu de points. C'est-à-dire que l’on peut réaliser un calcul
rapide avec une faible perte d’informations. Dans ce cas, on peut fixer le seuil à -5 dBA/m,
soit Pth = 22 dB. L’histogramme du second exemple lui oblige à choisir un seuil qui se trouve
autour de son centre, c’est dire -30 dBA/m soit Pth=20 dB. Par logiciel, il n’est pas évident de
faire une telle analyse. Pour cela, on doit en plus tenir compte de l’écart type et de la valeur
moyenne de toute la cartographie. En effet, la comparaison entre l’écart type et valeur
moyenne permet de savoir si la valeur du champ pour le plus grand nombre de points est
supérieure ou inférieure au champ moyen.
III.2.1.2.2 La détection d’extremums locaux
La détection d’extremums est, à proprement parler, le début de l’interprétation d’une
cartographie. Elle se fait dans le but de distinguer les points immédiatement au-dessus des
inductances de tous les autres dont la puissance peut être comparable. Pour la réaliser, on va
parcourir tous les points à analyser et les tester afin de savoir s’il s’agit ou non d’un maximum
ou d’un minimum local. Le test est le suivant est décrit sur la Figure III–12.
103
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
1. pente à gauche du point
3.
Si les deux pentes
sont décroissantes,
le point est un
maximum local
Si les deux pentes sont
croissantes, le point est
un minimum local
2. pente à droite du point
Figure III–12 : Détection d’extrémums locaux sur une cartographie champ proche.
La détection d’un extrémum local se fait en trois étapes : tout d’abord, on calcule la pente à
gauche du point, ensuite on calcule sa pente à droite et enfin, on compare les deux pentes. Si
les deux pentes sont décroissantes, le point est un maximum local. Si les deux pentes sont
croissantes, le point est minimum local. Le calcul de la pente se fait suivant une direction
d’analyse spécifique à chaque point. Il faut déterminer cette direction avant chaque analyse.
Pour cela, considérons le point « P » à tester, il existe une « direction d’analyse » p'p" qui lui
est adaptée. Pour la déterminer, on fait une rotation autour du point P et on recherche les
points p' et p'' les plus éloignés et vérifiant les conditions suivantes :
•
p', P et p'' sont alignés.
•
|H(P)-H(p')| < a. Où H(p') et H(P) sont les valeurs du champ rayonné respectivement aux
points p' et P. dHth représente l'estimation du seuil de puissance.
•
|H(P)-H(p")| < a. Où H(p'') et H(P) sont les valeurs du champ rayonné respectivement aux
points p'' et P.
Cela signifie que [p', p''] est le plus long segment passant par P. Et que le champ émit tout
le long varie le moins possible. La valeur de a peut être fixée à 3 dB.
Champ H
(dBA/m)
5
10
-50
15
20
direction
25
30
P
p''
-60
-70
p'
35
-80
40
-90
45
50
-100
10
20
30
40
50
Figure III–13 : Détermination de la direction d’analyse à partir d’une cartographie champ
proche.
La Figure III–13 présente la direction d'analyse déterminée pour le point P choisi. Dans cet
exemple, il est évident qu’avec un autre angle entre cette droite et l’axe des abscisses, les
points p' et p'' seraient moins éloignés.
104
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Une fois que l’on a déterminé la droite de la direction d’analyse p'p", on peut tester le point
P. Le test se fait de part et d'autre de P, perpendiculairement à la direction de p'p". On
détermine les points P1 et P2 de part et d’autre de la droite p'p". Les points P1 et P2 sont à
égale distance de P. Cette distance vaut n pixel(s) et est définie pour chaque analyse. La
Figure III–14 montre deux choix de distance.
(p'p")
(p'p")
pente à
gauche
P1
pente à
gauche
P1
P
P
pente à
droite
pente à
P2 droite
P2
n=1
n=2
Figure III–14 : Choix de n suivant la direction d’analyse (d).
Le cas de gauche présente un calcul de pente pour les pixels voisins de P. Celui de droite
illustre le cas où l'on a fait un saut d'un pixel. Pour une valeur donnée de n pixels, on choisi le
seuil de la pente. Si n vaut 1, la variation du champ entre P et P1 ou P2 est faible (Figure III–
15).
dH n 2 = H(P)-H(P2 )
dH n1 = H(P)-H(P1 )
P
P
dHn1
P1
P1
P1 '
P2
P2'
n=2
n=1
Exemples des maxima
P1'
P1 '
dHn2
P2'
P2
P1
dHn2
P2
P2 '
P
n=2
Exemple d’un minimum
Figure III–15 : Exemples de calcul de dH pour deux valeurs de n.
Cet exemple montre le choix de n pour trois calculs différents. Dans le premier (gauche), n
vaut 1 pour un calcul de maximum. Dans le deuxième (milieu), n vaut 2 pour le calcul d’un
maximum. Dans le troisième, n vaut 2 pour le calcul d’un minimum. Qu’il s’agisse d’un
minimum ou d’un maximum, la pente s’obtient de la même manière. Le choix de n est
déterminant pour la détection d’un extrémum. C’est à l’utilisateur de fixer la valeur minimale
de dH pour laquelle le point P est considéré comme un extrémum local. En effet, si dHmin vaut
0, les surfaces homogènes sont détectées.
La Figure III–16 permet de comparer le résultat obtenu pour différentes valeurs de n et de
dHmin. L’exemple est une détection de maxima. On constate bien que le choix de n et de dHmin
modifie considérablement le résultat obtenu. Dans cet exemple, on calcule la variation du
champ pour n égal à 1, 2, 4 et 8. Pour chaque valeur de n, dHmin est respectivement limité à 0,
2, 5 et 10 dB. Pour une valeur de n donnée, lorsque dHth augmente, le nombre de maximums
locaux détectés diminue et la forme générale du nuage de points change. Pour une valeur de
105
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
dHth donnée, lorsque n augmente, le nombre de maximas détectés augmente avec une forme
générale qui change également. On peut par ailleurs noter qu’une faible valeur de dHmin
entraine la détection de faibles pentes. Une forte valeur de dHmin n’entraine la détection que
de fortes pentes.
dHmin (dB)
0
2
5
10
1
n
2
4
8
Figure III–16 : Illustration de l’influence de n et de dHth pour une mesure donnée.
En somme, le choix du couple (n, dHmin) peut entrainer la détection de trop ou de peu de
points. Il est nécessaire de faire un compromis sur le choix de ce couple de valeurs afin
d’obtenir le nombre minimum de points, sans perdre trop d'informations sur la forme. Le
meilleur résultat de notre exemple est le couple (n=4, dHmin = 5). Il permet une détection d’un
petit nombre de points et ces points suffisent pour détecter toutes les inductances. Pour une
personne non expérimentée, le choix de ces paramètres est très délicat. De ce fait, il est
préférable de les estimer par analyse de la cartographie à interpréter.
•
Estimation de « n » :
La valeur de n est assimilée à la plus petite distance en pixel entre un maximum local et le
minimum local le plus proche. La valeur de n est importante quelque soit la composante à
analyser.
106
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
1
-45
2
5
-50
10
15
A'
-60
20
3
-50
4
-55
-70
25
-60
30
dH =
29.5 dB
5
-80
-65
n
35
A
40
n=6
-90
-70
45
-100
50
-75
10
20
30
40
50
dBA/m
0
5
10
15
A'A (pixel)
6
20
25
30
Figure III–17 : Principe de l’estimation de n.
La Figure III–17 illustre le principe du calcul de n sur une cartographie champ proche.
C’est un exemple de composante tangentielle. Dans cet exemple, le maximum local choisit est
le point où le champ est le plus élevé. On trouve n = 6. Notons que le calcul de n n’est pas lié
à la direction d’analyse p'p" précédemment définie. La valeur de n est une sorte de
« résolution électromagnétique » qui dépend de l’altitude de la mesure. Elle permet une
analyse correcte de la cartographie sans se soucier de la résolution mécanique de la mesure.
On obtient la valeur de n en faisant une rotation autour du maximum local considéré. Pour
chaque direction, on recherche le minimum local le plus proche. n correspond à la distance
entre ce maximum et le minimum obtenu.
S’il existe plusieurs minimums locaux à égale distance du maximum, on n’en retient qu’un.
On ne recherche pas la distance entre deux minimums locaux, un seul minimum local suffit.
On se contente donc de la distance entre le maximum local choisi et le minimum local le plus
proche. En effet, dans le cas d’une composante z du champ H, le rayonnement d’une
inductance ne produit qu’un minimum local, au centre de cette inductance. On se contente
donc de la distance entre le maximum local choisi et le minimum local le plus proche.
•
Estimation de « dHth » :
dHth/n correspond à la pente minimale que l’on s’autorise lors du test d’un point afin de
savoir s’il s’agit d’un minimum ou maximum local. La valeur de dHth est comprise entre 0 et
dHth_max dans le cas d’un maximum. Dans l’exemple de la Figure III–17, dHth_max = 29.5 dB.
Dans le cas d’un minimum, dHth est compris entre –dHth_max et 0. Une valeur raisonnable de
dHth est de 2 à 5 fois plus faible que dHth_max La Figure III–18 illustre l’intérêt de déterminer
une pente optimale.
107
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
x
x'
H (dBA/m)
-34.6
-35.4
-36.2
3.8
4
-37
4.4
4.6
-42
H (dBA/m)
H (dBA/m)
4.2
x (mm)
-47
-42
-47
-52
-52
0
1
2
3
4
5
6
7
8
4.8
5
5.2
x (mm)
5.4
5.6
5.8
6
6.2
x (mm)
Figure III–18 : Illustration de l’intérêt de l’estimation de dHth.
Cette figure montre une analyse d’une cartographie champ proche. C’est un exemple de
composante orthogonale (Hz). A partir de la cartographie, on réalise une coupe xx'. En
regardant cette coupe de près, on constate que sur la partie entourée en vert, il existe un
minimum et un maximum local. Ce ne sont de réels extrémums locaux, ils sont dus au bruit de
la mesure. Un mauvais choix de dHth entrainerait une détection de ces extrema. Tandis que
sur la partie entourée en rouge, apparait un réel minimum local. Ce minimum se trouve à
x = 5.4 mm. Cependant, la valeur du champ au point suivant, x = 5.6 mm varie de moins de 1
dB par rapport au minimum. Une mauvaise estimation de dHth peut compromettre la détection
de ce minimum. Pour cet exemple, le nombre de points entre le maximum et le minimum est
de 10 tandis que dHth_max = 17 dB. Une valeur correcte de dHth est de 5 dB.
III.2.1.3. Skeletonization d’un nuage de points
Dans cette partie, nous décrivons la technique utilisée pour réduire un nuage de points sans
aucune perte d’information qu’il contient.
III.2.1.3.1 La Skeletonization :
La skeletonization [ADMA04] est une technique qui permet d’éteindre (donner la valeur
'0') autant de pixels que possible sans affecter la forme générale de l’image. En d’autres
termes, après extinction de tous les pixels possibles, l’image doit être reconnue (Figure III–
19).
108
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Image originale
Squelette de l’image
Figure III–19. Un exemple de Skeletonization d’une image.
La skeletonization s’applique sur une image binaire, c'est-à-dire composée uniquement de
pixels dont la valeur vaut soit « 1 », soit « 0 ». Avant d’appliquer une skeletonization à une
cartographie, nous la convertissons d’abord en une image binaire Im_bin (constituée de pixels
ayant soit la valeur '0', soit la valeur '1').
III.2.1.3.2 L’algorithme d’Hilditch :
La Figure III–20 décrit l’algorithme d’Hilditch. Au début de chaque test, on copie l’image
à simplifier (Im_in) en une image de sortie (Im_out). Seule l’image de sortie est modifiée. On
analyse tous les pixels de l’image de sortie un par un. Pour chaque pixel, on effectue un test
pour savoir si sa valeur doit changer. Si oui, on inverse sa valeur, sinon, rien ne change.
Lorsque le dernier pixel est testé, on compare l’image d’entrée et l’image de sortie. Si elles
sont différentes, c'est-à-dire si au moins un pixel a changé de valeur, on recommence
l’analyse en remplaçant l’image d’entrée par l’image de sortie. Lorsque les deux images sont
identiques, Cela veut dire qu’il n’y a plus de pixel à changer, le test s’arrête. Afin de réduire le
temps de traitement, nous n’analysons que les pixels dont la valeur est '1'.
Premier pixel
Im_in = Im_out
Non
Pixel suivant
Non
Changer la
valeur ?
Oui
Nouvelle valeur
Non
Dernier ?
Oui
Im_in =
Im_out ?
Oui
Fin
Figure III–20 : Description schématique de l’algorithme d’Hilditch.
L’algorithme d’Hilditch est dit parallèle parce que tous les pixels sont analysés à chaque
passe. De plus, la décision de changer ou non la valeur de chaque pixel ne dépend pas du
changement des pixels voisins. Tous les pixels sont analysés lors d’une passe sans aucune
modification de l’image. Si la valeur d’un pixel change, cela est reporté sur l’image de sortie
et non sur l’image en cours de traitement. On dit que tous les pixels sont analysés en même
109
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
temps. Il est dit séquentiel car il faut plusieurs passes. L’algorithme s’arrête lorsqu’une passe
n’a entraîné la modification d’aucun pixel.
Afin de valider le changement de valeur d’un pixel, nous allons regardons la valeur de tous
les points qui l’entourent. Considérons les 8 points qui entourent un pixel P1. Rangeons les
dans le sens anti-trigonométrique {P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8, P9, P2} comme l'illustre la Figure
III–21.
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P7 P6 P5
Figure III–21 : Détermination de la numérotation et du sens de parcours des points au
voisinage de P1.
On veut savoir à quel moment il faut éteindre le pixel P1 ou encore savoir s’il s’agit d’un
pixel du skeleton. Pour cela, nous allons analyser les points qui entourent le P1. Cette analyse
permet de savoir si P1 est un point isolé, l’extrémité d’un nuage de point, …
Définissons deux fonctions permettant d’analyser les 8 points qui entourent P1. La
première compte les points au niveau '1' qui entourent P1. La seconde examine le rangement
de ces points. Les deux fonctions sont les suivantes :
Cmpt_1(P1) = nombre de points ayant la valeur '1' autour de P1.
Transit_01(P1) = nombre de passage de '0' à '1' suivant la séquence P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8,
P9, P2.
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P7 P6 P5
P7 P6 P5
Cmpt_1(P1) = 2,
Transit_01(P1)=1
Cmpt_1(P1) = 2,
Transit_01(P1)=2
Figure III–22. Exemples de rangement de points autour du pixel P1.
La Figure III–22 donne deux exemples d'agencement des points qui entourent P1. Dans le
premier exemple, il y a deux points dont la valeur est '1' autour de P1, alors Cmpt_1 = 2. Il n’y
a qu’une fois le passage de '0' à '1'. Il se fait du point P7 au point P8, donc Transit_01 = 1.
Dans le deuxième exemple, il y a deux points dont la valeur est '1' autour de P1, alors
Cmpt_1 = 2. On observe deux fois le passage de '0' à '1', de P4 à P5 et de P8 à P9, donc
Transit_01(P1) = 2.
110
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
A l’aide de ces deux fonctions, nous allons interpréter l’image binaire afin de la simplifier.
III.2.1.3.3 Conditions testées par l’algorithme
Il existe deux versions de l’algorithme d’Hilditch : l'une utilise une fenêtre de 4*4 pixels,
l’autre une fenêtre de 3*3 pixels. C’est cette dernière que nous allons utiliser.
L’algorithme d’Hilditch consiste à analyser l’image plusieurs fois. A chaque analyse, il
vérifie chaque pixel et décide de changer un pixel '1' en '0', ou de conserver sa valeur.
On décide de changer un pixel '1' en '0' si les quatre conditions suivantes sont vérifiées
Pour un même pixel :
•
2 ≤ Cmpt_1(P1) ≤ 6
condition 1
•
Transit_01(P1) = 1
condition 2
•
P2.P4.P8 = 0 ou Transit_01(P2) ≠ 1
condition 3
•
P2.P4.P6 = 0 ou Transit_01(P4) ≠ 1
condition 4
L’algorithme s’arrête lorsque aucun pixel n’est changé.
•
Condition 1: 2 ≤ Cmpt_1(P1) ≤ 6
Cette condition est double : Cmpt_1(P1) doit être supérieure ou égale à 2 Cmpt_1(P1) doit
être inférieure à ou égale à 6. La première condition évite l’extinction d’un point extrême et
d’un point isolé. La seconde condition vérifie que le point est une extrémité. Le point P1 reste
à 1 s’il ne vérifie pas l’une de ces deux conditions.
La Figure III–23 illustre la condition 1. Il s’agit de trois exemples permettant de mieux
comprendre cette condition.
P1 est isolé
P1 est une extrémité
P1 appartient
au squelette
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P7 P6 P5
P7 P6 P5
P7 P6 P5
Cmpt_1(P1)=0
Cmpt_1(P1)=1
Cmpt_1(P1)=7
Figure III–23 : Exemples de configuration qui ne vérifient pas la 'condition 1'.
Dans le premier exemple, Cmpt_1(P1) =0, c'est-à-dire qu’il n’y a aucun pixel de valeur '1'
autour de P1. Cela signifie que P1 est un point isolé.
Cmpt_1(P1) = 1 dans le deuxième exemple. Cela signifie que P1 est l’extrémité d’une liste
de points, il ne peut donc pas être supprimé.
Enfin dans le troisième exemple, Cmpt_1(P1) = 7. Dans ce cas, la valeur du point ne peut
pas changer. A ce niveau, on considère qu’il appartient au squelette.
•
Condition 2: Transit_01(P1) = 1
Cette condition vérifie que P1 est une connexion entre au moins deux points. Si on
considère les exemples de la Figure III–24, on comprend qu’il y a une connexion à travers P 1.
111
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Si la valeur du pixel P1 devient nulle, il y aura une déconnexion au point P1 et la forme
générale ne sera plus conservée.
Connexion
entre 2 points
Connexion
entre 2 points
Connexion
entre 3 points
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P7 P6 P5
P7 P6 P5
P7 P6 P5
Transit_01(P1)=2
Transit_01(P1)=2
transit_01(P1)=3
Figure III–24 : Exemples de configuration qui vérifient la 'condition 2'
Les exemples ci-dessus illustrent le cas où P1 est connecté à au moins deux points
différents. Dans le premier cas, P1 connecte P5 et P9. Dans le deuxième, il connecte P3 et P5.
Dans le troisième, il connecte P4, P6 et P9.
•
Condition 3: P2.P4.P8 = 0 ou Transit_01(P2) ≠ 1
Cette condition permet de s’assurer qu’une ligne verticale, large de deux pixels n’est pas
supprimée. En effet, les seules conditions précédentes entraîneraient tout simplement une
suppression d’une telle ligne. Cette condition permet de conserver des lignes verticales. Elle
est illustrée sur la Figure III–25.
P10 P11 P12
P10 P11 P12
P9 P2 P3
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P8 P1 P4
P7 P6 P5
P7 P6 P5
Trasit_01(P2) ≠ 1
P2.P4.P8 = 0
P9 P2 P3
P8 P1 P4
P7 P6 P5
P2.P4.P8 ≠ 0,
Transit_01(P2) = 1
Figure III–25 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 3'
tandis que celle de droite la vérifie.
La Figure III–26 décrit l'impact de la 'condition 3' sur un ensemble de points formant une
ligne double.
112
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Sans
condition 3
Avec
condition 3
Image originale
Images simplifiées
Figure III–26 : Résultat de la 'condition 3' sur une ligne verticale.
Si la 'condition 3' est inexistante, une ligne verticale constituée de paires de pixels se perd
complètement. En revanche, avec cette condition, elle est conservée.
•
Condition 4: P2.P4.P6 = 0 ou Transit_01(P4) ≠ 1
Cette condition est analogue à la précédente mais son effet concerne les lignes doubles
horizontales. En effet, les deux premières conditions entraîneraient tout simplement une
suppression d’une telle ligne. Cette condition permet de conserver des lignes verticales. Cette
condition est illustrée sur la figure ci-dessous.
P9 P2 P3 P10
P9 P2 P3 P10
P9 P2 P3
P8 P1 P4 P11
P8 P1 P4
P7 P6 P5 P12
P7 P6 P5
Transit_01(P4) ≠ 1
P2.P4.P6 = 0
P8 P1 P4 P11
P7 P6 P5 P12
P2.P4.P6 ≠ 0,
Transit_01(P4) = 1
Figure III–27 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 4'
tandis que celle de droite la vérifie.
III.2.1.3.4 Application à une cartographie champ proche
Afin d’appliquer la skeletonization à une cartographie champ proche, nous allons d’abord
la convertir en image binaire. Pour cela, nous procédons comme suit :
6. nous donnons la valeur '0' à tous les pixels de la cartographie.
7. nous changeons à '1' tous les pixels correspondants aux maximums locaux
précédemment obtenus.
113
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Cartographie mesurée
Cartographie avec les
maximums locaux
Image binaire de la cartographie
Figure III–28 : Illustration du passage de la cartographie champ proche à une image binaire
La Figure III–28 illustre le passage d’une cartographie mesurée à une image binaire. Image
que l’on peut simplifier à l’aide de l’algorithme de skeletonization.
Afin de réduire le temps de traitement, nous n’analysons que les pixels dont la valeur vaut
'1'. On considère donc qu’un pixel de valeur '0' conserve sa valeur quelque soit les conditions.
Image binaire de la
cartographie mesurée
Image binaire skeletonisée
Figure III–29 : Skeletonization d’une image binaire
obtenue à partir d’une cartographie mesurée.
La Figure III–29 montre un résultat de l’application de l’algorithme d’Hilditch sur une
image binaire obtenue à partir d’une cartographie réellement mesurée.
Après cette étape, le nombre de points a déjà fortement diminué. Parmi les points restants,
certains se trouvent sur le chemin des inductances de rayonnement. Une analyse va permettre
de regrouper les points selon leur appartenance à une même inductance. Elle va également
permettre d’éliminer les points qui n’appartiennent à aucune inductance.
III.2.1.4. Extraction et validation des inductances de rayonnement
Cette étape permet de regrouper des points selon leur appartenance à une même inductance.
Pour cela, des critères décisionnels vont être nécessaires.
114
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
III.2.1.4.1 Propriété utilisée
A la même distance, d’une extrémité à l’autre d’une ligne parcourue par un courant i
constant le long de cette ligne, le champ magnétique rayonné varie peu (Figure 38). C’est
cette propriété que nous allons utilisée afin de grouper les points.
H
Ligne iso champ
x
I
50Ω
Figure III–30 : Variation du champ magnétique au-dessus d’une ligne.
III.2.1.4.2 Algorithme d’extraction d’une inductance
A partir du skeleton précédemment obtenu, l'on souhaite extraire les inductances de
rayonnement. La Figure 39 présente l'algorithme que nous avons développé pour réaliser cette
extraction. Pour cela, il suffit de sélectionner, sur le skeleton, le point pour lequel le champ
mesuré est le plus élevé. Il faut ensuite trouver son plus proche voisin et regarder la différence
d’amplitude du champ entre ce point et le maximum. Ensuite on trouve le plus proche voisin
du nouveau point et on le compare à nouveau au maximum. L’extraction s’arrête lorsque tous
les points sont testés.
Le plus proche voisin d’un pixel donné peut ne pas être collé à ce dernier. Le fait qu’il y ait
une déconnexion de deux groupes de pixels ne suffit pas à conclure qu’ils n’appartiennent pas
à la même inductance. La Figure III–31 donne un exemple de nuage de points contenant trois
groupes de pixels. Si l’on considère le pixel P, son plus proche voisin est B.
A
P
B
Figure III–31 : Exemple d’un nuage de points divisé en trois groupes.
Il faut dans tous les cas vérifier que P et B n’appartiennent pas à la même inductance. Pour
cela, on vérifie les conditions suivantes :
•
Si les deux points correspondent à deux pixels connectés, on fait simplement la différence
de champ entre le maximum et le voisin obtenu.
115
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
•
Si les deux points ne sont pas connectés, on analyse tous les points intermédiaires aux
deux points, aucun d’entre eux ne doit être un extrémum local.
Liste de points
{p1, p2, …, pn}
Variation maximum du champ
acceptée <dH>
Initialisation de l’analyse
Point de champ maximum
<pm>
pm appartient à
l’inductance Lk,
suppression de pm de la Liste
Point le plus proche
de pm <pe>
pe trouvé ?
Inductance
suivante
k = k+1
non
oui
Pour tous les
points pi appartenant
au segment [pm, pe]
H(pm)- H(pi)
< dH ?
oui
non
Liste
vide ?
non
oui
pe appartient à
l’inductance Lk,
suppression de pi de la Liste
FIN
Figure III–32 : Algorithme d’extraction des inductances de rayonnement.
A chaque fois qu’un point est validé comme appartenant à une inductance, il est supprimé
de la liste initiale des points.
A la fin de cette étape, on n'a plus une, mais plusieurs listes de points. Chaque liste
représente une unique inductance potentielle. Elles vont être analysées individuellement afin
d’obtenir des segments.
III.2.1.4.3 Optimisation d’une inductance
A présent, nous allons analyser individuellement chaque liste de points, c'est-à-dire chaque
inductance potentielle obtenue. Dans un premier temps, la position de chaque point est revue
en fonction du champ des points voisins. Cette vérification est nécessaire car la
Skeletonization ne garantie pas que les ponts retenus soit toujours positionnés sur l’extrémum.
Pour cela, on définit une direction d’analyse à partir des deux points qui entourent le point à
optimiser. Orthogonalement à cette direction, on recherche à gauche et à droite un point de
plus forte puissance s’il s’agit de maximum ou de plus faible puissance s’il s’agit de minimum.
Ce point doit être connecté au point à optimiser. S’il n’en existe aucun, sa position est
conservée. S’il en existe un, ce nouveau point remplace l’ancien. S’il en existe deux, on fait la
moyenne.
Une fois la position de chaque point confirmée, l’étape suivante permet de sélectionner les
deux extrémités de l'inductance. Puis la liste de points est réduite en supprimant tous les
points alignés et en ne conservant que les extrémités et les points d’inflexion. Lorsqu’une
inductance est rectiligne, tous les points de la liste sont alignés. A la fin de cette étape, la liste
peut ne contenir que deux points : les deux extrémités du dipôle. Il faut noter qu’une
116
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
« inductance » peut avoir plus de deux extrémités, c’est le cas d’un conducteur en étoile. La
Figure III–33 décrit l’algorithme que nous utilisons pour optimiser et simplifier une
inductance de rayonnement.
Liste de points d’une
inductance : {p1, p2, …, pn}
Validation de la
position des points
Recherche d’extrémité
Extrémité
trouvé ?
oui
Enregistrement
du point
non
Suppression
des points alignés
FIN
Figure III–33 : Algorithme d’optimisation d’une inductance de rayonnement.
III.2.1.4.4 Somme vectorielle des composantes x, y et z
Jusqu’à présent, toutes les analyses ont été effectuées pour chaque composante du champ
mesuré. Cela signifie que trois résultats différents sont obtenus, chacun de ces résultats
comporte un nombre déterminé d’inductances. Une corrélation entre ces trois résultats
s'impose. Les inductances finales s’obtiennent en effectuant une somme vectorielle de toutes
les composantes. Un dipôle colinéaire à l’axe x n’apparaît pas sur la mesure de la composante
Hy. De même pour un dipôle colinéaire à l’axe y sur la composante Hx. Un dipôle qui n’est ni
colinéaire, ni orthogonal à l’axe x est visible sur la mesure de toutes les composantes.
r
r
Soit deux vecteurs u ( x1, y1) et v ( x 2, y 2) , la somme vectorielle de ces deux vecteurs
s’obtient en utilisant la formule suivante :
r
r
r
u ( x1, y1) + v ( x 2, y 2) = w( x1 + x 2, y1 + y 2)
Équation 18
Une fois que les inductances sont obtenues avec toutes les composantes du champ, débute
la phase d’optimisation de la position des inductances par superposition du résultat des trois
composantes. Cette étape n’est pas détaillée dans ce manuscrit.
III.2.2. Conception et validation de la sonde
Avant de concevoir la sonde, il faut s’assurer que les dipôles obtenus ont bien une émission
qui se rapproche de celle du circuit intégré à émuler. Pour cela, nous allons procéder en deux
étapes. Tout d’abord, nous allons les simuler à l’aide du logiciel ic-emc [IC-EMC] afin d'avoir
une première évaluation rapide. Puis, dès la validation de cette étape, nous allons les simuler à
l’aide d’un logiciel de simulation électromagnétique qui nous permet de réaliser un modèle
plus proche de la réalité. De plus, ce logiciel prend en compte les caractéristiques physiques
de la technologie dans laquelle la sonde est fabriquée.
III.2.2.1. Validation des inductances de rayonnement à l’aide de ic-emc
Le logiciel ic-emc, développé à l’INSA de Toulouse, permet de simuler rapidement
l’émission rayonnée de dipôles parcourus par des courants.
117
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
En attribuant des coordonnées géométriques aux dipôles rayonnants en trois dimensions,
on les dessine au-dessus d’un plan de masse parfait. La largeur et l’épaisseur des dipôles ne
sont pas prises en compte La Figure III–34 illustre le positionnement des inductances de
rayonnement
avec
le
logiciel
ic-emc.
Figure III–34 : Représentation sous ic-emc des inductances de rayonnement.
On définit ensuite la fréquence et l’altitude auxquelles on souhaite simuler le rayonnement
des dipôles rayonnants. Lors de la visualisation des résultats de simulation, il est possible de
charger également la mesure champ proche du circuit intégré à émuler. Ce qui permet de
faciliter la comparaison entre la simulation et la mesure. Ainsi, cette simulation nous permet
de confirmer ou d'infirmer, en un minimum de temps, l'extraction des inductances.
III.2.2.1.1 Altitude des dipôles rayonnants
L’altitude des dipôles rayonnants par rapport au plan de masse est constante et identique
pour tous les dipôles. Il n’est pas possible de positionner les dipôles sur des plans différents.
Cette altitude est évaluée à partir des connaissances que l’on a du circuit intégré étudié. Elle
représente l’altitude moyenne de tous les éléments rayonnants dans ce circuit. Les éléments
rayonnants peuvent être des bondings, des pistes, des composants on-package, ou la puce…
De plus, le matériau qui sépare les dipôles du plan de masse est considéré comme homogène
et infini.
Dipoles
Isolant
Modèle réel
Plan de
masse
Modèle ic-emc
Figure III–35 : Illustration de la simplification d’un modèle pour ic-emc.
Cette simulation ne permet donc pas d’obtenir de très grandes précisions. En réalité,
chaque élément rayonnant peut se trouver à une altitude différente et être séparé de la masse
par un matériau plus ou moins complexe.
118
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
III.2.2.1.2 Altitude de simulation
L’altitude de simulation est définie par rapport au plan de masse. Elle est égale à la
distance équivalente qui sépare la sonde et le plan de masse lors de la mesure. Cette notion est
illustrée sur le schéma de la Figure III–36.
Sonde
champ proche
Dipoles
hscan
hdip
Plan de masse
Modèle ic-emc
Figure III–36 : définition des altitudes des dipôles et de simulation sous ic-emc.
Sur cette figure, hdip représente l’altitude des dipôles par rapport au plan de masse. Tandis
que hscan représente l’altitude du point équivalent actif de la sonde par rapport à ce même plan
de masse. Le plan de masse est à l’altitude la plus basse.
III.2.2.1.3 Influence des pistes de connexion à la masse sur l’émission des dipôles
L’analyse d’une cartographie champ proche nous a permis de positionner des inductances
qui se trouvent dans un plan parallèle à celui de la mesure. Généralement, ce plan est luimême parallèle au plan de masse. Ces inductances ne suffisent toujours pas à reproduire
finement le rayonnement mesuré. Les pistes utilisées pour reboucler sur le plan de masse
utilisées pour l’installation des connecteurs sont elles mêmes des éléments rayonnants. Le
champ qu’elles rayonnent apporte une contribution non négligeable au champ global rayonné
par l’ensemble des dipôles. La Figure III–37 illustre l’influence des inductances de connexion
à la masse.
Dipôle vertical
Dipôle du plan xy
Simulation sans
retour à la masse
-21.1 dB
Simulation avec
retour à la masse
-21.2 dB
Modèle ic-emc
Figure III–37 : Influence des inductances verticale sur la répartition du champ.
Les inductances verticales servent à relier les inductances de rayonnement du plan xy et le
plan de masse. Cette liaison est pratiquement réalisée en plaçant des vias ou encore en plaçant
un connecteur. En comparant les deux simulations champ proche de cette figure, on remarque
que la répartition du champ change lorsqu’on ajoute les inductances verticales. Cependant, la
valeur maximale du champ est quasiment la même dans les deux cas. Il faut tenir compte de
ces inductances dès le début de la phase de simulation.
119
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
III.2.2.2. Modèle électromagnétique et fabrication de la sonde
La simulation des dipôles obtenus à l’aide d’un logiciel de simulation électromagnétique
permet une validation plus précise du modèle de la sonde. Elle tient compte des
caractéristiques non idéales des différents matériaux des éléments constituant la sonde. Parmi
ces caractéristiques, la taille de sonde et du plan de masse peuvent être introduite, la
permittivité et la complexité des isolants peuvent être considérées de même que les altitudes
et la forme réelles de chaque inductance.
III.2.2.2.1 Choix de la technologie
Le modèle électromagnétique de la sonde à réaliser dépend fortement des caractéristiques
physiques réelles des matériaux qui seront utilisés pour la fabriquer. Il est donc impératif de
choisir la technologie dans laquelle la sonde sera fabriquée avant même de démarrer l’étape
de simulation électromagnétique.
La technologie doit être choisie en fonction du résultat souhaité, c’est à dire des fréquences
mises en jeu et de la puissance que devra supporter la sonde. Il est également nécessaire de
prendre en compte la durée et le coût de réalisation de la sonde.
Si l’on choisit de fabriquer la sonde avec un circuit imprimé standard double face, il n’est
pas possible de paramétrer l’épaisseur d’isolant qui sépare les deux couches de métal. Dans le
logiciel de simulation FEKO [FEKO] cette épaisseur est fixe. Il existe toutefois sur le marché
des circuits imprimés de différentes épaisseurs. De même la permittivité de l’isolant, la
conductivité et l’épaisseur du cuivre sont fixes. Si on désire changer l’un de ces paramètres, il
faut changer de type de circuit imprimé. Une fois que le circuit imprimé est choisi, la
réalisation proprement dite de la sonde présente également ses contraintes. La plus forte étant
la précision sur la largeur des pistes que l’on veut réaliser. Quelque soit la technologie choisie,
des limites existent : en dessous d’une certaine largeur de pistes, la précision ne peut plus être
garantie. Plus on prend connaissance de ces limites tôt, plus on gagne du temps.
Lorsque la technologie est choisie, la simulation électromagnétique de la sonde peut
débuter. Elle se fait en deux étapes : le dessin puis la simulation. Chaque résultat de
simulation doit être comparé à la mesure du composant afin d’être validé.
III.2.2.2.2 Dessin et simulation électromagnétique du modèle de la sonde
Le dessin de la sonde se fait en utilisant un ou plusieurs simulateurs. En effet, l’utilisation
de plusieurs simulateurs permet d’obtenir rapidement les caractéristiques de la sonde à
réaliser. Le but étant d’évaluer les caractéristiques de la sonde selon les contraintes qui sont
fixées. Dans une situation où seule la répartition spatiale du champ doit être corrélée à celle
du circuit intégré à émuler, seule une simulation de l’émission champ proche peut être faite.
Cependant cette simulation doit se faire dans les mêmes conditions que pour la mesure. En
particulier, il ne faut pas négliger l’impédance de la source et celles des appareils de mesure.
Il ne faut pas non plus négliger l’effet des câbles qui sont utilisés, surtout si l’on travaille à
plusieurs dizaines mégahertzs voire au-delà.
Il existe deux approches de modélisation de la sonde. La première correspond à la situation
où le plan de masse peut être considéré comme étant infini. C’est le cas lorsque la taille de
l’ensemble des dipôles rayonnants est très petite devant le plan de masse. La deuxième
consiste à attribuer des dimensions finies au plan de masse. Concrètement, c’est la taille réelle
que l’on donne au plan de masse de la sonde.
Dans tous les cas, le modèle doit s’approcher le plus possible du résultat final que l’on
souhaite atteindre. Les conducteurs et les isolants doivent avoir les mêmes caractéristiques et
120
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
la même géométrie que ceux de la technologie choisie. En plus, le modèle doit respecter les
contraintes liées à la réalisation technique de la sonde.
Une fois le dessin de la sonde réalisé, le modèle électromagnétique de la sonde est prêt à
être simulé. Le respect des contraintes technologiques et de réalisations techniques permet
d’avoir un modèle proche de la réalité. A cela s’ajoute les exigences du simulateur que l’on
utilise. Un modèle qui ne respecte pas les règles du simulateur peut être impossible à simuler.
Dans certaines conditions, cela oblige l’utilisateur à faire des concessions. Les ports
d’entrées/sorties du modèle doivent être correctement définis. Les signaux fournis en entrée et
les charges doivent êtres bien connus.
III.2.2.2.3 Méthode de comparaison de deux cartographies
Une méthode de comparaison de cartographies est utile pour valider un résultat de
simulation. Il faut en effet être capable d’estimer l’erreur que l’on fait, entre la mesure
effectuée et la simulation, à chaque fois qu’une simulation est menée à son terme. En fonction
de cette erreur, on choisit de modifier ou non certains paramètres de simulation. Dès que
l’erreur devient acceptable, on arrête et on passe à la fabrication de la sonde.
Caractéristiques d’une cartographie :
En plus des valeurs de champ mesuré en chaque point de l’espace, une cartographie est
caractérisée par (Figure III–38):
•
sa surface, autrement dit par sa longueur x(mm) et sa largeur y(mm).
•
le nombre de pixels nx et ny respectivement sur les axes x et y.
Il faut connaître toutes ces caractéristiques pour pouvoir comparer deux cartographies.
x (mm)
nx (pisels)
x_step
y_step
y (mm)
ny (pisels)
Figure III–38 : Description des caractéristiques d’une cartographie
Le pas de la mesure caractérise également une cartographie et il est facilement obtenu à
partir de la surface et du nombre de points. Généralement, x_step et y_step sont identiques.
Comparaison de deux cartographies :
Pour comparer deux cartographies pixel par pixel, elles doivent avoir les mêmes
caractéristiques. De plus, le repère d’origine de la cartographie doit être le même sur les deux.
Lorsque le repère d’origine n’est pas au même endroit sur les deux cartographies, il en résulte
un décalage des zones à comparer (Figure III–39).
121
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
image 1
image 2
image 3
Figure III–39 : Illustration du décalage entre deux cartographies
On calcule l’erreur pour chaque pixel suivant l’algorithme ci-dessous décrit à la Figure III–
40. A chaque itération, on compare les pixels mesuré pmi et simulé psi. On calcul ensuite la
différence de champ entre la mesure et la simulation. L’algorithme prend fin lorsque tous les
points ont été analysés.
Cartographie mesurée
{pm1, pm2, …, pmn}
Cartographie simulée
{ps1, ps2, …, psn}
Liste des erreurs
{E1, E2, …, En}
Initialisation de l’analyse
<i=0>
i = i+1
Ei = H(Pmi)- H(Psi)
i=n ?
non
oui
FIN
Figure III–40 : Comparaison de deux cartographies, calcul d’erreur par pixel
A la fin, on obtient l’erreur correspondant à chaque pixel. On peut calculer l’erreur globale
si on le souhaite à partir de ce résultat ou présenter une cartographie de l’erreur.
Difficultés d’une telle comparaison :
Si les deux images ont les mêmes pas en x et en y, il est nécessaire de caler les zones à
comparer afin d’avoir le même point de repère. Puis il faut supprimer les parties qui
débordent sur chaque image.
Si les deux images ont des pas différents, il faut extrapoler celle qui a le plus petit pas pour
qu’elles aient le même pas. Ensuite caler les zones à comparer afin d’avoir le même point de
repère puis découper les parties qui débordent sur chaque image.
III.2.2.2.4 Fabrication de la sonde
Lorsque la simulation est valide, on peut envisager la fabrication proprement dite de la
sonde.
Sur circuit imprimé, la sonde est fabriquée de façon standard. Il faut faire un routage en
utilisant un logiciel de CAO, réaliser le typon et graver le circuit. Une difficulté majeure
s’ajoute à toutes celles qui ont jusqu’à présent été rencontrées : elle est liée aux connecteurs
utilisés. En effet, la taille des connecteurs n’est plus négligeable lorsque la sonde est de petite
taille. Même si il en existe de différentes tailles, les connecteurs deviennent très vite une
limite à la miniaturisation des sondes. Une solution simple consiste à connecter directement le
122
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
câble coaxial sur la sonde (Figure III–41). Ainsi la seule limite à la réduction de la taille d’une
sonde est le diamètre du câble.
câble coaxial
Connexion directe
du câble coaxial
Utilisation d’un
connecteur
Figure III–41 : Illustration de l’impact de l’utilisation d’un connecteur.
Enfin, la sonde doit être dimensionnée pour supporter la puissance maximale qui lui sera
fournie. Elle ne doit pas chauffer sous cette puissance. Un échauffement important peut
entrainer une destruction prématurée de la sonde.
III.3. Méthodologie de l’étude du couplage entre deux
circuits intégrés
III.3.1. Méthodologie
L’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré trouve tout son
intérêt dans la simplification de l’étude du couplage puce à puce. Nous venons de décrire la
méthode permettant d’émuler l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré. Cette
émulation conduit à la conception d’une sonde de champ proche. Nous allons à présent
coupler cette sonde à un autre circuit intégré victime. Dans cette partie, nous nous intéressons
à l’étude du couplage entre une victime et la SkateProbe. Puis, nous discuterons de la
modélisation de ce couplage.
La méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés que nous proposons se
fait en 4 étapes :
1. Caractérisation et émulation de l’émission de la source de perturbation : cette étape
permet de connaître l’émission champ proche du circuit source.
2. Conception de la SkateProbe équivalente : Cette étape permet de fabriquer une
SkateProbe qui émule l’émission du circuit source.
3. Couplage entre la SkateProbe et la victime : ici, on mesure et on modélise le couplage
entre la SkateProbe et la victime ;
4. Déduction du couplage entre la source et la victime : Cette étape permet d’évaluer ou
de prédire le couplage réel entre le circuit intégré source et la victime.
123
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Caractérisation de
l’émission de l’agresseur
CI victime
Conception de la
SkateProbe équivalente
SkateProbe
valide?
Non
Oui
Etude du couplage
entre la SkateProbe et
la victime
Déduction du couplage entre
la source réelle et la victime
Figure III–42 : Illustration de la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits
intégrés
Avant de commencer cette étude, il faut mettre en évidence des problèmes CEM. C'est-àdire constater des phénomènes de couplage particulier et bien sûr commencer à émettre un
certain nombre d’hypothèses. Tout cela aide à l’identification de la source et de la victime de
la perturbation.
III.3.1.1. Mise en évidence du couplage
Pour pouvoir mettre en évidence un phénomène de couplage entre deux circuits intégrés, il
faut avoir un moyen d’observer l’effet de l’un sur l’autre. C’est ainsi que dans une sous partie,
nous allons décrire l’effet d’une perturbation électromagnétique sur un circuit intégré, puis
nous allons définir concrètement l’immunité d’une victime, ensuite, nous décrirons l’émission
d’un agresseur et enfin, nous présenterons la notion de couplage puce-à-puce.
III.3.1.1.1 Effet de la perturbation sur le système considéré
L’effet des perturbations électromagnétiques sur les circuits intégré est décrit en détail à la
partie II.2.3 du premier chapitre. Lorsqu’ils sont soumis à une même perturbation
électromagnétique, un circuit numérique et un circuit analogique n’ont la même réaction
[SICA02].
Plus un circuit intégré est susceptible, c'est-à-dire plus son immunité est faible, plus il sera
contraignant de l’utiliser sans risque de dysfonctionnement. Cette aptitude peut être connue en
recherchant pour « toutes » les fréquences, la puissance nécessaire pour induire une
modification du comportement de ce circuit intégré. Pour cela, il faut réaliser des tests dans
lesquels « un critère de susceptibilité » sera défini.
124
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
•
Critère de susceptibilité
La description de l’immunité d’un composant prend tout son sens lorsqu’il existe un critère
de susceptibilité. En effet, l’énergie nécessaire pour modifier l’amplitude d’un signal n’est pas
la même que celle qu’il faut pour modifier son amplitude. De même, le comportement d’un
circuit intégré analogique n’est pas le même que celui d’un circuit intégré numérique. La
définition du critère de susceptibilité est donc fondamentale lorsque l’on parle de l’immunité
d’un circuit intégré. Comme exemple de critère de susceptibilité, nous pouvons citer : la
limitation du jitter de plus ou moins 5 %, la variation d'amplitude du signal de plus ou moins
20 %, la conversion analogique numérique avec perte de N bits de poids faible, …
•
Immunité du circuit intégré
Aujourd’hui, l’immunité des circuits intégrés est faite aussi bien en conduit qu’en rayonné.
L’immunité conduite permet d’injecter la perturbation sur une ou plusieurs entrées du circuit
intégré. Le chemin d’injection, bien que pas forcément maîtrisé, est connu. L’immunité
rayonnée permet soit d’injecter la perturbation sur l’ensemble du circuit intégré, il n’y a pas
de notion de chemin d’injection dans ce cas ; soit d’injecter la perturbation localement sur une
zone du circuit intégré. Pour induire une même défaillance, il faut beaucoup plus de puissance
incidente lors d’une injection de perturbation rayonnée que lors d’une injection conduite. Le
choix du mode d’injection aura une incidence sur le choix du critère de susceptibilité.
III.3.1.1.2 Interprétation des phénomènes mis en évidence
Lors de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés, deux situations peuvent se
présenter : soit il n’y a jamais de dysfonctionnement du circuit intégré victime, soit il y a (ou
il y a eu dans certaines conditions) un dysfonctionnement du circuit victime. Quelque soit
l’issu, cette mesure doit être la plus précise possible. En effet, lorsqu’il n’y a aucune
défaillance, la victime peut tout de même se rapprocher de son seuil de susceptibilité. Ce qui
en fait un circuit plus susceptible. Cette mesure doit donc servir à bien connaître les marges de
susceptibilité.
•
Composant à l’origine de la faute
Lorsque les marges et/ou les seuils de susceptibilité sont connus, il faut être capable
d’identifier le coupable. Ce dernier peut être n’importe lequel des deux composants. Si la
victime est anormalement sensible, c’est elle qui doit être remise en cause. Si c’est le
composant agresseur qui rayonne énormément de puissance, il faut être capable de s’en rendre
compte. Il est également possible que les deux circuits intégrés soit complètement
incompatibles tant sur les bandes de fréquences que sur les puissances mises en œuvre.
•
Pire cas
Il est également possible que le couplage entre les deux circuits soit complètement
défavorable à la victime. Dans ce cas, il est plus difficile de conclure sur le composant le plus
à l’origine de cette situation. Le pire cas correspond à la situation où le comportement de la
victime est le plus modifié en lui injectant le moins de perturbation possible.
III.3.2. Etude du couplage entre la SkateProbe et la victime
III.3.2.1. Mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime
La mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime se fait comme une mesure
d’immunité en champ proche. La sonde d’injection champ proche est remplacée par la
SkateProbe. La modification de la position et de l’orientation de la SkateProbe au dessus de la
victime permettent de tracer une série de courbes du seuil de susceptibilité de la victime vis-à125
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
vis de la perturbation de la SkateProbe. Lorsque la victime doit réaliser une fonction
spécifique, cette mesure permet de trouver les positions de la SkateProbe pour lesquelles cette
fonction n’est plus réalisée.
a)
b)
Seuil de
susceptibilité
SkateProbe
Test comp
XXC120X
Circuit intégré victime
fréquence
Figure III–43 : Illustration de la mesure de l’effet du couplage entre la SkateProbe et un circuit
intégré.
La Figure III–43 illustre le principe de la mesure du couplage entre la SkateProbe et une
victime. A chaque position de la SkateProbe correspond une courbe du seuil de susceptibilité
en champ proche de la victime en fonction de la fréquence.
La mesure du couplage entre la SkateProbe et victime est utilisée pour valider le modèle ce
couplage.
III.3.2.2. Modélisation du couplage SkateProbe/composant victime
La construction d’un modèle capable de simuler la mesure du couplage entre deux circuits
intégrés est difficile mais nécessaire. Un bon modèle permet de se passer de la mesure tout en
étant assuré de la qualité des résultats. Il permet de faire de la prédiction, et de gagner du
temps. Les travaux d’Alexandre Boyer [BOYE07a] étaient axés sur ce thème.
III.3.2.2.1 Modélisation de la victime
Le modèle de la victime est un modèle d’immunité. Dans notre cas, c’est le modèle ICIM
[ICIM1], [ICIM2]. Dans un premier temps, nous décrirons l’intérêt du modèle d’émission de
la victime, ensuite nous détaillerons son modèle de susceptibilité.
•
Intérêt du modèle d’émission de la victime
La modélisation de l’émission d’un circuit intégré bénéficie de beaucoup d’avance par
rapport à celle de l’immunité. Beaucoup de travaux de recherche ont été menés sur ce sujet.
Ce modèle peut servir de base pour la construction du modèle de susceptibilité. Par exemple,
le modèle d’émission d’un circuit intégré couplé à une sonde champ proche comporte des
éléments qui ne changent pas si on inverse le sens des choses. Pour une même position de la
sonde, le couplage entre le circuit intégré et le réseau passif de ce circuit restent identiques. La
différence étant que la puissance est fournie par la sonde et qu’une analyse des signaux se fait
sur le composant victime.
On peut par conséquent débuter la construction d’un modèle d’immunité par la
construction de son modèle ICEM car il est beaucoup plus simple à réaliser. Et par la suite, ce
modèle est complété en lui ajoutant celui du critère de susceptibilité.
126
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
•
Modèle de susceptibilité de la victime
Le modèle de susceptibilité doit bien prendre en compte le critère de susceptibilité pour
être fidèle à la réalité. Ce critère peut être interne ou externe au circuit intégré. Il peut par
exemple s’agir d’observer la tension d’alimentation, le courant consommé par le circuit ou
bien encore l’état d’une de ces sorties. Dans tous les cas, on va se fixer une limite en dessous
ou au dessus de laquelle on considère que le fonctionnement du circuit est défaillant. Nous ne
nous intéresserons pas aux conditions qui entraînent la destruction du composant.
La construction d’un modèle d’immunité commence par celle du modèle d’émission. Ce
modèle est ensuite complété pour simuler le comportement immun de la victime. C’est le
modèle final d’immunité qui est couplé à une source de perturbation à travers un chemin de
couplage donné. Le chemin de couplage dépend du mode d’injection de la perturbation. Il doit
en plus inclure l’analyse de la défaillance.
Alimentations
Source de la
perturbation
Chemin de
couplage
Victime
Analyse de la
défaillance
Figure III–44 : Structure « classique » d’un bloc ICIM [BOY07a]
En définitive, le modèle du circuit intégré victime seul ne suffit pas à décrire son immunité.
Car cette dernière dépend de la source de perturbation qui est le composant agresseur ou
encore une sonde qui émule son émission. Elle dépend aussi du critère de susceptibilité qui va
conditionner l’analyse de la défaillance.
III.3.2.2.2 Modélisation du couplage entre la victime et la sonde
Nous avons vu précédemment comment concevoir une sonde champ proche capable
d’émuler l’émission d’un circuit intégré agresseur. L’étude du couplage entre cette sonde et la
victime permet d’évaluer rapidement le couplage réel entre le circuit agresseur et le circuit
victime. Nous allons dans cette partie proposer un modèle de couplage entre la sonde et le
circuit victime. Ensuite nous en déduirons le couplage entre les deux circuits intégrés.
Le modèle final du couplage entre la sonde et le circuit intégré victime doit comporter le
modèle d’émission de la sonde et le modèle d’immunité de la victime.
•
Modèle de la SkateProbe
Le modèle d’émission de la sonde est obtenu soit par calcul, soit par simulation ou encore
par la mesure. Le croisement de toutes les informations par chacune de ces techniques permet
la validation du modèle final. Etant constitué de lignes de transmission, chaque ligne de la
sonde est modélisée par une ou plusieurs cellules RLC. Tout autre élément servant soit à
alimenter cette sonde, soit à la charger doit aussi être modélisé.
127
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Modèle d’émission de la SkateProbe
Rp1
Modèle du
générateur de
signal
Lp1
Lp2
Rp2
Modèle de la
charge
Cp
Figure III–45 : Modèle général d’une sonde émulatrice de l’émission d’un composant.
Le modèle de la SkateProbe est comparable à celui d’une ligne de transmission. C’est un
modèle simple, il permet donc d’effectuer des simulations rapidement. Son couplage avec la
victime permet de simuler l’effet du circuit intégré agresseur sur le circuit intégré victime.
Lorsque son architecture est plus complexe, le modèle de la SkateProbe doit être adapté
pour modéliser fidèlement le comportement de la sonde. C’est le cas particulier d’une sonde
dont certains segments sont couplés à d’autres. Dans ce cas, il faut évaluer individuellement le
couplage entre chaque segment et ses segments voisins. La Figure III–46 décrit la
modélisation d’une SkateProbe constituée de deux tronçons. Le couplage entre ces deux
tronçons n’est pas négligeable.
K_LT1_LT2
Couplage entre
les deux
tronçons
Entrée
Entrée
T1
T2
Sortie
RT1
Modèle du
tronçon T1
LT1
RT2
CT1
Modèle du
tronçon T1
LT2
Sortie
CT2
Figure III–46 : Exemple de modèle faisant intervenir des tronçons couplés
•
Modèle du couplage sonde/circuit victime
Le couplage entre la sonde et le circuit intégré victime peut être soit capacitif, soit inductif
ou avoir une proportion de chacun d’eux. De ce fait, la construction du modèle de couplage se
fait sur la base de l’évaluation de la mutuelle entre les éléments inductifs et la capacité
équivalente entre les conducteurs en regard.
128
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
Modèle d’immunité du circuit intégré victime
Vdd
externe
Rpck_Vdd
Lpck_Vdd
M1
Vss
externe
LVdd
M1
Cd
Lpck_Vss
Rpck_Vss
RVdd
RVss
Cb
Ib
LVss
Alimentations
Mc2
Cx
Mc1
Modèle d’émission de la sonde émulatrice
Rp1
Modèle du
générateur de
signal RF
Lp1
M
Rp2
Cp
Lp2
Modèle de la
charge
Figure III–47 : Modélisation du couplage entre une sonde émulatrice et un circuit intégré
victime.
Les éléments Mp1 et Mp2 résultent du couplage inductif qui existe entre la sonde et le
composant. Cx résulte du couplage capacitif. Leurs valeurs dépendent de la position et de
l’orientation de la sonde par rapport au circuit victime. Ici, le couplage a été représenté
uniquement sur la branche Vss. Il existe aussi sur la branche Vdd. Par ailleurs, il peut être égal
ou différent de celui de la branche Vss.
Même dans le cas où il existe du couplage entre les tronçons de la SkateProbe, le couplage
entre chaque tronçon de la SkateProbe et le circuit intégré victime doit se faire
individuellement.
III.3.3. Couplage réel entre la victime et le circuit intégré source
Le couplage réel entre le circuit intégré agresseur et le circuit intégré victime est
directement déduit de celui obtenu avec la sonde émulatrice. Le mode et les coefficients de
couplage sont proches de ceux qui ont été calculés avec la sonde si on positionne le
composant agresseur comme on a positionné la SkateProbe.
III.4. Conclusion
L’intégration de plus en plus poussée des circuits a de nombreuses conséquences sur le
comportement de ces derniers, en particulier du point de vue de la CEM. Pour y remédier, de
nouvelles techniques d'investigation sont nécessaires pour prédire plus rapidement et plus
fidèlement la conséquence de cette intégration sur chaque composant. A cet effet, nous
proposons une méthodologie permettant de remplacer un agresseur par une sonde émulatrice
appelé SkateProbe. A l’aide de cette sonde de champ proche, nous pouvons mesurer l’effet du
129
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
rapprochement entre la source et la victime de la perturbation. Nous avons procédé en trois
étapes pour illustrer notre méthodologie. Tout d’abord, nous étudions l’émission du circuit
intégré source de perturbation. Cette étude comprend la mesure, la modélisation et
l’émulation de cette source. Ensuite, nous avons détaillé l’extraction des inductances de
rayonnement à partir de l’émission rayonnée champ proche de la victime. L’extraction des
inductances de rayonnement débute avec la description du rayonnement d’une ligne de
transmission, suivi de l’extraction des inductances à partir d’une cartographie champ proche
et s’achève par la description de la conception d’une SkateProbe. Enfin, nous décrivons la
méthodologie de l’étude du couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime.
L’étude de ce couplage comprend la mesure et la modélisation. C’est à partir du modèle de
couplage que l’on est capable de remonter au couplage réel entre le circuit intégré source et la
victime de perturbation. On peut ainsi prédire les conséquences de l’intégration de deux
circuits.
130
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
III.5. Références
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Binary Images", M. S. Thesis, Technische Universität Kaiserslautern, November
2004.
[BAFF02]
S. Baffreau, "Susceptibilité des microcontrôleurs aux agressions
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S. Baffreau, G. Motet, E. Sicard, "La protection des microcontrôleurs aux
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[BAUD98] J. BAUDET, O. Druant, B. Demoulin, "effect of electromagnetic interference of
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1 GHz", Internal symposium on electromagnetic compatibility EMC’98, Roma
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[BEND06] S. Bendhia, "De l’Intégrité de Signal à la Compatibilité Electromagnétique",
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Systèmes en Boîtier", thèse soutenue à l’INSA de Toulouse, 2007.
[BOYE07b] A. Boyer, S. Akue Boulingui, S. Bendhia, E. Sicard, S. Baffreau "A
Methodology for Predicting by Near Field Chip to Chip Coupling", EMC
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Prédiction des Risques d’Interférences dans un Couplage Puce à Puce", 5èmes
JFMMA & TELECOM 07, Fès, Maroc, 14 – 16 mars 2007.
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[CHEN00] C. Xi, "Contribution to Electromagnetic Emission Modeling and
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Toulouse, novembre 2000.
[CHEN98] Howard H. Chen, J. Scott Neely, "Interconnect and Circuit Modeling
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May 1996.
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FEKO, EM Software & Systems-S.A. (Pty) Ltd, website: www.feko.info.
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IEC standard, novembre 2004.
131
METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE
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IEC 62433-4 : (Planned) Conducted immunity modelling (ICIM-CE)
[ICIM2]
IEC 62433-5 : (Planned) Radiated immunity modelling (ICIM-RE)
[IC-EMC]
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[IEC619a]
IEC 61967-4 : Integrated circuits, measurement of electromagnetic emissions,
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[IEC619b]
IEC 61967-3: Measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1GHz –
surface scan method.
[IEC619c]
IEC61967-6 : Integrated circuits - Measurement of electromagnetic emissions,
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132
Chapitre IV : Mise en application de la
SkateProbe : Etude du couplage entre
circuits intégrés
133
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Ce chapitre est la mise en application directe de la méthodologie développée dans le
chapitre 3. Deux cas d’études sont présentés dans ce chapitre. Dans la première partie, la
méthodologie s’applique à un transistor en commutation utilisé comme source de perturbation
en champ proche. Dans la deuxième partie, cette méthodologie est utilisée pour mettre en
évidence des phénomènes d’interférence dans une plateforme téléphonique de troisième
génération.
IV.1. Emulation de l’émission rayonnée champ proche d’un
commutateur
Tout système embarqué est équipé d'un module d’alimentation pour être autonome. La
batterie seule ne suffit pas à lui fournir convenablement cette alimentation. En effet, la
puissance fournie par une alimentation varie en fonction de l’utilisation qu’on en fait.
Cependant pour le système à alimenter, cette puissance ne doit pas varier au-delà de la
tolérance de ces composants. Afin de fournir une alimentation stable à un système
électronique, il est nécessaire d’utiliser un convertisseur d’énergie entre la batterie et le
système. Le plus souvent, on utilise une alimentation à découpage. Au début, ces
convertisseurs étaient réservés à des applications à forte puissance de l'ordre de plusieurs
kilowatts. Aujourd’hui, on les trouve dans tous les systèmes embarqués où l’alimentation est
un critère important. On en trouve aussi bien dans un téléphone portable que dans un
ordinateur portable, une automobile, un train ou encore un avion. Plus le système à alimenter
est de petite taille, plus ces commutateurs sont proches des autres composants. Cela augmente
les couplages entre les composants du système compliquant ainsi sa validation. Dans cette
partie, nous décrivons tout d’abord le contexte de l’étude. Ensuite nous exposons l’étude
proprement dite de l’émission en champ proche du transistor. Enfin, nous abordons
l’émulation de ce transistor.
IV.1.1. Description de l'étude
Notre travail consiste à étudier les interférences entre un transistor en commutation et un
microcontrôleur en fonctionnement. Ces circuits intégrés sont fréquemment utilisés à
l’intérieur d’un même système embarqué. Le premier permet de réguler l’alimentation, et le
second de traiter des données. Le but de cette étude est de valider le concept de la
SakateProbe sur l’émission rayonnée en champ proche d’un transistor en commutation. Elle
se limite à la conception électromagnétique de la sonde et n’inclut pas sa fabrication.
IV.1.1.1. Alimentation à découpage :
Une alimentation à découpage est une alimentation électrique dont la régulation est assurée
par un ou plusieurs composants électroniques, généralement des transistors de puissance,
utilisés en commutation. Ce mode de fonctionnement s'oppose à celui des alimentations
linéaires dans lesquelles le composant électronique est utilisé en mode linéaire. Les
alimentations à découpage se sont fortement développées depuis les années 1980. Elles sont
désormais utilisées dans tous les appareils électroniques grand public [MOHA02]. Elles
offrent de nombreux avantages sur les alimentations linéaires : meilleur rendement dû à une
moindre puissance dissipée ; réduction de la taille du transformateur grâce à l’élévation de la
fréquence du signal dans ce dernier [BOUC93]. Les alimentations à découpage possèdent
donc les qualités essentielles pour être intégrées dans un système embarqué. Cependant, elles
génèrent un bruit relativement important, dû au signal rectangulaire riche en harmoniques à la
134
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
fréquence de découpage [AZAN00]. Les problèmes de régulation et de compatibilité
électromagnétique sont par conséquent plus difficiles à maîtriser.
IV.1.1.2. Modes de conversion
Avant de mettre en œuvre un transistor en commutation, commençons par résumer les
modes de conversion couramment utilisés. Il existe plusieurs modes de conversion d’énergie :
•
la conversion alternatif-continu. Ces convertisseurs permettent de redresser un signal
d’entrée de façon à le rendre continu.
•
alternatif-alternatif. Dans un tel convertisseur, les signaux d’entrée et de sortie sont
variables. Leur intérêt est de stabiliser l’amplitude et la fréquence du signal de sortie.
•
continu-alternatif. A partir d’un signal continu en entrée, un convertisseur continualternatif produit un signal sinusoïdal à une fréquence donnée.
•
continu-continu. Un convertisseur continu/continu est utilisé pour stabiliser une tension.
La valeur de cette tension peut être élevée ou abaissée. En entrée comme en sortie, le
signal est continu.
Dans les systèmes puisant leur énergie d’une batterie, à l’exemple d’un téléphone portable,
c’est la conversion continu-continu qui est mise en œuvre. Ces convertisseurs sont appelés des
hacheurs.
Le signal fourni par une batterie est continu. Cependant, sa valeur n’est pas fixe car
lorsqu’elle s’épuise, une batterie peut fournir une tension dont la valeur diminue de moitié.
L’utilisation d’un hacheur permet de maintenir constante la tension fournie au reste du
système. Inversement, lorsque l’on a une batterie dont le signal continu est constant, on peut
utiliser un hacheur pour produire une tension continue dont on peut modifier la valeur. C’est
utile lorsque les besoins en énergie du système à alimenter change dans le temps.
VT
IT
VT
IT
Interrupteur fermé
Interrupteur ouvert
Figure IV–1 : Principe de fonctionnement d'un convertisseur d’énergie
– interrupteur fermé (gauche) et ouvert (droite).
Le rendement d’un tel convertisseur dépend fortement des pertes dans l’interrupteur lors de
la commutation. Plus ces pertes sont faibles, plus le rendement du convertisseur est élevé.
Utiliser un transistor en commutation signifie l'utiliser comme un interrupteur. Seuls deux
états importent : ouvert ou fermé. Lorsqu’un interrupteur est ouvert (Figure IV–1 - droite), la
tension à ses bornes est maximale et le courant qui le traverse est nul. Inversement, lorsqu’il
est fermé (Figure IV–1 - gauche), le courant qui le traverse est maximum et la tension à ces
bornes est nulle. A la fermeture, pendant un temps très court, la tension aux bornes de
l’interrupteur passe de Vmax à 0 tandis que le courant qui le traverse passe de 0 à Imax. A
l’ouverture, c’est le courant qui s’annule et la tension qui passe de 0 à Vmax. Théoriquement,
les interrupteurs de puissance ont donc un rendement de 100 %.
135
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.1.1.3. Pertes dans un interrupteur
Les pertes dans un interrupteur sont nulles, si aucun courant n'est débité pour une tension
donnée. Ou, inversement, si la tension est nulle lorsqu'un courant le traverse. Dans ces deux
cas, les pertes dues à l'effet Joules sont nulles (Equation 19).
VT ≠ 0,
IT ≠ 0
VT = Vmax,
IT = 0
VT ≠ 0,
IT = Imax
VT(t)
IT(t)
temps
Figure IV–2 : Signaux de commutation non idéaux d’un interrupteur.
PJoules(t) = VT(t).IT(t)
(Équation 19)
IV.1.1.3.1 Pertes statiques
Les pertes statiques dépendent de la résistance parasite interne entre la source et le drain du
transistor. Lorsque le transistor est passant, il se comporte comme une résistance. Il existe
donc une tension à ces bornes qui est proportionnelle au courant qui le traverse. Sachant que
le courant traversant l’interrupteur est maximum lorsqu’il est fermé, la puissance consommée
n’est donc pas nulle. Sa consommation est d’autant plus importante que sa résistance est
élevée. Ce sont les pertes statiques de l’interrupteur. La réduction de la valeur de cette
résistance est de mieux en mieux maîtrisée. Par conséquent, ces pertes ne sont plus une grande
source de dégradation du rendement des convertisseurs.
IV.1.1.3.2 Pertes à la commutation
A la commutation (ouverture ou fermeture du transistor) de l’interrupteur, le courant et la
tension de l’interrupteur ne s'inversent pas instantanément (Figure IV–1). Il existe un temps
d’établissement. Ce temps équivaut à la durée de la commutation. Cette durée n’est pas
nécessairement la même à l’ouverture et la fermeture. Pendant cette phase, le courant et la
tension sont non nuls. Cela signifie qu’il y a des pertes dans l’interrupteur. Plus le temps de
commutation est grand, plus les pertes dans l’interrupteur sont grandes. Même si plusieurs
techniques permettent une meilleure maîtrise des pertes de commutation [WATA06], ces
pertes restent quand même les plus importantes dans un interrupteur de puissance. Pour
réduire ces pertes, la commutation doit être la plus rapide possible. Ainsi, le temps durant
lequel la tension aux bornes de l’interrupteur et le courant le traversant existent simultanément
devient négligeable. Cependant, la réduction du temps de commutation génère des variations
brutales de courant et de tension. Plus ces variations sont rapides, plus la bande de fréquence
d'émissions de ces signaux est grande. Cela signifie que l'interrupteur devient plus
perturbateur pour les autres composants présents dans son environnement proche.
136
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.1.2. Emission parasite rayonnée d’un transistor en commutation
Un transistor idéal en commutation se modélise comme un interrupteur parfait. Quelque
soit la tension ou le courant qu’il commute, il ne constitue aucune source de perturbation
rayonnée. Pour être utilisé dans un circuit, il doit au minimum disposer de broches. Ce sont
ces broches qui servent d’antennes et rayonnent les signaux traversant le transistor. Dans cette
partie, nous décrivons la conception du commutateur réalisé. Puis nous présentons les
mesures conduites et rayonnées réalisées. Enfin, nous exposons la modélisation de ce
commutateur.
IV.1.2.1. Conception d’un commutateur de courant
La conception du commutateur de courant respecte un cahier des charges spécifique. Dans
un premier paragraphe, nous présentons ce cahier des charges. Puis, nous nous intéressons à la
simulation de la carte, pour finir par sa fabrication.
IV.1.2.1.1 Cahier des charges, choix du composant
L’objectif principal est d’étudier le couplage entre un microcontrôleur et un commutateur
de puissance. Une telle configuration peut aisément se produire dans le cas d’un système
embarqué. L’immunité du microcontrôleur est déjà connue de part les travaux préalables de
[BOYE07a]. Il présente une forte susceptibilité dans la bande de fréquences allant de 3 à 30
MHz et autour de 1 GHz (Figure IV–3).
amplitude
(dBm)
Amplitude
(dBA/m)
42
23
40
21
19
38
36
17
34
15
13
32
1
10
100
1000
fréquence (MHz)
Fréquence
(MHz)
10000
Figure IV–3 : Courbe de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur S12X.
Nous faisons le choix d’agresser le microcontrôleur dans sa bande de susceptibilité basse.
La mise en œuvre d’un transistor en commutation sert à créer un agresseur électromagnétique
particulièrement entre 3 et 30 MHz. Habituellement, les transistors utilisés dans les
convertisseurs d’énergie commutent à des fréquences de quelque centaines de kHz.
L’utilisation d’un interrupteur classique ne répond donc pas à notre besoin. Nous devons nous
intéresser à des interrupteurs plus rapides capables de commuter à quelques MHz. En effet, il
doit être capable de rayonner un champ magnétique important, supérieur à 14 dBA/m de 3 à
30 MHz.
Le choix de l’interrupteur se fait à l’aide du graphique de la Figure IV–4. Il décrit les
performances de différents types d’interrupteurs électroniques en fonction de leur tenue en
puissance (courant, tension) et de la fréquence de commutation.
137
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Puissance (W)
108
106
Thyristor
IGBT
104
102
101
MOSFET
102
103
104
105
Fréquence (Hz)
106
107
Figure IV–4 : Caractéristiques en puissance et en fréquence
de différents types d’interrupteurs de puissance.
On constate que plus un interrupteur supporte de la puissance, plus il commute lentement.
Les transistors MOSFET sont adéquats pour des commutations supérieures à 100 kHz
[DEBO98]. Ils sont capables de supporter des puissances supérieures à 100 Watts en
commutant à des fréquences de quelques mégahertz. Notre choix c’est donc porté sur un
transistor MOSFET.
IV.1.2.1.2 Simulation électrique
Le circuit à réaliser est baptisé SRK_2 [AKUE07]. L’interrupteur de puissance utilisé est
un transistor de type N-MOS dont la référence est : IRLR7821 [IRLR]. Il est capable de
débiter jusqu’à 47 A de courant continu. Il peut atteindre des pics de courant de 260 A. Sa
résistance interne est de 10 mΩ.
A l’allumage, il présente un retard de 11 ns et un temps de montée de 4,2 ns. A l’extinction,
il a un retard de 10 ns et un temps de descente de 3,2 ns. Cela en fait un transistor capable de
commuter théoriquement jusqu’à une fréquence de 35 MHz.
138
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
VDD
Vcc
Etage de
commande
Rch
Rc
D
TPUISS
G
Rb
S
Tcom
Vg
ITp
ITc
Etage de
puissance
Figure IV–5 : Schéma électrique de SRK_2
Le schéma électrique de ce commutateur est présenté à la Figure IV–5.
Il est constitué de deux étages : l’étage de commande et l’étage de puissance. L’étage de
commande comprend un transistor bipolaire NPN : le BSV52. Ce transistor est alimenté par
une tension Vcc et commandé par un signal carré Vcom. Le courant traversant le transistor de
commande est limité par la résistance Rc. La résistance Rc sert également à limiter le courant
ITc L’étage de puissance comprend le transistor MOSFET de puissance et la résistance de
charge Rch. Les modèles SPICE de ces deux circuits intégrés sont disponibles en annexe.
La Figure IV–6 présente le spectre du courant simulé qui traverse le transistor. La
simulation est faite dans le domaine temporel et le spectre est obtenu en lui appliquant la FFT.
Pour cette simulation, la fréquence de commutation est de 500 kHz. Cette simulation permet
de valider le schéma électrique présenté à la Figure IV–5.
Amplitude (dBA)
10
-10
-30
-50
-70
0,1
1
10
Fréquence (MHz)
100
1000
Figure IV–6 : Spectre du courant simulé traversant l’interrupteur de puissance.
IV.1.2.1.3 Description de la carte de test
La carte est réalisée sur un circuit imprimé double face de 1.6 mm d’épaisseur. Ces deux
faces sont présentées sur la Figure IV–7.
139
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
b)
a)
Signal de
commande
Alimentation
étage
commande
Radiateur
Transistor de
commande
Interrupteur
de puissance
Résistance
de charge
+ radiateur
Alimentation
étage
puissance
Figure IV–7 : Les deux faces de la carte SRK_2
L’interrupteur de puissance est isolé sur une face du circuit imprimé afin de faciliter
l’étude CEM (Figure IV–7, a). Sur l’autre face du circuit, on retrouve tous les autres
composants
(Figure IV–7, b). Elle est au format 100*100 mm, permettant ainsi de faire des mesures en
cellule TEM.
La résistance de charge est une résistance de puissance. Elle est fixée sur un radiateur qui
permet de la refroidir. Elle a une valeur de 1 Ω et est capable de supporter une puissance de
100 watts.
Le transistor de puissance est implémenté sur un circuit imprimé dédié aux applications de
puissance. C’est un circuit double face, l’une est en cuivre et est destinée à accueillir le
transistor, l’autre est en aluminium et ne sert qu’à refroidir le transistor en fonctionnement.
Cette carte spéciale est fixée sur le circuit imprimé 100*100mm grâce à quatre vis (Figure
IV–7, gauche). De la pâte thermique assure une bonne conduction thermique entre les deux
cartes (Figure IV–8).
circuit intégré
cuivre
aluminium
pâte
thermique
isolant
Figure IV–8 : Description du système de refroidissement du transistor.
La carte de test comprend trois entrées : le signal commande (Vcom), l’alimentation
commande (Vcc) et l’alimentation puissance (Vdd) (Figure IV–7, droite).
Nous avons : Rb = 100 kΩ; Rc = 66 Ω;
Rch = 1 Ω
L’ensemble des mesures ont été réalisées avec les paramètres suivants :
Vcom : 10 V @ 10 MHz
140
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Vcc : 4 V
Vdd : 5 V
IV.1.2.2. Mesures conduites et rayonnées
Dans cette partie, nous présentons les résultats obtenus en mesure. Nous présentons
d’abord les courbes de l’émission conduite, ensuite les courbes de l’émission rayonnée en
cellule TEM et en champ proche.
IV.1.2.2.1 Mesure de l’émission conduite du commutateur
Cette mesure consiste à valider le bon fonctionnement du commutateur. Elle ne vise pas à
mesurer l’émission parasite de ce composant. La mesure a été réalisée avec un oscilloscope.
Le spectre du signal est obtenu en utilisant la transformation de Fourier intégrée de
l’oscilloscope. C’est d’une manière similaire que le spectre est obtenu en simulation : on part
du résultat temporel puis l’on effectue une transformation de Fourier pour obtenir le spectre
final. Cela permet de faire les comparaisons dans des conditions semblables (Figure IV–9).
Amplitude
(dBA)
magnitude
(dBA)
20
0
-20
-40
-60
0,1
1
10
100
1000
frequency (MHz)
Fréquence
(MHz)
Figure IV–9 : Spectre du courant ITp mesuré traversant l’interrupteur de puissance.
La mesure du courant qui traverse le transistor (Figure IV–9) donne un spectre semblable à
celui de la simulation. La mesure et la simulation diffèrent à la fréquence de 40 MHz où la
mesure présente une résonance. Dans la suite, nous modifions le schéma du commutateur de
façon à ce que la simulation soit identique à la mesure.
La commutation de l’interrupteur à 500 kHz présente l’intérêt de contenir plusieurs
harmoniques. Elle permet donc de comparer la mesure et la simulation pour toutes les
harmoniques contenues dans le signal. C'est-à-dire faire une comparaison large bande. En
effet, si le signal traversant l’interrupteur ne contient qu’une harmonique, il faudrait à chaque
fois changer sa fréquence pour valider le modèle dans une bande de fréquence donnée.
141
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
20
amplitude (dBm)
0
-20
Bruit de
l’appareil
de mesure
-40
Mesure
Simu sans L
Simu avec L
-60
-80
1
10
fréquence (MHz)
100
1000
Figure IV–10 : Enveloppe du spectre de VDS, mesure et simulation
La Figure IV–10 présente l’amplitude aux bornes du transistor de puissance, VDS, en
fonction de la fréquence. Cette mesure est comparée à deux simulations. La première
simulation est faite sans tenir compte de l’inductance parasite de la résistance de charge
(Figure IV–10 – Trait continu). La seconde simulation inclut l'inductance parasite de la
résistance de charge (Figure IV–10 – Trait discontinu). On remarque que jusqu’à 20 MHz, les
trois courbes ont la même allure. De 20 à 200 MHz, la simulation sans l’inductance parasite
diffère des deux autres courbes on atteint les limites du modèle résistif de la charge. La
simulation avec l’inductance parasite reproduit mieux le comportement du composant. Audelà de 200 MHz, le bruit de l’oscilloscope entraine une forte différence avec la simulation.
IV.1.2.2.2 Mesure en cellule TEM
Une évaluation de l’émission rayonnée parasite du transistor de puissance est faite à l’aide
d’une mesure en cellule TEM. Pour chaque mesure, la cellule TEM est branchée directement
sur l’analyseur de spectre. Une charge de 50 Ω est branchée sur le deuxième port de la cellule
TEM (Figure IV–11). Le repère permet de connaître l’orientation de la carte de test. Si
l’orientation de la carte de test change, le résultat de la mesure peut être différent. Pour faire
de bonnes mesures comparatives, l’orientation de la carte doit être maintenue.
Carte sous test
50 Ω
load
Repère
Analyseur de spectre
Cellule TEM
Figure IV–11 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée à l’aide d’une cellule TEM.
La Figure IV–12 présente deux spectres mesurés. La première mesure est réalisée en
faisant commuter le transistor à la fréquence de 500 kHz (a), l’autre à 10 MHz (b).
L’orientation du composant est la même pour les deux mesures.
142
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
b)
a)
-50
-60
Amplitude (dBm)
Amplitude (dBm)
-60
-70
-80
-90
-70
-80
-90
-100
-110
-100
0,1
1
10
Fréquence (MHz)
100
1000
1
10
100
Fréquence (MHz)
1000
Figure IV–12 : Mesure en cellule TEM du rayonnement parasite du transistor.
On peut noter que l’émission mesurée en cellule TEM, pour une commutation à 10MHz,
génère une amplitude du fondamental supérieure à -55 dBm. La mesure faite lorsque le
transistor commute à 500 kHz permet de rendre compte de la résonance que le circuit présente
à 40 MHz. Cette information est utile pour corréler la simulation du modèle ICEM de ce
circuit à la mesure. De plus, l’émission est obtenue sur une bande de fréquences plus large
allant de 500 kHz à 50 MHz. Cette bande inclue la bande de susceptibilité de la victime qui
nous intéresse, c'est-à-dire de 1 à 30 MHz. La commutation à 10 MHz génère une
perturbation de forte amplitude à 10 MHz uniquement. L’agression résultante est considérée
comme étant harmonique. La commutation à 500 kHz génère quand à elle une agression large
bande. Plusieurs harmoniques de la fréquence de commutation se retrouvent dans la bande de
susceptibilité de la victime. Ces deux résultats de mesure montrent que l’on peut se servir de
cette agresseur soit en commutant à 10 MHz, soit en commutant à plus basse fréquence, par
exemple 500 kHz.
IV.1.2.2.3 Mesure en champ proche
La mesure du rayonnement champ proche du commutateur se fait en utilisant un scanner
champ proche. Le principe d’un tel scanner est décrit en première partie du deuxième chapitre.
La sonde utilisée est une sonde de champ magnétique. Elle est directement connectée à
l’analyseur de spectre (Figure IV–13). La distance qui sépare l’extrémité de la sonde et la
surface du composant est de 100 µm. La cartographie à 100 µm permet d’une part de valider
la précision du banc de mesure et d’autre part d’évaluer le champ au plus près du composant.
143
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Sonde de champ
magnétique
Analyseur de spectre
Carte de test
Figure IV–13 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée champ proche du commutateur.
La surface totale mesurée est de 26 * 28 mm, avec un pas de résolution de 100 µm. La
fréquence de commutation du transistor est de 5 MHz tandis que la mesure est faite à 10 MHz.
En commutant à 10 MHz, les pertes dans le transistor sont tellement élevées que sa
destruction est accélérée. En effet, la mesure de l’émission en champ proche est très longue
comparée à la mesure en cellule TEM. A titre de comparaison, quelques minutes suffisent à
mettre le commutateur en fonctionnement et relever son spectre d’émission en utilisant une
cellule TEM. Il faut compter plusieurs heures pour cartographier l’ensemble du composant.
La mesure de toutes les composantes du champ est présentée à la Figure IV–14.
a)
y
Drain
b)
c)
d)
Champ H
(dBA/m)
32
z
Gachette
x
Source
-35
Figure IV–14: Scan champ proche du composant IRLRU7821,
définition des axes a), composante x b), y c), z d).
Chacune des composantes du champ H mesurée présente un ou plusieurs maximum(s)
autour de la source du transistor. La composante x du champ montre que l’essentiel du
courant qui traverse l’interrupteur passe par le drain et la source. Cette observation est
confirmée par la composante z du champ qui présente un chemin de valeur minimum.
IV.1.2.3. Modélisation de l’émission du transistor
A présent, nous allons développer un modèle ICEM afin de simuler l’émission rayonnée en
champ proche du commutateur.
IV.1.2.3.1 Modèle ICEM du commutateur
Dans un premier temps, il convient de considérer tous les éléments électriques de la carte
de test dans la construction du modèle. Dans ce cas, l’étage de commande et l’étage de
puissance apparaissent dans ce modèle. Il s’agit du modèle global de la carte de test. Ce
modèle permet de reproduire fidèlement le comportement obtenu en mesure. Ce modèle est
144
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
présenté sur la Figure IV–15. Il est obtenu en ajoutant au schéma électrique de la carte de test
les éléments parasites calculés ou simulés.
Lp1
L_line3
Lp2
L_probe1
Rg_P
C_line3
L_Rch
Cd
AlimPuiss
Eg
C_P
Rch
1 Ohm
R_probe1
C_probe1
R_probe2
C_probe2
Rg1
L_P
L_probe2
L_line2
C_line2
Lr2
Driver part
N_1
Rc
Lr3
Power part
irlru7821
N_2
Rgcom
50 Ohm
L_line1
N_1
Rb
N_2
C_line1
Cp1
N_3
BSV52
N_3
Lr1
Egcom
Le
Figure IV–15 : Modèle global de la carte de test en prenant en compte l’effet parasite de tous les
éléments.
Chaque broche est un conducteur électrique. Tout conducteur contient une résistance, une
inductance et une capacité parasites. Ces éléments parasites modifient les signaux produits par
l’interrupteur. Afin de lui être fidèle, le modèle électrique équivalent de la carte doit donc
contenir de ces éléments.
Pour construire le modèle ICEM de la carte de test, nous simplifions son modèle global.
L’intérêt de cette simplification est de réaliser des simulations plus rapides et de pouvoir
protéger le contenu du schéma, c'est-à-dire le garder confidentiel. Pour cela, nous remplaçons
la fonction "interrupteur" du transistor avec sa commande par une source de courant IT en
parallèle avec une capacité CT et une diode DT. Le tout en série avec une inductance LT. La
figure ci-dessous représente le modèle ICEM obtenu.
145
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
VDD
Rch
Résistance de charge
L_Rch
CT
IT
DT
Modèle du transistor
de puissance
LT
Figure IV–16: Modèle ICEM simplifié de la carte de test.
Les composants utilisés pour ce modèle sont décrits dans le Tableau IV–4.
Elément
Résistance de
charge
Transistor de
commutation
Composant
Rch
L_Rch
IT
CT
DT
LT
Description
Valeur de la résistance de la charge.
Inductance parasite de la résistance de charge.
Source de courant représentant la source de l’émission parasite.
Capacité parasite du transistor de puissance.
Diode de contre réaction du commutateur.
Inductance parasite dû aux broches du transistor
Tableau IV–1 : Description des composants du modèle ICEM de la carte de test.
La résistance de charge est modélisée par une résistance idéale Rch en série avec une
inductance parasite L_Rch. Dans notre cas, les éléments parasites de la carte ont un impact
mineur sur le résultat de simulation, c'est pourquoi ils n'apparaissent pas sur le modèle
électrique. Nous pouvons noter que le modèle simplifié comprend uniquement 6 composants
tandis que le modèle global en comprend plusieurs dizaines. Même si la simulation du modèle
global ne dure que quelques secondes, elle met dix fois plus de temps que celle du modèle
simplifié.
Dans la partie qui suit, on compare les résultats obtenus avec les deux modèles à celui de la
mesure.
IV.1.2.3.2 Comparaison entre la mesure et la simulation
La courbe de la Figure IV–17 montre la comparaison entre la mesure et la simulation, en
mode conduit, du courant IDS. Le spectre de la mesure est obtenu avec un oscilloscope
numérique. Chaque spectre de simulation est obtenu en faisant la transformé de Fourier des
résultats d’une simulation transitoire.
146
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Amplitude (dBA)
15
-5
Mesure
-25
Modèle global
Modèle simplifié
-45
1
10
Fréquence (MHz)
100
Figure IV–17 : Comparaison entre la mesure et la simulation du model ICEM
On constate qu’il y a une très bonne corrélation entre la mesure et les deux simulations du
courant traversant le transistor. Le modèle global n’apporte pas plus de précision que le
modèle ICEM en attendant, il est plus long à simuler. C’est le modèle simplifié que nous
allons utiliser afin de simuler l’émission champ proche rayonné de l’interrupteur de puissance.
IV.1.3. Emulation de l’émission du transistor en commutation
Après validation du modèle ICEM du commutateur, nous allons à présent analyser sa
cartographie en champ proche pour simuler son émission rayonnée. Pour cela, nous extrayons
dans un premier temps les inductances de rayonnement associées à cette émission. Ensuite
nous passons à la conception de la sonde.
IV.1.3.1. Extraction des inductances de rayonnement
Cette partie traite de l’extraction des inductances de rayonnement du transistor de
commutation. Une fois que ces inductances sont obtenues, elles sont validées par simulation
avec ic-emc [IC-EMC].
IV.1.3.1.1 Extraction des inductances de rayonnement
Afin de simuler l’émission rayonnée du circuit intégré, nous allons positionner les
inductances rayonnantes dans l’espace. Le positionnement des inductances se fait à partir de
la mesure champ proche et de la connaissance que l’on a du circuit intégré. La Figure IV–18
décrit le positionnement des inductances pour faire une simulation de l’émission champ
proche du transistor de puissance. Cette figure présente deux méthodes de positionnement. Le
positionnement de gauche est obtenu par analyse visuelle de la mesure de l’émission champ
proche relativement au positionnement du composant. Le positionnement de droite provient
de l'algorithme d’extraction des inductances de rayonnement précédemment décrit à la
deuxième partie du chapitre III.
147
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Vue de dessus
Lr1
Lr3
Lr2
Lm2
Lm1
Lr1
Lr2 Lm2
Lr3
Lm3
Lm4
Lm1
Vue de côté
Lr1
Lm1
Lr3
Lr2
Lm2
Méthode 1
Lm1
Lr1
Lr2
Lm2
Lr3
Lm3
Lm4
Méthode 2
Figure IV–18 : positionnement des inductances en vue de simuler l’émission du circuit intégré.
La méthode 1 donne un positionnement qui comprend 3 inductances horizontales : Lr1,
Lr2 et Lr3. Elle donne également 2 inductances verticales : Lm1 et Lm2. Les coordonnées et
la longueur chacune de ces inductances sont données dans le Tableau IV–2.
Inductance
Longueur (mm)
Lm1
Lr1
Lr2
Lr3
Lm2
0.8
6.5
5.8
11
0.8
Cordonnées
A(x, y)
B(x, y)
16; 25.5
16; 25.5
16; 25.5
16; 19
16; 19
13; 14
13; 14
13; 3
13; 3
13; 3
Tableau IV–2 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode
1
La disposition du modèle 2 comprend 7 inductances : 3 inductances horizontales et 4
inductances verticales. Les coordonnées et la longueur de chacune de ces inductances sont
données dans le Tableau IV–3.
Inductance
Longueur (mm)
Lm1
Lr1
Lr2
Lm2
Lm3
Lr3
Lm4
0.8
6.5
5.8
0.8
0.8
3
0.8
Cordonnées
A(x, y)
B(x, y)
16; 25.5
16; 25.5
16; 25.5
16; 19
16; 19
13; 14
13; 14
13; 14
13; 8
13; 8
13; 14
13; 3
13; 3
13; 3
Tableau IV–3 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode
2
Ces inductances sont ensuite dessinées dans le logiciel ic-emc à partir duquel l’émission du
circuit intégré est simulée. Ces inductances ne modifient pas le comportement électrique du
circuit. Elles servent uniquement à la simulation du rayonnement champ proche. Elles
peuvent être introduites dans ic-emc avec des valeurs très négligeables.
148
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.1.3.1.2 Simulation de l’émission champ proche avec ic-emc
La comparaison entre la mesure et la simulation du rayonnement champ proche du
transistor est présentée à la Figure IV–19.
Hy
Mesure
Hx
Hz
Champ H
(dBA/m)
32 dBA/m
Simulation
modèle 1
32
Simulation
modèle 2
-35
Figure IV–19: Comparaison de la mesure et de simulation ic-emc NFS
On constate une très bonne corrélation entre la mesure et la simulation de l’émission
rayonnée du circuit intégré. L'échelle des couleurs est la même pour toutes les cartographies.
L’émission du modèle 2 présente une meilleure corrélation avec la mesure. En fonction de la
tolérance que l’on s’accorde, l’un ou l’autre des deux modèles peut convenir. Dans notre cas,
nous nous servons du modèle 2, qui est plus précis, pour concevoir la sonde émulatrice.
A présent, nous allons exploiter ce résultat afin de concevoir une sonde champ proche,
capable de reproduire le rayonnement champ proche de ce composant dans la même bande de
fréquences.
IV.1.3.2. Conception de la sonde émulatrice
A partir du modèle de rayonnement réalisé précédemment, nous allons concevoir une
sonde sur circuit imprimé. A l’aide de cette sonde, nous allons émuler l’émission rayonnée
parasite du transistor IRLR7821.
IV.1.3.2.1 Modèle de la sonde à l’aide de FEKO
La conception de la sonde commence par la simulation électromagnétique. Les simulations
électromagnétiques sont faites avec le logiciel FEKO [FEKO].
Le logiciel FEKO ne permet pas de tracer un segment et lui donner l’épaisseur que l’on
souhaite. On est obligé de définir les points correspondant aux extrémités du segment à
149
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
dessiner. Cette technique complique énormément le dessin lorsqu’on doit connecter plusieurs
segments ayant un angle différent entre eux. La figure ci-dessous décrit le type d’erreur qu’on
peut avoir lorsqu’on fait un dessin sous FEKO.
x
a
a
x1
a
dX
b
x2
Piste 2
Piste 1
y
0
Figure IV–20 : Dessin de deux pistes: l’une avec variation de la largeur, l’autre avec une largeur
constante
Pour la piste 1, tous les segments n’ont pas la même épaisseur. En effet, l’épaisseur de
chaque segment dépend de son angle avec les axes x et y. Pour la seconde piste, la
connaissance de "dX" permet d’avoir la même épaisseur pour tous les segments. Le calcul
suivant aide à obtenir "dX", et donc les coordonnées de toutes les extrémités d’une piste en
fonction de son angle avec les axes x et y.
a
Y1
α
α
α
β
dX
β = α/2
tan( α ) = X1/Y1
dX = a * tan( β )
dX = a * tan( arctan(X1/Y1 )/2 )
X1
a
Figure IV–21 : Calcul de dX pour conserver la largeur des segments
La différence entre les deux côtés s'exprime sous la forme :

 X 
 arctan 1  
 Y 

 1 
dX = a * tan
 Équation 20
2






150
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Le circuit imprimé choisi a un isolant de type FR4 de 0.8 mm d’épaisseur. Pour tous les
modèles réalisés, la largeur des lignes est 1.4 mm. Il est indispensable d’avoir la même
largeur de ligne. Cela permet d’avoir la même impédance caractéristique sur n’importe quel
tronçon de la piste.
Figure IV–22 : Deux vues du modèle FEKO de la sonde SRK_2-SKP_1
Pour cette étude, l’adaptation de l’impédance de la piste n’est pas indispensable. En effet,
nous travaillons à quelques dizaines de mégahertz. Le signal traversant le composant a des
harmoniques jusqu’à la fréquence de 100 MHz. La longueur de la sonde, inférieure à 2 cm est
négligeable devant la longueur d’onde correspondante. En revanche, l'adaptation d'impédance
devient primordiale lorsque l’on travaille à des fréquences supérieures à un gigahertz.
IV.1.3.2.2 Comparaison entre la mesure et la simulation
Les simulations ci-dessous ont été obtenues avec une source RF adaptée 50 Ohm branchée
d’un côté de la sonde. De l’autre côté, une charge 50 Ohms a été connectée. La Figure IV–23
décrit le branchement de la SkateProbe correspondante. La sonde est terminée par une
résistance de 50 Ω.
SkateProbe
Plan de
masse
Charge 50 Ω
Générateur de
signal adapté 50 Ω
Figure IV–23 : Alimentation de la SkateProbe
La Figure IV–24 montre la comparaison entre la mesure réalisée sur le composant et la
simulation électromagnétique de l’émission en champ proche du modèle du commutateur.
151
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Hy
Hz
Simulation
FEKO
Mesure
Hx
Figure IV–24: Comparaison entre la mesure et la simulation de la FEKO de la SkateProbe.
Cette simulation est obtenue à partir d’un modèle électromagnétique sous FEKO. Ce
modèle prend en compte les caractéristiques réelles de chaque matériau. Il permet donc de
valider l’architecture de la SkateProbe et le choix des matériaux de fabrication.
IV.1.4. Conclusion sur l’étude
Pour émuler le rayonnement champ proche d’un circuit intégré, il est nécessaire
d’interpréter les cartographies de l’émission de ce composant. Ces cartographies peuvent être
mesurée ou simulées. L’interprétation de chaque composant du champ permet d’en extraire
des informations spécifiques. La combinaison de ces informations permet de construire un
modèle de sonde champ proche dont l’émission est similaire à celle du composant à émuler.
Dans cette partie, nous avons fait l’application de cette méthode sur un transistor utilisé en
commutation. Tout d’abord la construction du modèle ICEM du circuit a permis modéliser
finement le comportement du transistor. Elle a permis d’obtenir un modèle très simple et très
précis. A partir des cartographies de l’émission champ proche de ce transistor, nous avons
conçu une SkateProbe dont la simulation de l’émission électromagnétique est fidèle à celle du
composant réel. Cette étude permet de valider le concept de la SkateProbe en tant
qu’émulateur de l’émission rayonnée champ d’un circuit intégré.
IV.2. Etude du couplage puce à puce d'une plateforme
téléphonique 3G
Dans cette partie, nous allons étudier les problèmes d’interférences électromagnétiques
d'une plateforme téléphonique de troisième génération. Pour cette étude, nous avons choisi un
amplificateur de puissance comme source de perturbation électromagnétique. La victime de
cette agression est un transceiver. Dans un premier temps, nous présentons le contexte de
notre étude. Ensuite nous décrivons la plateforme. Puis nous présentons l’étude de l’émission
152
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
rayonnée en champ proche de l’amplificateur de puissance. Après quoi on étudie les
interférences qui peuvent exister entre l’agresseur et la victime. Enfin, nous modélisons les
phénomènes d’interférences mesurés.
IV.2.1. Contexte
L'utilisation du téléphone mobile a connu une augmentation brutale dans les années 1990.
C’est devenu un phénomène de société. D'abord réservé à une élite sociale pour une
utilisation professionnelle, il s'est répandu jusqu'à devenir le moyen de communication
privilégié d'un grand nombre de personnes.
A l’instar d’un couteau suisse, le téléphone mobile tient dans une poche et recouvre une
multitude de fonctions liées au nomadisme : de simple téléphone à l'origine, il permet
désormais d'envoyer des messages (Figure IV–25). Il remplace de plus en plus l’ordinateur de
poche, ou même l'appareil photo. Il semble que la voie tracée par la plupart des constructeurs
soit une convergence des technologies et des concepts vers un seul appareil multimédia. Ainsi,
les téléphones mobiles se sont vu ajouter, ces dernières années, des fonctions agenda, lecteur
multimédia, appareil photo numérique et autres chronomètre ou dictaphone. Des modèles
faisant office de caméscope numérique ou de console de jeu 3D mobile sont également
disponibles depuis 2006.
1980
2009
Figure IV–25 : Evolution du téléphone mobile, de sa création à aujourd’hui.
En parallèle, les réseaux de communication mobile aussi s’adaptent à cette évolution. Ils
supportent de plus en plus d’utilisateurs et proposent des débits toujours plus élevés.
L’ampleur est telle que les opérateurs proposent des forfaits internet adaptés à une utilisation
sur un ordinateur portable.
La complexité des téléphones complique leur validation ainsi que leur évolution. Les
techniques actuellement utilisées pour améliorer ou pour déboguer ces systèmes électroniques
nécessitent l’utilisation d’un produit fini. Après la résolution d’un problème constaté, la
fabrication d’un nouveau prototype est lancée. Compte tenu des nombreux phénomènes
d’interférence qu’on peut y rencontrer, la prédiction de ces phénomènes est plus que
nécessaire. Un état de l’art sur les interférences dans les systèmes sans fil est fait par K.
Slattery [SLAT08].
153
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.2.2. Description d’une plateforme téléphonique
Dans cette partie, nous allons décrire la plateforme téléphonique que nous avons utilisée
afin d’en comprendre les principales fonctions. Il s’agit d’une plateforme de troisième
génération (3G) conçue par Freescale.
IV.2.2.1. La troisième génération mobile
Ici, nous décrivons brièvement la norme UMTS associée à la téléphonie de troisième
génération. Nous présentons également la technologie 3G et les services qui lui sont associés.
IV.2.2.1.1 La norme UMTS
L'Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) est l'une des normes de
téléphonie mobile de troisième génération européenne. Elle est basée sur la technologie WCDMA et parfois appelée 3G. Elle permet d’atteindre des débits de l’ordre de 2 Mbps
(Tableau IV–4). A titre de comparaison, l’ADSL ne dépasse pas 10 Mbps à quelques
centaines de mètre du répétiteur. L’ADSL2+ va jusqu’à 24 Mbps.
Standard
Génération
GSM
2G
GPRS
2.5G
EDGE
2.75G
UMTS
3G
Description
Débit
Permet le transfert de voix ou de
9,6 kpbs
données numériques de faible volume.
Permet le transfert de voix ou de
21,4-171,2 kpbs
données numériques de volume modéré.
Permet le transfert simultané de voix et
43,2-345,6 kbps
de données numériques.
Permet le transfert simultané de voix et
0.144-2 Mbps
de données numériques à haut débit.
A 120 km/h
9,6 kpbs
48 kpbs
171 kbps
384 kbps
Tableau IV–4 : Description de technologies de communication en téléphonie mobile.
Les fréquences allouées pour l'UMTS sont 1920-1980 MHz en émission et 2110-2170
MHz en réception.
IV.2.2.1.2 Technologie 3G –WCDMA
Évolution de la technologie CDMA, le W-CDMA (Wideband Code Division Multiple
Access Evaluation), le multiplexage par code large bande, est une technologie utilisée pour la
téléphonie mobile de troisième génération. Elle est dite à étalement de spectre, alors que
l'accès multiple pour le GSM se fait par une combinaison de division temporelle TDMA et de
division fréquentielle FDMA. Grâce au CDMA, plusieurs utilisateurs peuvent émettre à la
même fréquence en même temps sans aucune perturbation. Ils sont séparés par des codes
spécifiques.
IV.2.2.1.3 Applications et services
Grâce à sa vitesse accrue de transmission de données, l'UMTS ouvre la porte à des
applications et services nouveaux. L'UMTS permet en particulier de transférer dans des temps
relativement courts des contenus multimédia tels que les images, les sons et la vidéo. Les
nouveaux services concernent surtout l'aspect vidéo : Visiophonie, MMS Vidéo, Vidéo à la
demande, Télévision.
Les grandes lignes de la téléphonie mobile 3G étant décrites, nous allons maintenant nous
intéresser à la plateforme qui a fait l'objet de notre étude.
154
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.2.2.2. Identification de la victime et de l’agresseur
La première étape de notre étude consiste à identifier, au sein de la plateforme
téléphonique, une victime et un agresseur potentiels. Dans un premier temps, nous décrivons
la plateforme. Ensuite, on identifie les composants pouvant entrer en interférence.
IV.2.2.2.1 Description de la plateforme Freescale 3G
Notre étude a été menée sur une plateforme téléphonique de Freescale Semiconductor. En
plus de la 2G et de la 3G, elle intègre d’autres fonctions de communication à savoir, le GPS,
le WI-FI et le Bluetooth. Globalement, elle peut être divisée en trois grands groupes de
fonctions : radiofréquence, numérique et gestion des alimentations (Figure IV–26).
PA 3G
Transceiver 3G
Processeur
Etages radiofréquence
Mémoire
Partie
numérique
LNA 3G
PAs 2G
Gestion de
l’alimentation
Transceiver 2G
Figure IV–26 : description de la plateforme utilisée
La Figure IV–27 présente le schéma bloc de la plateforme que nous avons utilisée. Les
modules interconnectés reposent sur des fonctions électroniques qui mettent en œuvre des
modules numériques rapides et des modules analogiques radiofréquence.
PA
3G
SAW
Transceiver
3G
Duplexer
LNA
MXC Processor
(Bande de base)
SAW
Gestion de
l’alimentation
Figure IV–27 : Schéma block de la plateforme utilisée
Le transceiver réalise la fonction de conversion du signal numérique à émettre en signal
analogique RF qui est ensuite amplifié par le PA (Power Amplifier) et transmis à l’antenne.
De même, le signal reçu à l’antenne est amplifié par le LNA (Low Noise Amplifier). Il est
ensuite converti en signal numérique et transmis au processeur. Avant d’être transmis au
transceiver, tous les signaux RF sont filtrés par les SAW (Surface Acoustic Wave). L’énergie
électrique nécessaire à chaque bloc est fournie par la gestion de l’alimentation.
155
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Nous commençons par émettre des hypothèses sur les modules qui seraient potentiellement
générateur de bruit parasite et ceux qui seraient plutôt des modules sensibles. En effet, nous
ne pouvons pas étudier en détail toute la plateforme du fait de sa très grande complexité. Par
ailleurs, une telle étude serait trop longue et trop coûteuse pour un produit comme un
téléphone portable. Le but de cette étude est de valider une méthodologie qui simplifiera
l’étude sur une plateforme complète.
IV.2.2.2.2 Identification des sources et victimes
Le Tableau IV–5 donne les principales hypothèses CEM de chaque module de la
plateforme en listant pourquoi ces modules sont agresseurs ou victimes.
Modules de la plateforme
Amplificateur de puissance (PA)
Processeur (bande de base)
Agresseur
Fréquences de
fonctionnement
0.8, 0.9, 1.8, 1.9 GHz
Emissions large bande
10 MHz-5 GHz
entrées/sorties rapides
Victime
Gabarit d’émission strict
Systèmes d’horloge
Mémoires
Transceiver
E/S rapides
Fréquences intermédiaires
Etage de haute sensibilité
(mélangeurs)
Amplificateur faible bruit
Gestion des alimentations
Horloges basse fréquence
Audio analogique
Tension de référence
Tableau IV–5 : Hypothèse sur les potentiels agresseurs et victimes de la plateforme
Comme exemple d’interférences, l’amplificateur émet une puissance maximale de 24 dBm
dans une bande de 5 MHz de large. Les normes très strictes interdisent d’émettre en dehors de
cette bande. De ce fait, le PA est une victime potentielle tout en étant agresseur. Autre
exemple, le processeur de traitement de données travaille avec des horloges dont les fronts
sont raides. Leurs spectres d’émission sont donc très large bande. De même, un défaut sur ces
horloges entraîne une erreur sur le traitement ou une modification des données en cours de
traitement. Par ailleurs, les convertisseurs de puissance utilisés pour la gestion de
l’alimentation sont aussi large bande. Ce qui en fait une source de perturbation. Les tensions
de référence de ces convertisseurs présentent une forte sensibilité pouvant déstabiliser le
convertisseur si elles sont modifiées. Pour sa part, le transceiver sert d’interface entre la partie
numérique et la partie analogique. Il est en charge de l’émission et de la réception de toutes
les communications. En 3G, l’émission et la réception se font simultanément. Cela peut être
critique dans certaines conditions. En effet, un téléphone peut se retrouver très loin de la
station de base avec laquelle il communique. Dans cette situation, l’amplitude du signal 3G
reçu par le téléphone est très faible, de l’ordre de -110 dBm. Tandis que le signal émis par ce
même téléphone est maximal et peut atteindre les 27 dBm. C’est pour cela que nous
choisissons le PA comme agresseur et le transceiver comme victime de la perturbation. Dans
la suite, nous étudions les interférences qui existent entre le PA et le transceiver.
Toutes ces parties sont dépendantes les unes des autres. Des moyens existent pour rendre le
système fonctionnel. Ces moyens interviennent après la fabrication du produit. Leur
utilisation n’a pas pour but d’améliorer la conception du produit mais tout simplement de le
rendre fonctionnel. Ces techniques nécessitent plusieurs cycles de conception du produit. A
chaque itération, il peut toujours exister des interférences dont l’impact peut entraîner des
dysfonctionnements du système. La prise en compte des phénomènes d’interférence pendant
156
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
les phases de conception permet d’une part de prévenir certains défauts et d’autre part de
réduire le nombre de cycle de conception.
IV.2.3. Etude de l’émission rayonnée champ proche du PA
Dans cette partie, nous allons nous intéresser à l’amplificateur de puissance 3G en tant
qu’agresseur électromagnétique champ proche. Pour cela, nous allons décrire, puis étudier son
émission rayonnée en champ proche avant de terminer par l’émulation de son émission.
IV.2.3.1. Description de l’agresseur champ proche
Comme vu précédemment, le choix de l’agresseur électromagnétique s’est porté sur
l’amplificateur de puissance 3G de la plateforme. Il s’agit d’un amplificateur conçu par
Freescale Semiconductor [MMM60]. Ce composant est capable de délivrer une puissance
allant jusqu’à 27 dBm. La puissance de sortie maximale de ce PA et les fréquences mises en
jeu en font un agresseur potentiel. La puissance et la fréquence délivrées par le PA sont
contrôlées par le transceiver. Compte tenu des normes très strictes que doivent passer les
téléphones portables, cette chaîne doit être parfaitement maîtrisée. Si malencontreusement le
PA entrait en interférence avec le transceiver, la précision des signaux délivrés par le PA ne
serait plus garantie. De plus, la chaîne de réception, dont les signaux sont de très faibles
valeurs peut également présenter une faiblesse devant les fortes puissances délivrées par le PA.
En perturbant le transceiver, c’est donc le comportement des deux chaînes, d’émission et de
réception qui peut être modifié.
Dans cette partie, nous allons étudier l’émission rayonnée champ proche du PA. Puis nous
concevrons un émulateur capable de reproduire celle-ci.
IV.2.3.1.1 Description du PA
La référence du PA est MMM6032. Il intègre un amplificateur et un détecteur de puissance.
Il fonctionne dans la bande 1920-1980 MHz. Son détecteur interne permet de mesurer avec
précision sa puissance de sortie.
Il est conçu en technologie InGaP (indium gallium phosphide) HBT (Heterojunction
Bipolar Transistor) et contient 2 étages d’amplification. Son entrée et sa sortie sont singleended, adaptées 50 Ω.
Les principales caractéristiques du MMM6032 sont les suivantes :
-
InGaP HBT, 2 étages d’amplification
-
bande UMTS : 1920 - 1980 MHz
-
Alimentation : de 3.2 à 4.5V
-
Linéarité:
o ACLR [@5 MHz] = -34dBc max.
o ACLR [@10 MHz] = -44dBc max.
-
Rendement : 42%
-
Détecteur de puissance on-chip : de 0 dBm à la puissance maximale de sortie
-
3GPP Class 3, au moins 24 dBm à l’antenne
-
dimensions (L × l × h) : 4 × 4 × 1.2 mm
-
tension de référence : 2.775V
157
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
-
Boîtier LGA
Sur la Figure IV–28 apparaissent deux vues descriptives du PA : une vue du Layout
(Figure IV–28 a) et une description du brochage (Figure IV–28 b). On peut noter que le PA
est constitué de deux puces et de composants discrets. L’ensemble des pins entoure le plan de
masse.
a)
b)
Puce 2
U2
U1
Puce 1
Figure IV–28 : Vue interne du PA : layout a) et brochage b).
Le schéma de principe de l’amplificateur de puissance est représenté sur la Figure IV–29.
Cet amplificateur peut être schématisé en trois principaux blocs : le bloc de contrôle par
lequel l’ensemble des commandes sont générées ; le bloc PA qui sert à l’amplification
proprement dite du signal RF et le bloc de détecteur qui sert à connaître l’état de
l’amplificateur.
Vcc2
RFout
RFin
PA
Ven
Contrôle
Détecteur
Vref
Vcont
Vcc1
Vdet
Vdet_ref
Figure IV–29 : Schéma de principe du PA
Le signal utile est fourni au PA par l’entrée RFin et le signal amplifié est délivré à la sortie
RFout. L’étage de commande est alimenté par Vcc1 et l’étage de puissance par Vcc2. Ven
active ou désactive l’amplificateur et le détecteur. Vdet et Vdet_ref sont des sorties du
détecteur. Le signal Vcont contrôle la linéarité du PA. Lorsque Vcont = 2.0 V, l’amplificateur
158
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
présente un mauvais rendement, tandis que sa linéarité est très bonne. Lorsque Vcont = 0 V,
le PA a un meilleur rendement mais sa linéarité est très mauvaise. Ce signal permet de faire
un compromis entre le rendement et la linéarité du PA. La description des entrées/sorties du
PA est consignée dans le tableau ci-dessous.
Section
E/S RF
Détecteur RF
Alimentation
Signal
Description
Pad(s)
RFIN
RF TX Input, DC Blocked
5
POUT
Sortie RF
13, 14
VDET
Tension de sortie du détecteur
18
VDET_REF
Tension de référence du détecteur
17
VCC2
10, 11
VCONT
Alimentation (Batterie) du dernier étage
Alimentation (Batterie) étage de
commande
Alimentation (Régulée)
Activation/désactivation du PA et
détecteur
Contrôle analogique de la polarisation
N/C
Non connecté
2, 19
GND
Gnd
4, 8, 9, 12, 15, 16, 21
VCC2
VREF
VEN
Contrôle
Masse
6, 7
20
1
3
Tableau IV–6 : Description des entrées et sorties du PA
Dans la partie qui suit, nous étudions l’émission rayonnée en champ proche de
l’amplificateur de puissance.
IV.2.3.2. Emission de l’agresseur
La mesure de l'émission champ proche se fait à l’aide d'un scanner champ proche. Dans
notre cas, la surface totale de mesure est de : 48.84 mm² (6.6 x 7.4 mm) et l’extrémité de la
sonde est placée à 2 mm au-dessus du boîtier du PA. Le pas de la mesure sur les axes x et y
est de 0.2 mm. Pour cette mesure, le signal de sortie du PA a une puissance de 22 dBm à 1950
MHz. La cartographie aurait pu être faite à une plus petite altitude. Le choix de l’altitude
repose sur le fait que si le PA peut parasiter le transceiver à 2 mm, son effet sera plus grand à
plus faible altitude.
Hx
Hy
Hz
dBA/m
-15
-28
-40
-53
-65
Figure IV–30 : Cartographie de l’émission rayonnée champ proche du PA.
159
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
La Figure IV–30 présente les cartographies champ proche mesurées des trois composantes
du champ émis par l'amplificateur de puissance. Le carré noir représente le contour du boîtier
de l’amplificateur. On peut constater que le PA rayonne du champ magnétique dans les trois
directions de l’espace et qu’il émet jusqu’à -15 dBA/m dans notre configuration. La tension
induite par un champ magnétique aux bornes d’une boucle se calcule à l’aide de l’équation
suivante :
Vin = j ⋅ µ 0 ⋅ ω ⋅ H 0 ⋅ S
Où :
Équation 21
Vin est la tension induite aux bornes de la boucle (Volts)
S est la surface de cette boucle (m²)
ω est la pulsation et vaut 2π ⋅ fréquence (rad/s)
µ0 est la perméabilité magnétique du vide et vaut 4π ⋅ 10 −7 (H/m)
H0 le Champ magnétique moyen sur toute la surface de la boucle (A/m)
Sur une boucle de 1 mm², ce champ maximum rayonné par le PA à 2 mm peut induire une
tension de 3 mV environ. Sachant que 1 mm² est l’ordre de grandeur des surfaces de boucle à
l’intérieur d’un circuit intégré, cela signifie qu’un circuit intégré placé à moins de 2 mm du
PA peut subir des variations de tension de l’ordre de 3 mV sur ses interconnexions. Une telle
variation est énorme et fait penser que le PA peut parasiter un autre circuit intégré placé à 2
mm.
IV.2.3.3. Emulation de l’émission en champ proche du PA
Le but de cette partie est la fabrication d’une sonde champ proche dont l’émission
rayonnée coïncide avec celle de l’amplificateur de puissance. Cette sonde est baptisée
PA_SkateProbe. Dans un premier temps, nous construisons un modèle ICEM de ce PA. Après
validation de ce modèle, nous commençons la conception de sa sonde émulatrice.
IV.2.3.3.1 Modèle d’émission du PA
Après avoir mesuré l'émission rayonnée en champ proche du PA, nous continuons notre
étude par la construction de son modèle d’émission. Nous utilisons pour cela le logiciel icemc. Ce modèle est présenté à la Figure IV–31.
Figure IV–31 : Modèle ICEM de l’amplificateur de puissance sous ic-emc.
160
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Ce modèle comprend deux sources de courant. La première, I_Pre_ampli, simule le signal
avant amplification. La seconde, I_PA correspond au signal après amplification. Toutes les
inductances rayonnantes que l’on considère se trouvent après l’amplificateur car c’est à ce
niveau que la puissance du signal est la plus importante.
IV.2.3.3.2 Extraction des inductances de rayonnement
La Figure IV–32 montre le résultat obtenu en faisant une extraction sur chaque composante
mesurée. Cette extraction a été réalisée en utilisant la méthode décrite au chapitre III
paragraphe III.2.
Hx
Hy
Hz
Lx1
Ly1
Lx1
Ly2
Lz2
Lz1
L2
L1
Ly1
L2
Ly2
Figure IV–32 : Extraction des inductances de rayonnement pour chaque composante du champ
mesurée.
La mesure de la composante Hx permet de définir uniquement une inductance. En
revanche, les deux autres mesures permettent d'obtenir deux inductances. Lorsqu’on compare
ces différents résultats entre eux, seules deux dipôles coïncident : il s’agit de Ly1 et de Lz1. Le
dipôle L1 correspondant est validé. En faisant une transformation avec Lx1 et Ly2 (Equation
23), on obtient un dipôle qui est identiques à Lz2. On valide ainsi le second dipôle.
Finalement, on obtient deux dipôles voisins de ceux que l’on a extraits de la mesure de Hz.
L1 =
1 r
1 r
Ly1 + Lz1
2
2
(Équation 22)
1 r  1 r
1 r
L2 =  Lx1 + Ly 2  + Lz 2 (Équation 23)
2
2
 2
Pour compléter cette extraction, on utilise des dipôles de connexion vers le plan de masse.
Ces inductances sont placées aux deux extrémités de la sonde. L’ensemble des quatre
inductances obtenues est répertorié dans le Tableau IV–7.
161
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Inductance
Valeur
(nH)
Longueur (mm)
Lm1
L1
L2
Lm2
0.8
2.6
4
0.8
Cordonnées
A(x, y)
B(x, y)
0; 4.4
0; 4.4
0; 4.4
2.2; 5.8
2.2; 5.8
5.4; 3.4
5.4; 3.4
5.4; 3.4
Tableau IV–7 : coordonnées et longueur des inductances rayonnantes de l’amplificateur de
puissance.
Ces inductances seront dans un premier temps validées à l’aide du logiciel ic-emc avec le
modèle électrique équivalent de l’amplificateur. Elles seront ensuite simulées avec un
simulateur électromagnétique avant de passer à la fabrication.
IV.2.3.3.3 Validation des inductances de rayonnement avec ic-emc
Plusieurs inductances sont nécessaires pour la simulation de l’émission en champ proche
du PA. On en a trouvées quatre. Afin de simuler cette émission à partir du modèle ICEM du
PA, il nous suffit de diviser l’inductance de rayonnement L_r en quatre inductances de plus
faible valeur. La Figure IV–33 présente la comparaison entre la mesure de l’émission en
champ proche du PA et la simulation du modèle ICEM à l’aide de ic-emc. L'échelle des
couleurs est la même pour la mesure et la simulation.
Mesure PA
Hx
L1
L2
Hy
L1
L2
Hz
L1
L2
dBA/m
-15
-31
-52
Simulation
PA_SkateProbe
-74
-90
Figure IV–33 : Comparaison entre la mesure et la simulation ic-emc.
On constate qu’il existe une très bonne corrélation entre la mesure et la simulation. Cette
comparaison vaut aussi bien pour la répartition que pour les niveaux maxima de champ émis.
Cette simulation permet de valider la position et la dimension de chaque dipôle rayonnant.
162
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Ce résultat permet de commencer la conception de sonde émulatrice. Pour cela, nous
effectuons tout d’abord des simulations électromagnétiques afin de confirmer ce résultat.
IV.2.3.3.4 Simulation électromagnétique de la PA_SkateProbe
La longueur totale de la ligne obtenue avec toutes les inductances est de 8.2 mm. Cette
sonde est prévue d’être utilisée autour de 2 GHz. La longueur d’onde à 2 GHz est de 150 mm,
c'est-à-dire très grande devant la longueur maximale de la sonde. De ce fait, elle n’est pas
sujette à des problèmes d’adaptation d’impédance. Il suffit que l’impédance de la source et
celle de la charge soit la même. On peut donc se permettre de négliger la longueur des pistes.
Le modèle électromagnétique de la sonde, dessiné à l’aide du logiciel FEKO, est présenté à la
Figure IV–34.
Câble
coaxial
Vue de dessus
Vue de dessous
Figure IV–34 : Modèle électromagnétique de la PA_SkateProbe.
Ce modèle inclut le câble coaxial par lequel le signal est fourni à la sonde. Il comprend
également les quatre inductances de rayonnement. La simulation de ce modèle a permis de
confirmer le résultat obtenu avec ic-emc.
IV.2.3.3.5 Fabrication et validation de le PA_SkateProbe
La PA_SkateProbe est fabriquée en utilisant du PCB de 0.8 mm d’épaisseur. Ces
caractéristiques sont identique à celles décrites lors de la simulation du modèle
électromagnétique. La Figure IV–35 illustre la PA_SkateProbe après fabrication.
11 mm
Charge 50 Ω
14 mm
Figure IV–35 : Description de la PA_SkateProbe fabriquée.
Après fabrication de la sonde, une mesure de son émission en champ proche est faite. Cette
mesure est ensuite comparée à la mesure de l’émission du PA. La comparaison entre les deux
mesures est présentée à la Figure IV–36.
163
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Mesure champ proche
de la PA_SkateProbe
Hx
Hz
A'
A'
dBA/m
-15
-28
-40
-53
A
A
A
-65
PA_SkateProbe
-16
-22
H (dBA/m)
Comparaison des
mesures le long de AA’
Hy
A'
-28
10 dB
-34
-40
PA
-46
-52
0
6
x (mm)
Figure IV–36 : Comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et celle de
la PA_SkateProbe.
Figure IV–36 présente sur sa partie supérieure la mesure de la cartographie de l’émission
en champ proche de la PA_SkateProbe. On peut noter que la répartition et la valeur du champ
émis corrèle bien avec la mesure du PA. La partie inférieure de la figure présente des coupes
le long de la diagonale AA’. On constate que pour chaque composante du champ, la mesure et
la simulation ont la même allure, surtout lorsque le niveau de champ émis est important. Ces
coupes permettent de bien montrer que les deux mesures corrèlent très bien.
IV.2.3.3.6 Modèle ICEM de la PA_SkateProbe
Il est indispensable d’avoir un modèle électrique de la PA_SkateProbe. Ce modèle permet
de pouvoir simuler le comportement de sonde émulatrice. C’est la PA_SkateProbe qui va être
rapprochée du circuit intégré victime. Lors de la modélisation de ce rapprochement, c’est le
modèle de cette sonde qui est utilisé et non celui du PA. Le modèle du PA est utilisé
seulement après validation du modèle du rapprochement entre la sonde et le transceiver.
L’utilisation de la sonde permet de simplifier l’étude du couplage et de gagner du temps. Le
remplacement du modèle de la sonde par celui du PA permet de prédire le couplage rayonné
champ proche pouvant exister entre les deux composants. En modifiant quelques paramètres
de ce modèle, on pourra simuler différentes configurations avant de les tester par la mesure.
Afin de modéliser la sonde, on calcul les éléments électriques équivalents. On peut
également extraire ces éléments à partir du modèle électromagnétique. Du fait que la sonde
est réalisée à partir d’une simple piste rayonnante, son modèle équivaut à une inductance série
et capacité parallèle. La Figure IV–37 décrit le modèle électrique de la PA_SkateProbe.
164
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Modèle de la piste rayonnante
Modèle du
générateur de signal
Rg
LSKP1
LSKP2
Modèle de la
charge
CSKP
Rch
Vg
Figure IV–37 : Modèle de la PA_SkateProbe.
A l’entrée est branché un générateur de signal avec sa résistance série 50 Ω. En sortie se
trouve la charge 50 Ω. La valeur totale de l’inductance de cette sonde est de 1.5 nH. On en
déduit LSKP1 et LSKP2 qui valent chacune 750 pH. La capacité CSKP vaut 0.6 pF. Les éléments
parasites sont obtenus par calcul. Leur description est donnée dans le Tableau IV–8.
Composant
LSKP1
LSKP2
CSKP
Rch
Rg
Vg
Description
Demi-valeur de l’inductance équivalente de la PA_SkateProbe.
Demi-valeur de l’inductance équivalente de la PA_SkateProbe.
Capacité équivalente de la PA_SkateProbe.
Résistance de la charge (50 Ω)
Résistance interne du générateur de signal (50 Ω)
Générateur de signal RF (source de tension)
Tableau IV–8 : Description des éléments du modèle de la PA_SkateProbe.
Ceci nous amène à nous intéresser à l’impact de la PA_SkateProbe sur le comportement du
transceiver.
IV.2.4. Etude du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver
Dans cette partie, on s’intéresse à l’effet que peut avoir le rapprochement du transceiver et
du PA. Cela permet de mettre en évidence les interférences entre le PA et le transceiver. Puis
nous modélisons ce comportement en différentes étapes qui font intervenir chaque circuit
intégré mis en jeu.
IV.2.4.1. Rapprochement de la PA_SkateProbe et du composant victime
On décrit ici l’étape du rapprochement entre le PA_SkateProbe et le transceiver. Pour cela,
nous faisons d’abord une description du transceiver considéré. Ensuite, nous présentons les
phénomènes de couplage mis en évidence.
IV.2.4.1.1 Description générale du transceiver
Pour servir d’interface entre la partie numérique et la partie analogique radiofréquence, le
transceiver réalise des fonctions de modulation et de démodulation des signaux. Il contient
des oscillateurs locaux (LO : Local Oscillator) réglés aux fréquences d’émission et de
réception.
Le circuit intégré victime est le transceiver 3G de la plateforme que nous avons utilisée. Ce
circuit est supposé sensible car il doit émettre et recevoir des signaux radio fréquence
simultanément. De plus, les signaux qu’il doit être capable de recevoir sont de très faible
puissance, au minimum -107.6 dBm.
165
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Ce transceiver est fabriqué par Freescale Semiconductor. C’est un Multi Chip Module
(MCM) avec un substrat à haute densité d’intégration (HDI). Il intègre deux puces. L’une en
charge des fonctions analogiques et l’autre des fonctions numériques. Les deux puces sont
montées l’une à coté de l’autre comme le montre la Figure IV–38. En dehors des deux puces,
plusieurs composants discrets sont intégrés dans ce boîtier. Le boitier de ce transceiver est de
type LGA (Land Grid Array) et possède 165 broches espacées de 1 mm. La différence avec
un BGA (Ball Grid Array) est que l’on remplace les billes par des pistes de métal afin de
pouvoir gagner de la hauteur pour l’intégration dans les systèmes.
Puce analogique
Puce numérique
Figure IV–38 : Vue interne du transceiver.
IV.2.4.1.2 Mise en évidence du couplage
Afin de mettre en évidence les phénomènes de couplage en champ proche entre le
transceiver et l’amplificateur de puissance, nous utilisons la sonde PA_SkateProbe que nous
avons fabriquée. Nous avons montré que cette sonde a un rayonnement en champ proche qui
coïncide avec celui du PA. Le champ reçu par le transceiver lorsqu’il est en face de la sonde
est équivalent à celui que le transceiver aurait reçu s’il était en face du PA lui-même. Cela
présente un double avantage : les perturbations conduites sont inexistantes et le temps
nécessaire à la conception d’une sonde est négligeable devant celui qu’il faut pour concevoir
une carte de test comportant le PA.
•
Description
Cette étude de couplage présente des similitudes avec celle d’immunité d’un composant.
Cependant, la complexité du système et les fréquences mises en jeu sont spécifiques. Toujours
dans un souci de gain de temps, nous avons adapté nos analyses aux outils déjà existants.
Ainsi, notre critère de susceptibilité repose sur le test de sensibilité de la norme 3GPP
[3GPP07] relative à la caractérisation de la réception d’une plateforme. Une plateforme doit
être capable de recevoir un signal d’amplitude -106.7 dBm sur toute la bande de réception,
même si l’amplificateur de puissance fonctionne. Cela se matérialise par une mesure du
rapport signal sur bruit (RSB) pour chaque fréquence de réception. Ces caractérisations sont
fréquemment faites par les développeurs de plateformes de téléphonie mobile. Nous
considérons qu’il y a un dysfonctionnement de la plateforme lorsque le rapport signal sur
bruit
est
inférieur
à
celui
autorisé
par
la
norme,
à
savoir,
-7.7 dB.
La première mesure que nous effectuons est la mesure de sensibilité de la plateforme sans
aucune perturbation. Cette mesure nous donne une courbe de référence (Figure IV–39). Le
test se déroule comme suit :
166
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
•
Un générateur est branché à l’antenne de la plateforme. Il délivre un signal harmonique de
-106.7 dBm d’amplitude. Le signal utile n’est pas modulé car cela ne permettrait pas de
l’isoler du bruit. Il couvrirait toute la bande.
•
On mesure ensuite le rapport signal sur bruit de ce signal sur une bande 3.84MHz de large
autour de la fréquence utile.
Cette analyse est assistée par un ordinateur de contrôle. Cette mesure est automatisée et
contrôlée par un programme LabVIEW, fourni par Freescale.
Puissance
Puissance
Porteuse
-106.7 dBm
Bruit
0
0 1 MHz
f0 f0+1 MHz Fréquence
Fréquence
Acquisition du RSB Critère de
susceptibilité RSB < -7.7 dB
Plateforme
Générateur de signaux
Figure IV–39 : Procédure de mise en œuvre du test de sensibilité
La courbe de référence obtenue est une variation du RSB du signal reçu en fonction de la
fréquence de réception. La fréquence de réception va de 2110 à 2170 MHz. La courbe
obtenue est supérieure à -7.7 dB quelle que soit la fréquence de réception (Figure IV–40).
RSB (dB)
-4,5
-5,5
SNR de référence
-6,5
-7,5
objectif
-8,5
2110
2120
2130
2140
2150
fréquence (MHz)
2160
2170
Figure IV–40 : Mesure du rapport signal sur bruit de la plateforme sans perturbation.
Le même programme nous permet de visualiser le spectre du signal reçu (Figure IV–41).
Sur les graphiques, le '0' MHz correspond à la fréquence de réception. L’amplitude du spectre
n’est pas absolue. Elle est correcte pour effectuer des comparaisons.
167
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
103
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
Largeur du canal : 5 MHz
-6.8
-6000 -4000 -2000
0
2000 4000 6000
Fréquence (MHz)
Signal utile
Bruit dans le canal
Figure IV–41 : Visualisation d’un canal de réception à l’aide de l’outil de Freescale.
•
Mesure du rapprochement
Pour étudier le rapprochement entre la SkateProbe et le transceiver nous réalisons la
manipulation décrite à la Figure IV–42. La PA_SkateProbe est placée en un point fixe à 2 mm
au-dessus du transceiver. Nous injectons un signal de fréquence et de puissance fixes. Ensuite,
nous faisons un test de sensibilité de la plateforme. Après obtention de la courbe du RSB pour
toute la bande de réception, on augmente la puissance du signal de la PA_SkateProbe, et on
recommence le test de sensibilité. On considère que la plateforme est perturbée lorsque la
courbe du RSB obtenue devient inférieure à -7.7 dB pour au moins une fréquence de
réception.
Signal perturbateur,
fréquence
d’émission du PA
Amplificateur
de puissance
PA_SkateProbe
Acquisition du RSB, Critère de
susceptibilité : RSB > -7.7 dB
Transceiver
Signal utile fréquence
de réception
Figure IV–42 : Protocole de mesure de rapprochement de la SkateProbe et du transceiver
Pour chaque position de la PA_SkateProbe, l’analyse des interférences entre le transceiver
et la PA_SkateProbe se fait en 3 étapes :
1.
Réglage de la fréquence du signal perturbateur ;
2. Réglage de la puissance du signal perturbateur ;
3. Analyse du RSB dans toute la bande de réception.
Le résultat pour chaque point de mesure n’est donc pas une simple validation de la
défaillance. Le résultat pour chaque point est une courbe de variation du RSB qui peut
présenter une défaillance à une seule ou à plusieurs fréquences. La mesure est fastidieuse et
aboutit à une quantité importante de données. Toute une mesure donne un réseau de courbes
de RSB en fonction de la fréquence de réception. La mesure doit être optimisée. Cela peut se
168
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
faire en réduisant le nombre de points de mesure par sélection de fréquences et en restant à
puissance maximale.
•
Résultats de mesure
La Figure IV–43 montre trois courbes de mesure du RSB. La courbe de référence, en trait
continu, est obtenue sans signal perturbateur. Elle est toujours supérieure à l’objectif (en traits
discontinus). Lorsqu’on applique un signal d’amplitude supérieure à 15 dBm sur la
PA_SkateProbe, le RSB n’est plus supérieur à -7.7 dB sur toute la bande. Il est
particulièrement très faible entre 2114 et 2117 MHz.
Courbe de référence
SNR (dB)
-6
-11
Avec un signal de 15 dBm
à l’entrée de la SkateProbe
Objectif
-16
-21
-26
2110
Avec un signal de 20 dBm
à l’entrée de la SkateProbe
2120
2130
2140
2150
frequency (MHz)
Fréquence
2160
2170
Figure IV–43 : Courbes de la mesure du rapport signal sur bruit Sans perturbation,
avec une perturbation à 1950MHz de 15 dBm et de 20 dBm.
Avec 20 dBm en entrée de la sonde, de 2110 à 2123 MHz, le RSB est inférieur à -7.7 dB.
Notons que la courbe de référence présente naturellement une faiblesse dans cette bande de
fréquence. De 2146 à 2154 MHz, il est à la limite autorisée par la norme. Il est dégradé
jusqu’à atteindre une valeur minimale de -26 dB. Lorsque la fréquence de perturbation change,
la fréquence à laquelle le RSB se dégrade change aussi, mais pas de la même façon.
Ces mesures permettent de mettre en évidence un phénomène d’interférence entre le
transceiver et l’amplificateur RF. Cependant, elles ne permettent pas de l’expliquer. Malgré
les bandes de fréquences différentes et les moyens mis en œuvres, la chaîne d’émission entre
en interférence avec la chaîne de réception au point de dégrader la qualité de la réception. Ce
phénomène est l'objet des paragraphes qui vont suivre.
IV.2.4.2. Interprétation du phénomène mesuré
IV.2.4.2.1 Hypothèses
Pour expliquer le phénomène observé, nous allons analyser le signal reçu lorsque le RSB
est dégradé. Pour cela, nous fixons la fréquence de réception à 2160 MHz. En choisissant
cette fréquence, on évite la bande de fréquence où la plateforme est naturellement faible, à
savoir, de 2110 à 2120 MHz. A fréquence de réception fixe, on fait varier la fréquence de
perturbation. On relève ensuite les fréquences de perturbation pour lesquelles le RSB est
fortement diminué. Chacune de ces fréquences est à nouveau appliquée à la sonde de façon à
169
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
analyser le signal reçu par la plateforme. On constate que lorsqu’une puissance suffisante est
appliquée à la sonde, une raie parasite apparaît dans la bande de réception. Pour s’assurer que
le parasite observé est bien du au signal qui traverse la sonde, nous faisons varier légèrement
sa fréquence tout en surveillant la raie parasite.
101
Signal utile
à 2159 MHz
80
60
40
Perturbateur
transposé dans
la bande Rx
20
0.7
-6000 -4000 -2000
0
2000 4000 6000
Perturbateur à 1928 MHz
101
101
80
80
60
60
40
40
20
20
0.7
-6000 -4000 -2000
0
2000 4000 6000
Perturbateur à 1927 MHz
0.7
-6000 -4000 -2000
0
2000 4000 6000
Perturbateur à 1926 MHz
Figure IV–44 : Observation des résultats de perturbation avec la SkateProbe
La Figure IV–44 illustre le résultat obtenu lorsque la fréquence du signal de perturbation
est de 1927 MHz. Sur les graphiques, le '0' correspond à 2160 MHz (fréquence de réception).
Le signal utile est à 2159 MHz. Lorsqu’on fait varier cette fréquence de plus ou moins 1 MHz,
on observe que le signal parasite varie lui aussi de 1 MHz dans le même sens. C’est donc bien
la sonde qui perturbe la réception. Une perturbation à 1926 MHz génère un parasite à 2160
MHz, le 1927 génère 2161 et 1928 génère le 2162 MHz. A chaque fois, la différence entre le
signal de perturbation et le signal parasite transposé dans la bande de réception est de 234
MHz, ce qui correspond à l’harmonique 9 du 26 MHz. 26 MHz est la fréquence d’horloge
principale l’ensemble de la plateforme. La transformation capable de justifier une addition de
deux fréquences est la multiplication de deux signaux (Figure IV–45).
f2-f1 f1
f2 f2+f1
Figure IV–45 : Multiplication de deux signaux, de fréquence f1 et f2.
Dans notre cas, on a f1 = 234 MHz et f2 = 1926. On obtient f1+f2 = 2160 MHz.
Le même phénomène est observé lorsque la perturbation est à 1979 MHz. 1927 et 1979
sont espacés de 52 MHz, soit deux fois 26 MHz. Dans ce cas, la perturbation et le parasite
transposé dans la bande de réception diffèrent de 182 MHz. Il s’agit de l’harmonique 7 du 26
MHz.
La Figure IV–46 illustre le résultat obtenu lorsque la fréquence du signal de perturbation
est
de
1944 MHz. La réception se fait toujours à la fréquence fixe de 2160 MHz et le signal utile à
2159 MHz. Sur les graphiques, le '0' correspond à 2160 MHz. On constate qu’il y a bien une
raie parasite dans le canal. Sur la figure, on peut noter que lorsque le signal perturbateur passe
de 1944 à 1943 MHz, le signal transposé passe de 2160 à 2162 MHz. Et lorsque le
170
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
perturbateur
passe
de
1944
à
1945 MHz, le signal transposé passe de 2160 à 2158 MHz. En d’autres termes, une variation
de plus ou moins 1 MHz du signal de perturbation entraîne une variation du parasite de plus
ou
moins
2 MHz.
101
101
Perturbation
transpose dans
la bande Rx
80
101
Signal utile
80
80
60
60
60
40
40
40
20
20
1
-6000 -4000 -2000
0
20
-3
-6000 -4000 -2000
2000 4000 6000
Perturbateur à 1945 MHz
0
2000 4000 6000
Perturbateur à 1944 MHz
3
-6000 -4000 -2000
0
2000 4000 6000
Perturbateur à 1943 MHz
Figure IV–46 : Observation des résultats pour le produit d’intermodulation
Le parasite résultant se comporte comme s’il était généré par le double de la fréquence de
perturbation. Une transformation qui expliquerait la multiplication par deux d’un signal est le
produit d’intermodulation d’ordre 3. Un produit d’intermodulation d’ordre trois peut être la
multiplication par 3 de la fréquence f0 d’un signal (Figure IV–47 a.) lorsqu’il fait intervenir
une seule harmonique. Il peut aussi être le double de la fréquence f1 d’un signal retranché de
la fréquence f2 d’un autre signal lorsqu’il fait intervenir deux harmoniques (Figure IV–47 b.).
a.
b.
f0
3f0
2f1-f2 f1
f2 2f2-f1
Figure IV–47 : Exemple de résultat d’un produit d'intermodulation d'ordre 3
Dans notre cas, il ne s’agit pas d’une multiplication par trois du 1944 MHz. On suppose
que cette transformation fait intervenir au moins deux harmoniques. C’est le cas la Figure IV–
47 b. où une des fréquences est multipliée par deux. Sachant que la fréquence parasite induite
(2160 MHz) est supérieure à la fréquence source (1944 MHz), on en déduit que l’opération à
l’origine de cette transformation n’est pas 2f1-f2 (car inférieure à f1 et à f2), mais 2f2-f1. Il
apparait que f2 = 1944 MHz. On en déduit f1 :
2 f 2 − f1 = 2160
⇒ f1 = 2 f 2 − 2160 = 2 × 1944 − 2160
⇒ f1 = 1728
On obtient f1 = 1728 MHz. En somme, nous supposons qu’il se produit un produit
d’intermodulation d’ordre 3 entre la fréquence de perturbation 1944 MHz et une fréquence
non encore identifiée de 1728 MHz.
171
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.2.4.2.2 Identification des fréquences critiques
Pour valider nos hypothèses, il faut dans premier temps montrer que les fréquences de
1928 MHz et les deux harmoniques 7 et 9 du 26 MHz existent bien à l’intérieur du transceiver.
Ensuite il faut identifier la fonction ou les fonctions responsable(s) de ces transformations.
Pour cela, nous relevons le spectre rayonné au-dessus du transceiver en utilisant une sonde
de champ magnétique. Pour cela, nous plaçons la sonde de champ magnétique à un point fixe
au-dessus du transceiver. La sonde est branchée à un analyseur de spectre. Cette mesure est
faite alors que la plateforme est en mode réception du signal.
Analyseur
de spectre
Transceiver
Puce
analogique
Positions de
la sonde Hz
y
z
x
numérique
transceiver
Figure IV–48 : Protocole de mesure pour le relevé de spectre au-dessus du transceiver.
Le protocole de mesure est décrit sur la Figure IV–48. Nous avons effectué un relevé
spectral au-dessus de la puce analogique, un autre au-dessus de la puce numérique. A chaque
fois, la position de la sonde est optimisée dans le plan xy pour capturer le champ maximum à
la fréquence souhaitée. L’altitude de la sonde reste fixée à 2 mm au dessus du boîtier du
transceiver. Nous définissons deux positions de la sonde, la position 1 correspond à sa
position au dessus de la puce analogique et la position 2 au dessus de la puce numérique.
-45
182 MHz
-40
234 MHz
-50
amplitude (dBA/m)
-55
-50
-60
-65
-60
-70
150
-70
200
fréquence (MHz)
250
-80
-90
10
100
1000
fréquence (MHz)
10000
Figure IV–49 : Spectre relevé à la position 2 au-dessus de la puce numérique.
La Figure IV–49 est le spectre que nous avons relevé au-dessus de la puce numérique
lorsque la plateforme est en mode réception à la fréquence de 2160 MHz. C’est le spectre
rayonné du transceiver de 10 MHz à 3 GHz. Ce spectre contient énormément de bruit dû aux
horloges numériques. On constate bien l’existence des harmoniques 7 et 9 du 26 MHz dans le
spectre relevé au-dessus de la puce numérique du transceiver.
172
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
-50
1728 MHz
Amplitude (dBA/m)
-60
-70
-80
-90
-100
10
100
1000
frequency (MHz)
10000
Figure IV–50 : Spectre relevé à la position 1 au-dessus de la puce analogique.
La Figure IV–50 est le spectre relevé au-dessus du transceiver lorsque la plateforme est en
mode réception à la fréquence de 2160 MHz. On note tout d’abord que ce spectre ne
ressemble pas à celui obtenu au-dessus de la puce numérique. Il contient moins de raies
d’émission. Sur ce spectre, on peut identifier aisément la fréquence de 1728 MHz.
La présence des harmoniques du 26 MHz parait évidente lorsque l’on sait que les fronts
montant et descendant de ce signal sont très raides. En revanche, la présence du 1728 MHz est
moins évidente. Les harmoniques du 26 MHz sont présentes dans le spectre même lorsque la
plateforme est en standby. Le 1728 MHz n’existe que lorsque la plateforme effectue une
réception.
Nous avons fait plusieurs mesures en faisant varier la fréquence de réception de la
plateforme et nous avons remarqué que la fréquence parasite n’était pas fixée à 1728 MHz. La
courbe de la Figure IV–51 est obtenue en effectuant un relevé de la fréquence parasite en
fonction de la fréquence de réception de la plateforme.
Fréquence du signal parasite (MHz)
1740
1730
1720
1710
1700
1690
1680
2110
2130
2150
Fréquence de réception (MHz)
2170
Figure IV–51 : relevé des fréquences du parasite en fonction de la fréquence de réception
173
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
On constate que la fréquence du parasite est proportionnelle à la fréquence de réception de
la plateforme. La fréquence du parasite est 1.25 fois plus faible que la fréquence de réception.
Lorsque la fréquence de réception de la plateforme varie de 5 MHz, la fréquence du parasite
varie de 4 MHz. Cette fréquence parasite est créée par une partie du circuit qui est liée à la
fonction de réception.
Ces mesures nous permettent de mettre en évidence les interférences qui peuvent exister
entre l’amplificateur de puissance 3G de la plateforme et le transceiver qui lui est associé.
Elles permettent également de bâtir quelques hypothèses.
Pour aller plus loin, nous allons modéliser le comportement du transceiver dans un premier
temps, puis son couplage avec la PA_SkateProbe fabriquée pour l’étude des interférences.
IV.2.4.2.3 Identification des zones sensibles
Le but de cette mesure est d’identifier les positions les plus défavorables de la
PA_SkateProbe par rapport au transceiver. Elle inclut le positionnement dans le plan xy de la
sonde et son orientation autour de l’axe z.
Le positionnement de la PA_SkateProbe consiste tout d’abord à modifier ses coordonnées
x et y. Ensuite pour chaque couple de coordonnées (x, y), différentes orientations de la sonde
sont testées au dessus du transceiver. Les coordonnées x et y permettent d’identifier une zone
sensible du transceiver. Elles permettent par exemple de savoir si une puce est plus sensible
que l’autre. La rotation de la sonde autour de l’axe z permet de changer les directions des
lignes de champ au dessus d’une même zone. Ainsi, on peut savoir si au même endroit, à la
même altitude, l’orientation de la sonde a une importance.
La Figure IV–52 illustre différentes configurations de la sonde au dessus du transceiver.
L’orientation de la sonde entre la première et la deuxième ligne diffère de 90 degrés. Sur
chaque colonne, les cordonnées xy de la sonde diffèrent.
PA_SkateProbe
y
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
numérique
Puce
numérique
Puce
numérique
Puce
numérique
transceiver
z
transceiver
transceiver
transceiver
x
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
analogique
Puce
numérique
Puce
numérique
Puce
numérique
Puce
numérique
transceiver
transceiver
transceiver
transceiver
Figure IV–52 : Positionnement et orientation de la PA_SkateProbe au dessus du transceiver.
Pour chaque position et pour chaque orientation de la sonde, un test de sensibilité est
réalisé afin d’en mesurer l’effet sur le transceiver. Grâce à cette mesure, nous somme parvenu
174
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
à identifier une zone du transceiver sensible au champ rayonné par le PA. En conséquence,
nous avons enregistré deux situations : la situation la plus défavorable et la situation la plus
favorable respectivement entourée et encadrée sur la Figure IV–52.
On peut ainsi donner une première recommandation. Proche des entrées UMTS, les
signaux rayonnés par l’amplificateur de puissance deviennent une source de parasite non
négligeable pour la transceiver à partir de 15 dBm.
Pour aller plus loin, il faut comprendre de quelle manière la PA_SkateProbe et transceiver
sont couplés afin de pouvoir le prédire et même le réduire. C’est le but de la partie suivante.
IV.2.5. Modélisation du couplage entre la PA_SkateProbe et le
transceiver
IV.2.5.1. Modélisation ICEM du transceiver
La difficulté d’une telle modélisation est la fréquence de fonctionnement des circuits et
tous les signaux mis en jeu. En effet, on a montré que de hautes et basses fréquences sont
mises en jeu simultanément. C’est le cas des harmoniques du 26 MHz et de 1944 MHz. De
plus, l’on souhaite analyser la bande de réception qui est autour de 2 GHz avec une précision
de l’ordre du mégahertz. Cette précision est indispensable pour distinguer une raie parasite du
signal utile dans un canal qui ne fait que 5 MHz. Cela signifie qu’il faut faire une simulation
suffisamment longue pour distinguer deux raies voisines (nettement supérieure à 1 µs –
théorème de Shannon [SHAN49]). En même temps, cette simulation doit être suffisamment
précise pour observer des fréquences élevées (nettement inférieure à 1 ns).
IV.2.5.1.1 Mesure de l’impédance d’entrée Z(f) du transceiver
Le boîtier du transceiver est un LGA avec des écarts de 1 mm entre les broches. Nous
disposons de composants non montés. Il est possible de caractériser l’impédance du
composant en faisant une mesure sous pointe. Il faut des sondes dont l’écartement entre les
pointes est de 1 mm.
La mesure est faite à l’aide d’un analyseur vectoriel de réseau dont la fréquence maximale
est de 3 GHz [VNA]. Nous mesurons l’impédance et les paramètres S sur les entrées
différentielles UMTS. L’étage RF est alimenté pendant la mesure. Pour faire des mesures de
paramètres S et Z en mode différentiel, en utilisant le protocole décrit à la Figure IV–53, nous
faisons une mesure classique de paramètres S. Puis nous extrayons le coefficient de réflexion
différentiel à l’aide de la formulation suivante :
Γd =
(2S11 − S 21 )(1 − S 22 − S12 ) + (1 − S11 − S 21 )(1 + S 22 − 2S12 )
(2 − S 21 )(1 − S 22 − S12 ) + (1 − S11 − S 21 )(1 + S 22 )
Équation 24
De plus, notre but étant de valider un modèle CEM, nous n’avons pas l’utilité d’extraire les
paramètres S mixtes qui caractérisent le mode différentiel (Sddij), le mode commun (Sccij), la
conversion du mode différentiel vers le mode commun (Scdij) et la conversion du mode
commun vers le mode différentiel (Sdcij). Nous ne souhaitons pas caractériser précisément les
entrées de notre composant c’est pour cela qu’une mesure simple de paramètres S suffit pour
valider notre modèle.
175
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Port 1
1
V1
Analyseur
de réseau
Γd
DUT
Vd
V2
Port 2
2
Figure IV–53 : Protocole de mesures des paramètres S et Z de l’entrée différentielle UMTS du
transceiver.
La Figure IV–54 décrit la mesure de paramètres S réalisée sur le transceiver. Deux fils
électriques servent à alimenter le composant. Pour garantir la qualité des mesures et les rendre
reproductibles, le composant et les fils électriques sont fixés sur un même support. Les
mesures sont réalisées au moyen de pointe. L’utilisation de telles pointes permet de minimiser
les erreurs de mesure des paramètres S.
Pointe GND
Pointe signal
Alimentation
transceiver
Figure IV–54 : Mesure sous pointes du transceiver 3G de la plateforme.
Sur la Figure IV–55 apparaît le résultat de la mesure des paramètres S du transceiver. Il
s’agit de la variation de l’impédance de chacune des entrées UMTS du transceiver.
Amplitude (Ohms)
1000
100
Entrée IN-
Bande de
Fréquences
utiles
Entrée IN+
10
100
1000
Fréquence (MHz)
Figure IV–55 : Mesure du module des impédances pour les deux entrées UMTS du transceiver
176
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
On constate que les deux entrées n’ont pas exactement la même impédance, en particulier
dans la bande de fréquence utile. Les deux entrées ont des impédances voisines de 50 Ohms et
diffèrent de d’une dizaine d’Ohms l’une de l’autre.
IV.2.5.1.2 Analyse du circuit de réception
Notre modèle doit prendre en compte tout le chemin passif allant des l’entrées du
composant à l’entrée de la puce. L’entrée de la puce est modélisée par une capacité
équivalente. Dans un premier temps, nous analysons le circuit électrique du composant lui
même. Cela permet d’identifier, s’il y en a, des composants discrets montés dans le boîtier.
Ensuite, on inclut les éléments parasites du boîtier. Ces éléments parasites sont principalement
dus aux pistes, bondings ou bien encore aux interconnections des composants discrets.
Modèle des éléments parasites du boîtier
L92
4.4 nH
Entrées Rx
au niveau
du boîtier
Modèle
d’entrée
de la puce
C14
0.7 pF
L92
4.4 nH
Modèle des composants du boitier. Ce
circuit permet d’adapter l’impédance.
Figure IV–56 : Description des blocs du modèle du transceiver
Les éléments parasites sont obtenus par calcul ou par simulation. Des logiciels comme
Q3D extractor permettent de déterminer par simulation les valeurs de capacité et inductance
parasites d’un conducteur électrique. Ces éléments sont ensuite optimisés lors de simulation
électrique pour avoir une meilleure corrélation entre la mesure et la simulation.
Fréquence de
résonance (Hz)
100G
(6pF,3nH)
f res =
10G
1
2π LC
1G
100
0.1nH
(5pF,6nH)
10M
1nH
1M
100nH
10f
100f
1p
10p
100p
Valeurs usuelles de
capacités discrets et de
capacités de bondings boîtier
1n
10n
100n
10nH
Valeurs usuelles
des inductances
discrètes et de
bonding des puces
Capacité C
(Farad)
Capacités
de la puce
Figure IV–57 : LC équivalents
177
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Sur la Figure IV–57 apparaît un réseau de courbes permettant d’accorder un circuit
résonant LC. A l’aide de ce réseau, l’évaluation des éléments du modèle du transceiver est
simplifiée. Le calcul d’une capacité (respectivement inductance) entraîne facilement
l’estimation de l’inductance (respectivement capacité). Ou bien encore, le résultat de calcul
d’une inductance et d’une capacité est rapidement vérifié car les courbes d’impédance du
transceiver présente des résonances qu’il faut reproduire.
Le calcul des capacités, résistances et inductances parasites des pistes des entrées UMTS
été faite en utilisant les équations de Delorme [DELO96]. Pour y arriver, il faut bien connaître
la position et les dimensions de chaque piste. Dans notre cas, le schéma des entrées UMTS est
présenté à la Figure IV–58 depuis l’entrée du boîtier jusqu’à l’entré de la puce.
PUCE
L_bond_INM
(l=1mm, r=25um)
L_bond_INP
(l=1mm, r=25um)
k_LpP_LpM = 10%
L_pP2
(l=1.3mm, w=75um)
L_pM2
(l=1.2 mm w=75um)
L92
L93
Empreinte composants discrets :
0603 métrique (O.6*0.3 mm)
C14
L_pP1
(l=2.5mm, w=75um)
L_pM1
(l=1.8mm, w=75um)
Pin Rx IN-
Pin Rx IN+
Figure IV–58 : Chemin électrique des entrées UMTS du transceiver : de l’entrée du boîtier à la
puce.
Les valeurs des résistances sont données pour une fréquence voisine de 2 GHz. A cette
fréquence l’effet de peau n’est plus négligeable. Cette valeur tient compte de l’effet de peau.
La Figure IV–58 illustre un schéma du layout utilisé pour extraire les valeurs des éléments
parasites. Les éléments L_pM sont les éléments parasites de l’entrée MOINS UMTS. Les
éléments L_pP sont ceux de l’entrée PLUS. Chaque morceau de piste contient une résistance,
une capacité et une inductance parasite. C’est à partir des dimensions physiques de chaque
piste que nous calculons la valeur de ses éléments RLC parasites. Pour chaque piste,
l’ensemble de ces valeurs est consigné dans le Tableau IV–9. La proximité entre les deux
entrées nous amène à calculer le couplage entre les deux. Ce couplage set appelé k_LpP_LpM
et est évalué à 10%. C’est un couplage interne au transceiver.
La taille de la puce et l’ensemble des fonctions se trouvant à l’entrée UMTS nous
permettent d’évaluer la capacité d’entrée de la puce à C_chip = 1 pF.
178
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
élément
L_bond_INP
L_pM1
L_pM2
L_bond_INM
L_pP1
L_pP2
C_chip
Pin_Rx
Longueur l
(mm)
1
1.8
1.1
1.1
2.5
1.2
1
Largeur w
(mm)
0.025
0.075
0.075
0.025
0.075
0.075
1
inductance
(nH)
1.5
0.9
0.6
1.7
1.3
0.7
0.1
Capacité
(pF)
0.18
0.21
1
0.25
Résistance
(Ohms)
0.2
0.1
0.3
0.1
0.005
Tableau IV–9 : description des éléments parasites calculés du modèle du transceiver.
IV.2.5.1.3 Simulation de l’impédance d’entrée Z(f)
Maintenant que nous avons calculé les valeurs des éléments parasites, nous construisons un
modèle des entrées UMTS du transceiver à l’aide du logiciel ADS [ADS] (Figure IV–59).
Nous reportons ensuite les valeurs calculées sur ce modèle afin de simuler le comportement
observé. Sur ce modèle, la résistance des fils de bonding est négligée, compte tenu de leurs
valeurs très faibles (Tableau IV–9). La capacité de l’ensemble de toutes les pistes et bonding
est ramené à une capacité équivalente pour simplifier le modèle, C_pINM pour la capacité
parasite de l’entrée MOINS et C_pINP pour l’entrée PLUS.
Eléments parasites
Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
k_LpP_LpM
Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm
C
C_PinM
C=0.5 pF
C
C_pINM
C=CpM pF
L
L_pINM1
L=LpM1 nH
R
R_pINM1
R=RpM1 Ohm
L
C
L_pINP1
C_PinP L=LpP1 nH
C=0.5 pF
R
R_pINP1
R=RpP1 Ohm
C
C_comp_INM
C=CpkgM pF
L
L92
L
L_pINM2
L=LpM2 nH
R
R_pINM2
R=RpM2 Ohm
L
L_bond_INM
L=LbondM nH
L
C
L93
C_pINP
C=CpP pF
L
L_pINP2
L=LpP2 nH
R
R_pINP2
R=RpP2 Ohm
L
L_bond_INP
L=LbondP nH
C
C14
C
C_comp_INP
C=CpkgP pF
Composants
discrets du boitier
Figure IV–59 : Modèle des entrées UMTS du transceiver.
Les composants discrets L92, L93 et C14 ont des valeurs bien connues. Ces valeurs sont
les suivantes :
L92 = L93 = 4.4 nH, C14 = 0.7 pF.
179
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Composant
C_PInM, CpINM
C_PInP, CpINP
L_pINM1, LpINM2
L_pINP1, LpINP2
R_pINM1, RpINM2
R_pINP1, RpINP2
Lbond_INM
Lbond_INP
C14
L92
L93
C_comp_INM
C_comp_INP
k_LpP_LpM
Description
Capacités parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins
Capacités parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus
Inductances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins
Inductances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus
Résistances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins
Résistances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus
Inductance parasite du bonding de l’entrée Moins vers la puce
Inductance parasite du bonding de l’entrée Plus vers la puce
Capacité discrète dans le boîtier
Inductance discrète dans le boîtier de l’entrée Moins
Inductance discrète dans le boîtier de l’entrée Plus
Capacité d’entrée de la puce analogique, entrée Moins
Capacité d’entrée de la puce analogique, entrée Plus
Valeur du couplage inductif parasite entre les deux entrées
Tableau IV–10 : description des éléments du modèle du transceiver.
La Figure IV–60 montre la comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance en
fonction de la fréquence, Z(f), de l’entrée IN- (a) et de l’entrée IN+ (b).
a)
Simulation avec les
inductances optimisées
1000
Amplitude (Ohms)
1000
Amplitude (Ohms)
b)
Simulation avec les
inductances optimisées
Mesure
100
10
100
Mesure
10
Simulation avec les
inductances calculées
Simulation avec les
inductances calculées
1
1
100
1000
Fréquence (MHz)
100
1000
Fréquence (MHz)
Figure IV–60 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du
transceiver
Deux simulations sont comparées à la mesure. L’une correspond au modèle dont les
valeurs des inductances sont directement issues du calcul des éléments parasites. L’autre
simulation correspond au modèle où les valeurs des inductances parasites ont été optimisées.
On remarque que le modèle issu du calcul présente une seule résonance identique à la
mesure. Elle ne corrèle pas très bien avec la mesure. En revanche, le modèle optimisé
présente le même comportement que le transceiver. Les résonances s’obtiennent aux mêmes
fréquences, autour de 1800, 2300 et 2550 et 2850 MHz. Cependant, l’impédance à ces
fréquences n’est pas la même en mesure et en simulation. Cela s’explique par un
comportement résistif des entrées du transceiver Cette résistance doit être considérée en
simulation. Les valeurs de résistance parasites calculées ne suffisent pas à expliquer ce
comportement.
Par manque d’informations, nous ne pouvons pas modéliser avec précision les inductances
discrètes montées dans le boîtier. Cependant, nous savons qu’elles peuvent être modélisées
par une inductance parfaite en série avec une résistance. Afin d’améliorer le modèle, nous
allons modifier la valeur de cette résistance jusqu’à avoir une bonne corrélation entre la
180
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
mesure et la simulation. Nous en déduisons ensuite l’ordre de grandeur de la résistance
parasite des inductances boîtier.
A l’aide de l’outil "TUNE" d’ADS, il est possible de faire une analyse paramétrique en
temps réel d’un certain nombre de variables. Cet outil permet en effet de modifier la valeur
d’une variable et de voir en temps réel la conséquence.
Les valeurs obtenues sont données dans le Tableau IV–11.
Elément
L_bond_INM
L_pM1
L_pM2
L_bond_INP
L_pP1
L_pP2
C_chip
Pin_Rx
Inductance (nH)
1.4
0.9
0.6
2
1.2
0.7
0.1
Capacité (pF)
0.3
0.5
1
0.25
Résistance (Ohms)
0.2
0.1
0.3
0.1
-
Tableau IV–11 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver.
La Figure IV–61 montre la comparaison entre la mesure et la simulation du modèle final
de l’impédance des entrées UMTS du transceiver.
b)
a)
1000
Amplitude (Ohms)
Amplitude (Ohms)
1000
100
10
100
10
100
1000
Fréquence (MHz)
100
1000
Fréquence (MHz)
Figure IV–61 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du
transceiver
On constate qu’il y a une très bonne corrélation entre la mesure de l’impédance du
transceiver et la simulation du modèle final. Sur toute la bande de fréquence de mesure, la
différence entre la mesure et la simulation ne diffère pas de plus de 3 dB. Dans la bande de
fréquence de réception du transceiver, cette différence est inférieure à 1 dB. De même, à partir
de la simulation, un calcul est fait pour évaluer le coefficient de réflexion différentiel de ces
deux entrées. La courbe correspondante est présentée à la Figure IV–62.
181
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Amplitude (dB)
0
-2
-4
-6
-8
100
1000
Fréquence (MHz)
Figure IV–62 : Calcul du coefficient de réflexion différentiel à partir du modèle.
On constate que le coefficient de réflexion différentiel est minimal autour de 2.1 GHz.
C’est autour de cette fréquence que se trouve la bande de réception. Cette courbe montre bien
que ce modèle décrit très bien le comportement du transceiver.
IV.2.5.2. Modélisation du rapprochement entre la PA_SkateProbe et le
transceiver
La PA_SkateProbe émule le comportement rayonné en champ proche du PA 3G. Nous
allons à présent modéliser les interférences entre cette sonde et le transceiver.
IV.2.5.2.1 Proposition d’un modèle d’immunité du transceiver
A l’intérieur du transceiver, ces signaux sont transformés par un mixeur. Du fait de
l’utilisation de transistors dans le mixer, des phénomènes non linéaires peuvent être observés.
C’est ce que nous allons à présent simuler.
Il existe plusieurs façons différentes de modéliser les non linéarités se produisant dans le
transceiver :
•
On peut utiliser un amplificateur RF utilisé en saturation ; déjà plus couramment utilisé
dans la conception des mixers, l’utilisation du transistor est déjà plus justifiée que celle
d’une diode. En revanche, il doit faire partie d’un circuit dont le fonctionnement est
adapté pour les fréquences auxquelles nous travaillons. Cela s’apparente à de la
conception de circuits RF. Il est donc bien plus compliqué d’utiliser un transistor.
•
On peut utiliser un mixer non idéal, capable de reproduire les produits d’intermodulation ;
Le problème posé par l’utilisation d’un mixer est le fait que c’est un composant très
complexe. Dans notre étude, on cherche à modéliser le comportement d’un circuit intégré
en utilisant des composants simples, un mixer en modifie la logique.
•
Ou bien encore, on peut, plus simplement, modéliser ces produits en utilisant des
équations mathématiques ; Ce type de modèle s’apparente à une boîte noire, à l’intérieur
de laquelle la fonction est imitée sans pour autant être relié à la physique du circuit intégré.
Mais il reste simple et très facile à mettre en œuvre.
•
Enfin, on peut utiliser une diode que nous saturons afin de pouvoir écrêter les signaux ;
c’est un modèle simple, il ne comporte qu’un composant. Cependant, il est difficile de
justifier l’utilisation d’une simple diode pour expliquer les phénomènes observés, aussi
182
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
bien la multiplication que le produit d’intermodulation. Il existe tout de même une
structure de mélangeur à base de diode.
Ces modèles nous permettent de modéliser les mélanges de fréquences, y compris le
produit d’intermodulation d’ordre 3.
Le but de ce modèle n’est pas de simuler le comportement "réel" du transceiver, mais sa
réaction face à une agression électromagnétique. Il peut donc être considéré comme une boîte
noire.
C’est le modèle à base de diode que nous avons choisi de développer. Il est présenté à la
Figure IV–63. Nous choisissons ce modèle car il est très simple et ne nécessite pas de
composant plus compliqué que la diode. De plus une diode standard permet de rendre ce
modèle valide. Ce modèle simule le comportement parasite, c'est-à-dire le comportement
parasite du transceiver. Il permet de reproduire à la fois les multiplications et les
intermodulations observées pendant la mesure. Les signaux parasites internes au transceiver
sont modélisés par la source V_Para. Avec cette source, il est possible produire plusieurs
harmoniques aux fréquences souhaitées.
Port
Chip_INP
Num=1
C
C_compINP
C=1.0 pF
P_nTone
V_Para
Freq[1]=f1
Freq[2]=f2
Freq[3]=f3
L
L_F
C
C_F
PIN_diode
D_NL
Vout
R
Rch
R=50 Ohm
V_DC
V_polar
Figure IV–63 : Modèle électrique de la fonction parasite puce analogique sous ADS.
Composant
C_comp_INP
L_F
C_F
D_NL
Rch
V_Para
V_polar
Description
Capacité d’entré de la puce
Inductance de filtrage
Capacité de filtrage
Diode de non linéarité
Résistance de charge
Générateur de signaux parasites internes à la puce
Tension de polarisation de la diode D_NL
Tableau IV–12 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver.
Cette figure présente le modèle d’une entrée. Le modèle de l’autre entrée est identique à
celui-ci. Ce modèle comporte une capacité boîtier, un générateur de signal qui va simuler tous
les signaux parasites internes au transceiver. Il comporte un générateur de tension continue
qui sert à polariser la diode. Les inductances et capacités de ce modèle permettent d’adapter
l’impédance de chaque entrée. Une simulation des paramètres S permet de montrer que
l’impédance de chaque entrée du transceiver présente toujours une bonne corrélation par
rapport à la mesure.
Pour réaliser la simulation de notre modèle non linéaire en mode transitoire, le temps
nécessaire pour une analyse est supérieur à une heure. La même analyse ne prend que
quelques secondes en balance harmonique (HB). Cette analyse n’est pas n’ont plus possible
183
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
en utilisant l’analyse AC car elle fait intervenir des non linéarités. Finalement, nous optons
pour une analyse de balance harmonique pour simuler notre modèle.
IV.2.5.2.2 Evaluation du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe.
Nous évaluons ici le couplage électromagnétique existant entre la PA_SkateProbe et le
transceiver. Il n’est pas nécessaire d’inclure tous les éléments électriques du transceiver dans
l’évaluation de ce couplage. Le déplacement et l’orientation de la sonde au dessus du
transceiver a permis d’identifier une zone sensible et une orientation défavorable de la sonde.
Ce résultat permet de restreindre le champ d’investigation. L’évaluation du couplage se fait au
cas par cas entre chaque piste/bonding de la zone considéré et la PA_SkateProbe. Parmi ces
pistes et bondings, certains sont privilégiés car leur orientation permet un meilleur couplage.
Ici également, ce sont les formulations de Delorme qui sont utilisée pour le calcule.
L’évaluation du couplage est faite pour deux orientations de la PA_SkateProbe (Figure IV–
64).
PA_SkateProbe
PA_SkateProbe
Puce analogique
L92
C14
Puce analogique
L93
L92
C14
Transceiver
Configuration 1
L93
Transceiver
Configuration 2
Figure IV–64 : Vues en trois dimensions du couplage entre le transceiver et la
PA_SkateProbe.
Les résultats du calcul sont consignés dans le Tableau IV–13. Ils incluent le couplage
capacitif et inductif de chaque piste et chaque bonding avec la PA_SkateProbe.
Piste_INP
Piste_INM
Bonding_INP
Bonding_INM
Configuration 1
k (inductif)
C (F)
-15
0.01
10
-15
0.01
10
-13
0.1
10
-13
0.1
10
Configuration 2
k (inductif)
C (F)
-5
-15
10
10
-5
-15
10
10
-3
-14
10
10
-3
-14
10
10
Tableau IV–13 : Evaluation du couplage entre la PA_SkateProbe et les éléments du boîtier du
transceiver.
Pour la configuration la plus défavorable, la mutuelle entre la sonde et le transceiver est
évaluée à k = 0.1. La capacité de couplage est évaluée à Ccoupling = 0.1 pF.
Pour simuler le comportement du transceiver vis-à-vis de l’agression de la PA_SkateProbe,
le modèle passif des entrées du transceiver précédemment construit n’est pas suffisant. Il est
nécessaire de le compléter avec un modèle moins simple de la puce analogique.
Cette étude montre qu’il existe essentiellement du couplage magnétique entre les bondings
de la puce analogique du transceiver et la PA_SkateProbe. Il existe également un couplage
184
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
électrique entre la puce analogique elle-même et la sonde. On en déduit une inductance
mutuelle entre la sonde et le transceiver de même qu’une capacité de couplage. Ces éléments
sont reportés sur le modèle regroupant à la fois la PA_SkateProbe et le transceiver.
IV.2.5.3. Validation du modèle de couplage entre la PA_SkateProbe et le
transceiver
IV.2.5.3.1 Simulation électrique du couplage entre la PA_SkateProbe et le
transceiver
Nous couplons les perturbations injectées par la SkateProbe sur les inductances qui
modélisent les bondings. Pour évaluer le facteur de couplage nous utilisons le logiciel de
simulation électromagnétique FEKO.
Dans la configuration de la mesure, le signal utile à l’entrée du transceiver a une puissance
de -91.7 dBm (Figure IV–65).
Antenne
Putile = -106.7 dBm
LNA
+15 dB
Putile = -91.7 dBm
PSKP = -30 dBm
Transceiver
Figure IV–65 : Amplitude des signaux à l’entrée du transceiver.
Le générateur du signal utile de notre modèle a donc une amplitude de -91.7 dBm.
L’amplitude du générateur de signal du modèle de la SkateProbe est identique à la mesure,
c'est-à-dire 20 dBm. L’amplitude de chaque signal parasite interne au transceiver est difficile
à connaitre. Elle est fixée approximativement à partir du résultat de la simulation. Le modèle
du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver est présenté à la Figure IV–66. Ce
modèle permet d’analyser les interférences induites dans la bande de réception et d’en déduire
une dégradation du rapport signal sur bruit de la plateforme téléphonique.
185
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
Modèle du boîtier du transceiver
Vut_M
Freq=f_utile GHz
C
C_PinM
C=0.5 pF
L_pINM1
C_pINM
R_pINM1
PcM
Num=2
Vut_P
Freq=f_utile_pi GHz
L_pINP1
C
C_PinP
C=0.5 pF
Pc2
CcM
Num=2
L_SKP1
V_SML
Freq=f_agression GHz
VpolM
Vdc=Vpolar V
R_pINP1
PcP
Num=1
CcP
C_SKP
L92
C14
L_pINM2
R_pINM2
L_bond_INM
L93
C_pINP
L_pINP2
R_pINP2
L_bond_INP
R_SKP_ch
R_chM
R=50 Ohm
VparaM
Freq[1]=f_parasite GHz
Freq[2]=f9_26 MHz
Freq[3]=f7_26 MHz
Lf_M
Lf_P
C_comp_INP
Cf_M
Cf_P
VparaP
Freq[1]=f_parasite GHz
Freq[2]=f9_26 MHz
Freq[3]=f7_26 MHz
Couplage capacitif
Pc1
Num=1
L_SKP2
C_comp_INM
D_NL_M
VpolP
Vdc=Vpolar V
D_NL_P
R_chP
R=50 Ohm
K_LSKP2-LbondM
K_LSKP1-LbondP
Modèle de la puce du
transceiver
Modèle de la PA_SkateProbe
Figure IV–66 : Modèle complet du couplage entre le transceiver et la PA_SkatePrbe.
Ce modèle comprend :
•
le modèle complet du transceiver, c'est-à-dire son réseau passif et le modèle non linéaire
de la puce et ces sources de parasites internes.
•
Le modèle de la PA_SkatePRobe couplé au modèle du transceiver par les capacités CcP et
CcM et à travers les constantes K_LSKP1-LbondP et K_LSKP2-LbondM qui relient les inductances
de la sonde aux bondings considérés du transceiver.
Ce modèle est simulé sous ADS en utilisant la balance harmonique.
IV.2.5.3.2 Comparaison entre la mesure et la simulation
Pour être comparable à la mesure, la simulation suit la même procédure, à savoir :
•
On fixe la fréquence et l’amplitude du signal de la PA_SkateProbe.
•
On varie la fréquence du signal utile de 2110 à 2170 MHz.
•
Pour chaque fréquence du signal utile, on regarde dans la bande de 3.84 MHz autour de la
fréquence de réception (rappelons que la réception est 1 MHz supérieure au signal utile).
•
Si une raie autre que celle du signal utile est observée dans cette bande, elle est considérée
comme parasite.
Nous présentons ici deux cas de figure qui permettent montrer que la simulation reproduit
bien le comportement mesuré (Figure IV–67 et Figure IV–68). Comme le montre la figure cidessous, on constate que lorsque la fréquence du signal de la PA_SkateProbe varie de 1926 à
1927 MHz, la raie parasite varie aussi de 2160 à 2161 MHz. A chaque fois, le parasite et le
perturbateur diffèrent de 234 MHz, soit l’harmonique 9 du 26 MHz. Cela correspond bien au
phénomène de multiplication mesuré. Nous avons vérifié qu’elle existe aussi avec
l’harmonique 7 du 26 MHz lorsque la perturbation est à 1979 MHz.
186
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
-108
-108
Signal utile
-128
dBm(Vout)
dBm(Vout)
-128
-148
-168
-188
Raie parasite
-208
2.154
2.156
2.158
2.160
2.162
2.164
-148
-168
-188
-208
2.154
2.166
2.156
2.158
2.160
2.162
2.164
2.166
freq, GHz
freq, GHz
Fréquence PA_SkateProbe = 1926 MHz
Fréquence PA_SkateProbe = 1927 MHz
Figure IV–67 : Simulation du mélange entre l’harmonique 9 du 26 MHz et la fréquence
d’émission.
De même, la figure ci-dessous montre que lorsque le perturbateur varie de 1943 à 1944
MHz, la raie parasite varie de 2158 à 2160 MHz. C'est-à-dire qu’une variation de 1 MHz du
perturbateur entraine une variation du parasite de 2 MHz dans la bande de réception. La
fréquence de la raie parasite correspond bien au produit d’intermodulation entre 1728 MHz et
la fréquence de perturbation. Ceci correspond au produit d’intermodulation observé en mesure.
-108
-108
Signal utile
-128
dBm(Vout)
dBm(Vout)
-128
-148
-168
-188
Raie parasite
-208
2.154
2.156
2.158
2.160
2.162
2.164
2.166
-148
-168
-188
-208
2.154
2.156
2.158
2.160
2.162
2.164
2.166
freq, GHz
freq, GHz
Fréquence PA_SkateProbe = 1943 MHz
Fréquence PA_SkateProbe = 1944 MHz
Figure IV–68 : Simulation du produit d’intermodulation entre la fréquence parasite générée à la
réception et la fréquence d’émission.
Avec cet exemple, on a pu simuler le comportement non linéaire du transceiver vis-à-vis
de la perturbation du signal rayonné par le PA. Le comportement du PA est émulé par une
sonde de champ proche appelé PA_SkateProbe.
IV.2.6. Conclusions de l'étude
Dans ce chapitre, nous faisons une application de la méthodologie du couplage entre deux
circuits intégrés sur une plateforme téléphonique 3G. Par hypothèse, l’amplificateur de
puissance a été choisi comme agresseur et le transceiver comme victime. L’étude de
l’émission rayonnée champ proche du PA a permis la conception d’une SkateProbe avec
succès. Cette SkateProbe a été utilisée pour agresser le transceiver. La mesure de
187
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
rapprochement a montré que malgré les précautions prises, l’amplificateur et le transceiver
peuvent entrer en interférence. Le déplacement de la SkateProbe et son orientation ont permis
d’identifier les positions à proscrire. Cela constitue une première règle de conception.
La deuxième phase est la modélisation du phénomène mesuré. La modélisation du
couplage permet de le simuler. Le modèle des entrées UMTS réalisé présente une très bonne
corrélation avec la mesure. Il doit être étendu à un modèle d’immunité afin de simuler les
phénomènes d’interférences mesurés. Lorsque le modèle est validé, on peut s’affranchir de la
mesure et tester d’autres situations en simulation. La validation de ce modèle conduit aussi à
la déduction du couplage réel existant entre le PA et le transceiver et par la même occasion
prédire les conséquences du couplage entre ces circuits.
Afin de déduire un modèle de couplage entre l’amplificateur de puissance lui-même et le
transceiver, il est nécessaire d’évaluer le couplage qui existe entre ces deux circuits intégrés
lorsqu’on les met dans une configuration donnée. L’évaluation de ce couplage peut se faire
par calcul ou par simulation électromagnétique. Dans le modèle comportemental électrique,
ce couplage équivaut à définir une capacité et/ou à une inductance mutuelle entre le modèle
de la source et le modèle de victime de la perturbation.
188
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
IV.3. Références
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[SLAT08]
K. Slattery, H. Skinner, "Platform Interference in Wireless Systems", ed.
Elsevier, ISBN : 978-0-7506-8757-7, 2008.
[SMIT08]
B. Smith, "ARM and Intel Battle over the Mobile Chip's Future", Computer,
May 2008, Volume: 41, Issue: 5 pp. 15-18.
[TARV07] T. Tarvainen, T. Ruokamo, L. Hynynen, l. Kelander, P. Kotiranta, "SW-HW-EM
modeling flow for multi-port EMI optimization of component placement in
mobile devices", IEEE Electrical Performance of Electronic Packaging, pp. 7982, Oct. 2007.
[TIMO08]
T. Timo, R. Tuukka, K. Ilkka, K. Pia, "Integrated Circuit Position Optimization
for Reduced Electromagnetic Interferences on Mobile Devices", EMC Europe
2008, Hamburg.
[TUMM05] Rao R. Tummala, "Packaging: Past, Present and Future", IEEE 6th International
Conference on Electronic Packaging Technology, Aug.-Sept 2005, Atlanta, GA,
USA.
[VNA]
Agilent HP-8753C, RF network analyzer, 300 kHz to 3 GHz.
[WATA06] W. Saito, I. Omura, T. Domon, K. Tsuda, "High voltage and high switching
frequency power-supplies using a GaN-HEMT", IEEE Compound
Semiconductor Integrated Circuit Symposium, 2006, pp. 253-256.
[WOOD99] J. Woodyard, L. Smith and K. Ramakrishna, "Stacked-CSP Advances In
Handheld Electronics", European Semiconductor Magazine, Back-end
Supplement November 1999.
190
MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES
[DELO96] Delorme N., Belleville M., Chilo J. "Inductance and capacitance analytic
formulas for VLSI interconnects" Electronic letters, vol 32, n°11, pp 996-997,
May 1996.
191
Conclusion générale
Les travaux présentés tout au long de ce manuscrit sont consacrés à une méthodologie de
l’étude du couplage électromagnétique entre circuits intégrés. Pour cela, nous utilisons la
technique de l’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré ou
d’une autre source de perturbation électromagnétique champ proche. Dans cette technique, la
source de perturbation champ proche est remplacée par une sonde équivalente. Cette sonde est
ensuite utilisée pour perturber le circuit intégré victime. Le couplage entre la source réelle de
perturbation et la victime est déduit du résultat obtenu avec la sonde.
Dans le premier chapitre de ce document, nous rappelons quelques définitions relatives à la
CEM, des sources de perturbations et de couplages. Nous exposons ensuite un état de l'art des
principaux standards de modélisation des circuits électroniques existants ainsi que les
différentes méthodes de caractérisation de l’émission et de la susceptibilité des composants.
Dans le deuxième chapitre, nous décrivons le banc de mesure utilisé pour caractériser
l’émission et l’immunité en champ proche des circuits intégrés. Ensuite nous développons de
nouvelles sondes d’immunité champ proche. L’intérêt de ces sondes est de produire du champ
sur une large surface et ainsi être capable d’agresser l’ensemble d’un circuit. Enfin, nous
présentons une technique permettant de calibrer les sondes champ proche pour l’immunité. En
effet, l’étude de l’immunité en champ proche étant de plus en plus courante, le besoin d’avoir
des sondes calibrées est grandissant.
Le troisième chapitre est consacré à la méthodologie de l’émulation de l’émission rayonnée
en champ proche d’un circuit intégré. Cette technique consiste en la fabrication d’une sonde
nommée SkateProbe dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle du
circuit intégré. Dans ce chapitre, nous décrivons l’algorithme utilisé pour interpréter des
cartographies champ proche, ensuite nous décrivons la méthodologie proposée qui permet
d’étudier les interférences entre deux systèmes électroniques.
Enfin dans le quatrième chapitre, nous faisons une mise en application de l’émulation de
l’émission champ proche d’un circuit intégré. Elle est appliquée dans un premier temps sur un
transistor en commutation. Elle est ensuite appliquée à un amplificateur de puissance RF pour
une étude des problèmes d’interférences à l’intérieur d’une plateforme téléphonique 3G. Cette
méthodologie conduit à la modélisation du couplage entre un circuit intégré agresseur et une
victime. Elle vise à prédire les conséquences de ce couplage. Dans les deux cas, l’analyse des
cartographies champ proche mesurées des composant ont permis de concevoir des sondes
spécifiques qui ont été validées. Ces deux exemples permettent de valider non seulement le
concept de la SkateProbe mais encore d'évaluer la faisabilité d'intégrer les deux composants
dans un même boîtier dans l'optique d'une prochaine génération de composant.
Ce manuscrit se focalise essentiellement sur le champ magnétique. Cependant, les
problèmes liés au champ électrique sont aussi à prendre en compte. L’application de cette
méthodologie sur le champ électrique compléterait ces travaux. Sans oublier qu’un circuit
intégré rayonne simultanément du champ électrique et du champ magnétique. C'est-à-dire que
les deux composantes du champ, magnétique et électrique, doivent être caractérisées pour le
circuit intégré.
192
Un important travail reste également à faire sur le calibrage des sondes de champ proche
en immunité. En effet, le concept de calibrage de sonde champ proche en immunité est encore
nouveau et est très difficile à percevoir. La détermination des paramètres définissant une
sonde d’immunité doit être mieux clarifiée. Plusieurs de ces paramètres sont liés à
l’environnement de la sonde.
193
Liste des publications
A. Boyer, S. Akue-boulingui, E. Sicard, S. Baffreau, "Méthodologie de prédiction des
risques d’interférences dans un couplage puce à puce", TELECOM 07, Fès, March 2007,
Maroc.
E. Sicard, S. Baffreau, S. Akue Boulingui, A. Boyer "System-In-Package Integration of
Third-Generation Mobile Phones : Some EMC Challenges", IEEE Workshop 2EMC, Rouen,
Octobre 2007, France.
S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Near field scan method used to evaluate the parasitic
emission of embedded power electronic device ", IEEE Workshop 2EMC, Rouen, Octobre
2007, France.
S. Baffreau, S. Akue Boulingui, "Temperature impact on microcontroller immunity", IEEE
Workshop 2EMC, Rouen, Octobre 2007
A.Boyer, S. Akue Boulingui, S. Bendhia, E. Sicard, S. Baffreau "A Methodology for
Predicting by Near Field Chip to Chip Coupling", EMC Compo 07 Torino, Nov 2007, Italy,
pp. 301 - 306
S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Near field scan method used to evaluate the parasitic
emission of transportation power electronic device", EMC Compo 07 Torino, Nov 2007, Italy
S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Conception d'une nouvelle sonde pour l'étude de
l'immunité champ proche de circuits intégrés", CEM'08, Paris, Mai 2008, France.
K. Assalaou, L. Bouhouch, E. Sicard, S. Akue Boulingui, A. Boyer, A. Moudden, S.
Vilminot, G. Pourroy, "Modélisation du rayonnement en champ proche d une strip-line
recouverte ou non de films de Permalloy ou de ferrite", CEM08 Paris, France, Mai 2008.
S. Akue Boulingui, "Emulation de l'émission rayonnée champ proche d'un Circuit Intégré",
Journée de l'école doctorale GEET, 2009, Toulouse, France.
Céline Dupoux, Samuel Akue Boulingui, Etienne Sicard, Stéphane Baffreau, Nicolas
Bouvier, "Measurement and Simulation of Electromagnetic Interference in 3G Mobile
Components", Telecom09, 2009, Agadir, Maroc.
S. Akue Boulingui, C. Dupoux, S. Baffreau, E. Sicard, N. Bouvier, B. Vrignon, "An
Innovative Methodology for Evaluating Multi-Chip EMC in Advanced 3G Mobile Platforms",
IEEE Symposium on EMC, 2009, Austin, US.
194
C. Dupoux, S. Akue Boulingui, E. Sicard, S. Baffreau, N. Bouvier, "Measurement and
Simulation of Electromagnetic Interference in 3G Mobile Components", EMC Compo,
November 2009, Toulouse, France.
195
Annexes
196
ANNEXE A :
CALCUL ANALYTIQUE DES ELEMENTS PARASITES
r << h
r
h
Fig. 1 : Fil rond au dessus d’un plan de masse.
C0 =
2π ⋅ ε 0
 2h 
ln 
 r 
L0 =
µ 0  2h 
⋅ ln 
2π
 r 
Conducteur piste imprimée au dessus d’un plan de masse :
w
t << w
h
t
Fig. 2 : Ligne microstrip au dessus d’un plan de masse.
C0 =
π ⋅ ε 0 ⋅ (1 + ε r )
 8h w 
ln + 
 w 4h 
L0 =
µ 0  8h w 
⋅ ln + 
2π
 w 4h 
ANNEXE B :
ACLR (ACPR) : DEFINITION
Produit d’intermodulation
De nombreux signaux indésirables sont produits par la non-linéarité des composants. Les
signaux d'intermodulation font partie de ceux là. Ils sont négligeables lorsque le composant
fonctionne en linéaire mais deviennent très vite gênants lorsque l'on est proche de la saturation.
Si un quadripôle est attaqué par 2 signaux de fréquences respectives F1 et F2, on verra apparaître
en sortie des signaux d'intermodulation en plus des raies harmoniques. Ces derniers sont
caractérisés par leur ordre (qui correspond à la somme des fréquences composant le produit). Les
fréquences de ces raies sont définies de la manière suivante :
p.F1 ± m.F2
avec ordre = n = p + m
Le spectre du signal de sortie du quadripôle est le suivant : (On se limitera à l’ordre 3 car
l’amplitude des raies d’ordre supérieur est négligeable).
Fig. 3 : Spectre du signal de sortie d’un quadripôle.
Les raies d’intermodulation d’ordre 3 sont caractérisées par le fait qu’elles ont des fréquences
proches des fondamentales.
ACPR
Système
non linéaire
Amplitude
Amplitude
Le spectre d’un signal UMTS est large bande (en d’autre termes, il contient plusieurs raies
regroupées). En traversant un système non linéaire, les différentes raies qui composent ce signal se
mélangent (produits d’intermodulations dus à la non-linéarité du système) et créent un canal plus
large bande qui entoure le signal d’entrée. Le canal créé est de plus faible amplitude.
Fréquence
Fréquence
Spectre du signal d’entrée
Spectre du signal de sortie
Fig. 4 : Description de la génération de l’ACPR
L’ACPR : Adjacent Canal Power Ratio est défini comme étant le rapport entre la puissance du
canal adjacent créé et la puissance du signal utile.
ANNEXE C :
MESURES DE RECEPTION : NORME 3GPP
Paramètres 3GPP à valider en réception
Afin de tester ses plateformes cellulaires, Freescale a développé un outil logiciel de validation
nommé PHI (Platform Hardware Integrated). Ce dernier se décompose en deux éléments :
•
L’Embedded, codé en C, correspond au code embarqué dans le processeur (circuit Baseband)
de la plateforme.
•
Le Host, développé en LabVIEW, assure l’interface graphique présentée à l’utilisateur.
Le Host et l’Embedded communiquent ensemble. PHI est séparé en deux grandes familles : la
Bande de base et la RF. Le schéma suivant présente son architecture :
Fig. 5 : Fonctionnalités de PHI
A chacune des fonctionnalités testées par PHI correspond un certain nombre de VI Labview,
l’ensemble constitue un livrable fourni aux clients. Afin de valider les performances radio (telles
que les conditions spécifiées dans la documentation 3GPP), diverses VI Labview ont été
développées. Ci-dessous nous allons nous intéresser aux spécifications de réception large bande
(RXWB) et aux outils développés afin d’assurer leur validation. Pour l’ensemble des tests 3GPP, la
norme impose comme critère de validité, un taux d’erreur binaire (TEB) inférieur à 10-3. Or dans le
cas de PHI il nous est impossible de travailler avec des signaux modulés, nous prendrons donc
comme critère équivalent (dans le cadre d’un signal non modulé) un rapport signal sur bruit (RSB)
supérieur à -7.7dB. Nous présenterons également la procédure mise en œuvre pour réaliser ces
mesures.
Sensibilité de référence
La sensibilité correspond au niveau minimum pouvant être détectée en absence de toute
interférence autre que le bruit thermique. Dans le cas de l’UMTS (bande I1), ce niveau est fixé à 106.7dBm.
1
Bande d’émission : 1920 – 1980 MHz, bande de réception : 2110 – 2170 MHz.
Procédure de test
Pour effectuer cette mesure, on injecte un signal CW à l’antenne de puissance de -106.7dBm. On
récupère les données I-Q numérisées en bout de chaîne (en bande de base), et on détermine le SNR
de ce signal sur une bande de 3.84MHz autour de la fréquence du signal injecté. On considère que
le signal est détecté lorsque SNR ≥ -7.7 dB. Cette procédure est décrite à la Fig. 6.
Fig. 6 : Procédure mise en œuvre pour le test de sensibilité
Réjection des canaux adjacents – sélectivité
Descriptif du test
Le spectre d’un signal modulé n’est pas entièrement contenu dans un canal. La sélectivité est la
capacité du récepteur à démoduler un signal en présence d’un signal dans un canal adjacent. On
définit l’Adjacent Channel Selectivity (ACS) comme le rapport entre le canal souhaité et le canal
adjacent. L’interférence due aux canaux adjacents ne doit pas perturber la liaison dans les
conditions décrites dans le tableau ci-dessous.
Bandes
I
Signal
Niveau
-92.7dBm
Cas 1
Interférent (WCDMA)
Freq.Offset
Niveau
+/-5MHz
-52dBm
Signal
Niveau
-65.7dBm
Cas 2
Interférent (WCDMA)
Freq.Offset
Niveau
+/-5MHz
-25dBm
Paramètres
BER≤10-3
TABLE I : Paramètres du test de sélectivité
Procédure de test
Pour valider cette caractéristique, on introduit deux générateurs : un premier qui simulera le
signal utile dans le canal et un second l’interférent dans le canal adjacent (à +/-5 MHz du signal
utile). La puissance du signal utile est de -92.7 dBm et -52 dBm pour l’interférent. L’objectif est de
vérifier que la présence d’un signal de forte puissance dans un canal adjacent n’a aucun impact sur
la démodulation du signal désiré. Pour se faire, nous mesurerons le rapport signal sur bruit à la
liaison RF/basebande (BB), il doit être supérieur à -7.7dB dans le canal du signal utile toujours sur
3.84MHz.
Fig. 7 : Procédure mise en œuvre pour le test d’ACS
Signaux de blocage
Descriptif du test
Des interférences de niveaux élevés réduisent le gain que peut fournir le circuit à des signaux
utiles de faible puissance. Ceci est dû au caractère « compressif » de la plupart des circuits. En effet,
le signal de sortie sature lorsque le niveau du signal en entrée est trop élevé. Ainsi, le gain des
signaux faibles est inversement proportionnel à la puissance de ces interférences, « désensibilisant »
le système et « bloquant » le signal. La norme spécifie plusieurs signaux de blocage ou bloqueurs,
ils sont situés aussi bien à l’intérieur qu’à l’extérieur de la bande de réception. Leurs niveaux et
leurs positions par rapport au canal souhaité sont indiqués sur la figure ci-dessous dans le cas de
l’UMTS. Le signal utile est quant à lui 3dB au-dessus du niveau de sensibilité.
Fig. 8 : Profil des bloqueurs UMTS
Procédure de test
Pour valider cette caractéristique, on introduit deux générateurs : un pour le signal utile et l’autre
l’interférent. Dans le cas de l’UMTS, la puissance de l’interférent est fixée conformément à la
Fig. 8. L’objectif est de vérifier que la présence d’un signal parasite n’a aucun impact sur la
démodulation du signal désiré et que les filtres présentent un gabarit de filtrage satisfaisant. Pour se
faire, nous mesurerons le rapport signal sur bruit à la liaison RF/BB (il doit être supérieur à -7.7dB).