Diplôme de Master en Génie électrique

REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIRE
MINISTERE DE L'ENSEIGNEMENT SUPERIEUR ET DE LA RECHERCHE
SCIENTIFIQUE
Université Kasdi Merbah–Ouargla
Faculté des Sciences de Technologies et Sciences de Matières
Département de génie électrique
PROJET DE FIN D’ETUDES
En vue d’obtention du
Diplôme de Master en Génie électrique
Filière : Génie électrique
Spécialité : Electrotechnique Industriel
Présenté par :
DIAF YOUSSOUF
BEN ANTER DJAMAL
Thème
MODELISATION ET COMMANDE D’UN
ONDULEUR TRIPHASE PILOTE PAR MLI A
STRUCTRE MULTINIVEAUX
Présenté devant le jury composé de :
Nom et Prénom
Grade
Qualité
Mr F. CHEBBARA
M.A.B
Président
Ouargla
Mr Y. BOURAK
M.A.A
Examinateur
Ouargla
Mr T. BOUCHALA
M.A.B
Examinateur
Ouargla
Mr O. BOUAKEZ
M.A.A
Promoteur
Ouargla
Année universitaire : 2011/2012
Université
Remerciements
Nous tenons, avant tout, à exprimer notre profonde gratitude à
monsieur BOUAKAZ OUAHID, maître assistant chargé de cours à
l’université d’OUARGLA, qui a assumé la direction de ce travail. Qu’il
veuille bien trouver ici l’expression de notre reconnaissance pour son
dévouement, sa patience, sa disponibilité, ses conseils et son aide
constante qu’il nous a apporté tout au long de ce travail.
Nous remercions les membres de jury qui ont accepté de juger ce
travail et d’y apporter leur caution :
Monsieur F. CHEBARA, maître assistant à l’université d’OUARGLA,
qui nous fait le grand honneur d’accepter la présidence du jury.
Monsieur BOURAK YACIN, maître assistant chargé de cours à
l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant
de participer à ce jury.
Monsieur BOUCHALA TARAK, maître assistant chargé de cours à
l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant
également de participer à ce jury.
Nous adressons notre vif remerciement à tous les enseignants qui, par
leur enseignement, leur encouragement et leur aide, ont contribué à
notre formation.
Nos remerciements vont particulièrement aussi à tous ceux qui, par
leur encouragement ou leur amitié, ont contribué à l’aboutissement de
ce travail.
Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de
m’avoir donner le courage et la patience pour
réaliser ce travail malgré toutes les difficultés
rencontrées.
Je dédie ce modeste travail :
A mes très chers parents, que dieu les garde et
les protège pour leurs soutien moral et financier,
pour leurs encouragements et les sacrifices qu’ils
ont endurés.
A mes frères
A mes sœurs
A ma grande famille
Aux chers amis Ahmed, Taki, Adel, Khaled
A tous les amis (es) d’études surtout ceux
d’électrotechnique promotion 2012
DJAMEL
Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de
m’avoir donner le courage et la patience pour réaliser
ce travail malgré toutes les difficultés rencontrées.
Je dédie ce modeste travail :
A mes très chers parents, que dieu les garde et les
protège pour leurs soutien moral et financier, pour
leurs encouragements et les sacrifices qu’ils ont
endurés.
A mes frères
A ma sœur
A beau-frère Ahmed chaibe
A ma grande famille
Aux chers amis Ahmed, Taki, kadour, fethi,
Amar,Oussama
A tous les amis (es) d’études surtout ceux
d’électrotechnique promotion 2012
Youssouf
Sommaire
SOMMAIRE
Introduction générale
Chapitre I : Modélisation de la machine asynchrone triphasée
1-1-Introduction
1
1-2- Constitution et principe de fonctionnement
1
1-2-1-Stator = inducteur
1
1-2-2-Rotor=induit
2
1-2-3-Rotor bobiné
3
1-2-4-Courants induit
3
1-2-5-Entrefer
3
1-2-6-Glissement
3
1-3-Modélisation de la machine asynchrone
4
1-3-1-Hypothèse de simplification
4
1-3-2-Equation général
5
1-3-3-Equation électrique
5
1-3-4-Equation magnétique
5
1-3-5-Equation mécanique
6
1-4-Modélisation dans le repère de PARK
7
1-4-1-Equation électrique
8
1-4-2-Equation magnétique
8
1-4-3-Equation mécanique
8
1-5-Représentation d’état
9
1-6-Simulation et interprétation
10
1-6-1-Schéma bloc de simulation de moteur
10
1-6- 2-Démarrage a vide
11
1-6-3-Démarrage en charge
12
1-6-4-Interprétation des résultats
13
1-7-Conclusion
13
Chapitre 2 : Association machine asynchrone-onduleur
2-1-Introduction
14
2-2-Modélisation de l’onduleur de tension
14
2-3-Classification des onduleurs
14
2-3-1-onduleur autonome
14
Sommaire
2-3-2-onduleur non autonome
15
2-4-Choix des composants
15
2-5-Choix de variateur de vitesse
16
2-5-1-facteur technique
16
2-5-2-facteur économique
16
2-6-Déférentes type d’onduleur pour l’alimentation des MAS
16
2-6-1-Onduleur de courant
17
2-6-2-Onduleur de tension
17
2-7-Modélisation de l’alimentation de la machine par l’onduleur
18
2-8-Analyse harmonique de tension de sortie de l’onduleur
20
2-8-1-Origine d’harmonique
20
2-8-2-Déformation d’un signal sinusoïdal
20
2-8-3-Mode de représentation le spectre en fréquence
21
2-8-4-L’harmonique mesure en pratique
21
2-9-Paramètre de performance de l’onduleur
21
2-9-1Facteur la nième harmonique
21
2-9-1-Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF
22
2-10-Les technique de commande de l’onduleur tréphasé
25
2-10-1-Généralité sur MLI
25
2-10-2-Objectif de la technique MLI
25
2-11-Les technique de commande MLI
26
2-12-Simulation de l’association onduleur-MAS en plein onde
27
2-13-Simulation de la MAS piloté a un onduleur MLI
33
2-14-conclusion
38
Chapitre3 : Les convertisseurs multiniveaux
3-1-Introduction
39
3-2- Principe de l’onduleur multiniveaux
40
3-3-Les déférentes topologies des onduleurs multiniveaux
41
3-3-1-Onduleur de tension à diodes bouclage
3-3-2-Onduleur de tension à condensateurs flotteurs
3-3-3-Onduleur multiniveaux en cascade
41
42
42
Sommaire
3-4-Autres topologies
44
3-5-Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux
44
3-6-Les différentes stratégies de modulation
45
3-7-conclusion
46
Chapitre 4 : commande de l'onduleur à structure NPC et commande DTC
4-1- Introduction
47
4-2- Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC
47
4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC
47
4-2-2- Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois
48
niveaux
4-2-3- Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux
49
4-2-4- Hypothèse
51
4-2-5- Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux
51
4-2-5-1- Fonction de connexion
51
52
4-2-5-2- Modélisation aux valeurs instantanées
4-2-5-3- Modèle de connaissance
4-3- Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux
52
54
4-3-1- Commande à pleine onde
54
4-3-2- Commande par MLI
59
4-4-Principe de contrôle direct de couple
63
4-5- Contrôle de flux et de couple électromagnétique
63
4-5-1- Contrôle du flux statorique
63
4-5-2-Contrôle du couple électromagnétique
65
4-5-3- Le fonctionnement et le choix de la séquence de commande
66
4-6- Les estimateurs
67
Sommaire
4-6-1- Estimation du flux statorique
4-6-2- Estimation du couple électromagnétique
4-7- Elaboration du vecteur de commande
4-7-1- Contrôleur de flux
68
69
69
69
4-7-2- Contrôleur de couple
70
4-7-2-1- Contrôleur de couple par la méthode classique
71
72
4-7-2-2- La DTC utilisant l’onduleur à trois-niveaux de tension de type NPC
4- 8- Structure générale du contrôle direct de couple
73
4- 9- résultats de simulation
74
4 -10- La DTC pour onduleur 3 niveaux NPC
77
4-11-conclusion
81
TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES
1. Machine asynchrone
a, b, c
d, q
[P]
a (rad )
Axes liés aux enroulements triphasés.
Axes de référentiel de Park.
Matrice de Park.
Angle entre le stator et le rotor.
Grandeurs électriques et magnétiques au stator
Vs (V )
V
(V )
sabc
Vsdq (V )
Tension statorique.
I s (A)
Courant statorique.
Courant statorique phase a, b ou c.
Tension statorique phase a, b ou c.
Tension statorique sur l'axe d ou q.
isabc (A)
isdq (A)
Courant statorique sur l'axe d ou q.
Rs (W)
l s (H )
M s (H )
Ls ( H ) = ls - M s
j sabc (Wb)
j sdq (Wb)
Résistance statorique par phase.
Inductance propre statorique par phase.
Inductance mutuelle entre deux phases statoriques.
Inductance statorique par phase.
Flux statorique phase a, b ou c.
Flux statorique sur l'axe d ou q.
Grandeurs électriques et magnétiques au rotor
Vr (V )
Vrabc (V )
Vrdq (V )
Tension rotorique.
I r (A)
Courant rotorique.
irabc (A)
irdq (A)
Courant rotorique phase a, b ou c.
Rr (W)
lr ( H )
M r (H )
Lr ( H ) = lr - M r
Résistance rotorique par phase.
Inductance propre rotorique par phase.
j rdq (Wb)
Flux rotorique sur l'axe d ou q.
Tension rotorique phase a, b ou c.
Tension rotorique sur l'axe d ou q.
Courant rotorique sur l'axe d ou q.
Inductance mutuelle entre deux phases rotoriques.
Inductance rotorique par phase.
TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES
M = (3 / 2).M sr ( H ) Inductance mutuelle entre le stator et le rotor.
P
Maximum de l'inductance mutuelle entre une phase du stator
et une phase du rotor, il est obtenu lorsque les axes sont
aligné
Nombre de pôles.
w (rad / s)
r
W (rad / s)
r
s = 1 - (M 2 / Lr Ls )
Tr = Lr / Rr (s)
Pulsation électrique rotorique.
Ts = Ls / Rs (s)
J (kg.m2 )
Constant de temps statorique.
f ( Nm.s.rad -1)
Ce ( N .m)
Coefficient de frottements visqueux.
Cr ( N .m)
Couple résistant.
M
sr
(H )
Vitesse mécanique rotorique.
Coefficient de dispersion.
Constant de temps rotorique.
Moment d'inertie des parties tournantes.
Couple électromagnétique.
2. Onduleur
MLI
NPC
U c (V )
Modulation de Largeur d'Impulsion.
Neutral Point Clamping
Source de tension continue de l'onduleur.
VABCM (V )
V ABC (V )
Vréf 123 (V )
Tension de demi-bras A, B ou C
Tension de sortie de l'onduleur A, B ou C.
Vm (V )
V p (V )
Amplitude de la tension de référence.
V pm (V )
Amplitude de la porteuse triangulaire.
w (rad / s)
f réf (Hz)
Pulsation électrique.
f p (Hz)
Fréquence de la porteuse triangulaire.
Indice de modulation.
Taux de modulation.
Harmonique fondamental.
Harmonique de rang n.
Tension de références 1, 2 ou 3 (sinusoïdal).
Porteuse triangulaire.
Fréquence de la tension de référence.
m
r
Hf (V )
hn (V )
i
THD =
å hn2
n =3
Hf
Taux de distorsion harmonique.
TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES
3. Commande DTC
DT, Df : Erreurs du couple et du flux.
ef , eT
: Bandes d’erreur du flux et du couple.
K f, K T
: Sorties de contrôle du flux et du couple.
FC : Contrôleur du flux.
TC : Contrôleur du couple.
VI : Onduleur de tension.
Vdc : Tension d’alimentation continues de l’onduleur de tension.
ES : Estimateur du couple et du flux.
TE : Estimateur du couple.
FE : Estimateur du flux.
ST : Table de commutation.
Introduction générale
Introduction générale :
Les actionneurs électriques tournants jouent un rôle très important dans
l’industrie et particulièrement en traction électrique. Les performances demandées à ces
actionneurs sont de plus en plus élevées, tant du point de vue de la dynamique de la
vitesse que de la précision du couple délivré.
La machine à courant continu a été la plus utilisée pour réaliser cet actionneur vu la
simplicité de sa commande. Néanmoins, la machine à courant continu présente plusieurs
inconvénients liés à son collecteur mécanique.
En revanche, les machines à courant alternatif (synchrone et asynchrone) possèdent
de nombreux avantages. L’absence de collecteur leur permet d’avoir un encombrement
réduit, une fiabilité accrue et une vitesse de fonctionnement élevée.
L’alimentation de ce moteur par un convertisseur de fréquence et les circuits de
réglage et de commande sont plus compliqués que ceux du moteur à courant continu.
Pour ce type d’applications, le transfert d’énergie électrique entre la source et la
machine asynchrone s’opère à travers un convertisseur de puissance tel que l’onduleur.
Pour un fonctionnement optimal de la machine asynchrone, les performances requises de
ces convertisseurs statiques sont de plus en plus élevées : tant de point de vue de la
puissance délivrée que de la qualité de la tension générée.
Néanmoins, l’alimentation en créneaux par l’onduleur à deux niveaux utilisé à ce
jour présente des inconvénients tels que : la limitation en puissance et le taux
d’harmoniques élevé, qui limite considérablement le développement du domaine des
entraînements alternatifs.
Actuellement, l’étude des machines asynchrones alimentées par des convertisseurs
statiques constitue un vaste thème de recherche dans les laboratoires d’électrotechnique.
Ces travaux de recherche ont conduit à l’apparition de nouvelles structures de
convertisseurs de puissance destinées pour les applications de haute tension appelées
convertisseurs multi-niveaux.
Grâce à leur topologie, les onduleurs multi-niveaux permettent une association série
de plusieurs cellules de commutation, ce qui permet une augmentation du niveau de
tension appliqué et également la puissance transitée. Cette structure permet aussi d’avoir
Introduction générale
une tension de sortie proche de la sinusoïde; grâce aux plusieurs niveaux de tension
fournis par ce convertisseur.
Alors l’utilisation de ce type de convertisseur dans les domaines de forte puissance
et/ou haute tension permet de résoudre simultanément les difficultés relatives à
l’encombrement et à la commande des groupements d’onduleurs à deux niveaux
généralement utilisés dans ce type d’applications. Afin de satisfaire certains critères
d’optimisation à savoir la réduction des harmoniques, plusieurs types de commande sont
développés, poussés par le besoin et les progrès technologiques.
Le Contrôle Direct du Couple (DTC) prend sa place parmi ces techniques de
commande. Il repose principalement sur l’estimation des grandeurs à contrôler que sont le
couple électromagnétique et le flux statorique à partir des seules grandeurs liées au stator.
Le premier chapitre sera consacré à l’étude et la modélisation de moteur à
induction. On commencera par une description générale du moteur asynchrone puis on
présentera le modèle mathématique du moteur établi dans un référentiel (d, q) qui est
immobile par rapport au stator, basé sur des hypothèses simplificatrices, et la
transformation de Park. Ensuit la réalisation du modèle de simulation du moteur
asynchrone à cage dans l’environnement MATLAB/SIMULINK. On terminera par la
présentation des résultats obtenus par simulation.
Le deuxième chapitre sera consacré à un exposé détaillé de la modélisation de
l’association convertisseur statique-moteur asynchrone commande en plein onde et des
différentes stratégies de la modulation de largeur d’impulsion (MLI).
Le troisième chapitre présente les différentes topologies des onduleurs
multiniveaux et Les différentes stratégies de modulation.
Enfin
pour le dernier chapitre présente quelque stratégies de commande
(plein onde et commande a dent scie) de l'onduleur à trois niveaux à structure NPC, la
commande de la MAS par DTC alimentée par onduleurs à deux niveaux et trois
niveaux. Nous terminons ce chapitre par les résultats de simulations et une comparaison
des performances pour les deux onduleurs à deux, et à trois niveaux.
Nous terminons à la fin par une conclusion générale, qui est la synthèse de notre
mémoire.
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1. 1 Introduction :
La modélisation des machines électriques est une phase primordiale pour
l’élaboration de la loi de commande. En effet, aborder la commande des machines électriques
nécessite l’emploi d’une méthode de modélisation adaptée à la commande. Il s’agit d’une
application simple des méthodes de la modélisation à la machine asynchrone qui présente des
spécificités propres qui ne sont pas nécessairement communes à d’autres processus physique
Il est donc évident que cette étape de modélisation soit un passage obligatoire pour
étudier le comportement de la machine dans tous les cas de fonctionnement
A cet effet, le point de départ qu’on a considéré pour la modélisation de la machine
asynchrone est la machine généralisée et les équations d’état qui lui sont associées.
Ces équations seront traduites sous forme de schéma-blocs de manière à être simulés à l’aide
(du logiciel MATLAB (SIMULANK sous MATLAB).
La simulation de la machine asynchrone triphasée à diverses alimentations nous
permettra de retrouver des résultats classiques et de valider nos modèles du type schémablocs.
1.2. Constitution et principe de fonctionnement
Les moteurs asynchrones, appelles moteur à induction, sont pratiquement tous des
moteurs triphasés. Ils sont basés sur l’entraînement d’une masse métallique par l’action d’un
champ tournant. [1]
1.2.1. Stator = inducteur
Il est constitué de trois enroulements (bobines) parcourus par des courants alternatifs
triphasés et possède p paires de pôles.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 1
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
ሬԦͳ tournant à la
Les courants alternatifs dans le stator créent un champ magnétique pulsation de
Synchronisme :
1.2.2. Rotor = induit
Le rotor n’est relié à aucune alimentation il tourne à la vitesse de rotation W.
Rotor à cage d’écureuil
Il est constitué de barres conductrices très
Souvent en aluminium. Les extrémités de ces barres
sont réunies par deux couronnes également conductrices.
On dit que le rotor est en court-circuit.
Sa résistance électrique est très faible.
Schéma de principe d’une cage d’écureuil
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 2
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
1.2.3. Rotor bobiné
Les tôles de ce rotor sont munies d’encoches où sont
placés des conducteurs formant des bobinages.
On peut accéder à ces bobinages par l’intermédiaire de
trois bagues et trois balais. Ce dispositif permet de
modifier les propriétés électromécaniques du moteur.
1.2.4. Courants induits
Des courants induits circulent dans le rotor.
1.2.5. Entrefer
L’entrefer est l’espace entre le stator et le rotor.
1.2.6. Glissement
Le rotor tourne à la vitesse Ω plus petite que la vitesse de synchronisme Ωs.
On dit que le rotor «"glisse"» par rapport au champ tournant.
Ce glissement g va dépendre de la charge.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 3
Chapitre 1
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.3. Modélisation de la machine asynchrone
1. 3.1 Hypothèses simplificatrices
On suppose que la saturation du circuit magnétique n’est pas considérée, ni son
hystérésis, ce qui entraîne un champ magnétique sinusoïdal. On suppose que la construction
mécanique est parfaitement équilibrée, l’entrefer est lisse, et la dispersion du champ
magnétique aux deux bouts de la machine est négligeable. Au niveau de la méthode de
modélisation mathématique, nous considérerons une machine à une paire de pôles, le passage
à plusieurs paires de pôles s’effectuant de manière simple en divisant alors les angles par ce
nombre de paires de pôles, on parle alors d’angle électrique. Le stator sera composé de trois
bobines identiques (A, B et C) régulièrement déphasées de 2π/3 radians électriques, la phase
A sera prise comme référence angulaire. Le rotor sera considéré comme équivalent à trois
bobines identiques (a, b et c) court-circuitées sur elles- mêmes également régulièrement
déphasées de 2π/3 radians électriques. [2]
B
b
Vbs
Vbr
Var
a
Vcs
α
Vas
C
A
Vcr
c
Figure (1.1) Représentation schématique d'une machine asynchrone triphasée.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 4
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.3.2 Equations générales
Le comportement de la machine asynchrone est entièrement défini par trois types
d'équations à savoir :
·
Les équations électriques.
·
Les équations magnétiques.
·
Les équations mécaniques. [3]
1.3.3 Equations électriques
Nous pouvons à présent écrire le système matriciel électrique suivant dans le repère a, b, c :
éVsa ù é Rs
êV ú ê 0
ê sb ú ê
êVsc ú ê 0
ú=ê
ê
êVra ú ê 0
êVrb ú ê 0
ú ê
ê
êëVrc úû êë 0
0
Rs
0
0
0
0
0
0
Rs
0
0
0
0
0
0
Rr
0
0
0
0
0
0
Rr
0
0 ù éisa ù
éF sa ù
ú
ê
êF ú
ú
0 ú êisb ú
ê sb ú
0 ú êisc ú d ê F sc ú
ú
ú.ê ú + .ê
0 ú êira ú dt êF ra ú
êF rb ú
0 ú êirb ú
ú
ê
úê ú
Rr úû êëirc úû
êë F rc úû
(1.01)
Ou de manière plus raccourcie :
[Vsabc ] = [Rs ][. isabc ] + (d / dt )[F sabc ]
(1.02)
[Vrabc ] = [Rr ].[irabc ]+ (d / dt )[Frabc ]
(1.03)
1.3.4 Équations magnétiques
Maintenant, nous devons exprimer les grandeurs magnétiques au stator et au rotor, toujours
dans le repère a, b, c :
éF sa ù é l s
êF ú ê M
ê sb ú ê s
ê F sc ú ê M s
ú=ê
ê
êF ra ú ê M 1
êF rb ú ê M 2
ú ê
ê
êë F rc úû êë M 3
Ms
ls
Ms
M3
M1
M2
Ms
Ms
ls
M2
M3
M1
M1
M2
M3
lr
Mr
Mr
M3
M1
M2
Mr
lr
Mr
Pour l’écriture condensée, on met :
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 5
M 2 ù éi sa ù
M 3 úú êêi sb úú
M1 ú êi sc ú
ú.ê ú
M r ú êira ú
M r ú êirb ú
úê ú
l r úû êëirc úû
(1.04)
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
é ls
[Lss ] = êêM s
êë M s
Ms
ls
Ms
Msù
ú
Msú
l s úû
(1.05)
é lr
[Lrr ] = êêM r
êë M r
Chapitre 1
Mr
lr
Mr
Mr ù
ú
Mr ú
l r úû
(1.06)
On aura :
cos(a )
cos(a + 2p / 3) cos(a - 2p / 3) ù
é
ê
t
[M sr ] = [M rs ] = M sr êcos(a - 2p / 3)
cos(a )
cos(a + 2p / 3)úú
êëcos(a + 2p / 3) cos(a - 2p / 3)
úû
cos(a )
(1.07)
On aura finalement :
[Vsabc ] = [Rs ][. isabc ] + (d / dt )([Lss ][. isabc ] + [M sr ][. irabc ])
(1.08)
[Vrabc ] = [Rr ].[irabc ] + (d / dt )([Lrr ].[irabc ] + [M rs ][. isabc ])
(1.09)
1.3.5 Équations mécaniques
Pour étudier les phénomènes transitoires électromécaniques avec une vitesse rotorique
variable (par exemple le démarrage, le freinage, la variation de la charge à l’arbre, etc.…), il
faut ajouter l’équation de mouvement au système d’équations différentielles.
J.
dWr
= Ce - Cr - f .Wr
dt
(1.10)
Notons que la vitesse électrique du rotor est donnée par l'expression suivante :
w r = p.Wr
(1.11)
Remarque
Cette modélisation triphasée présente un inconvénient majeur pour notre application.
Les matrices
[M sr ]et [M rs ] dépendent de l’angle de rotation mécanique, et nécessitent donc
d'être recalculées à chaque pas d’échantillonnage.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 6
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.4. Modélisation dans le repère de Park
A présent, nous devons effectuer une transformation de notre repère triphasé en un
repère biphasé. Nous avons classiquement le choix entre trois repères. Le premier se situe sur
le champ statorique et est communément appelé αβ, le second se place quant à lui sur le
champ tournant et est appelé dq, et le dernier se place sur le champ électromagnétique est
appelé XY. La modélisation en αβ voit des grandeurs sinusoïdales alternatives tournant à la
fréquence statorique. Celle en dq voit par contre des grandeurs continues car elle est située sur
le champ tournant. Cette transformation des équations de phase en un système équivalent
biphasé est effectuée grâce à la matrice de transformation de Park.
Dans la théorie de Park, on utilise la transformation unique pour les courants, tensions
et flux. [4,5]
é
ê cos q
ê
[P] = 2 ê- sin q
3ê
ê 1
êë 2
4p ù
2p
) cos(q - ) ú
3
3
2p
4p ú
- sin(q - ) - sin(q - )ú
3
3 ú
1
1
ú
úû
2
2
cos(q -
(1.12)
B
d
b
q
Vdr
Vqr
Vds
Vqs
a
θ
s
C
α
A
c
.
Figure (1.2) Représentation du passage d'un système triphasé à celui biphasé
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 7
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.4.1 Équations électriques
dF ds
Vds = Rs .ids +
Vqs = Rs .iqs +
- w s .F qs
.
(1.13)
+ w s .F ds
.
(1.14)
dF dr
- (w s - wr ).F qr = 0.
dt
(1.15)
dt
dF qs
Vdr = Rr .idr +
Vqr = Rr .iqr +
dt
dF qr
dt
+ (w s - w r ).F dr = 0
(1.16)
1.4.2 Equations magnétiques
F ds = Ls .ids + M .idr .
(I.17)
F dr = Lr .idr + M .ids .
(1.18)
F qs = Ls .iqs + M .iqr .
(I.19)
F qr = Lr .iqr + M .iqs .
(1.20)
1.4.3 Équations mécaniques
dW r
= Ce - Cr - f .W r
dt
Ce = (3 / 2). p.M .(ird .isq - .isd .irq ).
J.
(1.21)
w r = p.W r .
Avec :
J : Moment d’inertie du rotor.
f : Coefficient de frottement visqueux.
Ce : Couple électromagnétique.
Cr : Couple résistant.
P : Nombre de paires de pôles
N.B : pour notre étude, nous avons choisi le référentiel lié au stator parce qu’il est mieux
adapté à notre étude.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 8
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.5. Représentation d'état
é X ' ù = [A][
. X ] + [B][
. U ].
êë úû
[X ]
(1.22)
[
: Vecteur d’état, avec [X ] = ids
iqs
[A]
: Matrice d’évolution d’état du système.
[B]
: Matrice de la commande.
[U]
: Vecteur du système de commande.
é
1
ê ê s .Ts
ê
2
ê- M .w r
[A] = êê s .Ls .Lr
M
ê
ê s .Lr .Ts
ê M .w
r
ê
s
L
.
r
ëê
M 2 .w r
Ls .Lr
M
s .Ls .Tr
1
s .Ts
M .w r
s .Ls
M
s .Lr .Ts
-
[U ] = [Vds
0 0t
Vqs
1
é
ê s .L
s
ê
ê
0
ê
[B] = ê M
êê s .Ls .Lr
ê
0
ê
ë
-
M .w r
s .Ls
1
s .Tr
wr
s
(1.23)
M .w r ù
ú
s .Ls ú
ú
M ú
s .Ls .Tr ú
w r úú
s. ú
1 ú
ú
s .Tr ûú
(1.24)
]
0
1
s .Ls
0
-
M
s .Ls .Lr
Electrotechnique. Ouargla 2012
]
iqr t .
idr
(1.25)
ù
0 0ú
ú
0 0ú
ú
ú
0 0ú
ú
ú
0 0ú
û
Page 9
(1.26)
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
1.6 Simulation et interprétation :
1.6.1 Schéma bloc de simulation du moteur :
Figure (1.3): block de simulation d'un MAS
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 10
Chapitre 1
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.6.2 Démarrage à vide
La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales, Va , Vb et Vc .
Pour un démarrage à vide ( Cr = 0 N.m),
15
10
8
6
4
courant rotorique Ira
courant statorique Isa
10
5
0
2
0
-2
-4
-5
-6
-8
-10
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
-10
2
0
0.2
Figure(1.4): Courant statorique Isa
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
2
Figure(1.5):courant rotorique Ira
35
350
30
300
25
250
la vitesse W
couple Ce
20
15
10
150
100
5
50
0
-5
200
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
2
Figure (1.6):Couple électromagnétique Ce
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
Figure(1.7): la vitesse n
Les Résultats de la simulation du démarrage à vide du moteur asynchrone
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 11
1.6
1.8
2
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.6.3 Démarrage en charge (Cr=6N.m)
La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales, Va , Vb et Vc .Pour
un démarrage en charge ( Cr = 6 N.m),
15
10
8
10
6
courant rotorique Ira
courant statorique Isa
4
5
0
2
0
-2
-4
-5
-6
-8
-10
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
2
-10
0
35
350
30
300
25
250
20
15
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
2
200
150
100
10
50
5
0
0
0.4
Figure(1.9): Courant statorique Ira
la vitesse W
couple Ce
Figure(1.8): Courant statorique Isa
0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
1.8
2
Figure (1.10):Couple électromagnétique Ce
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
temps (s)
1.4
1.6
Figure(1.11):la vitesse de rotation n
Les Résultats de la simulation du démarrage en charge (Cr=6N.m) à l'instant t=0.6s
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 12
1.8
2
Modélisation de la machine asynchrone triphasée
Chapitre 1
1.6.4 Interprétation des résultats
Lors du démarrage, on constate des pics de courant importants qui s’atténuent avec
l’évolution du régime transitoire.
v La vitesse :
En régime transitoire, on remarque un croissement linéaire de vitesse, avec une
tendance à osciller à couse de l’inertie des masses tournantes et du coefficient
d’amortissement du aux faibles valeurs des flux.
v Le couple électromagnétique :
L’évolution du couple dans l’intervalle de temps 0 et 0.6 est une allure caractéristique
type de tous les moteurs asynchrones à cage. Celui-ci présente aux premiers instants des
pulsations très important. Pendant le régime transitoire. Le couple est fortement pulsatoire,
puis se stabilise en fin du régime. On remarque que le passage d’un régime à vide vers un
régime en charge à l’instant t=0.6s (ou bien d’un régime en charge vers un autre) s’établit
presque instantanément, sens oscillation, avec un très fiable dépassement.
1.7 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons présenté la modélisation du moteur asynchrone alimenté par
une source de tension sinusoïdal triphasée et équilibrée à fréquence constante établi sous des
hypothèses simplificatrices. Après, nous avons utilisé la transformation du Park pour éviter la
complexité des équations différentielles. Cette transformation permet le changement du
système triphasé réel au système biphasé linéaire équivalent de cette machine ce qui signifie
une facilité de résolution et de simulation.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 13
Association machine asynchrone-onduleur
Page 13
CHAPITRE 2
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.1 Introduction
Le monde industriel a été dominé pendant longtemps par les machines à courant
continu puisqu'elles répondent le mieux aux exigences demandées des actionneurs vu la
simplicité de leur commande car les deux grandeurs couple- flux sont physiquement
découplées.
La machine asynchrone présente l’avantage d’être robuste, peu coûteuse et de
construction simple. Cette simplicité s’accompagne toute fois d’une grande complexité
physique liée aux interactions électromagnétique entre le stator et le rotor. Par ailleurs,
pour étudier une machine électrique, le but de l’électrotechnicien est d’élaborer un
modèle aussi fin que possible afin qu’il puisse se rendre compte de la réalité.
La conception d’une chaîne de commande passe par une phase de modélisation afin
de dimensionner et valider les stratégies retenues. Mais, on ne peut parler de la
commande de la machine asynchrone, sans qu’on parle du convertisseur qui lui est
associé, de son alimentation et de sa commande.
Dans ce chapitre, nous présenterons la modélisation de l’alimentation de la
machine constituée d’un onduleur de tension contrôlés par la technique MLI. Nous
traiterons la modélisation de l’association convertisseur –machine ou on présentera un
modèle générale associant la machine asynchrone à son alimentation.
2.2 Modélisation de l’onduleur de tension :
L’onduleur de tension est un convertisseur statique qui permet de fournir une
tension alternative d'amplitude et de fréquence réglables à partir d’une source de tension
continue.
L’onduleur de tension est constitué de cellule de commutation généralement à
transistor ou thyristor pour les grandes puissances. [6]
2.3 Classification des onduleurs :
Il existe plusieurs centaines de schémas d`onduleurs, chacun correspondant à un
type d`application déterminé ou permettant des performances recherchées. Les onduleurs
sont en général classés selon les modes de commutation de leurs interrupteurs.
2.3.1 Onduleur autonome :
C’est un système qui nécessite des composants commandés à la fois à la fermeture
et à l’ouverture, de fréquence variable, dont les instants de commutations sont imposés
par des circuits externes la charge est quelconque cet onduleur n'est pas réversible.
Page 14
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.3.2 Onduleur non autonome :
Dans ce cas, les composants utilisés peuvent être de simples thyristors commandés
uniquement à la fermeture et la commutation est «naturelle » contrairement à l'onduleur
autonome.
L'application principale de ce type d'onduleur se trouve dans les variateurs pour
moteurs synchrones de très forte puissance où les thyristors sont souvent les seuls
composants utilisables.
2.4. Choix des composants :
Les composants de l’électronique de puissances (interrupteurs) sont déterminés par
les niveaux de la puissance et la fréquence de commutation. En règle générale, plus les
composants sont rapides, plus la puissance commutée est faible et inversement. A titre
indicatif, les transistors MOSFET, sont considérés comme des composants très rapides
mais de puissance relativement faible.
Les transistors bipolaires sont moins rapides que les transistors MOSFET mais
d'avantage plus puissants (quelques kHz à une dizaine de kW). Les transistors IGBT sont
des composants de gamme standard (jusqu'à 20 kHz à une des dizaines de kW). Les
thyristors GTO commutent très lentement les grandes puissances. Ces composants sus
indiqués sont du type commandable à l’ouverture et à la fermeture; ce qui n’est pas le cas
pour le thyristor classique [7, 8].
Figure (2.1) : Choix des composants selon la puissance et la fréquence
Page 15
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.5. Choix du variateur de vitesse :
Les technologies d’entraînements à vitesse variable pour moteurs asynchrones sont
nombreuses et viennent compléter les technologies disponibles pour les moteurs à courant
continu et les moteurs synchrones.
Le choix de la technologie et de la structure du convertisseur dépend de nombreux
facteurs liés à l’application visée.
2.5.1 Facteurs techniques
Parmi les principaux facteurs techniques de choix figurent :
·
la puissance et la vitesse nominales.
·
le régime d’utilisation (utilisation en régime permanent ou intermittent).
·
la plage de variation de vitesse et le domaine de fonctionnement dans le plan
puissance-vitesse (1 quadrant, 2 quadrants, 4quadrants).
·
le type de machine entraînée (inertie, caractéristique de couple résistant selon la
vitesse).
·
la précision de contrôle de couple et de vitesse.
·
la tension du réseau d’alimentation.
·
les contraintes d’installation (place disponible, degrés de protection, etc.).
2.5.2 Facteur économique
Enfin, un critère essentiel est bien sûr le coût total d’investissement de
l’entraînement comprenant le coût du variateur, du moteur et de leur installation.
Le coût d’exploitation de l’entraînement (maintenance, coût d’indisponibilité,
pertes énergétiques) est un critère économique supplémentaire de choix.
2.6 Différents type d’onduleur pour l’alimentation des machines
asynchrones :
Pour fonctionner, un onduleur a besoin d’une source à courant continu que l’on
peut obtenir en redressant la tension du réseau triphasé. La sortie à courant continu du
redresseur et l’entrée à courant continu de l’onduleur sont reliées par un circuit
intermédiaire. On utilise deux types de liaisons : les liaisons à source de courant et les
liaisons à source de tension. Un onduleur associé à un redresseur est alors appelé
onduleur de courant ou de tension.
Page 16
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
L’onduleur est la dernière partie du variateur de vitesse située avant le moteur. Il
fournit des grandeurs électriques variables au moteur. Dans tous les cas, l’onduleur est
composé de
semi-conducteurs disposés par paires en trois bras. Les semi-conducteurs
de l’onduleur commutent sur des signaux en provenance du circuit de commande. [13]
2.6.1 Onduleur de courant
Lorsqu’il fonctionne en source de courant, le redresseur fournit un courant
constant à l’onduleur ; une inductance de lissage L'aide à maintenir le courant constant.
La figure (2.2) représente un convertisseur avec un onduleur de courant.
Figure (2.2) : convertisseur avec onduleur de courant
2.6.2 Onduleur de tension
Lorsqu’il fonctionne en source de tension, le redresseur fournit une tension
constante à l’onduleur. La présence d’un condensateur dans le circuit de liaison aide alors
à maintenir une tension constante à l’entrée de l’onduleur.
Pour réaliser des onduleurs destinés à alimenter une charge ordinaire d’impédance
très variable à partir d’un redresseur, on choisit des onduleurs de tension Figure (2.3).
Figure (2.3) : redresseur - onduleur de tension
Page 17
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
Les raisons sont multiples :
·
le fonctionnement de l’onduleur de tension est fort affecté par les imperfections
de la source continue, peu par celle de la charge. Pour l’onduleur de courant, c’est
l’inverse.
·
les deux onduleurs ne délivrent pas directement une tension de sortie sinusoïdale,
donc il faut utiliser un filtre de sortie. Avec l’onduleur de tension on sait
exactement ce qu’on a à filtrer (la tension à filtrer est imposée par la source
continue). Avec l’onduleur de courant, la tension à filtrer dépend de la charge
2.7 Modélisation de l’alimentation de la machine par onduleur
La figure 2.4 montre le schéma d’un onduleur triphasé alimentant le MAS
T2
T1
D1
T3
D3
D2
vd c
M.AS
T2¢
T1¢
T3¢
D2¢
D1¢
D3¢
Figure (2.4) : Schéma de l’onduleur de tension.
L’onduleur de tension est constitué de trois bras de commutation à transistors.
Chaque bras composé de deux cellules comportant chacune une diode et un transistor.
Tous ces éléments sont considérés comme des interrupteurs idéaux. [9]
En mode commandable, le bras est un commutateur à deux positions qui permet
d’obtenir à la sortie deux niveaux de tension.
Un bras de l’onduleur est représenté par la figure (2.5).
I
I
T1
D1
k1
i
vd c
T1¢
vd c
k1¢
D1¢
Figure (2.5) : Schéma d’un bras de l’onduleur
Page 18
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
Le schéma équivalent de l’onduleur est représenté par la figure (2.6)
k1
a
vd c
k2
uab
k3
ubc
uca b
v as
ibs
ic s
vbs
v cs
c
k 3¢
k 2¢
k1¢
ia s
Figure (2.6) : Schéma équivalent de l’onduleur.
L’onduleur est modélisé en associant à chaque bras une fonction logique F qui
détermine sont états de conduction :
ì1 si k1 fermé et k1¢ ouvert
F1 = í
î0 si k1¢ fermé et k1 ouvert
ì1 si k 2 fermé et k 2¢ ouvert
F2 = í
î0 si k 2¢ fermé et k 2 ouvert
ì1 si k 3 fermé et k 3¢ ouvert
F3 = í
î0 si k 3¢ fermé et k 3 ouvert
Ainsi les tensions de ligne sont donnée par :
u a b = v a s - vb s = v d c ( F1 - F2 )
(2.1)
u b c = vb s - vc s = v d c ( F2 - F3 )
(2.2)
u c a = vc s - v a s = v d c ( F3 - F1 )
(2.3)
Dans l’hypothèse on a les tensions va s , vb s , vc s forment un system de tensions
triphasées équilibrées alors De (2.1)-(2.3) en trouve
va s =
vd c
3
(2 F1 - F2 - F3 )
Page 19
(2.4)
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
De (2.1)-(2.2) en trouve
vb s =
vd c
3
(2 F2 - F1 - F3 )
(2.5)
De (2.2)-(2.3) en trouve
vc s =
vd c
3
(2 F3 - F1 - F2 )
(2.6)
æ 2 -1
ç
2
ç -1
ç -1 -1
è
(2.7)
Donc :
æ va s ö
ç ÷ v
ç vb s ÷ = d c
ç ÷ 3
ç vc s ÷
è ø
- 1ö æ F1 ö
÷ç ÷
- 1 ÷ ç F2 ÷
2 ÷ø çè F3 ÷ø
v d c : C’est la tension d'alimentation continue de l'onduleur.
2.8 Analyse harmonique de la tension de sortie de l’onduleur
2.8.1 Origine des harmoniques
Les récepteurs non linéaires tels que fours à arc, éclairages, convertisseurs,
redresseurs, absorbent des courants non sinusoïdaux qui traversent les impédances du
réseau et provoquent ainsi une déformation de la sinusoïde de tension d'alimentation. La
déformation de la forme d'onde est caractérisée par l'apparition de fréquences
harmoniques de tension [10].
2.8.2 Déformation d’un signal sinusoïdal
Une tension déformée Y(t) de période T (T = 20 ms à f = 50 Hz) peut donc s'écrire
de la façon suivante :
Y(t) = Y0 + σ݊ൌλ
݊ൌͳ ܻ݊ ξʹsin (nwt – ln)
Un signal déformé est la résultante de la superposition des différents rangs
d’harmoniques
Page 20
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.8.3 Mode de représentation : le spectre en fréquence
Le spectre est un histogramme fournissant l’amplitude de chaque harmonique en
fonction de son rang et son importance [11].
Figure (2.7) : Spectre d’harmonique
2.8.4 L’harmonique mesuré en pratique
Les harmoniques les plus fréquemment rencontrés dans le cas des réseaux
triphasés, sont les harmoniques de rangs impairs. Au-delà du rang 50, les courants
harmoniques sont négligeables et leur mesure n’est plus significative.
Une bonne précision de mesure est obtenue en considérant les harmoniques
jusqu’au rang. Et les harmoniques de rang 3, 5, 7, 9, 11 et 13 sont les plus surveillé.
La compensation des harmoniques jusqu’au rang 13 est impérative, une bonne
compensation prendra également en compte les harmoniques jusqu’au rang 25.
2.9 Paramètre de performance de l’onduleur
La qualité de l’énergie fournit par un onduleur est évaluée suivant les paramètres
de performance suivant [12] :
2.9.1 Facteur de la nième harmonique
C’est la mesure de la contribution individuelle des harmoniques définit comme
suit :
HFN =
ܸ݂݂݁݊
ܸ݂݂݁ ͳ
Page 21
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.9.2 Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF
Le taux de distorsion, encore appelé distorsion harmonique totale est défini
comme le rapport de la valeur efficace globale des harmoniques (c'est-à-dire leur somme
quadratique) à la valeur efficace de la composante fondamentale.
THD =
ට‫ ʹ ʹܪ‬൅‫ ʹ ͵ܪ‬൅‫ڮ‬
‫ͳܨ‬
On va couramment jusqu’au 40eme ou 50eme rang d’harmoniques. Cette grandeur
permet d’évaluer à l’aide d’un nombre unique la perturbation d’un courant ou d’une
tension en un point d’un réseau, voire de comparer deux réseaux sujets à des harmoniques
de rangs différents.
Le THD représente sensiblement l’augmentation de l’effet Joule dans les lignes et les
dispositifs.
Un appareil de mesure qui n’effectue pas une analyse spectrale ne mesure pas le
THD mais une valeur approchée appelée le facteur de distorsion, ou DF.
Ce facteur, inférieur à 100 %, est défini par le rapport de la valeur efficace des
harmoniques à la valeur efficace du signal total.
DF =
ට‫ ʹʹܪ‬൅‫ ʹ ͵ܪ‬൅‫ڮ‬
ට‫ ͳܨ‬൅‫ ʹ ʹܪ‬൅‫ ʹ͵ܪ‬൅‫ڮ‬
Lorsque la distorsion est faible, les deux valeurs THD et DF sont équivalentes. Si
DF dépasse les 15 %, il est possible de corriger la mesure pour obtenir le taux de
distorsion harmonique total.
THD =
‫ܨܦ‬
ξͳെ‫ʹ ܨܦ‬
Un bon appareil d’analyse de réseaux donne la valeur efficace du signal puis le
compare à celle du signal sans son fondamental. Mais certains appareils ne mesurent que
la valeur moyenne des signaux redressés et non pas les valeurs efficaces.
La mesure peut être alors inférieure à DF, et aucune correction ne permet de
retrouver THD. La distorsion de l’onde de tension est proportionnelle à l’impédance du
réseau et à l’amplitude des courants harmoniques.
Page 22
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
La précision de son calcul n’est limitée que par l’incertitude de l’impédance du
réseau. Le taux de distorsion du réseau électrique est presque partout inférieur à 2% en
HTB, 5% en HTA et 7% en BT. C’est la mesure de la similitude de la forme d’onde
réelle avec sa composante fondamentale :
THD =
ͳ
ܸ݂݂݁ ͳ
§ Harmoniques de courant
ʹ
ͳȀʹ
ሾσλ
݊ൌʹǡ͵ ܸ݂݂݁݊ሿ
Les harmoniques de courant sont à l'origine de pertes joules qui représentent une
grande partie des pertes de la machine. La valeur efficace des harmoniques de courant est
donnée par :
ͳ
= ට ‫׬‬ሾሺሻ െ ͳ ሺሻሿʹ Ǥdt
i(t) étant le courant de phase, et i1(t) son fondamental.
Ne permet cependant pas d'évaluer les performances d'une MLI puisqu'elle dépend
aussi des impédances de la machine. Pour éliminer cette dépendance, on introduit le
facteur de distorsion harmonique d, qui correspond à I hRMS normalisée par sa valeur pour
un fonctionnement en pleine onde IhRM_PO avec la même machine :
d=

̴ܱܲ
Le facteur de distorsion d permet ainsi de caractériser la qualité d'une séquence de
MLI en termes de minimisation de distorsion harmonique de courant, indépendamment
de la charge connectée à l'onduleur.
Les pertes joules dans la charge sont proportionnelles au carré du facteur de
distorsion, aussi pouvons nous utiliser "le facteur de perte" d2 comme critère de
comparaison.
§ Spectre des harmoniques de courant
Le facteur d donne une information globale de la distorsion harmonique. Il est
souvent utile de connaître la contribution individuelle de chaque fréquence à la distorsion
totale. L'analyse par FFT (Fast Fourier Transformation) du courant donne son spectre
Page 23
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
harmonique, qui est une caractéristique plus détaillée que le facteur de distorsion
harmonique global.
Le spectre harmonique typique des MLI à fréquence de commutation constante
présente des raies d'amplitude importante autour de cette fréquence et de ses multiples.
Ceci entraîne des problèmes de bruit acoustique, pouvant être amplifié par des
phénomènes de résonances mécaniques. Certaines techniques de MLI (MLI aléatoire par
exemple) cherchent à éviter cette concentration d'énergie harmonique autour de certaines
fréquences, en la répartissant sur toute la bande de fréquence. Pour évaluer et comparer
les performances de MLI, le spectre harmonique de courant s'avère être le critère
principal.
§ Ondulation du couple
Les ondulations du couple électromagnétique d'une machine créée par une
séquence de MLI peut être caractérisée par :
∆‫ ݔܽ݉݁ܥ( = ݁ܥ‬- ‫ ) ݕ݋݉݁ܥ‬/ ‫ ݉݋݊݁ܥ‬
Désigne respectivement le couple maximal, le couple moyen et le couple nominal.
Certaines applications imposent une ondulation de couple faible. Il existe des MLI
optimisées dans ce sens.
§
Pertes à la commutation
Elles dépendent de la tension E du bus continu, du courant dans la charge, et de
la fréquence de commutation. C'est pour cela qu'en forte puissance, le nombre de
commutations par période du fondamental est obligatoirement faible. Les pertes à la
commutation dépendent aussi, pour certaines MLI, du facteur de puissance de la charge
(Déphasage tension/courant).
Des techniques optimisées pour minimiser ces pertes visent à imposer aux semiconducteurs l'état passant ou bloqué (c'est à dire sans commutations) pendant les
intervalles de temps ou le courant qui les traverse est maximal (ou minimal) .
Page 24
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.10 Les Techniques de commande de l’onduleur triphasée :
2.10.1 Généralités sur les MLI :
Le choix d'une technique dépend du type de machine à commander, de la gamme
de puissance, des semi-conducteurs utilisés pour l'onduleur et de la simplicité
d'implantation de l'algorithme. Ce sont finalement des critères de coût et de performance
qui vont déterminer ce choix. Les critères de performances permettent d'évaluer et de
comparer les qualités des différentes techniques de MLI. [14] [16]
2.10.2 Objectif de la Technique MLI :
Les objectifs principaux d'une MLI sont les suivants:
Ø Obtenir dans la charge électrique des courants dans la variation est proche de la
sinusoïdale par le contrôle de l'évolution des rapports cycliques et grâce à une
fréquence élevée des commutations des interrupteurs par rapport à la fréquence
des tensions de sortie
Ø Imposer à l'entrée de l'onduleur un courant de type continu avec des composantes
alternatives d'amplitudes réduites et de fréquences élevées.
Ø Permettre un contrôle fin de l'amplitude du fondamentale des tensions de sortie
généralement sur la plus grande plage possible et pour une fréquence de sorties
larges variable
Les paramètres essentiels de MLI sont par conséquent:
La fréquence de modulation : fm ;
L'indice de modulation :
m= fm/fs
Où fs est la fréquence des fondamentaux des grandeurs de sortie de l'onduleur;
Coefficient de réglage:
‫ݎ‬ൌ
‫ݎܿݎݑ݈݁ܽݒ‬±‫ݐ݄݅ܽݑ݋ݏ݁݃ݎ݄ܽܿ݁݀݊݋݅ݏ݊݁ݐ݈݈ܽ݁݀ܽݐ݊݁݉ܽ݀݊݋݂ݑ݀݁ݐ‬±݁
‫ݎܿݏ݁݀݁݀ݑݐ݈݅݌݉ܣ‬±݊ܽ‫݁݅ݐݎ݋ݏ݁݀݊݋݅ݏ݊݁ݐ݈ܽ݁݀ݔݑ‬
On cherche généralement à obtenir une valeur maximale de "r" la plus élevée
possible.
Page 25
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.11 LES TECHNIQUES DE COMMANDE MLI :
2.12 Structures de MLI
La technique de modulation de largeur d’impulsion (MLI) permet de commander
la tension de sortie de l’onduleur en amplitude et en fréquence à partir des signaux de
commandes des interrupteurs de l’onduleur tout en limitant l’effet des harmoniques.
Il existe différentes structures de Modulation de Largeur d'Impulsion permettant de gérer
les trois courants d’alimentation de la machine asynchrone à partir des courants de
référence calculés au niveau de la commande .Trois types de MLI sont généralement
utilisés [15]:
Ø La MLI précalculée : consiste à calculer les instants de commutation des
interrupteurs de puissance de manière à éliminer certaines harmoniques non
désirables. Ces séquences sont alors enregistrées dans une mémoire et restituées
cycliquement pour assurer la commande des interrupteurs. L'implantation de cette
technique de MLI sur circuit intégré spécifique est alors envisageable. Plusieurs
travaux d'intégration ont d'ailleurs été réalisés pour ce type de structure.
Ø La MLI dent scie : est basée sur la comparaison entre une onde modulante, de
forme sinusoïdale à faible fréquence, et une autre onde porteuse de forme dent
scie à fréquence plus élevée. Les points d’intersection entre la porteuse et la
modulante déterminent les instants de commutation. Ce genre de MLI est surtout
bien adapté al’ électronique analogique mais est difficilement utilisable en
numérique. En effet, il est, par exemple, difficile de reproduire une tension de
référence sinusoïdale parfaite à partir d'informations numériques.
Ø La MLI vectorielle : utilisée dans les commandes modernes des machines
asynchrones pour obtenir des formes d’ondes arbitraires non nécessairement
sinusoïdales. Le principe de la MLI vectorielle consiste à reconstruire le vecteur
tension statorique Vs à partir de huit vecteur tension. Chacun de ces vecteurs
correspond à une combinaison des états des interrupteurs d'un onduleur de tension
triphasé, Cette méthode de MLI peut désormais être implantée dans des circuits
intégrés numériques. Elle nécessite toute fois des calculs numériques rapides et
précis. De ce fait, la fonction MLI est séparée des fonctions de "commande
algorithmique" et implantée dans un circuit intégré spécifique.
Page 26
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.13 Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde
Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension qui
fonctionne en pleine onde pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant
t=0.6 S de valeur Cr=6N.m.
Schéma block :
Figure (2.8) : schéma bloque de la machine asynchrone associée à un onduleur de
tension
Résultat de Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde
Figure (2.9) : Signal de commande Ka
Page 27
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
Figure (2.10) : tension de phase Van de l’onduleur tension
Figure (2.11): Spectre harmonique de tension Van
-alimentés à vide
Figure (2.12) : le courant statorique Isa à vide
Page 28
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
15
10
isa
5
0
-5
-10
-15
0.42
0.44
0.46
temps
0.48
0.5
0.52
Figure (2.13) : zoom de courant statorique Isa
Figure (2.14) : Courant statorique Isa et leur spectre harmonique
15
10
courant rotorique Ira
5
0
-5
-10
-15
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
Figure (2.15) : le courant rotorique ira à vide
Page 29
0.9
1
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
60
50
40
couple Ce
30
20
10
0
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.16) : le Couple électromagnétique Ce à vide
1600
1400
1200
la vitesse W
1000
800
600
400
200
0
-200
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.17) : la vitesse de M.AS à vide
-alimentés en charge
15
courant statorique Isa
10
5
0
-5
-10
-15
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
Figure (2.18) : le courant statorique isa en charge
Page 30
1
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
15
5
0
-5
-10
-15
0.72
0.74
0.76
0.78
temps (S)
0.8
0.82
0.84
Figure (2.19) : zoom de courant statorique Isa
Figure (2.20) : spectre harmonique de courant Isa en charge
15
10
courant rotorique Ira
zoom courant statorique Isa
10
5
0
-5
-10
-15
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
Figure (2.21) : le courant rotorique ira en charge
Page 31
0.9
1
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
60
50
couple Ce
40
30
20
10
0
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2. 22) : le Couple électromagnétique Ce en charge
1600
1400
1200
la vitesse W
1000
800
600
400
200
0
-200
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.23) : la vitesse de M.AS en charge
Interprétation des résultats :
D’après les résultats de simulation de l’onduleur- machine asynchrone qui ont montrés
que la vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du
synchronisme, exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau
triphasé.
En régime transitoire, le couple est pulsatoire avec une valeur maximale de l’ordre de
50N.m, et il est ondulé autour du zéro en régime permanent .
La forme de courant statorique est presque le même que celle dans le cas sans onduleur
sauf qu’ici les valeurs maximales ont diminué avec une présence d’harmoniques.
Page 32
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
2.14 Simulation de la MAS commandé un onduleur MLI
Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension sous
une commande MLI pour une fréquence fp=50 Hz à fin de visualisé l’effet de la
fréquence de commutation pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant
t=0.6 s de valeur Cr=6 N.m.
Schéma de block :
Figure (2.24) : Bloque fonctionnel sous une commande à MLI
Résultat de simulation pour Fp = 1.2 KHZ:
1
0.8
0.6
0.4
vref
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
0.03
0.035
temps
Figure (2.25) : représentation de la porteuse et la modulante
Page 33
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
400
300
200
Vabn
100
0
-100
-200
-300
-400
0
0.01
0.02
0.03
temps
0.04
0.05
0.06
Figure (2.26) : les tensions vabc de la sortie de l'onduleur
400
300
200
Van
100
0
-100
-200
-300
-400
0.06
0.08
0.1
0.12
temps
0.14
0.16
0.18
Figure (2.27) : la tension de phase Van de l’onduleur à MLI
Figure (2.28) : Spectre harmonique de tension Van
Page 34
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
· à vide
15
5
0
-5
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (S)
0.7
0.8
0.9
Figure (2.29) : les courants Isa à vide
4
zoom courant statorique Isa
courant statorique Isa
10
2
0
-2
-4
-6
0.59
0.6
0.61
0.62
temps (S)
0.63
0.64
Figure (2.30) : zoom des courants Isa à vide
Figure (2.31) : Spectre harmonique de courant Isa
Page 35
1
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
10
8
6
2
0
-2
-4
-6
-8
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (S)
0.7
0.8
0.9
1
0.8
0.9
Figure (2.32) : les courants Ira à vide
35
30
25
couple Ce
20
15
10
5
0
-5
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
1
Figure (2.33) : le couple ce à vide
1600
1400
1200
1000
la vitesse W
courant rotorique Ira
4
800
600
400
200
0
-200
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (S)
0.7
0.8
Figure (2.34) : la vitesse n à vide
Page 36
0.9
1
Association machine asynchrone-onduleur
En charge :
15
courant statorique Isa
10
5
0
-5
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.35) : les courants Isa en charge
10
8
6
courant rotorique Ira
4
2
0
-2
-4
-6
-8
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.36) : les courants Ira en charge
35
30
25
20
couple Ce
·
CHAPITRE 2
15
10
5
0
-5
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
Figure (2.37) : le couple Ce en charge
Page 37
0.9
1
Association machine asynchrone-onduleur
CHAPITRE 2
1600
1400
1200
la vitesse W
1000
800
600
400
200
0
-200
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (S)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure (2.38) : la vitesse n en charge
Interprétation des résultats :
Les premières remarques est que les temps de réponse de vitesse ainsi le couple
pour une MAS alimenté par un réseau triphasé à celle alimenté par un onduleur de
tension à cause d’une diminution de la valeur efficace de tension qui alimente la machine.
La vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du
synchronisme.
Exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau
triphasé seulement que la réponse est plus lent.
La forme du courant statorique est presque la même que celle dans le cas sans
onduleur sauf
Qu’ici les valeurs maximales ont diminué
On note que la variation de la fréquence de commutation permet d’augmenter les
pertes joules ce qui provoque l’échauffement des composants de puissance.
Conclusion
Dans ce chapitre : on à étudié la machine asynchrone associée à un onduleur de
tension à pleine onde et à MLI, ont été présentés. Les résultats obtenus par simulation
montrent que l'alimentation de la MAS par un onduleur de tension à onde dent scie
présente des ondulations sur le courant et le couple ce qui entraîne la saturation de la
MAS, alors que l'alimentation par un onduleur à MLI permet la réduction de ces
ondulations. Donc il est clair que la MLI est nettement meilleure que l'onde à dent scie.
Page 38
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
3.1 Introduction :
La technologie de conversion de l’énergie du continu vers l’alternatif en utilisant les
convertisseurs statiques est une partie de l’électronique de puissance en pleine croissance.
Cela tient essentiellement à deux raisons [16] :
La première est l’étendue du domaine de leurs applications ;
La seconde vient de l’amélioration des performances des semi-conducteurs de
puissance et de l’apparition de nouveaux composants permettant l’implantation de nouvelles
stratégies de commande plus performantes.
La demande en puissance des applications industrielles a augmenté considérablement
ces dernières années, jusqu’à atteindre l’ordre de quelque mégawatts (de l’ordre de 10MW)
pour les basses et moyennes tensions. L’utilisation de convertisseurs conventionnels à deux
niveaux, à grandes fréquences de commutation, est limitée à ce niveau de puissance à cause
des pertes non négligeables engendrées par la commutation des interrupteurs. En plus on se
trouve obligé d’associer plusieurs interrupteurs en série et en parallèle afin de respecter les
limites physiques des interrupteurs utilisés. Donc l’utilisation des convertisseurs
multiniveaux dans les applications de moyenne et haute puissances est proposée comme une
solution à l’handicap technologique des semi-conducteurs.
Le concept de convertisseurs multiniveaux a été mis en place depuis 1975. Le terme
multiniveaux a commencé avec les convertisseurs à trois niveaux. Ultérieurement, plusieurs
topologies de convertisseurs multiniveaux ont été développées.
L’onduleur multiniveaux présente plusieurs avantages, parmi lesquels on peut
mentionner :
Ø La qualité d’onde : les convertisseurs multiniveaux peuvent non seulement générer les
tensions de sortie avec une distorsion très faible, mais peut aussi réduire le dV/dt
souligne, donc certains problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) peuvent
être réduits.
Ø La tension de mode commun : les convertisseurs multiniveaux produisent une tension
de mode commun plus réduite, donc une durée de vie des moteurs plus importante
quand ils sont utilisés pour les entraînements électriques. En outre, la tension de mode
commun peut être éliminée en utilisant des stratégies de modulation avancées telles
que celle proposée dans.
Ø Courant d’entrée : les convertisseurs multiniveaux peuvent tirer un courant d'entrée
avec une faible distorsion.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 39
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
Ø Fréquence de découpage : les convertisseurs multiniveaux peuvent fonctionner à la
fois à la fréquence fondamentale et à une fréquence de découpage élevée (MLI). Il
convient de noter qu’une faible fréquence de commutation signifie généralement des
pertes réduites, donc un gain plus élevé dans le rendement du convertisseur.
Malheureusement,
inconvénients.
les
convertisseurs
multiniveaux
présentent
quelques
Un désavantage particulier est un plus grand nombre de semi-
conducteurs de puissance nécessaires, par rapport aux convertisseurs classiques.
3.2 Principe de l’onduleur multiniveaux :
Ce paragraphe a pour but d'introduire le principe général du comportement
multiniveaux. La figure 3.1 aide à comprendre comment travaillent les convertisseurs
multiniveaux [2, 3]. Un convertisseur à deux niveaux est représenté à la figure 3.1.a, dans
laquelle les commutateurs semi-conducteurs ont été remplacés par un interrupteur idéal. La
tension de sortie ne peut prendre que deux valeurs: 0 ou Vdc1. Sur la figure 3.1.b, la tension
de sortie de trois niveaux peut prendre trois valeurs: 0, Vdc1 ou Vdc1 + Vdc2.
Dans la figure 3.1.c le cas général de m niveaux est présenté [17].
Figure (3.1) : Onduleur à niveaux multiples à deux (a), à trois (b) et à m niveaux (c)
En général, les convertisseurs multiniveaux peuvent être vus comme des
synthétiseurs de tension, dans lesquels la tension de sortie est synthétisée à partir de
plusieurs niveaux de tension discrets.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 40
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
3.3 Les différentes topologies des onduleurs multiniveaux :
La figure 3.2 représente les topologies des onduleurs multiniveaux les plus récentes
Figure (3.2) : Différentes topologies des convertisseurs multiniveaux
3.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage :
La première topologie, et la plus pratique, de l’onduleur de tension multiniveaux est la
structure NPC (Neutral-Point-Clamped). Elle a été proposée, la première fois, par Nabae et
al. en 1981.
L’onduleur NPC à trois et à cinq niveaux est donné par la figure 3.3. Les diodes son
utilisées pour réaliser la connexion avec le point de référence R. Pour l’obtention d’une
tension de m niveaux, m-1 capacités sont nécessaires. Les tensions aux bornes des
condensateurs sont toutes égales à Vdc / m1, Vdc étant la tension totale appliquée. Les deux
interrupteurs dans un même bras sont commandés de façon complémentaire.
Figure (3.3) : Onduleur NPC à trois (a) et à cinq niveaux (b)
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 41
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
3.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flotteurs
La topologie de l’onduleur multiniveaux à condensateur flotteur (Flying Capacitor
Multilevel Inverter), donnée par la figure 3.4 a été proposée par T. Meynard et H. Foch en
1992. Cette structure est proposée pour résoudre d’une part le problème de l’équilibre des
tensions, et d’autre part pour réduire le nombre excessif de diodes. Dans cette topologie, les
capacités remplacent les diodes, d’où l’appellation « onduleur à condensateur flotteurs » ;
malheureusement dans cette variante un grande nombre de capacités est exigé, contrairement
au premier cas qui ne nécessite que (m-1) capacités seulement.
Figure (3.4) : Onduleur à condensateur flotteurs à trois (a) et à cinq niveaux (b)
3.3.3 Onduleurs multiniveaux en cascade :
En1975, dans les auteurs ont proposé un convertisseur multiniveaux en cascade qui
consistait en la mise en série de plusieurs ponts à deux niveaux monophasé ; ces ponts étant
connectés à des sources de tension continues séparées. La figure 3.5 Montre le schéma de
base d’un convertisseur N niveaux en cascade formé par l’association en série de N-1/2
ponts à deux niveaux. La tension Vs en sortie d’une telle structure est donnée par la somme
des N-1/2 tensions en sortie des ces ponts.
Une autre alternative consiste à envisage de mettre en série plusieurs ponts
monophasé alimentés par une même source de tension continue Ec figure (3.6). Cette
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 42
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
structure est appelée polygonale et l’utilisation d’un transformateur d’isolement à la sortie
de chaque pont est obligatoire pour connecter les sortie alternative de chaque pont.
Il est à notre cependant que pour ces deux structure, l’encombrement (et par
conséquent l’augmentation du cout) de l’installation reste des handicapes pénalisants. En
effet, pour l’obtention d’une tension de sortie à N niveaux, il faudra disposer de (N-1)/2 pont
monophasé par bras. Chaque à la valeur doit être dimensionné pour le courant de charge et
pour une tension continue égale à la valeur maximal de la tension en sortie du bras divisée
par N '(ceci est valable dans le cas des onduleurs polygonaux pour un rapport de
transformation unitaire).
Figure (3.5) : structure d’un convertisseur N niveaux en cascade
Figure (3.6) : structure d’un convertisseur polygonale N niveaux
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 43
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
3.4 Autres topologies :
Outre les trois topologies de base discutées précédemment, d'autres topologies de
convertisseurs multiniveaux ont été proposées, mais la plupart d'entre elles sont à base de
circuits "hybrides", combinaisons de deux topologies de base ou de légères variations de
celles-ci. Ces topologies sont :
a) Le convertisseur asymétrique hybride,
b) Le convertisseur avec des ponts en cascade et sources CC/CC avec isolement,
c) Le convertisseur avec des topologies multiniveaux en cascade,
d) Le convertisseur avec commutation douce,
e) Les convertisseurs reliés par transformateur,
f) Le convertisseur Diode/Capacitor-Clamped : variante de l’onduleur NPC,
g) Le convertisseur New Diode-Clamped : autre variante de l’onduleur NPC,
h) Le convertisseur multiniveaux généralisé.
3.5 Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux
On peut trouver dans la littérature des descriptions intéressantes des trois topologies
de base, avec leurs avantages et inconvénients, comme celle offerte par Lai et Peng dans ou
par Shakwek et Lewis dans. Le tableau 3.1 montre, de manière résumée, les principales
caractéristiques des trois topologies multiniveaux de base pour un convertisseur de m
niveaux. La sélection de la topologie multiniveaux la plus adéquate pour chaque application
n'est pas évidente, jusqu'à présent c'est un défi non résolu dans la littérature.
Tableau (3.1): Comparaison entre les trois topologies de base des convertisseurs
multiniveaux
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 44
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
Du point de vue du nombre de composants, l’onduleur en cascade paraît être la
solution multiniveaux la plus avantageuse, surtout lorsque le nombre de niveaux devient
important. Dan la suite de notre étude, on utilisera cette topologie.
3.6 Les différentes stratégies de modulation
A la sortie d'un onduleur, alimenté par une source de tension continue, on obtient une
tension alternative formée de créneaux rectangulaires. Le filtrage de cette tension
rectangulaire permet son approximation a une tension sinusoïdale. Si la tension a filtrée est
a la fréquence industrielle, le filtrage sera lourd, couteux et le résultat obtenus seront
médiocres. D’où la nécessité d'une technique permettant le découpage d'une alternance en
plusieurs créneaux. La modulation de largeur d'impulsion (MLI) est introduite pour résoudre
se problème. Cependant, l'essor de la modulation MLI n'a été possible que grâce aux progrès
sur les semi-conducteurs.
La modulation MLI consiste alors à former chaque alternance d'une tension de sortie
d'une succession de créneaux de largeur convenable, en adaptant une fréquence de
commutation supérieure à la fréquence des grandeurs de sortie de l'onduleur.
Ainsi, elle permet de repousser, vers des fréquences élevées, les harmoniques de la
tension de sortie; ce qui facilite. Aussi, la multiplication du nombre des impulsions, formant
chacune des alternances d'une tension de sortie, offre la possibilité de moduler la forme de
cette tension et d'obtenir une forme d'onde approximant au mieux la sinusoïde.
La génération des signaux de commande de la modulation MLI se fait le plus souvent
en temps réel. On détermine ainsi les instants d'ouverture et de fermeture des interrupteurs à
l'aide d'une électronique de commande analogique ou numérique ou éventuellement une
combinaison des deux.
Pour assurer la détermination en temps réel des instants de fermeture et d'ouverture des
interrupteurs, on distingue deux techniques de modulation de largeur d'impulsion : la
modulation sinusoïdale et la modulation vectorielle.
La modulation sinusoïdale consiste à utiliser les intersections d'une onde de référence
ou modulante, généralement sinusoïdale, avec une onde de modulation ou porteuse,
généralement triangulaire. Cette technique exige une commande séparée pour chacune des
phases de l'onduleur.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 45
Les convertisseurs multiniveaux
CHAPITRE 3
La modulation vectorielle consiste à représenter la tension sinusoïdale de sortie que l'on
désire par un seul vecteur. La transformation de Clarke permet d'approcher au mieux ce
vecteur pendent chaque intervalle de modulation. La génération des signaux de commande
des interrupteurs se fait de façon à suivre au mieux le vecteur défini par la composante de
Clarke du système de tensions de sortie de l'onduleur. Contrairement à la modulation
sinusoïdale la modulation vectorielle permet d'assurer, d'une manière globale, la commande
de l'ensemble des interrupteurs constituant l'onduleur.
3.7 Conclusion
Il existe plusieurs topologies
d’onduleur, dont chacun correspond à un type
d’application déterminer ou permettent d’atteindre des performances recherchées. Dans ce
chapitre, on à différentes structure de base d’onduleur de tension multiniveaux ou nous
avons donné leurs avantages et leurs inconvénients. On à aussi présenté les différentes
technique de modulation
Le chapitre suivant sera consacré à l’étude de l’onduleur de tension à diode de
bouclage. L’étude d’un cas d’onduleur triphasé à trois niveaux (NPC) sera exposée.
Electrotechnique. Ouargla 2012
Page 46
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
Page 46
CHAPITRE 4
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.1 Introduction :
Les onduleurs de tension constituent une fonction incontournable de l’électronique
de puissance. Ils sont présents dans des domaines d’application les plus variés, dont le plus
connu est sans doute celui de la variation de vitesse des machines à courant alternatif. La forte
évolution de cette fonction s’est appuyée, d’une part, sur le développement de composants à
semi-conducteurs entièrement commandables ,puissants, robustes et rapides, et d’autre part,
sur l’utilisation quasi-généralisée des techniques dites de modulation de largeurs
d’impulsions .Dans les applications de fortes puissances, la structure des onduleurs à trois
niveaux est plus adaptée, par rapport à la structure classique, du fait que les tensions et
courants de sortie présentent un taux d’harmoniques nettement inférieur. La tension aux
bornes de chaque interrupteur est divisée par deux et la fréquence de hachage est plus basse.
Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) des machines asynchrones sont
apparues dans la deuxième moitié des années 1980, introduite par I. TAKAHASHI et M.
DEPENBROCK, comme concurrentielles des méthodes classiques.
Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) consistent à commander
directement la fermeture et l’ouverture des interrupteurs de l’onduleur selon l’évolution des
valeurs du flux stator et du couple électromagnétique de la machine.
Dans ce chapitre, nous présentons, dans la première partie, la structure ainsi que le
modèle de l’onduleur de tension à trois niveaux à structure NPC.
Ensuite, dans la deuxième partie, nous présenterons de commande par DTC.
4.2 Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC
4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC
La structure choisie dans cette étude est celle de l’onduleur de tension triphasé à trois
niveaux à structure NPC. Plusieurs études sont faites sur les onduleurs à deux niveaux, aussi
bien du point de vue modélisation que stratégie de commande. On va essayer surtout
d’approfondir les partiesconcernant les onduleurs multi-niveaux. Et plusieurs structures sont
possibles pour l’onduleur à trois niveaux. Nous avons choisi d’étudier la structure NPC
(Neutral Point Clamping), cet onduleur est dit à trois niveaux parce qu’il délivre trois niveaux
de tension (+Uc, 0, -Uc). Cette structure est présentée à la figure (4.1) [17].
Page 47
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Figure (4.1) : Structure de l’onduleur triphasé à trois niveaux à structure NPC
4.2.2. Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois
niveaux
L’onduleur à trois niveaux a une structure symétrique. Donc on procède par bras
(figure (4.2)), ainsi, on défini en premier lieu un modèle global d’un bras sans à priori sur la
commande.
Figure (4.2) : Structure d’un bras d’onduleur triphasé à trois niveaux
Page 48
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.2.3 Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux
A fin d’élaborer un modèle du fonctionnement de ces onduleurs à trois niveaux sans a
priori sur la commande ; on représente chaque paire transistor diode par un seul interrupteur
bidirectionnel (figure (4.3)) et on procède par bras (grâce à la symétrie de l’onduleur triphasé)
[18] [17].
Figure (4.3) : Interrupteur bidirectionnel équivalent de la paire diode-transistor
Une analyse topologique d’un bras montre cinq configurations possibles pour ce
dernier. Ces différentes configurations sont présentées à la figure (4.4).
Les grandeurs électriques caractérisant chacune de ces configurations sont données
dans le tableau (4.4) (avec M origine des potentiels et Vk le potentiel du nœud k du bras k).
Pour les configurations E0 le potentiel Vk dépend de la source d'énergie alternative.
La configuration
La grandeur électrique
E0
ik= 0
E1
vk=UC1=UC
E2
vk=0
E3
vk=-UC2=-UC
E4
vk=0
Tab (4.1) : Grandeurs électriques correspondantes pour chacune des configurations d'un
bras k.
Page 49
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
La configura tion E1
La configuration E0
La configura tion E2
La configura tion E3
Page 50
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
La configuration E4
Figure (4.4) Les différentes configurations possibles pour un bras d’onduleur
à trois niveaux
4.2.4 Hypothèse :
Les tentions d’entrée de l’onduleur sont supposées parfaites. En pratique, cela se
traduit par le fait que, quel que soit le courant ik, délivré par cette alimentation, la tension à
ses bornes reste constante UC1=UC2. La chute de tension aux bornes des semi-conducteurs
est négligeable devant la tension d’alimentation qui est de l’ordre de quelques centaines de
volts. [19].
4.2.5. Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux :
Pour un onduleur triphasé à trois niveaux en mode commandable, et pour éviter le
court-circuit des sources de tension par conduction de plusieurs interrupteurs, on définit la
commande complémentaire suivante
തതതതത
‫ ܤ‬ൌ ‫ܤ‬
݇Ͷ ൜ ݇ͳ
തതതതത
‫ ʹ݇ܤ‬ൌ ‫ܤ‬
݇͵
(4.2)
Avec ‫ ݏ݇ܤ‬, commande de base du transistor ܶ݇‫ ݏ‬d'un bras k.
Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions entre les
différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe
4.2.5.1 Fonction de connexion :
On défini les fonctions de connexion de demi bras F bk1, Fbk0 comme suit :
Fbk1 = Fk1. F k2
Fbk0 = Fk3. Fk4
Avec k est le numéro du bras k=1, 2,3 ; et On désigne par
Page 51
(4.3)
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
1: le demi-bras de haut
0 : le demi-bras de bas
4.2.5.2 Modélisation aux valeurs instantanées
Les potentiels des nœuds A, B, C de l'onduleur triphasé à trois niveaux, par
rapport au point M de la source de tension d'entrée, sont donnés par le système
suivant, avec Uc1=Uc2=Uc :
Vam = F11F12UC1 - F13 F14 UC2 = ( F11F12 - F13 F14) UC
Vbm = F21F22UC1 – F23 F24 UC2 = ( F21F22 – F23 F24) UC
(4.4)
Vcm = F31F32UC1 – F33 F34 UC2 = ( F31F32 – F33 F34) UC
On constate d'après le système (3.3), que l'onduleur de tension à trois
niveaux est équivalent à deux onduleurs à deux niveaux en série.

= F11F12
ͳͳ

=F13 F14
ͳͲ

ʹͳ
= F21F22

ʹͲ
=F23 F24

͵ͳ
= F31F32

͵Ͳ
=F33 F34
(4.5)
En introduisant L’expression de ces dernières dans les tensions d’entrée on aboutit à :

Vam = ͳͳ
UC1 - ͳͲ
UC2 = (ͳͳ
- ͳͲ
) UC

Vbm = ʹͳ
UC1 - ʹͲ
UC2 = (ʹͳ
- ʹͲ
) UC
(4.6)

UC1 - ͵Ͳ
UC2 = (͵ͳ
- ͵Ͳ
) UC
Vcm = ͵ͳ
Les tensions composées sont données par :
UAB = Vam – Vbm = (F11F12 - F21F22) UC1 = (F13 F14 - F23 F24) UC2
UBC = Vbm – Vcm = (F21F22 – F31F32) UC1 = (F23 F24 – F33 F34) UC2
UCA = Vcm – Vam = (F31F32 - F11F12) UC1 = (F33 F34- F13 F14) UC2
3.2.5.3 Modèle de connaissance
En utilisant la fonction de connexion des demi-bras Fks, on obtient:
Page 52
(4.7)
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

͵ͳ
͵Ͳ
CHAPITRE 4
ͳͲ
ͳͳ
ͳ െ ͳͲ

൥ ൩ =൥Ͳͳ െ ͳ ൩ .൦ʹͳ ൪ UC1 െ ൦ʹͲ൪ UC2
െͳͲͳ

(4.8)
Les tensions simples sont données comme suite

͵ͳ
͵Ͳ
ͳͲ
ͳͳ
‫ܣ‬
ʹ െ ͳ െ ͳ
ͳ

൥ ൩ = ൥െͳʹ െ ͳ ൩ .൦ʹͳ ൪ UC1 െ ൦ʹͲ൪ UC2
͵
െͳ െ ͳʹ

(4.9)
Dans le cas où Uc1=Uc2=Uc, la relation (3.9) s’écrirait comme suit :

ͳͳ െ ͳͲ
‫ܣ‬
ʹ െ ͳ െ ͳ
ͳ
൥ ൩ = ൥െͳʹ െ ͳ ൩ .൦ ʹͳ െ ʹͲ ൪ .UC
͵
െͳ െ ͳʹ

(4.10)
͵ͳ െ ͵Ͳ
Les courants d’entrée id1 et id2 en fonction des courants de charge i1 i2 i3 sont
donnés par le système (3.11) ci-dessous :

.ͳ + ʹͳ
Ǥ ʹ + ͵ͳ
Ǥ ͵
݀ͳ = ͳͳ
(4.11)

݀ʹ = ͳͲ
.ͳ + + ʹͲ
Ǥ ʹ + ͵Ͳ
Ǥ ͵
Cette relation montre une analogie du point de vue des courants d’entrée des
onduleurs à trois
niveaux et deux niveaux, ainsi pour l’onduleur à trois niveaux
tout se passe, comme si le courant id1 était le courant d’entrée de l’onduleur à deux
niveaux du haut, et i d2 celui de l’onduleur à deux niveaux du bas.
D’après la figure (3.2) et en appliquant la loi des nœuds, on aura :
݀Ͳ = ( ͳ +ʹ +͵ ) – (݀ͳ +݀ʹ )
(4.12)
En introduisant la relation (3.11) dans l’équation (3.12) on obtient (3.13):

݀Ͳ = (1- (ͳͳ
+ͳͲ
)).ͳ + ( 1- (ʹͳ
+ʹͲ
))ʹ +(1- (͵ͳ
+͵Ͳ
) ).͵
D’où on aura les relations de conversion suivantes :
Page 53
(4.13)
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
‫ܣ‬
ܿͳ
‫ې ۍ‬
‫ۍ‬
ʹ ‫ې‬
‫ێ‬
‫ۑ‬
‫ێ‬
‫ۑ‬
‫ۑ ێ‬

‫ۑ‬
‫ێ‬
ሾܰሺ‫ݐ‬ሻሿ
=
.
ͳ
‫ۑ ͳ݀ێ‬
‫ۑ ێ‬
‫ۑ ێ‬
‫ۑʹ ێ‬
݀ʹ
‫ێ‬
‫ۑ‬
‫ے ͵ ۏ‬
‫ے Ͳ݀ ۏ‬
Avec
(4.14)
(4.15)
Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions
entre les différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe
4.3. Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux
Dans cette partie, nous élaborons quelques stratégies de commande de l'onduleur à
trois niveaux qui permettent de générer une source de tension la plus sinusoïdale possible et
qui sont:
Ø La commande en plein onde.
Ø La commande par modulation de largeur d’impulsion (MLI) [20]
4.3.1. Commande à pleine onde :
Principe :
La commande en pleine onde est une commande classique souvent utilisé pour la
commande des onduleurs. Plusieurs cas qui se différencient par les manières d’élabore la
séquence de commande des interrupteurs et de régler la valeur de la tension à la sortie de
l’onduleur pour alimenter la machine asynchrone.
Page 54
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Plusieurs commandes pleines ondes sont possibles pour cet onduleur. Cette stratégie
consiste à générer un système de tension dans les fondamentaux constituent un système
triphasées équilibre.
Schéma block :
Figure (4.9) : schéma block de commande en pleine onde
Figure (4.10) Signal de commande
Page 55
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
Figure (4.11) : spectre harmonique de Signal
La Tension Van :
Figure (4.12) : la tension Van
Figure (4.13) : spectre harmonique de tension
Page 56
CHAPITRE 4
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
A vide :
Courant statorique Isa
Courant rotorique Ira
Le couple Ce
La vitesse n
Figure (4.14) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide
Page 57
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
En charge :
Courant statorique Isa
Courant statorique Ira
Le couple Ce
La vitesse n
Figure (4.15) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse en charge
Page 58
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.3.2. Commande par MLI:
Pour : Signal deux porteuse décalée a (+Tp/2)
Figure (4.16) : Schéma block
1
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
1.6
1.8
-3
x 10
Figure (4.17) : Signal deux porteuse décalée a (Tp/2)
Page 59
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Figure (4.18) : La Tension Van
Figure (4.19) : spectre des Harmonique de tension
A vide :
Courant statorique Isa
Courant statorique Ira
Page 60
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
Le couple Ce
CHAPITRE 4
La vitesse n
Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse a vide
En charge :
Courant statorique Isa
Courant statorique Ira
Page 61
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
Le couple Ce
CHAPITRE 4
La vitesse n
Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide
Interprétation
Les figures (4.18) et (4.10) montrent les allures des tensions simples et les tensions de
chaque bras à la sortie de l’onduleur trois états où on remarque une nette amélioration de la
forme de tension Va en forme d’escalier par rapport à celle de l’onduleur conventionnel.
Les figures (4.20) représentent les courbes de vitesse, du couple et la forme du courant
respectivement à vide et en charge de Cr= 6 N.m à t= 0.6 s. une diminution de la vitesse et le
couple oscille autour de la charge appliquée à l’arbre de la machine. Une nette amélioration
de la forme de courant.
Page 62
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.4 Principe de contrôle direct de couple
Le contrôle direct de couple (DTC) d’une machine à induction, est basé sur la
détermination de la séquence de commande à appliquer aux interrupteurs de l’onduleur de
tension à chaque instant de commutation.
Pour chacune des grandeurs contrôlées, flux stator et couple électromagnétique, on
définit une ou plusieurs bandes ; La valeur estimée de chaque grandeur est comparée avec
une valeur de référence à l’aide d’un régulateur à hystérésis.
La séquence de commande est choisie selon [21],
·
Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du couple
électromagnétique ;
·
Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du flux stator ;
·
Le signal informant sur la position du vecteur flux stator.
L’objectif de ce choix est de déterminer le vecteur de tension optimal pour le
contrôle de l’amplitude du flux et du couple, et les maintenir dans leurs bandes d’hystérésis.
Ce type de commande se classe donc dans la catégorie des commandes en amplitude le
contrôle direct de couple est caractérisé par [22] :
·
Généralement d’excellentes réponses dynamiques ;
·
La sélection des vecteurs de tension optimaux pour l’onduleur assure le contrôle direct
de couple et de flux et indirectement le contrôle de la tension et de courant statoriques
·
La fréquence de commutation de l’onduleur est variable et dépend des régulateurs à
hystérésis utilisés;
·
L’existence des oscillations de couple entrainant la variation du niveau
sonore ;
·
Nécessité à des fréquences d’échantillonnage très élevées (>20KHz).
4.5 Contrôle de flux et de couple électromagnétique
4.5.1 Contrôle du flux statorique :
Le contrôle direct du couple est basé sur l’orientation du flux statorique ; De
l’équation (1.1) on déduit l’expression du flux statorique dans le référentiel (d, q)
lié au stator de la machine asynchrone, et est donnée par l’équation suivante [23]
:
‫ݐ‬
തതതത
തതതതത
‫( ݏ׎‬t) = ‫ Ͳ׬‬ሺ ‫ݒ‬
തതത-ܴ
‫ )ݏ‬dt + ‫Ͳݏ׎‬
‫݅ ݏ ݏ‬ഥ
(4.15)
Pendant une période d’échantillonnageܶ݁ , soit un intervalle de temps
Page 63
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
[0,ܶ݁ ] durant lequel on applique un vecteur de tension non nul à la machine, en
négligeant la chute de tension due à la résistance statorique (ܴ‫ ݏ‬Ǥ ݅‫ )ݏݒ << ݏ‬par
conséquent l’équation (4.15) devient :
തതതത
തതതത
തതത.ܶ
‫׎‬
‫݁ ݏ‬
‫(ݏ‬t) = ‫( ݏ׎‬0) + ‫ݒ‬
Posons
(4.16)
തതതത
തതതത
തതതത
∆‫׎‬
തതത.ܶ
‫( ݏ׎ = ݏ‬0) - ‫( ݏ׎‬t) = ‫ݒ‬
‫݁ ݏ‬
(4.17)
L’équation (4.17) est illustrée à la Figure (4.21) l’extrémité du vecteur flux
statorique തതതത
‫( ݏ׎‬t) se déplace sur une droite dont la direction est donnée par le
vecteur tension appliqué തതത.
‫ݏݒ‬
Un résultat immédiat du comportement du flux de point de vue réglage :
തതതത
തതത
Pour augmentation de flux, on applique un vecteur tension ‫ݒ‬
‫ ݏ‬parallèle à ‫ ݏ׎‬et de
même sens, et de sens opposé pour le diminuer ; Tandis que l’application d’un
തതതത
vecteur tension en quadrature avec ‫׎‬
‫ ݏ‬fait varier sa phase et n’agit pas sur son
amplitude.
Le choix de la séquence adéquate des vecteurs തതത
‫ݏݒ‬
durant chaque période
d’échantillonnage, permet de garder l’amplitude de തതതത
‫ ݏ׎‬autour d’une valeur constante, et
തതതത
l’extrémité du vecteur ‫׎‬
‫ ݏ‬aura une trajectoire pseudo circulaire, à conditions que la période
d’échantillonnage ܶ݁ soit très faible devant celle du flux statorique.
Figure (4.21) : Evolution du vecteur flux stator
Page 64
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.5.2 Contrôle du couple électromagnétique :
Pour représenter la machine asynchrone, on choisit le référentiel (d, q) lié au stator
qui est généralement le plus adapté à l’implantation de la DTC. Le modèle de la machine
dans ce référentiel (Chapitre 1) est donné par les équations suivantes :
‫ݒ‬
തതത=
‫ ݏܴ ݏ‬Ǥ ݅‫ ݏ‬+
݀ തതത
‫ݏ׎‬
݀‫ݐ‬
തതത=
‫ݒ‬
‫ ݎ‬0 = ܴ‫ ݎ‬Ǥ ݅‫ ݎ‬+
(4.18)
݀ തതത
‫ݎ׎‬
݀‫ݐ‬
തതതത
‫ ݏܮ = ݏ׎‬Ǥ ݅‫ ݏ‬+ M തതതത
‫ݎܫ‬
തതതതത
– j w‫׎‬
‫ݎ‬
(4.19)
തതതത
തതത
‫׎‬
‫ ݎܮ = ݎ‬Ǥ ݅‫ ݎ‬+ M ‫ݏܫ‬
De l’équation (4.19) on peut écrire l’expression du courant തതത
:
തതതത
‫= ݎܫ‬
Avec ɐ = 1 -
ʹ
തതത
ͳ ‫׎‬
‫ݏ‬
ߪ

(
‫ݎܮ‬
-
‫ܯ‬
‫ݏܮ ݎܮ‬
തതതത
‫) ݏ׎‬
(4.20)
étant le coefficient de dispersion ;
De (4.20) et (4.18) on obtient :
തതതത
തതത=
‫ ݏܴ ݏݒ‬Ǥ ‫ܫ‬
‫ ݎ‬+
݀ തതത
‫ݎ׎‬
Avec =
݀‫ݐ‬

+(
ͳ
ߪ ܶ‫ݎ‬
݀ തതത
‫ݏ׎‬
݀‫ݐ‬
തതതത
– jw) ‫׎‬
‫= ݎ‬
‫ͳ ܯ‬
‫ݎܶ ߪ ݏܮ‬
തതതത
‫׎‬
‫ݏ‬
(4.21)
est la constante de temps rotorique de la machine.
Cette dernière équation (4.21) montre que :
തതത
Il est possible de contrôler le vecteur തതതത
‫ ׎‬à partir du vecteur
à la chute de tension
തതത
Ǥ près ;
തതതത
തതതത
Le flux ‫׎‬
suit les variations de ‫ ׎‬avec une constante de temps ߪܶ‫ ݎ‬qui détermine
aussi la rapidité de variation de l’angle Ʌ‫ ݎݏ‬entre les deux flux statorique et rotorique; Le rotor
തതതത
തതതത
agit comme un filtre de constante de temps ɐ entre les flux ‫׎‬
et ‫׎‬.
La relation du flux en régime permanant s’exprime par :
Page 65
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
തതതത
‫׎‬
‫= = ݎ‬
‫ܯ‬
തതത
‫ݏ׎‬
‫ͳ ݏܮ‬൅݆‫ݎܶ ߪݓ‬
CHAPITRE 4
(4.22)
En posant Ʌ = ‫׎‬෣
‫׎‬l’angle entres les vecteurs flux, le couple s’exprime par [26] :
= p

ɐ
‫׎ ׎‬sin Ʌ
(4.23)
Les relations (la première équation de (4.21)), (4.22), (4.23) montrent que :
തതതത
Le couple dépend des amplitudes des deux vecteurs തതതത
‫׎‬et ‫׎‬
et de leur position relative
; Si l’on parvient à contrôler le vecteur de flux തതതത
‫׎‬en module et en position, on peut donc
തതതത
contrôler ‫׎‬
module et en position, et donc le couple.
Ceci est possible à condition que la période d’échantillonnage est telle que Te<<σTr
4. 5.3 Le fonctionnement et le choix de la séquence de commande
തതതത
Comme il a été déjà mentionné au (4.17) le choix de ‫ݒ‬
തതതdépend
de la position du flux‫׎‬
‫ݏ‬
‫ ݏ‬,
de la variation souhaitée de son module, de l’évolution souhaitée pour sa vitesse de rotation et
par conséquent pour le couple.
L’espace d’évolution de തതതത
‫ ݏ׎‬dans le référentiel (d,q ) lié au stator est divisé en six
secteurs angulaires de (π/3), ce partage permet de déterminer pour chaque secteur, la
séquence de contrôle adéquate pour les états des grandeurs de contrôle.
Lorsque le vecteur flux se trouve dans la zone k Figure (4.22) les deux vecteurs തതതത
݇ et
തതതതതത
݇൅͵ ont la composante de flux la plus importante (composante radiale sur la Figure (4.21) et
leur effet sur le couple dépend de la position du vecteur flux dans la zone considérée ; c’est la
cause pour laquelle ils ne sont jamais appliqués.
Ainsi, Le contrôle du flux et du couple est assuré en sélectionnant un des autres quatre
vecteurs non nuls ou l’un des deux vecteurs nuls selon le secteur où se trouve le vecteur
flux തതതത
‫ ݏ׎‬.
Page 66
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Figure. (4.22) : Choix des vecteurs de tension
L’effet du vecteur de tension pouvant être sélectionné est mentionné sur la Figure (4.22)
തതതത
Explicitement, lorsque le flux ‫׎‬
‫ ݏ‬se trouve dans le secteur k [24] :
·
·
‫ ݏ׎‬croît et Ce croît ;
Si തതതതതത
݇൅ͳ est sélectionné alors തതതത
Si തതതതതത
݇െͳ est sélectionné alors തതതത
‫ ݏ׎‬croît et Ce décroît ;
·
‫ ݏ׎‬décroît et Ce croît ;
Si തതതതതത
݇൅ʹ est sélectionné alors തതതത
·
La sélection des vecteurs tension nuls, permet de diminuer la fréquence de
·
‫ ݏ׎‬décroît et Ce décroît ;
Si തതതതതത
݇െͳ est sélectionné alors തതതത
commutation moyenne du variateur , une séquence nulle est systématiquement
appliquée lorsque on emploie des régulateur à trois niveaux pour le couple [21], [25] ;
·
La sélection des vecteurs tension nuls , permet d’augmenter la valeur algébrique du
couple et diminuer le module de flux, ou bien de diminuer la valeur algébrique du couple
et diminuer le module de flux, selon le point de fonctionnement.
4. 6 Les estimateurs
L'estimation du flux statorique et du couple électromagnétique se fait à partir de
vecteurs tension et courant statorique [21].
Page 67
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4. 6.1 Estimation du flux statorique
L’expression du flux statorique s’écrit [22], [21] :
‫ݐ‬
തതതത
‫݅ ݏ ݏݒ‬ഥ‫ ) ݏ‬dt + തതതതത
‫Ͳݏ׎‬
‫( ݏ׎‬t) = ‫ Ͳ׬‬ሺ തതത-ܴ
(4.24)
Le vecteur flux statorique est calculé à partir de ses deux composantes biphasées d’axes
(d, q), soit :
തതതത
‫׎‬
‫= ݏ‬Ԅ‫ ݀ݏ‬+ jԄ‫ݍݏ‬
(4.25)
തതതത
Et le module de ‫׎‬
‫ ݏ‬s’écrit :
ȁԄ‫ݏ‬ȁ = ටԄ‫ ʹ ݀ݏ‬൅Ԅ‫ʹ ݍݏ‬
(4.26)
Les composantes‫ ݀ݏ‬,‫ ݍݏ‬du vecteur de courant statorique sont calculées à partir des
courants (‫ ܽݏ‬,‫ ܾݏ‬,‫ ) ܿݏ‬mesuré.
݅ഥ‫ ݀ݏ = ݏ‬൅ ‫ݍݏ‬
(4.27)
‫ = ݀ݏ‬ට ‫ܽݏ‬
(4.28)
ʹ
‫= ݍݏ‬
ͳ
͵
ξʹ
(‫ ܾݏ‬െ ‫) ܿݏ‬
Les composantes‫ ݀ݏ‬,‫ ݍݏ‬du vecteur tension statorique sont calculées à partir de la
tension d’entrée de l’onduleur Ͳ et des états de commande (ܽ ,ܾ ,ܿ ), soient :
ʹ
ͳ
‫ = ݀ݏ‬ට Ͳ (ܽ - (ܾ +ܿ ሻ)
‫= ݍݏ‬
ͳ
͵
ξʹ
(4.29)
ʹ
Ͳ (ܾ -ܿ ሻ
Le secteur dans lequel se trouve le vecteur തതതത
‫ ݏ׎‬est déterminé à partir des composantes
Ԅ‫ ݀ݏ‬etԄ‫ ݍݏ‬.
L’angle ȣ‫ ݏ‬détermine la position du vecteur തതതത
‫ ݏ׎‬et est égal à :
ȣ‫ = ݏ‬arctg
Ԅ‫ݍݏ‬
Ԅ‫݀ݏ‬
Page 68
(4.30)
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4. 6.2 Estimation du couple électromagnétique
A partir des valeurs calculées de ‫ ݀ݏ‬,‫ ݍݏ‬et les composantes estimées de Ԅ‫ ݀ݏ‬etԄ‫ ݍݏ‬on
peut estimer le couple électromagnétique par la relation suivante :
݁ = p [Ԅ‫ ݀ݏ ݀ݏ‬- Ԅ‫] ݍݏ ݍݏ‬
(4.31)
4. 7 Elaboration du vecteur de commande
4. 7.1 Contrôleur de flux
Pour contrôler le vecteur flux തതതത
‫ ݏ׎‬on utilise un contrôleur à hystérésis à deux niveaux
pour maintenir le module du flux entre deux limites, en comparant sa valeur avec une valeur
de référence, la sortie du contrôleur génère une valeur binaire indique si le module du flux
doit augmenter ou doit diminuer.
Avec ce contrôleur on garde la trajectoire de l’extrémité du vecteur flux à l’intérieur
d’une couronne circulaire, comme l’illustre la Figure (4.23) :
หԄ‫ ݏ‬െ ሺԄ‫ ݏ‬ሻ‫ ݂݁ݎ‬ห ≤ ∆Ԅ‫ݏ‬
Avec :
Ԅ‫ݏ‬: est le module de flux ;
ሺԄ‫ ݏ‬ሻ‫ ݂݁ݎ‬: est le flux référence ;
∆Ԅ‫ ݏ‬: est la largeur du correcteur à hystérésis ;
La valeur binaire de la sortie du correcteur :
Cflx 0 = Indique que le module du flux doit être augmenté ;
Cflx 1 = Indique que le module du flux doit être diminué.
Page 69
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Figure. (4.23) : Contrôleur à hystérésis à deux
Niveaux et Sélection des tensions correspondant
4. 7.2 Contrôleur de couple
Le contrôle de couple a pour but de maintenir son module autour d’une valeur de
référence entre deux les limites admissibles, en utilisant des contrôleurs à hystérésis
Avec :
หሺ݁ ሻ‫ ݂݁ݎ‬െ ݁ ห ≤ ∆݁
(4.32)
݁ : est le couple électromagnétique ;
ሺ݁ ሻ‫ ݂݁ݎ‬: est le couple de référence ;
∆݁ ǣ est la bande d’hystérésis.
Deux solutions sont à envisagés :
• Un contrôleur à hystérésis à deux niveaux ;
• Un contrôleur à hystérésis à trois niveaux.
Page 70
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.7.2.1 Contrôle directe de couple par la méthode classique
Ce contrôleur permet de contrôler le moteur dans les deux sens de rotation, soit pour un
couple positif ou négatif ; La sortie du correcteur délivre une variable binaire que l’on note
Ccpl. Figure (4.24) indique directement si l’amplitude du couple doit être augmentée en
valeur absolue (Ccpl =1) pour une consigne positive et (Ccpl = -1) pour une consigne
négative, ou doit être diminuée (Ccpl = 0) . En effet pour diminuer la valeur du couple, on
applique les vecteurs ݇െͳ ou ݇െʹ ce qui permet une décroissance du couple
électromagnétique.
Figure. (4.24) : Contrôleur à hystérésis
Table (4.2) : Table de commutation
Page 71
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4.7.2.2 La DTC utilisant l’onduleur à trois-niveaux de tension de type NPC
L’espace d’évolution de f‫ ݏ‬dans le référentiel considéré se décompose en douze (12)
zones S (1,…12), se choix est dicté par le souci d’un contrôle plus rigoureux, et tel que :
െ
ߨ
ͳʹ
ߨ
+ (S-1) ൑ ߠሺܵሻ ൏
͸
ߨ
ͳʹ
+ (S-1)
ߨ
͸
(4.33)
Où : le premier secteur s’étend de -15° à 15°.
L’erreur ∆F entre la référence flux et sa valeur estimée, respectivement φs*, φs sert pour
entrée à un comparateur à hystérésis à deux niveaux. De même, l’erreur ∆C entre la référence
couple et sa valeur estimée, respectivement C e*et Ce, sert pour entre à un comparateur à
hystérésis à deux bandes supérieures et deux bandes inférieures. La sortie de chaque
comparateur, représentée par une variable signe KF ou KC indique directement si l’amplitude
du flux (ou du couple) doit être augmentée ou diminuée de façon à maintenir ces deux
grandeurs à l’intérieur des bandes d’hystérésis désirées ∆ߝ‫ ܥ‬et ∆ߝ‫ ܨ‬:
Figure (4.25) : Blocs d’hystérésis.
L’élaboration des tables de commutation sur douze secteurs, fait une bonne localisation de
vecteur flux dans le plan complexe.
De là, une nouvelle table de commande est déduite donnant une relation directe entre S,
KF et KC et les ordres de commutation (Sa, Sb, Sc ) de l’onduleur à trois-niveaux de tension
sont les paramètres de sortie. Cette table est valable dans les deux sens de rotation de la
machine.
Page 72
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
Tableau (4.3) : Table de commutation pour un onduleur à trois-niveaux.
4. 8 Structure générale du contrôle direct de couple
Figure. (4.26): Structure de la commande directe du couple
Page 73
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
4. 9 résultats de simulation
A vide pour DTC deux niveaux:
400
300
la tension Va
200
100
0
-100
-200
-300
-400
0.65
0.66
0.67
temps (s)
0.68
0.69
0.7
Figure. 4.25 La tension Va
8
6
le courant statorique is
4
2
0
-2
-4
-6
-8
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (s)
0.7
0.8
0.9
Figure. 4.26 Courant statorique Isa
4
zoom le courant statorique is
3
2
1
0
-1
-2
-3
0.72
0.74
0.76
0.78
temps (s)
0.8
Figure. 4.27 Zoom de courant statorique Isa
Page 74
0.82
1
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
15
CHAPITRE 4
1000
900
10
800
la vitesse N
le couple Ce
700
5
0
600
500
400
300
-5
200
100
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (s)
0.7
0.8
0.9
1
0
Figure. 4.29Le couple Ce à vide
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (s)
0.7
0.8
0.9
1
Figure. 4.30 La vitesse N à vide
400
1.5
300
1
200
0.5
Vq
Fsq
100
0
0
-100
-0.5
-200
-1
-300
-1.5
-1.5
-1
-0.5
0
Fsd
0.5
1
-400
-500 -400 -300
1.5
-200 -100
0
Vd
100
200
300
400
500
Figure. 4.31Le Flux statorique et la Tension d'alimentation dans la repaire dq
Page 75
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
En charge pour DTC deux niveaux :
400
300
200
la tension Va
100
0
-100
-200
-300
-400
0.27
0.28
0.29
0.3
0.31
0.32
temps (s)
Figure. 4.31 La Tension Va
8
8
6
6
4
zoom le courant statorique is
courant statorique is
4
2
0
-2
2
0
-2
-4
-4
-6
-6
-8
-8
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
0.54
0.56
0.58
0.6
temps (s)
0.62
0.64
1
Figure. 4.32 Courant Is
Figure.4.33 Zoom courant statorique Is
1000
980
900
zoom la vitesse N
800
700
la vitesse N
600
500
400
300
200
970
960
950
940
930
100
0
0.54
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure.4.34 La vitesse N en charge
0.56
0.58
0.6
temps (s)
0.62
0.64
0.66
Figure. 4.35 Zoom de la vitesse
Page 76
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
20
15
le couple Ce
10
5
0
-5
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Figure. 4.36Le couple électromotrice Ce en charge
ü Interprétation
Dans les figures (4.26 et 4.29) on retrouve les deux régimes transitoire et permanent.
Dans le régime transitoire, les variations du couple de même rapides que celles du flux.
Les différents résultats de simulation montrent que le flux et le couple oscillent autour
de leurs valeurs de références (respectivement 1 Wb.T et 10 N.m), on relève un grand
approchement de la forme du courant statorique de la forme sinusoïdale. Dans les deux cas,
on note un dépassement de courant statorique au démarrage qui atteint la valeur de 8A.
On remarque aussi que la tension entre la phase ‘a’ et la phase ‘b’ qui, en régime
permanent montre une forme périodique par une modulation MLI, et la présence des
surtensions car les commutateurs utilisés dans cet onduleur de tension sont des interrupteurs
réelles.
4 .10 La DTC pour onduleur 3 niveaux NPC :
Résultats de simulation A vide pour DTC 3 niveaux:
600
400
la vitesse Va
200
0
-200
-400
-600
0.42
0.44
0.46
0.48
temps (s)
0.5
Figure. 4.37 La tension Va
Page 77
0.52
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
10
8
8
6
6
4
4
Zoom le courants Is
10
le courants Is
2
0
-2
2
0
-2
-4
-4
-6
-6
-8
-8
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
-10
1
Figure. 4.38 Courant Isa
CHAPITRE 4
0.35
0.4
0.45
temps (s)
0.5
0.55
Figure.4.39Zoom courant statorique Is
20
1000
900
15
800
700
10
la vitesse N
le couple Ce
600
5
500
400
0
300
200
-5
100
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
0
1
0
600
1.5
400
1
200
0.5
0
-0.5
-400
-1
-600
-400
-200
0
Vd
200
400
600
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
0
-200
-600
-800
0.2
Figure.4.41 La vitesse N
le Flux sq
Vq
Figure. 4.40Le couple électromotrice Ce
0.1
-1.5
-1.5
800
Figure. 4.42 La tension de repaire dq
Page 78
-1
-0.5
0
le Flux sd
0.5
1
1.5
Figure. 4.43flux statorique repaire dq
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
En charge pour DTC 3 niveaux:
600
400
la tension va
200
0
-200
-400
-600
0.22
0.24
0.26
temps (s)
0.28
0.3
0.32
Figure. 4.44 La tension Va
8
6
6
4
4
Zoom le courant statorique Is
10
8
le courant statorique Is
10
2
0
-2
2
0
-2
-4
-4
-6
-6
-8
-8
-10
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
0.5
0.55
0.6
0.65
0.7
temps (s)
Figure. 4. 45 Courant Is
Figure.4.46Zoom courant statorique Is
1000
900
960
800
958
700
Zoom la vitesse N
la vitesse N
956
600
500
400
954
952
300
950
200
948
100
0
946
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
temps (s)
0.7
0.8
0.9
0.594
1
Figure.4.47 La vitesse N en charge
0.596
0.598
0.6
temps (s)
0.602
0.604
0.606
0.608
Figure. 4.48 Zoom de la vitesse
Page 79
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
20
15
le couple Ce
10
5
0
-5
-10
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
temps (s)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
600
1.5
400
1
200
0.5
le Flux sq
Vq
Figure. 4.49Le couple électromotrice Ce
0
0
-200
-0.5
-400
-1
-600
-800
-600
-400
-200
0
Vd
200
400
600
800
Figure. 4.50 La tension de repaire dq
Ø
-1.5
-1.5
-1
-0.5
0
le Flux sd
0.5
1
1.5
Figure. 4.51 flux statorique repaire dq
Interprétation :
La figure (4.38 et 4.40) illustre les deux régimes transitoire et permanent. Dans le régime
transitoire, les variations du couple et du flux rapide que celles obtenues avec un onduleur à
deux niveaux.
Les différents résultats de simulation montrent que le flux et le couple oscillent autour de
leurs valeurs de références (respectivement 1 Wb.T et 10 N.m)
On observe un grand approchement de la forme du courant statorique de la forme sinusoïdale
avec un dépassement au démarrage qui atteint la valeur de 9A. On remarque aussi que la
tension entre la phase ‘a’ et la phase ‘b’ qui, en régime permanent montre une forme
périodique par une modulation MLI. La trajectoire du flux statorique illustrée par la figure
Page 80
Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC
CHAPITRE 4
(4.43), montre clairement que ce dernier est parfaitement constant, presque circulaire,
relativement au flux obtenu avec le contrôle classique avec un onduleur à deux niveaux. En
plus de la réponse du système en vitesse (la vitesse de l'arbre en boucle ouvert) qui est obtenu
sans dépassement.
Le courant s’écarte très peu de sa forme sinusoïdale. Cette déformation s’explique par
un contenu moins riche en harmonique du courant dans le cas d’un onduleur à trois-niveaux.
La trajectoire du flux dans le cas trois-niveaux est pratiquement un cercle.
4.11 Conclusion :
Dans ce chapitre, on a présenté une nouvelle structure des onduleurs à trois niveaux de
type NPC, ainsi que leurs principes de fonctionnement avec une évaluation par simulation
numérique des performances de ces types d’onduleurs associés à une machine asynchrone.
L’application de la DTC avec la MAS apporte une solution très intéressante aux
problèmes de robustesse et de dynamique, rencontrés dans les autres stratégies de commande
des machines alternative. Le contrôle du couple obtenu est très performent. La dynamique sur
le couple électromagnétique est très importante tout en gardant une bonne précision de
contrôle tout ça sans la nécessité d’un capteur mécanique pour la connaissance de la position
du rotor.
Le contrôle direct du couple d’une machine asynchrone apporte une solution
satisfaisante aux problèmes de robustesse rencontrée dans les techniques de commande
conventionnelles basées sur l’orientation du flux rotorique.
la DTC d’une machine asynchrone alimentée par un onduleur de tension à trois-niveaux
de structure NPC, valable quelque soit le sens de rotation de la machine et à n’importe qu’elle
vitesse de rotation. On peut affermer que les avantages liés à l’utilisation de ce types
d’onduleur (et donc d’onduleur à n-niveaux) sont nombreux, on peut citer entre autre,
l’augmentation de la puissance de l’installation, la diminution des sollicitations et de la
fréquence de commutation des interrupteurs de puissance et l’amélioration des formes
d’ondes des grandeurs de sortie.
Page 81
Conclusion générale
Conclusion générale
Dans le cadre de notre travail, nous avons modélisé la machine asynchrone
triphasée alimentée depuis le réseau, ensuite nous avons modélisé les deux types d'onduleur
à deux niveau (classique) et à trois niveaux à structure NPC. Puis nous avons étudié les
différentes stratégies de commande de ces onduleurs, qui sont des parties essentielles pour
faire alimenter la machine asynchrone avec l'onduleur.
Les résultats (courant, vitesse, couple, tension, flux) que nous avons présentés sont
amenés par différentes étapes :
L'utilisation des hypothèses simplificatrices concernant la machine asynchrone
devient une étape vraiment nécessaire qu'on ne peut pas s'en passer. Grâce à la
transformation de Park, nous avons réduit le nombre des équations de six vers quatre
équations globales.
Le modèle mathématique de l’onduleur Triphasée et présentent l’étude de
l’alimentation de la machine asynchrone, qui est assuré par l'onduleur qui en fonctionne en
plein onde et la commande par MLI type dent scie.
La modélisation de l'onduleur à structure NPC est aussi une étape obligatoire pour
faire commander ce dernier. Nous avons montré que les onduleurs à structure NPC 3
niveaux sont mis en série de plusieurs onduleurs à deux niveaux.
Les principes du contrôle direct du couple, nous avons présenté une synthèse de
cette commande base sur la technique de takahashi pour un onduleur à deux niveaux et trios
niveaux NPC de tension.
Comme perspectives, nous pouvons proposer la continuité des études suivantes :
·
Recherche d'autres stratégies de commande qui permettent d'avoir une tension à la
sortie la plus sinusoïdale possible.
·
Etude des performances de la conduite d'autres machines alternatives alimentées
par ce d'onduleur.
Bibliographique
Bibliographique
{1}: Mr. MOKHTARI Raouf: Étude et simulation d’un moteur asynchrone.
M'sila2004/2005 ingénieur d’état en génie électrotechnique
{2}: Jean-Paul Louis: Modélisation des machines électriques en vue de leur
commande
{3}: L .BAGHLI: modélisation et commande de la machine asynchrone 2005
{4}: Mr. MOKHTARI Raouf: Etude et simulation d’un moteur asynchrone alimenté
par un onduleur de tension MULTI-NIVEAUX. 2004/2005 ingénieur d’état en génie
électrotechnique
{5}: ADEL Merabet : Commande non linéaire à modèle prédictif pour une machine
asynchrone. thèse présentée a l'université du Québec a Chicoutimi comme exigence
partielle du doctorat en ingénierie
{6}: Mr. YAHIAOUI Omar et Mr. LABZA Tahar: Etude et simulation
d'association onduleur de tension-moteur asynchrone etriglage par mode glissant.
M'sila2006/2007 ingénieur d’état en génie électrotechnique
{7}: KHALED Yahia "Estimation en ligne de l'état et des paramètres du moteur
asynchrone triphasé", Thèse de magister université de Biskra [2005].
{8}: YAKOUB K." Réduction des effets de la tension homopolaire dans les
associations onduleurs multi niveaux moteur à induction". Thèse de Magistère de
l’université de Batna [2005].
{9}: A. DEBICHE et A. SMATI : Commande non linéaire adaptative avec
observateurs d'état d'une mas alimentée en courant. M'sila2004/2005 ingénieur d’état
en génie électrotechnique.
{10}: Schneider Electric,« Guide de conception des réseaux électriques industriels »
, article 6 883 427/A, Guide de conception des réseaux électriques industriels.
{11}: B.ALLAL ELMOUBAREK : Commande par la stratégie d’élimination
d’harmonique (SHE) d’un onduleur triphasés alimente un moteur asynchrone
mémoire de magister, ORAN [ 2009].
Bibliographique
{12}: A.DJALAL : Etude experimental de influence des strategies MLI sur la
commande de la machine à induction. Thèse de Magistère de l’université de Batna
[2009].
{13}:WWW.réglage de la vitesse de rotation.htm
{14}: B .BACHIR COMMANDE SANS CAPTEUR DE VITESSE D’UNE
MACHINE A INDUCTION. M'sila2006/2007 ingénieur d’état en génie
électrotechnique
{15}: S Laurentiu CAPITANEANU Optimisation de la fonction MLI d’un
onduleur de tension deux-niveaux, DOCTEUR DE L’INSTITUT NATIONAL
POLYTECHNIQUE DE TOULOUSE
{16} : Emanuel Florin MOGOŞPRODUCTION DECENTRALISEE DANS LES
RESEAUX DE DISTRIBUTION. ETUDE PLURIDISCIPLINAIRE DE LA
MODELISATION POUR LE CONTROLE DES SOURCES. DOCTEUR Ecole
Nationale Supérieure d’Arts et Métiers Centre de Lille 2005
{17} : B.KHALIFA ; Réalisation d’un banc d’essai pour la Commande et
l’Observation des Convertisseur Multicellulaires Série : Approche Hybride. Grade de
docteur Université de cergy-pontoise 2009
{18}:Y. KHADIDJA ; Réduction des effets de la tension homopolaire dans
l’association onduleur multiniveaux-moteur à induction ; Ingénieur d’état en
électrotechnique. Ouargla 2005
{18}: R Noui : PPLICATION DU FILTRAGE ACTIF PARALLELE SUR UNE
CHARGE DYNAMIQUE NON LINEAIRE INGENIEUR D’ETAT EN GINIE
ELECTROTECHNIQUE M'SILA 2006/2007
{19}: B Samir FILTRAGE ACTIF PARALLEL DES RESEAUX ELECTRIQUE
AVEC COMPENSATION DE L’ENERGIE REACTIVE. D’INGENIEUR D’ETAT
EN GENIE ELECTROTECHNIQUE M’SILA 2006-2007
Bibliographique
{20}: M Raouf : ÉTUDE ET SIMULATION D'UN MOTEUR ASYNCHRONE
ALIMENTÉ PAR UN ONDULEUR DE TENSION MULTI-NIVEAUX.
INGENIEUR D'ÉTAT EN GENIE ELECTROTECHNIQUE M'SILA 2004/2005
{21}: c. Carlos de Wit, "Modélisation Contrôle Vectoriel et DTC, Commande des
Moteurs Asynchrones1, Edition HERMES Science Europe, 2000.
{22}: L. Hoang, "Comparison of Field-Oriented Control and Direct torque Control"
IEEE, 1999.
{23}: Y. A. Chapuis, "Contrôle Direct du Couple d'une Machine Asynchrone par
L'orientation de son Flux Statorique", Thèse de Doctorat de l'INPG France,
15 Jan 1996.
{24}: M. E. Haque, and M. F. Rahman, "The Effect of Stator Résistance Variation
on Direct Torque Controlled of an Induction Motor", Australie, 2003
{25}: I. Takahashi and T. Noguchi, "A New Quick-Response and High Efficiency
Control Strategy of an Induction Machine", 1986.
Annexe
1-Paramètre de la MAS utilisé :
Résistance du stator
:
R s = 12.750Ω.
Résistance du rotor
:
Rr = 5.1498Ω.
Inductance du stator
:
Ls = 0.4991H.
Inductance du rotor
:
Lr = 0.4331H.
Mutuelle inductance
:
M = 0.4331H.
Moment d’inertie
:
J = 0.024 kgm2.
Coefficient de frottement :
f =0.001 SI.
Nombre de paire de pole :
P = 2.
La fréquence
F=50 HZ
La vitesse
:
:
ws=2*pi*F;
r1=[rs 0 0 0;0 rs 0 0;0 0 rs 0;0 0 0 rs];
r2=[0 0 0 0;0 0 0 0;0 m 0 lr;-m 0 -lr 0];
l=[ls 0 m 0;0 ls 0 m;m 0 lr 0;0 m 0 lr];
b=inv(l)
r3=[0 -ls 0 -m;0 m 0 ls;0 -m 0 -lr;m 0 lr 0];
Electrotechnique. Ouargla 2012
Annexe
2-Programme de comparateur pour l’onduleur deux niveaux :
function y=comparateur(x)
if x(1)>x(2)
y=1;
else
y=0;
end
3-Programme de comparateur pour l’onduleur trois niveaux (NPC ):
function y=comparateur(x)
if x(1)>x(2)
y1=1;
else
y1=0;
end
if x(1)>x(3)
y2=1;
else
y2=0;
end
y=y1+y2;
4-La DTC pour l’onduleur deux niveaux
L’algorithme de commande de cette technique se résume comme suit :
ܵ݅ο‫ ܥ‬൐ ߝͳܿ ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͳ
‫ۓ‬
ۖ
ۖ ܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܥ‬൑ ߝͳܿ ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ͳ
ܵ݅െߝͳܿ ൑ ο‫ ܥ‬൏ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ʹ ‫۔‬
ܵ݅ െ ሺߝͳܿ ൅ ߝʹܿ ሻ ൑ ο‫ ܥ‬൑ െߝͳܿ ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ͵
ۖ
ۖ
‫݅ܵ ە‬ο‫ ܥ‬൏ െሺߝͳܿ ൅ ߝʹܿ ሻ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͷ
ܵ݅ο‫ ܨ‬൐ ߝ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ ܨ‬ൌ Ͳ
‫ۓ‬
ۖܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܨ‬൑ ߝ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ ܨ‬ൌ ͳ
‫ ݅ܵ ۔‬െ ߝ‫ ܨ‬൑ ο‫ ܨ‬൑ Ͳ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ʹ
ۖ
‫݅ܵە‬ο‫ ܨ‬൏ െߝ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ ܨ‬ൌ ͵
Electrotechnique. Ouargla 2012
Annexe
5-La DTC pour l’onduleur trois niveaux
L’algorithme de commande se résume comme suit :
ܵ݅ο‫ ܨ‬൐ ߝ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ ܨ‬ൌ ͳ
‫ۓ‬
ۖ ܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܨ‬൑ ߝ‫݀ ݐ݁ ܨ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൐ Ͳ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͳ
ۖ
ۖ ܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܨ‬൑ ߝ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ͳ
‫ܨ‬
‫ܨ‬
Τ
ܵ݅
െ
ߝ
൑
ο‫ܨ‬
൏
Ͳ݁‫ݐ‬
݀ο‫ܥ‬
݀‫ݐ‬
൐
Ͳ‫ܭݏݎ݋݈ܣ‬
ൌ
െͳ
‫۔‬
‫ܨ‬
‫ܨ‬
ۖ
ۖ ܵ݅ െ ߝ‫ ܨ‬൑ ο‫ ܨ‬൏ Ͳ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͳ
ۖ
‫݅ܵ ە‬ο‫ ܨ‬൏ െߝ‫ ܨܭݏݎ݋݈ܣ ܨ‬ൌ െͳ
‫ۓ‬
ۖ
ۖ
ۖ
ۖ
ۖ
ۖ
ܵ݅ο‫ ܥ‬൐ ߝܿʹ ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ʹ
ܵ݅ߝܿͳ ൑ ο‫ ܥ‬൑ ߝܿʹ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൐ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ͳ
ܵ݅ߝܿͳ ൑ ο‫ ܥ‬൑ ߝܿʹ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ʹ
ܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܥ‬൑ ߝܿͳ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൐ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͳ
ܵ݅Ͳ ൑ ο‫ ܥ‬൑ ߝܿͳ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ ͳ
‫ ݅ܵ ۔‬െ ߝܿͳ ൑ ο‫ ܥ‬൏ Ͳ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൐ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ െͳ
ۖ
ۖܵ݅ െ ߝܿͳ ൑ ο‫ ܥ‬൏ Ͳ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ Ͳ
ۖ
Τ
ۖ ܵ݅ െ ߝܿʹ ൑ ο‫ ܥ‬൑ െߝܿͳ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ ݐ݀ ܥ‬൐ Ͳ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ െʹ
ۖ ܵ݅ െ ߝ ൑ ο‫ ܥ‬൑ െߝ ݁‫݀ ݐ‬ο‫ܥ‬Τ݀‫ ݐ‬൏ Ͳ‫ ܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ െͳ
ܿʹ
ܿͳ
ܿ
ۖ
‫݅ܵ ە‬ο‫ ܥ‬൏ െߝܿʹ ‫ ܿܭݏݎ݋݈ܣ‬ൌ െʹ
Electrotechnique. Ouargla 2012