Amplificatur de puissance : Montage Push-Pull en classe B

Amplificateur de puissance,
montage Push-Pull en classe B
Partie Manipulation
Montage de base et points de mesure
-15V
Q1
2N2222
Vers voie B
Vers voie A
R
ve
2N2907
u
Q2
Vers masse
+15V
Figure 1 : Schéma du montage push-pull et points de mesure
Fonctionnement du push-pull
Ce montage est composé d’une paire complémentaire assortie de transistors (NPN et PNP, de
caractéristiques identiques). Les transistors fonctionnent en émetteur-suiveur!: seule la tension d’entrée
actionne les transistors en état de conduction. À l’état de repos, les deux transistors sont bloqués. Q1
conduit pendant l’alternance positive et Q2 pendant l’alternance négative.
Relevé des courbes
Le relevé de la tension à l’entrée du montage et à la sortie (aux bornes de la résistance) à l’oscilloscope
conduit aux courbes suivantes (calibre en tension 2V/div, base de temps 200µs/div).
6
Entrée
Sortie
4
)
V
(
s
n
o
i
s
n
e
T
2
0
-2
-4
-6
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
Temps (ms)
1.4
1.6
1.8
2
Figure 2 : Réponse du montage push-pull
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Explication de la distorsion de croisement
Lorsque la tension de polarisation à la base des transistors est nulle, les deux transistors ne conduisent pas
et la tension du signal doit être supérieure à VBE pour qu’un des transistors conduise.
Ainsi il existe un intervalle de temps entre les alternances positives et négatives pendant lequel aucun
transistor ne conduit. On observe la distorsion résultante sur la tension de sortie du montage.
Détermination de la tension Eo
En déterminant la valeur de la tension d’entrée pour laquelle la tension de sortie commence à ne plus être
nulle, il est possible de déterminer Eo. Ceci nous permet de trouver une tension Eo de 0,55 Volts. Une autre
méthode consiste à mesurer la différence tension entre les maxima des tensions d’entrée et de sortie.
Une méthode plus précise consiste à alimenter le montage par une tension continue réglable afin de pouvoir
mesurer plus finement la tension Eo. Une telle mesure conduit à un Eo de 0.6V.
Compensation de la distorsion de croisement
Le montage suivant permet de réaliser une compensation de la distorsion de croisement.
+15V
2N2222
TL081
_
e
vBE
R
+
ve
u
vs
2N2907
-15V
Figure 3 : Montage push-pull avec compensation de la distorsion de croisement par Ampli Op
Principe de la compensation de la distorsion de croisement par AO.
La tension de sortie peut être exprimée à partir de la tension VBE et de la tension U.
VS = VBE + U
Sachant que la tension de sortie de l’amplificateur opérationnel s’exprime en fonction de son gain et de la
différence de potentiel entre ses entrées + et -, e, nous obtenons!:
VS = Ae
e s’écrit encore!: e = VE - U
Ceci conduit donc à VBE = AVE - ( A + 1)U
Le transistor conduit quand la tension VBE est supérieure à Eo. Juste avant que le transistor ne se mette à
conduire, la tension U est nulle, la tension d’entrée requise pour mettre en conduction le transistor est donc
Eo/A.
Moralité!: Comme le gain de l’amplificateur opérationnel est très grand, la valeur seuil de la tension d’entrée à
partir de laquelle le transistor se met à conduire est très faible (c’est-à-dire très petite devant celle
obtenue pour le montage initial).
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Le montage peut-il être considéré comme amplificateur!?
Dans la mesure où U(t) ª VE(t) on ne comprend pas bien la notion d'amplification : le gain en tension est de 1 !
Dans ce montage, la notion d'amplification est liée à la puissance : le courant débité par ce montage
"amplificateur"
ich arg e =
U
est plus important que celui prélevé à la source initiale Ve(t) : i+(t) ª 0 !
R
Bien que l'on parle d'amplificateur, on ne peut pas associer de valeur numérique au gain de cet amplificateur.
En effet : tout d'abord la puissance en entrée est nulle mais surtout, la puissance délivrée en sortie dépend
de la charge ! On voit donc que la valeur du gain si on considérait une puissance en entrée non nulle,
dépendrait de la charge : le gain ne serait pas propre à l'amplificateur (ce qui est la notion traditionnelle d'un
gain d'un ampli).
Vérification du fonctionnement du montage
L’effet de l’amplificateur opérationnel sur le comportement du montage peut être déterminé à partir du
relevé des tensions d’entrée et de sortie du montage (mêmes réglages que précédemment). On obtient bien
une tension de sortie identique à la tension d’entrée.
6
Entrée
Sortie
4
)
V
(
s
n
o
i
s
n
e
T
2
0
-2
-4
-6
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
Temps (ms)
1.4
1.6
1.8
2
Figure 4 : Compensation de la distorsion de croisement
La tension de sortie de l’amplificateur opérationnel est la suivante!:
6
4
)
V
(
n
o
i
s
n
e
T
2
0
-2
-4
-6
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
Temps (ms)
1.4
1.6
1.8
2
Figure 5 : Tension de sortie de l'amplificateur opérationnel
La tension de sortie de l’amplificateur correspond à la tension d’entrée «!décalée!» de Eo en amplitude. Ceci
permet alors de ne plus avoir de zones pendant lesquelles l’amplitude de la tension d’entrée est inférieure à
Eo (phénomène entraînant les distorsions de croisement).
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Partie simulation
Montage push-pull de base
Le montage réalisé sous Pspice est le suivant!:
Figure 6 : Montage push-pull réalisé sous Pspice
Le temps de simulation choisi est de 500µs afin d’avoir un nombre entier de périodes du signal). Ce montage
conduit aux résultats suivants (ligne 1!: courants dans les collecteurs, ligne 2!: tension d’entrée et de sortie).
50mA
0A
SEL>>
-50mA
5.0V
IC(Q1)
IC(Q2)
0V
-5.0V
0s
V(V1:+)
50us
100us
V(R1:1)
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
Time
Figure 7 : Réponse du montage push-pull sous Pspice
On observe bien le phénomène de distorsion de croisement, expliqué auparavant. On détermine la valeur de la
tension Eo!: 0.6V.
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Ce phénomène sera peu pénalisant dès que l’on aura des signaux d’amplitude élevée (pour lesquels la tension
Eo est négligeable devant l’amplitude de la tension). Par ailleurs, plus la fréquence des signaux sera élevée,
moins le phénomène sera pénalisant (car se produisant rapidement).
Compensation de la distorsion de croisement par des sources de tension
L’amplitude des tensions V4 et V5 doit être choisie de manière à compenser la tension base-émetteur qui
entraîne le phénomène de distorsion de croisement. Ainsi l’amplitude doit donc être de 0.6V. La réponse du
montage est alors la suivante.
50mA
0A
SEL>>
-50mA
IC(Q1)
5.0V
IC(Q2)
0V
-5.0V
0s
V(V4:-)
50us
100us
V(R1:1)
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
Time
Figure 8 : Compensation des distorsions par sources de tension
Dans ce cas de fonctionnement, la valeur maximale des courants est de l’ordre de 48mA.
Evolution de la température (de 27°C à 125°C)
La simulation conduit aux résultats suivants.
100mA
0A
SEL>>
-100mA
5.0V
IC(Q1)
IC(Q2)
I(R1)
0V
-5.0V
0s
V(V4:-)
50us
100us
V(R1:1)
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
Time
Figure 9 : Réponse du montage pour une température de 125°C
Le courant dans la charge a augmenté. La tension de sortie est quasiment identique à son évolution
précédente. La température élevée conduit à une diminution de la tension base-émetteur!: on déplace alors le
point de polarisation du montage. Par ailleurs, on constate que les deux transistors se conduisent ensemble
alors que le courant dans la charge est nul!; il existe un courant de «!circulation!».
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Ajout de résistances pour limiter la puissance dissipée dans les transistors
Rôle des résistances
Supposons que la tension d’entrée est nulle, la tension de sortie l’est aussi. Le circuit est donc à l’équilibre.
Pour des raisons de symétrie, nous pouvons alors considérer uniquement la partie haute du montage.
+15V
Q1
+0.6V
Figure 10 : Réponse du montage pour une température de 125°C
Lorsque VBE vaut 0.6V, le circuit est en équilibre et le transistor bloqué. Pour une température de 125°C, la
tension VBE devient inférieure à 0.6V!: on alors mise en conduction du transistor. De la puissance va donc
transiter au niveau du transistor dont la température va augmenter!: on assiste alors à un phénomène
d’emballement thermique.
Le diagramme par schéma blocs de ce fonctionnement est le suivant :
Figure 11 : Principe de l’évolution de la température du transistor
En supposant un point de repos où Ve=0 et en supposant que Vce ne dépend que très peu de Ve, on obtient :
Dq
K = -2mV/°C
DVbe
-1
DVe
Suivant le
montage
DIe
Vce
DP
Rth
Dq
Figure 12 : Schéma bloc simplifié de l’évolution thermique du transistor
On a à faire à un système dont le gain de boucle est globalement positif. Celui est donc stable uniquement si
le gain total est inférieur à 1 !
G = K . Vce . Rth = 0,002 . 15V . 83°/W = 2,5
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+15V
Pour limiter ce phénomène, on insère une résistance dans le circuit afin qu’elle
limite l’appel de courant dans le transistor sans introduire une chute de tension
trop forte sur la tension de sortie. Cette résistance permet de compenser la
chute de tension base-émetteur en fonction de la température comme le montre
la figure suivante!:
Q1
+0.6V
R2
Figure 13 : Réponse du montage pour
une température de 125°C
Le principe de la régulation consiste donc à insérer des résistances de stabilisation de la température :
Figure 14 : Ajout d’une résistance pour la stabilisation de la température
Dimensionnement des résistance R2 et R3
A l’aide du logiciel Pspice, il est possible de tester différentes valeurs de la résistance à ajouter afin de
remplir les fonctions demandées.
On voit que plus la résistance est forte, plus le gain est faible. L'ordre de grandeur de la résistance à insérer
est de Re. G = 1 => Re = 2,5 W.
+Autre façon d’expliquer l’emballement thermique
Considérons les deux équations qui régissent le fonctionnement du transistor.
Équation thermique!:
Pd =
T j - Ta
RTh
Pd est la puissance fournie à la jonction
Tj est la température de la jonction!; Ta est la température ambiante
RTh est la résistance thermique de la jonction
La dérivée de la puissance par rapport à la température est alors!:
∂Pd
1
=
∂T j RTh
Equation électrique
VDC
iC
C
Q1
+0.6V
E
VCE
R2
Figure 15 : Réponse du montage pour une température de 125°C
La puissance électrique peut s’écrire!:
Pd = VCE .iC
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La tension collecteur émetteur peut encore s’écrire!:
VCE = VDC - R2 .iC
Au niveau de la maille passant par l’émetteur, on peut aussi écrire!:
iC =
0.6 - VBE
R2
Ê 0.6 - VBE ˆ
V
˜˜
De ce fait, la puissance électrique s’écrit!: Pd = DC (0.6 - VBE )- R2 .ÁÁ
R2
Ë R2
¯
La dérivée de cette expression par rapport à la température s’écrit alors!:
2
∂Pd
∂V V
= - BE . DC
∂T j
∂T j R2
Les échanges thermiques au niveau de la jonction peuvent donc conduire au schéma suivant
Thermique (A)
Pd
Tj
Electrique (B)
Figure 16 : Schéma bloc simplifié du couplage thermique-électrique
Ceci signifie qu’il existe un système bouclé dans lequel la puissance dissipée par la jonction et sa température
sont liées. L’augmentation de la température fait diminuer la tension base-émetteur et donc augmenter le
courant dans la jonction (et donc la puissance dissipée dans la jonction). On a donc affaire à un emballement
thermique qui conduit à la destruction du composant.
Ce système sera stable si
D’où!:
R2 > RTh .
AB < 1 !; ceci conduit à -
∂VBE VDC
.
.RTh < 1
∂T j R2
∂VBE
.VDC
∂T j
∂VBE
=-2mV/°C
∂T j
Application numérique!:
RTh = 83°C/W
=> R2 >2.5Ω
Test de la structure proposée sous Pspice (pour des résistances de 1W).
La figure suivante présente les résultats de simulation pour l’ajout des résistance à la sortie des émetteurs
et une température de 125°C. On constate bien que les courants dans les transistors sont limités sans pour
autant que la tension de sortie du montage soit diminuée.
50mA
0A
SEL>>
-50mA
5.0V
IC(Q1)
IC(Q2)
I(R1)
0V
-5.0V
0s
V(V4:-)
50us
100us
V(R1:1)
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
Time
Figure 17 : Effets de la limitation de la dérive thermique (T=125°C)
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Remplacement des sources de tension par des diodes
Il peut être intéressant de fonctionner avec des diodes en polarisation directe!: la tension à leurs bornes est
proche de la tension de seuil ( de même valeur que la tension base-émetteur). Les résistances R4 et R5 sont
présentes dans le circuit afin de fixer le courant de polarisation dans les diodes.
Ajout des résistances pour régler le courant de polarisation des diodes
Pour calculer la valeur à donner aux résistances, nous allons négliger le courant de base devant le courant
dans la diode. Nous prenons une tension d’entrée nulle pour déterminer le courant de polarisation.
+15V
R4
Q1
R2
Figure 18 : Calcul de la polarisation de la diode
L’équation liant la tension aux bornes de R4 et de la diode est!:
15 = R4iD + 0.6
Comme l’on veut un courant dans la diode de 2mA, on obtient une valeur de R4 de 7200W.
La figure suivante présente les résultats de simulation pour l’introduction des diodes et des résistances R4
et R5 dans le schéma.
50mA
0A
SEL>>
-50mA
5.0V
IC(Q1)
IC(Q2)
0V
-5.0V
0s
V(D1:2)
50us
100us
V(R1:1)
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
Time
Figure 19 : Compensation de la distorsion de croisement à l’aide de diodes
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