Intégration monolithique d`amplificateurs de puissance multi
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N° d‟ordre 2009ISAL0066 Année 2009 Thèse Intégration monolithique d‟amplificateurs de puissance multi-bandes à fort rendement pour applications cellulaires Présentée devant L‟institut national des sciences appliquées de Lyon Pour obtenir Le grade de docteur Formation doctorale : Dispositifs de l'Electronique Intégrée Par Pascal Reynier (Ingénieur) Soutenue le 21 septembre 2009 devant la Commission d‟examen Jury Rapporteurs : T. PARRA R. QUERE Directeur de thèse C. GONTRAND Co-encadrants : A. GIRY J. VERDIER Examinateur : J-M. FOURNIER C. BERLAND Professeur des universités (LAAS) (Toulouse) Professeur des universités (XLIM) (Limoges) Professeur des universités (INL-INSA) (Villeurbanne) Ingénieur (STMicroelectronics) (Crolles) Maître de conférences (INL-INSA) (Villeurbanne) Professeur des universités (IMEP) (Grenoble) Maître de conférences (ESIEE) (Noisy le grand) Laboratoire de recherche : Institut des Nanotechnologies de Lyon Remerciements TABLE DES MATIERES Introduction ........................................................................................... 1 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Introduction............................................................................................................... 7 1. Problématique des circuits MMIC ...................................................................... 7 2. Problématique liée à l’intégration du PA ........................................................... 8 2.1. Introduction .................................................................................................. 8 2.2. Linéarités du PA ........................................................................................... 8 2.3. Dissipation thermique .................................................................................. 9 3. Généralités sur les PA......................................................................................... 9 3.1. Introduction .................................................................................................. 9 3.2. Grandeurs caractéristiques d’un PA ........................................................ 10 3.2.1. Bilan de puissance .........................................................................................10 3.2.2. Puissance de sortie ........................................................................................11 3.2.3. Puissance d’entrée .........................................................................................11 3.2.4. Gain en puissance GP et gain transducique GT ..............................................12 3.2.5. Puissance dissipée.........................................................................................12 3.2.6. Rendement ....................................................................................................13 3.2.7. Rendement en puissance ajoutée ..................................................................13 3.2.8. Rendement et rendement en puissance ajoutée total d’un amplificateur de puissance à n étages ................................................................................................13 3.3. Adaptation d’impédance et notion de charge optimale .......................... 15 3.3.1. Adaptation d’impédance .................................................................................15 3.3.2. La droite de charge ........................................................................................16 3.3.3. Limitations ......................................................................................................19 3.4. Les classes de fonctionnement ................................................................ 20 3.4.1. Les classes de fonctionnement sinusoïdales ..................................................20 3.4.1.1. Classe A ..........................................................................................22 3.4.1.2. Classe AB ........................................................................................24 3.4.1.3. Classe B ..........................................................................................24 3.4.1.4. Classe C ..........................................................................................25 i 3.4.1.5. Performances théoriques d’un amplificateur de puissance en fonction de l’angle de conduction ................................................................................26 3.4.1.6. Comparaison théorique des classes de fonctionnement sinusoïdales ......................................................................................................................31 3.4.2. Les classes de fonctionnement non linéaires .................................................31 3.4.2.2. Classe E ..........................................................................................31 3.4.2.3. Classe F et « dual »F .......................................................................32 3.5. Architecture d’un amplificateur de puissance ......................................... 33 4. Les technologies dédiées PA ........................................................................... 37 4.1. La technologie Arsenic de Galium AsGa ................................................. 37 4.1.1. Le transistor HBT ("Heterojunction Bipolar Transistor") ..................................37 4.1.2. Le transistor MESFET ("MEtal Semiconductor Field Effect Transistor") .........38 4.1.3. Les transistors HEMT ("High Electron Mobility Transistor") ............................39 et PHEMT .................................................................................................................39 4.2. Les technologies Silicium Si ..................................................................... 40 4.2.1. Le transistor HBT ("Heterojunction Bipolar Transistor") ..................................40 4.2.2. Le transistor LDMOS ("Lateral Diffused MOS") ...............................................41 5. Etat de l’art ......................................................................................................... 42 5.1. Les PA dédiés aux standards GSM 900MHz et DCS 1800 MHz .............. 42 5.2. Bilan............................................................................................................. 46 Conclusion .............................................................................................................. 46 Références chapitre premier ................................................................................. 50 Chapitre II Optimisation du rendement énergétique : Etude et réalisation de transistors de puissance commutables Introduction............................................................................................................. 54 1. Optimisation du rendement .............................................................................. 55 1.1. Problématique ............................................................................................ 55 1.2. Etage de puissance à largeur de grille variable ....................................... 55 1.2.1. Description de la structure commutable..........................................................55 1.2.2. Structures de tests réalisés et mesurés ..........................................................56 2. Contraintes liées à la commutation de transistors de puissance ................. 58 ii 2.1. Impact de la structure sur le gain en puissance et sur l’impédance d’entrée ............................................................................................................... 58 2.1.1. Expressions du gain et de l'impédance d'entrée .............................................58 2.1.2. Etude en fonction de la largeur de grille du transistor de puissance ...............61 2.2. Impact de la structure sur l’impédance optimale de sortie .................... 62 2.2.1. Modélisation de l’impédance de charge optimale pour des transistors de puissance à largeur de grille fixe ...............................................................................63 2.2.2. Modélisation de l’impédance de charge optimale pour un transistor de puissance à largeur de grille variable ........................................................................66 2.3. Résultats de mesures de la cellule ........................................................... 73 2.4. Comparaison mesure / simulation ............................................................ 74 3. Réalisation d’un étage de puissance commutable pour les bandes hautes et basses du standard GSM ....................................................................................... 77 3.1. Description de l’étage de puissance commutable................................... 77 3.2. Problème de déclenchement des MOS du commutateur ........................ 78 3.2.1. Problème de déclenchement des diodes de jonction ......................................78 3.2.2. Problème de déclenchement des MOS du commutateur ................................79 3.2.3. Problème d'Isolation de la grille des transistors de puissance ........................81 3.3. Adaptation en entrée et en sortie .............................................................. 82 3.3.1. Adaptation en entrée : transformateur de puissance intégré...........................83 3.3.2. Adaptation en sortie .......................................................................................83 3.4. Résultats de mesures grand signal .......................................................... 84 3.4.1. Résultat du circuit pour une application multi bande .......................................84 3.4.2. Résultats de mesures du circuit pour une amélioration du rendement ............85 Conclusion .............................................................................................................. 86 Chapitre III Méthodologie de conception et intégration sur silicium de transformateurs de puissance faibles pertes Introduction............................................................................................................. 90 1. Transformateurs de puissance ........................................................................ 91 1.1. Contraintes d’intégration ........................................................................... 92 1.1.1. Contraintes de courant ...................................................................................92 1.1.2. Contraintes de tension ...................................................................................93 1.2. Modèle simplifié de transformateur .......................................................... 93 2. Calcul des éléments intrinsèques d'un transformateur en fonction des dimensions géométriques et des phénomènes physiques mis en jeu .............. 94 iii 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. Inductance d'un barreau métallique ......................................................... 94 Mutuelle inductance entre 2 conducteurs métalliques rectangulaires .. 95 Inductance d'un enroulement rectangulaire ............................................ 96 Condensateurs ........................................................................................... 97 Résistances ................................................................................................ 98 2.5.1. Résistance d'un barreau métallique................................................................98 2.5.2. Effet de peau ..................................................................................................99 3. Calculs et dimensionnement d’un transformateur ....................................... 100 3.1. Impédance vue du primaire ..................................................................... 101 3.2. Pertes du transformateur ......................................................................... 103 3.3. Méthodologie de conception ................................................................... 105 3.3.1. Structures de transformateurs étudiées ........................................................107 3.3.2. Modèle de transformateur simplifié sans capacités entre enroulements .......108 3.3.3. Modèle de transformateur avec prise en compte des capacités entre enroulements ..........................................................................................................115 4. Intégration sur silicium de transformateurs de puissance pour applications PA cellulaires ........................................................................................................ 119 4.1. Spécifications ........................................................................................... 119 4.2. Transformateur de puissance à enroulements empilés ........................ 119 4.2.1. Pré-dimensionnement ..................................................................................119 4.2.2 Performances ................................................................................................121 4.2.3 Mesures ........................................................................................................122 4.2.3 Bilan ..............................................................................................................124 4.3. Comparaison entre structures à enroulements empilés et coplanaire 125 Conclusion ........................................................................................................ 127 Références chapitre III ......................................................................................... 130 Chapitre IV Etude et réalisation d'un amplificateur de puissance GSM multi-bandes entièrement intégré sur silicium Introduction........................................................................................................... 134 1. Spécifications de l'amplificateur de puissance ............................................ 135 2. Topologie de l'amplificateur de puissance .................................................... 135 iv 2.1. Transformateurs de puissance intégrés multi bandes pour les standards E-GSM et DCS ................................................................................. 136 2.1.1. 2.1.2. 2.1.3. 2.1.4. Contraintes liées à la puissance ...................................................................137 Spécifications du transformateur de puissance intégré accordable ..............137 Dimensionnement ........................................................................................138 Performances ...............................................................................................139 2.2. Solution proposée .................................................................................... 141 3. Conception du PA GSM multi-bandes totalement intégré sur silicium ...... 142 3.1. Etages de puissance et impédances de charge .................................... 142 3.1.1. Transformateurs de puissance .....................................................................143 3.1.2. Performances des étages de puissance avec transformateurs de puissance intégrés ...................................................................................................................144 3.2. Etage de pré-amplification large bande .................................................. 147 3.3. Transformateur inter-étage multi-bandes .............................................. 148 4. Performances du PA multi bandes ................................................................ 151 5. Bilan .................................................................................................................. 154 Conclusion et perspectives ................................................................................. 156 Références chapitre IV ......................................................................................... 160 Conclusion ............................................................................................................ 162 Annexes Annexe 1 : Calcul des composantes fréquentielles du courant de drain (modèle de transistor linéaire) ........................................................................................... 168 Annexe 2 : Impédance d'entrée d'un montage source commune avec inductance de dégénérescence .......................................................................... 170 Annexe 3 : Extraction des paramètres petit signal d’un montage MOS source commune............................................................................................................... 172 Annexe 4 : Distance géométrique moyenne (GMD) entre conducteurs à section rectangulaire ......................................................................................................... 174 v Annexe 5 : Niveaux de métallisation de la technologie BiCMOS 0.25um ........ 182 Annexe 6 : Comparaison mesure simulation du transformateur inter étage ... 184 vi Table des figures Figure I.1 : Chaîne à conversion directe ........................................................................................... 8 Figure I.2 : Schéma simplifié d'un amplificateur de puissance .................................................... 10 Figure I.3 : Bilan de puissance ......................................................................................................... 10 Figure I.4 : Montage source commune............................................................................................ 11 Figure I.5 : Amplificateur de puissance à n étages ....................................................................... 14 Figure I.6 : Impact de la résistance de charge sur la dynamique du signal de sortie .............. 16 Figure I.7 : Droite de charge en fonction de la résistance de charge ......................................... 18 Figure I.8 : Caractéristiques I-V statiques d'un transistor NMOS................................................ 20 Figure I.9 : Modèle linéaire d'un transistor NMOS......................................................................... 21 Figure I.10 : Courant de drain et angle de conduction en fonction de la tension de grille ...... 22 Figure I.11 : Classes de fonctionnement sinusoïdales ................................................................. 22 Figure I.12 : Fonctionnement en classe A ...................................................................................... 23 Figure I.13 : Mode de fonctionnement mixte .................................................................................. 23 Figure I.14 : Fonctionnement en classe AB.................................................................................... 24 Figure I.15 : Fonctionnement en classe B ...................................................................................... 25 Figure I.16 : Fonctionnement en classe C ...................................................................................... 26 Figure I.17 : Courant de drain maximal normalisé par rapport au courant en classe A .......... 28 Figure I.18 : Composantes du courant de drain (modèle de transistor linéaire) ....................... 29 Figure I.19 : Performances de l'amplificateur avec Vsat nulle (pointillés) et Vsat=0.3V (trait plein) ............................................................................................................................................ 30 Figure I.20 : Topologie d'un amplificateur fonctionnant en classe E .......................................... 32 Figure I.21 : Topologie et signaux types de la classe F ............................................................... 32 Figure I.22 : Architecture mode commun ........................................................................................ 34 Figure I.23: architecture de PA différentiel ..................................................................................... 34 Figure I.24 : Coupe d'un transistor npn HBT AsGa ....................................................................... 37 Figure I.25 : Coupe d'un transistor MESFET AsGa ...................................................................... 38 Figure I.26 : Coupe d'un transistor PHEMT AsGa......................................................................... 39 Figure I.27 : Coupe d'un transistor HBT Si ..................................................................................... 40 Figure I.28 : Coupe d'un transistor LDMOS ................................................................................... 41 Figure I.29 : Amplificateurs GSM 900MHz réalisés sur une technologie AsGa et Si .............. 43 Figure I.30 : Amplificateurs DCS 1800MHz réalisés sur une technologie AsGa et Si ............. 43 Figure I.31 : Architecture des PA du marché pour la norme GSM ............................................. 47 Figure I.32 : Objectif de la thèse ...................................................................................................... 48 Figure I.33 : Architecture retenue pour la conception d‟un PA multi-bandes ............................ 49 Figure II. 1 : amplificateur source commune .................................................................................. 55 Figure II. 2 : Schéma de principe de la structure à largeur de grille variable étudiée .............. 56 Figure II. 3 : Schéma électrique de la structure à largeur de grille variable réalisée ............... 57 Figure II. 4 : Modèle simplifié du commutateur à l'état passant .................................................. 58 Figure II. 5 : Schéma petit signal du transistor NLDMOS avec source et substrat reliés à la masse .......................................................................................................................................... 58 Figure II. 6 : Variation du gain en puissance du transistor NLDMOS en fonction de sa taille à 900MHz, (a) avec une augmentation de la résistance de grille de 1Ω et 2Ω ainsi qu'avec (b) une augmentation de la capacité grille source de 1pF et 2pF ...................................... 61 Figure II. 7 : Modèle simplifié de l'impédance optimale de sortie du transistor de puissance dans le plan de la source de courant ...................................................................................... 63 Figure II. 8 : schéma équivalent simplifié du transistor de puissance ........................................ 63 vii Figure II. 9 : Evolution des partie (a) réelle et (b) imaginaire de l'impédance de charge optimale en fonction de la capacité de sortie Cout à 1800MHz ......................................... 64 Figure II. 10 : Parties réelles et imaginaires de l'impédances optimale de charge en fonction de la puissance de sortie à 900MHz et 1800MHz ................................................................ 65 Figure II. 11 : Capacités de sortie d'un transistor de puissance LDMOS et d'une structure de puissance commutable ............................................................................................................. 66 Figure II. 12 : schéma équivalent simplifié d'un transistor de puissance commutable de largeur .......................................................................................................................................... 67 Figure II. 13 : Evolution des parties réelle et imaginaire de l'impédance de charge optimale pour des dispositifs de puissance commuables et à largeur de grille fixe en fonction de la taille des transistors à 900 MHz (a) et 1800 MHz (b) ....................................................... 68 Figure II. 14 : Impédance de charge optimale en fonction de la taille de la structure ............. 69 Figure II. 15 : Variation du rapport des parties réelles et imaginaires de l'impédance optimale de sortie en fonction de la puissance de sortie à 900MHz pour des tailles de transistor maximales W différentes........................................................................................................... 70 Figure II. 16 : Rendement simulé en fonction de la puissance de sortie à 900MHz d'une structure commutable (entre 1mm, 6mm et 24mm de transistor) chargée sur l'impédance optimale correspondant à 24mm de largeur de grille ..................................... 72 Figure II. 17 : (a) Mesures comparatives entre des transistors de puissance commutés et des transistors de puissance à largeur de grille fixe de 1.5mm et 3mm à 1800MHz, (b) comparaison des niveaux d'impédances en entrée et en sortie mesurés et des impédances de charge .............................................................................................................. 73 Figure II. 18 : Mesure à 1800MHz de la structure commutée de 1.5mm et 3mm chargée sur l'impédance optimale de la structure pour une largeur de grille active de 3mm .............. 74 Figure II. 19 : Comparaison mesure simulation à 1800MHz de la structure commutable ...... 75 Figure II. 20 : Comparaison mesure simulation de la structure commutable à 900MHz ......... 75 Figure II. 21 : Schéma de l'amplificateur de puissance commutable ......................................... 77 Figure II. 22 : Schéma électrique de la structure commutable à l'état passant (a) et bloqué (b) ...................................................................................................................................................... 78 Figure II. 23 : (a) Modèle simplifié de la mise en série de 3 transistors MOS et (b) répartition de la tension entre les transistors en fonction de la résistance substrat Rsub ................ 79 Figure II. 24 : Impact du déclenchement des diodes de jonction et des MOS sur la poarisation lorsque le commutateur est ouvert (a) Modèle simplifié de la sructure commuté à l'état bloquée et (b) simulations .......................................................................... 80 Figure II. 25 : Modèle simplifié de la structure commutable à l'état ouvert ................................ 81 Figure II. 26 : (a) Schéma des transformateurs de puissance d'entrée intégrés, ..................... 83 Figure II. 27 : Mesures pulsées de l'étage de puissance commutable à 900MHz et 1800MHz ...................................................................................................................................................... 84 Figure II. 28 : Mesures à 900MHz de l'étage de puissance commutable pour une amélioration du rendement à faible puissance ...................................................................... 85 Figure III. 1 : Transformateur utilisé pour la conversion du mode différentiel vers le mode commun ....................................................................................................................................... 91 Figure III. 2 : PA différentiel avec transformateur de sortie .......................................................... 92 Figure III. 3 : Modèle généralisé d'un transformateur ................................................................... 93 Figure III. 4 : Dimensions géométriques d'un barreau métallique ............................................... 94 Figure III. 5 : Mutuelle inductance M entre deux barreaux métalliques identiques et parallèles ...................................................................................................................................................... 95 Figure III. 6 : Mutuelle inductance entre 2 conducteurs rectangulaires de longueurs différentes.................................................................................................................................... 96 Figure III. 7 : Inductance .................................................................................................................... 96 Figure III. 8 : Modèle de condensateur ........................................................................................... 97 Figure III. 9 : Conducteur de section rectangulaire ....................................................................... 99 viii Figure III. 10 : Profondeur de peau dans un conducteur circulaire en fonction de la fréquence ...................................................................................................................................................... 99 Figure III. 11 : Modèle simplifié de transformateur ...................................................................... 100 Figure III. 12 : Impédance d'entrée parallèle d'un transformateur ............................................ 102 Figure III. 13 : Modèle simplifié de transformateur avec pertes ................................................ 103 Figure III. 14 : Schéma explicatif de la méthode de pré-dimensionnement de transformateurs .................................................................................................................................................... 106 Figure III. 15 : Structures de transformateur (a) à enroulements coplanaires et (b) à enroulements empilés ............................................................................................................. 107 Figure III. 16 : Modèle de transformateur simplifié ...................................................................... 108 Figure III. 17 : Rapport entre inductance du secondaire, coefficient de couplage et inductance du primaire pour des structures de transformateur coplanaire et à enroulements empilés ............................................................................................................. 109 Figure III. 18 : Inductance du secondaire normalisée par rapport à l'inductance du primaire pour les structures coplanaire et à enroulements empilés ................................................ 110 Figure III. 19 : Synoptique de la méthode de pré-dimensionnement d‟un transformateur .... 112 Figure III. 20 : Application de la méthode de pré-dimensionnement à la structure coplanaire .................................................................................................................................................... 114 Figure III. 21 : Modèle de transformateur avec capacités entre enroulements ....................... 115 Figure III. 22 : Inductance du secondaire, coefficient de couplage, résistance série des enroulements et capacité parasite entre enroulements normalisées par rapport à l'inductance du primaire pour les structures coplanaire et à enroulements séparés .... 116 Figure III. 23 : Synoptique de la méthode de pré-dimensionnement d‟un transformateur .... 118 Figure III. 24 : Pré-dimensionnement du transformateur à enroulements empilés à 900MHz. (a) valeur des capacités d‟accord côté primaire Cp et côté secondaire Cs et (b) pertes .................................................................................................................................................... 120 Figure III. 25 : Pré-dimensionnement du transformateur à enroulements empilés à 1800MHz. .................................................................................................................................................... 120 Figure III. 26 : Comparaison mesure / simulation (a) de l‟impédance différentielle côté primaire Zp et (b) des pertes du transformateur ................................................................. 122 Figure III. 27 : Comparaison mesure / simulation (a) de l‟impédance différentielle côté primaire Zp et (b) des pertes du transformateur ................................................................. 123 Figure III. 28 : Comparaison des impédances d‟entrée et des pertes, données par les modèles de transformateur pré dimensionné et optimisé, pour (a) les bandes basses et (b) les bandes hautes du standard GSM ............................................................................. 124 Figure III. 29 : Répartition de la mutuelle inductance et de la densité de courant dans la largeur des barreaux du primaire et du secondaire pour les structures coplanaire et à enroulements empilés à 1800MHz ........................................................................................ 126 Figure IV. 1 : Architecture de PA GSM multi-bandes à chaîne d‟amplification unique .......... 136 Figure IV. 2 : Contraintes imposées par les niveaux de puissance du standard GSM sur le transformateur de sortie .......................................................................................................... 137 Figure IV. 3 : Pré dimensionnement du transformateur multi bandes à enroulements empilés à 900MHz et 1800MHz. (a) valeur des capacités d‟accord côté primaire Cp et côté secondaire Cs et (b) pertes .................................................................................................... 138 Figure IV. 4 : Schéma simplifié du transformateur de puissance multi bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM........................................................................ 140 Figure IV. 5 : Architecture retenue pour l‟intégration du PA GSM multi-bandes ................... 141 Figure IV. 6 : Evolution de la résistance optimale de sortie en fonction de la puissance...... 142 Figure IV. 7 : Modèle électrique simplifie, capacité d‟accord et dimensions des transformateurs de puissance réalisés ................................................................................. 143 Figure IV. 8 : Impédances vue du primaire et pertes avec et sans prise en compte des fils de connexion .................................................................................................................................. 144 ix Figure IV. 9 : Performances des étages de puissance avec transformateur de sortie intégré pour les bandes basses (a) et les bandes hautes (b) du standard GSM ........................ 145 Figure IV. 10 : Performances des étages de puissance dans le plan des drains pour les bandes basses (a) et les bandes hautes (b) du standard GSM ....................................... 145 Figure IV. 11 : Impact de l'impédance de charge, de la chute de la tension de polarisation et des pertes sur les performances de l‟étage de puissance ................................................ 146 Figure IV. 12 : Evolution de l'impédance de charge du pré amplificateur en fonction de la surface d'émetteur du transistor de puissance HBT........................................................... 147 Figure IV. 13 : Performances simulées du pré amplificateur en fonction de la puissance d'entrée à 900MHz (a) ainsi qu‟à 1800MHz (b)................................................................... 148 Figure IV. 14 : Schématique du transformateur inter-étage multi-bandes ............................... 149 Figure IV. 15 : Schéma simplifié (a) et caractéristiques (b) du transformateur inter étage intégré ........................................................................................................................................ 150 Figure IV. 16 : Puissance de sortie, gain et rendement de l'amplificateur multi bandes en fonction de la puissance du générateur à 900MHz et 1800MHz...................................... 152 Figure IV. 17 : Puissance, gain et rendement dans le plan des transistors de l'amplificateur multi bandes en fonction de la puissance du générateur à 900MHz et 1800MHz ........ 152 Figure IV. 18 : Performances en puissance et en rendement dans la bande (a) [824– 915]MHz .................................................................................................................................... 153 Figure IV. 19 : Harmoniques 2 et 3 en fonction de la puissance de sortie à 900MHz et 1800MHz ................................................................................................................................... 154 Figure IV. 20 : Photo du (a) PA multi-bandes, des baluns de sortie (b) bandes basses et (c) bandes hautes .......................................................................................................................... 155 Figure IV. 21 : Carte de test pour le PA multi-bandes GSM ...................................................... 155 x Table des tableaux Tableau I.1 : Performances théoriques des classes de fonctionnement linéaires ................... 31 Tableau I.2 : Avantages et inconvénients des différentes architectures de PA ........................ 36 Tableau I.3 : Etat de l'art des PA GSM (bandes hautes et bandes basses) ............................. 45 Tableau I.4 : Norme GSM ................................................................................................................. 47 Tableau I.5 : Caractéristiques physiques et électriques de la technologie BiCMOS 0.25µm développée par STMicroelectronics ........................................................................................ 48 Tableau I.6 : Ordre de grandeur des impédances optimales de sortie pour les bandes basses et hautes du standard GSM ..................................................................................................... 48 Tableau II. 1 : Description des mesures des structures de test réalisées à 900MHz et 1800MHz ..................................................................................................................................... 57 Tableau II. 2 : valeurs des paramètres intrinsèques du transistor NLDMOS ............................ 61 Tableau II. 3 : Impédances optimales mesurées sur banc load-pull passif pour des dispositifs de puissance NLDMOS de 1.5mm et 3mm à 900MHz et 1800MHz ................................. 65 Tableau II. 4 : Tableau récapitulatif de l'évolution des parties réelles et imaginaires de l'impédance optimale de sortie en fonction de la puissance de sortie ............................... 72 Tableau II. 5 : Impédances différentielles optimales d'entrée et de sortie simulées ................ 82 Tableau III. 1 : Impédances optimales de charge........................................................................ 113 Tableau III. 2 : Résultats du pré-dimensionnement de la structure coplanaire pour les bandes basses et hautes du standard GSM ...................................................................................... 114 Tableau III. 3 : Valeurs moyennes des paramètres des transformateurs coplanaire et à enroulements empilés ............................................................................................................. 117 Tableau III. 4 : Impédances optimales de charge........................................................................ 119 Tableau III. 5 : Facteurs normalisés utilisés pour le pré-dimensionnement de transformateurs à enroulements empilés pour les bandes basses et hautes du standard GSM ............. 119 Tableau III. 6 : Caractéristiques du transformateur bandes basses ......................................... 121 Tableau III. 7 : Caractéristiques du transformateur bandes hautes .......................................... 121 Tableau III. 8 : Caractéristiques des transformateurs de puissance optimisés et pré dimensionnés pour les bandes basses et hautes du standard GSM............................... 121 Tableau III. 9 : Performances des transformateurs à enroulements empilés réalisés pour les bandes basses et hautes du standard GSM........................................................................ 123 Tableau III. 10 : Caractéristiques électriques et performances des transformateurs de puissance pour les bandes basses et hautes du standard GSM en fonction de la structure du transformateur (coplanaire ou à enroulements empilés) ............................. 125 Tableau III. 11 : Performances des transformateurs de puissance intégrés pour les bandes basses et hautes du standard GSM ...................................................................................... 127 Tableau III. 12 : Etat de l'art des transformateurs de puissance intégrés................................ 128 Tableau IV. 1 : Spécifications d‟un amplificateur multi bandes GSM ....................................... 135 Tableau IV. 2 : Spécifications du transformateur de puissance intégré multi-bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM........................................................................ 137 xi Tableau IV. 3 : Caractéristiques du transformateur de puissance intégré multi-bandes pré dimensionné pour les bandes basses et hautes du standard GSM ................................ 139 Tableau IV. 4 : Performances simulées du transformateur de puissance multi-bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM ................................................................. 140 Tableau IV. 5 : Impédances de charge optimale simulées et performances des étages de puissance pour les bandes hautes et basses du standard GSM ..................................... 143 Tableau IV. 6 : Performances simulées du transformateur inter étage .................................... 151 Tableau IV. 7 : Performances simulées du PA multi bandes..................................................... 154 Tableau IV. 8 : Comparaison des performances de l'amplificateur multi-bande avec l'état de l'art .............................................................................................................................................. 157 xii Introduction Ces dix dernières années, les systèmes de télécommunications et en particulier ceux liés à la téléphonie mobile ont connu un essor considérable. En effet, les téléphones portables sont de plus en plus innovants et compacts et leurs fonctionnalités ne cessent de s‟élargir : téléphonie, SMS, internet, photo, vidéo, musique et bientôt la monétique (porte monnaie électronique) et la géolocalisation. Objet démocratisé et mondialisé, il a largement dépassé cette terminologie pour prendre le statut d‟outil technologique et de communication. Le téléphone portable se doit donc d‟être, aujourd‟hui, compact et robuste, performant en termes d‟accessibilité aux différents services proposés par les opérateurs et de la QoS (Quality of Service) associée ou encore capable de fonctionner avec différents standards de communication. D‟après les prévisions actuelles, le téléphone portable de demain comportera l‟équivalent de sept téléphones. Pour des raisons de compacité et de prix, les circuits intégrés associés doivent, dès lors, offrir des fonctionnalités multi-bandes. La concurrence forte qui résulte de la croissance considérable du marché des communications sans fil, pousse notamment de nombreux fabricants de circuit à porter un intérêt croissant à l‟intégration d‟amplificateurs de puissance (PA) radiofréquences (RF). Les fortes contraintes de puissance, de linéarité et de rendement associés aux systèmes de communication modernes, rendent cependant l‟intégration de ce bloc radio particulièrement complexe et critique, d‟autant plus que celui-ci doit être capable de fonctionner sur plusieurs bandes de fréquences et dans différents modes de fonctionnement (GSM, WCDMA,…). Jusqu‟à présent, la conception des amplificateurs de puissance était réservée aux technologies sur Arséniure de Gallium (GaAs) qui offrent, en comparaison des technologies sur silicium, de meilleures performances, notamment en termes de fréquence et de rendement, du fait de leurs propriétés physiques intrinsèques (mobilité des électrons cinq fois plus importante et meilleur comportement en fréquence). Avec les progrès récents des technologies, l‟intégration sur silicium de l‟amplificateur de puissance RF apparaît aujourd‟hui possible grâce au développement de dispositifs de puissance adéquats (transistors LDMOS, HBT). Ceux-ci allient ainsi des performances de plus en plus compétitives pour un prix de fabrication relativement faible. Néanmoins, étant donnés les faibles coefficients de qualité des inductances intégrées sur silicium et les faibles tensions d‟alimentation disponibles (environ 3.6V), les performances des amplificateurs de puissance totalement intégrés sur silicium apparaissent encore insuffisantes par rapport à celles obtenues en technologie hybride, alliant circuits GaAs et réseaux d‟adaptation externes sur substrats laminés. Par ailleurs, l‟amplificateur de puissance représente un des blocs les plus gourmands en terme d‟énergie consommée et l‟optimisation de son rendement énergétique, notamment à faible niveau de puissance, représente à l‟heure actuelle un axe majeur de recherche. C‟est dans ce contexte que s‟inscrivent les travaux présentés dans ce mémoire. Ils se penchent sur ces problématiques d‟intégration sur silicium et d‟optimisation du rendement énergétique en se focalisation sur l‟étude et la conception et la réalisation d‟amplificateurs de puissance multi-bandes à fort rendement entièrement intégrés sur silicium, en technologie BiCMOS. Le domaine d‟application visé est celui des applications GSM reposant sur les standards de communication E-GSM et DCS. Les objectifs sont de contribuer à lever les verrous dits « technologiques » en faisant le lien entre les potentialités de la technologie microélectronique utilisée, les modèles de composants élémentaires en termes de performances et de limitations et les exigences des architectures de PA associé aux critères de multi-bandes. 1 Le présent manuscrit s‟organise autour de 4 chapitres : Le premier chapitre débute par une présentation succincte de la problématique associée à l‟intégration d‟amplificateurs de puissance (PA). Les principaux paramètres caractéristiques associés, la notion de charge optimale, ainsi que de classe de fonctionnement et les différentes architectures de PA (mode commun, différentiel ou en quadrature) sont introduits. La seconde moitié du chapitre est consacrée à la description des différentes technologies disponibles sur le marché pour réaliser ces amplificateurs. Le chapitre se termine par un exposé plus détaillé du cadre de la thèse ainsi que par une présentation de la technologie utilisée (BiCMOS 0.25µm de STMicroelectronics). Le deuxième chapitre présente l‟étude de transistors de puissance à largeur de grille variable pour une application multi-bandes et une amélioration du rendement énergétique du PA à faible niveau de puissance. Après une présentation de la problématique associée à l‟optimisation du rendement énergétique des amplificateurs de puissance, on décrit la structure de puissance commutable étudiée et réalisée, puis on analyse les contraintes apportées par ce type de structure sur le gain en puissance, l‟impédance d‟entrée et l‟impédance de charge optimale. Cette analyse s‟accompagne de la réalisation et de la mesure de structures de puissance à largeur de grille variable que l‟on compare à des structures de puissance à largeur de grille fixe. La seconde partie du chapitre concerne la réalisation d‟un étage de puissance commutable pour les bandes basses et hautes du standard GSM. On se penche notamment sur les problèmes de déclenchement des MOS du commutateur, des diodes de jonction ainsi que sur les problèmes d‟isolation de la grille des transistors de puissance. Les mesures réalisées du circuit, sur circuit imprimé, pour des applications multi-bandes avec amélioration du rendement à faible puissance, sont finalement présentées et comparées aux simulations effectuées préalablement. Le troisième chapitre décrit la conception et la réalisation de transformateurs de puissance faibles pertes, intégrés sur silicium, pour les bandes basses et hautes du standard GSM. Après une description de l‟intérêt et des limitations engendrées par l‟intégration de transformateurs dédiés à la puissance, on s‟intéresse aux réponses technologiques engagées pour rendre possible cette intégration. L‟étude se porte sur deux architectures de transformateur : coplanaire et à enroulements empilés. Après avoir rappelé les règles de calcul des éléments intrinsèques d‟un transformateur en fonction des dimensions géométriques et des phénomènes physiques mis en jeu, une méthode de prédimensionnement de transformateurs est proposée. Etant donné les ressources de calcul requises par les simulateurs électromagnétiques, la conception et l‟optimisation de transformateurs sont souvent laborieuses et très coûteuses en temps. A partir d‟un modèle simplifié de transformateur, on donne les expressions des admittances d‟entrée et des pertes d‟un transformateur à partir desquelles une méthode de pré-dimensionnement entièrement analytique est élaborée. Cette méthode ne tient pas compte des capacités parasites entre les enroulements et reste donc imprécise lorsque le coefficient de couplage entre les inductances du primaire et du secondaire est élevé (k>0.7). Pour leur prise en compte, une méthode avec simulateur électrique est proposée. Simple, rapide et précise, elle tient compte des limitations imposées par la technologie et par la topologie du transformateur. 2 Dans la seconde partie du chapitre, cette méthode de pré-dimensionnement est utilisée pour la conception et la réalisation de transformateurs de puissance pour les bandes basses et hautes du standard GSM. L‟optimisation est ensuite conduite à l‟aide d‟un programme de calcul d‟inductances et de transformateurs prenant en compte tous les couplages existants. Afin de valider la démarche, des comparaisons entre mesure et simulation sont présentées. Enfin, le quatrième chapitre est consacré à l‟étude et la réalisation d‟un amplificateur de puissance multi-bandes à fort rendement totalement intégré, pour les standards E-GSM et DCS. Après avoir rappelé les spécifications de l‟amplificateur de puissance nous nous penchons sur les possibilités d‟intégrer sur silicium une architecture de PA multi-bandes à chaîne unique d‟amplification. On utilise notamment, la méthode de pré-dimensionnement pour la conception d‟un transformateur de puissance intégré multi-bandes, afin de pouvoir estimer les performances de ce type de structure. Nous décrivons, par suite, l‟architecture que nous avons retenue et qui est composée d‟un pré-amplificateur large bande, d‟un transformateur inter-étage multi-bandes et de deux étages de puissance avec leur transformateur de puissance associé, optimisés pour les bande basses et hautes du standard GSM. Enfin, après avoir détaillé les différentes étapes de conception suivies, nous présentons les performances attendues de l‟amplificateur de puissance que de prochains tests et caractérisations devraient valider définitivement. 3 4 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 5 6 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Introduction Indépendamment de la technologie utilisée, la conception d‟amplificateurs de puissance (PA) RF, optimisés en termes de puissance et de rendement, repose avant tout sur le choix de la classe de fonctionnement et sur la détermination de la charge optimale à présenter en sortie. Ces grandeurs sont, en grande partie, liées aux contraintes de linéarité ainsi qu‟à l‟application visée. L‟analyse des contraintes liées au rendement de l‟amplificateur et aux fortes puissances est à mettre en relation avec les caractéristiques dynamiques des signaux à amplifier. Dans ce contexte, ce premier chapitre a pour objectif d'introduire des notions fondamentales à connaître pour la conception d'amplificateurs de puissance RF. Tout d‟abord, nous nous intéressons à la problématique liée à la conception de circuits intégrés monolithiques radiofréquences ou microondes (MMIC) puis nous nous penchons sur les problèmes d‟intégration liés plus spécifiquement aux PA, et en particulier sur la distorsion des signaux véhiculés et la dissipation de puissance. Dans un second temps, nous présentons les notions générales et fondamentales utilisées pour la conception d‟amplificateurs de puissance : les paramètres caractéristiques d‟un PA (tels que la puissance maximale de sortie, le rendement, le gain, la puissance dissipée), l‟adaptation d‟impédance, la droite de charge dynamique, les principales classes de fonctionnement linéaires et non linéaires et les architectures typiques. Ensuite, nous présentons brièvement les différentes technologies microélectroniques dédiées à la conception d‟amplificateurs de puissance sur Arséniure de Gallium (AsGa), à base de transistors bipolaires à hétérojonction, HBT et silicium (Si), HBT, LDMOS, Bipolaire, CMOS. Les caractéristiques principales et spécifiques à chacune de ces technologies sont reportées ainsi que leurs performances électriques générales. Enfin, nous conclurons ce premier chapitre en explicitant l‟objectif de la thèse. 1. Problématique des circuits MMIC Les technologies de communication sans fil prennent aujourd‟hui une importance croissante et leurs champs d‟applications sont nombreux et variés. Si l‟objet principal reste la voix, il faut ajouter aujourd‟hui à cela les outils multimédia présents dans les téléphones de troisième génération : écran couleur, jeux, son, vidéo, internet, traitement de données à haut débit... Ces fonctions imposent, à ces systèmes de communication, une forte réduction de la taille des circuits ainsi qu‟une optimisation et une gestion de la consommation. La compacité est à relier aux commodités d‟utilisation et à la portabilité du dispositif, alors que la gestion de la consommation vise à réduire la puissance dissipée et donc à maximiser le temps de communication. La recherche s‟est longtemps penchée sur l‟intégration totale d‟un émetteur récepteur à faible coût (SOC) ("System On Chip"). Néanmoins, aujourd‟hui, les téléphones portables disponibles sur le marché sont encore réalisés suivant une solution « multi-chip » avec une approche modulaire (SIP) ("System In Package"). Si cette solution ne répond pas aux besoins d‟optimisation et de baisse des coûts de fabrication, elle permet néanmoins de répondre rapidement aux exigences du marché. Elle reste donc une solution intéressante en attendant d‟améliorer le rendement des amplificateurs de puissance et donc de palier les problèmes de dissipation thermique. En contre partie, l‟interfaçage entre les différents blocs 7 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés reste un point critique absent d‟une solution « mono-chip ». L‟adaptation d‟impédance nécessaire à la propagation des signaux RF entre les différentes puces demande l‟ajout de composants externes qui dégradent les performances et augmentent la consommation. Même si des progrès sont apportés en terme d‟optimisation des pertes et de surface, la solution « multi-chip » ne permet pas une réduction significative du coût de fabrication. Il faut donc faire le choix entre performances et prix de revient. Si pour ce dernier, la solution « mono-chip» semble la meilleure, il est important de préciser qu‟en terme de performances elle reste la moins efficace. Parmi les différents blocs analogiques qui composent le téléphone portable, l‟amplificateur de puissance est celui qui pose le plus de problème en termes d‟intégration. Devant les contraintes de puissance, de rendement, de température et de pollution électromagnétique rencontrées, l‟emploi d‟une technologie dédiée puissance (AsGa ou autre) apparaît aujourd‟hui primordiale. Il faut ajouter à cela la nécessité d‟utiliser des filtres externes, en entrée et en sortie du PA, pour atténuer les harmoniques du signal RF. 2. Problématique liée à l’intégration du PA 2.1. Introduction La linéarité et le rendement d‟un PA sont deux grandeurs prépondérantes dans le bilan énergétique de la chaîne d‟émission RF car ils influent sur l‟architecture de la chaîne et sur les possibilités d‟intégration de l‟amplificateur. Si on fait le choix d‟optimiser la linéarité (rendement faible) il faudra, pour des raisons thermiques, isoler le PA du reste du circuit. Pour un PA non linéaire, donc à fort rendement, la dissipation de chaleur est moins contraignante, favorisant du même coup son intégration, mais cela demande en contre partie d‟utiliser un dispositif de compensation des non linéarités ainsi qu‟un filtrage très sélectif en sortie de l‟amplificateur. 2.2. Linéarités du PA Si on prend l‟exemple typique d‟une chaîne à conversion directe, le signal modulé est translaté directement autour de la porteuse RF à partir du signal modulé en bande de base (figure I.1). DAC PA DAC VCO ~ Quadrature Figure I.1 : Chaîne à conversion directe 8 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Généralement, ce type d‟architecture impose de filtrer le signal après la translation de fréquence. Cela permet de minimiser le bruit en dehors de la bande et donc de limiter les contraintes sur le filtre de sortie du PA. Du fait de la distorsion de l‟amplificateur les harmoniques du signal RF doivent être filtrées pour ne pas polluer les bandes RX. Pour le filtrage en sortie du PA, on utilise de manière générale, des filtres passifs (externes). On distingue parmi ceux-ci les filtres à onde de surface SAW (Surface Acoustic Wave). Ils offrent une bonne sélectivité (facteur de qualité élevé) mais restent difficilement accordables sur une large bande et souffrent de fortes pertes d‟insertion. On note également l‟intérêt suscité par les filtres BAW (Bulk Acoustic Wave), plus compacts, et plus stables en température. En comparaison avec une chaîne à faible fréquence intermédiaire, la chaîne à conversion directe offre une attractivité certaine en termes de coût et de consommation. Elle permet l‟économie d‟un filtre externe, d‟un mélangeur et d‟un oscillateur. En contre partie, elle freine l‟intégration du PA avec le reste du TX. En effet, la fréquence de l‟oscillateur local (VCO) inséré dans une PLL ou dans une DLL est la même ou un multiple de la fréquence utile : f VCO n fRF . Si on fait l‟hypothèse d‟intégrer le PA et le VCO sur un même substrat, les harmoniques générées par l‟amplificateur, du fait des non linéarités du PA, peuvent se superposer au spectre de sortie du VCO. Cette pollution, par conduction (par le substrat) ou par couplage électromagnétique, impose le blindage du PA ou l‟emploi d‟un PA linéaire. Dans le cas d‟une structure à Fréquence Intermédiaire (FI), ces perturbations n‟ont aucun impact. Le VCO et le PA fonctionnent dans deux gammes de fréquences différentes et non proportionnelles. 2.3. Dissipation thermique Une des contraintes majeures, pour l‟intégration du PA au reste de la chaîne, est du domaine thermique. Devant les puissances mises en jeu et les rendements des amplificateurs du marché, l‟énergie dissipée sous forme de chaleur peut augmenter la température du téléphone portable et ainsi perturber les autres fonctionnalités. Ceci est d‟autant plus contraignant lorsque le PA et le reste du circuit sont sur un même substrat. Si on prend l‟exemple d‟un téléphone portable GSM, la puissance maximale imposée par le standard est de 2 Watts à la sortie de l‟antenne. Compte tenu des pertes entre le PA et l‟antenne, le PA doit fournir une puissance de l‟ordre de 4W. Le rendement actuel des PA du marché étant de l‟ordre de 50%, la puissance dissipée est alors de 4 Watts. 3. Généralités sur les PA 3.1. Introduction Dans cette partie, on s‟intéresse aux notions fondamentales nécessaires pour juger des performances d‟un PA. On revient notamment sur la notion de puissance de sortie ( Pout ), de gain en puissance ( G p ), d‟impédance de charge optimale ( Z L ), de rendement ( η ) 9 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés et de rendement en puissance ajoutée PAE. On montre plus précisément leurs dépendances et la manière de les optimiser en fonction de la classe de fonctionnement. De manière schématique (figure I.2), le PA est un dipôle piloté par un signal d‟entrée RF de puissance Pin et de fréquence fRF . En sortie, le quadripôle est chargé sur une impédance Z L . Le signal de sortie (symbolisé sur la figure I.2 par la puissance Pout , délivrée à la charge Z L ) est équivalent au signal d‟entrée amplifié auquel s‟ajoutent les harmoniques n fRF ainsi que les produits d'intermodulations causés par les non-linéarités du PA (dans le cas d‟un signal à enveloppe non constante). Pout Pin Gp ZL Figure I.2 : Schéma simplifié d'un amplificateur de puissance 3.2. Grandeurs caractéristiques d’un PA 3.2.1. Bilan de puissance D‟un point de vu énergétique, un amplificateur de puissance est un convertisseur d‟énergie qui transforme la puissance continue fournie par l‟alimentation PDC en une énergie alternative qui s‟ajoute à l‟énergie du signal RF d‟entrée (figure I.3). Néanmoins, une partie de l‟énergie fournie n‟est pas transmise en sortie car dissipée thermiquement par le dispositif actif. On note Pdiss la puissance dissipée. On a donc le bilan de puissance suivant : Pin + PDC Pout + Pdiss PDC (puissance consommée) Pin PA (puissance RF d‟entrée) Pout (puissance RF de sortie) Pdiss (puissance dissipée) Figure I.3 : Bilan de puissance 10 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Pour mieux comprendre les phénomènes mis en jeu, considérons le montage source commune de la figure I.4 : Vdd RFC Id Vds Ig Vgs ZL Figure I.4 : Montage source commune On peut exprimer les grandeurs rentrant en compte dans le bilan de puissance en fonction des courants et des tensions aux bornes du transistor. 3.2.2. Puissance de sortie La puissance de sortie correspond à la puissance fournie à la charge Z L . Pour des signaux périodiques de période T 1 fRF , son expression est donnée par : T Pout 1 - Vds (t) Id (t) dt T 0 En utilisant la notation complexe et en décomposant en série de Fourier, la tension et le courant de sortie, on obtient : Pout Pout, n avec n 0 * 1 Pout, n Re Vds,n Id,n 2 2 1 Re[Z L,n ] Id,n 2 Où X ...,n représente la grandeur X à la fréquence n fRF . 3.2.3. Puissance d’entrée De même que pour la puissance de sortie, la puissance d'entrée s‟exprime par : 11 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Pin Pin,n * 1 Re Vgs,n Ig,n 2 1 * Re Yin,n Vgs,n 2 Pin,n avec n 0 2 Où Yin est l‟admittance d‟entrée du montage. 3.2.4. Gain en puissance GP et gain transducique GT On distingue deux types de Gain : Le gain en puissance G p permet de rendre compte du fonctionnement intrinsèque du PA à la fréquence RF. Il est le rapport entre la puissance d'entrée et la puissance de sortie : Gp Pout,1 Pin,1 Le Gain Transducique G T permet de tenir compte de la désadaptation entre le générateur et l‟amplificateur de puissance. Si l‟amplificateur de puissance est "attaqué" par un générateur de puissance disponible Pgene , le gain transducique s‟exprime par : GT Pout,1 Pgene,1 3.2.5. Puissance dissipée D‟après le bilan de puissance, la puissance dissipée est donnée par : Pdiss PDC + Pin Pout Cette grandeur influence grandement l‟état thermique du dispositif et doit être minimisée. Si on néglige la puissance aux harmoniques, on obtient : Pdiss PDC (G p 1) Pin Cette expression laisse entrevoir qu‟en régime linéaire où gain en puissance et puissance consommée sont constants, la dissipation thermique est d‟autant plus faible que la puissance du signal d‟entrée est importante. L‟échauffement du dispositif est donc plus faible à forts niveaux (en régime linéaire uniquement). 12 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 3.2.6. Rendement Le rendement est défini comme le rapport de la puissance RF de sortie au fondamental sur la puissance DC. η Pout,1 PDC Il augmente dans les mêmes proportions que la puissance de sortie à la fréquence fondamentale si la puissance DC est constante (fonctionnement linéaire). C‟est un paramètre central pour la conception d‟amplificateur de puissance. Les mesures à prendre pour son optimisation sont abordées par la suite. 3.2.7. Rendement en puissance ajoutée Le rendement en puissance ajoutée (PAE) est également une caractéristique très largement utilisée pour décrire le comportement des amplificateurs en puissance. Il permet de mesurer l‟amplification du dispositif, en comparant la puissance RF de sortie à la puissance RF d‟entrée par rapport au fondamental. On le définit de la manière suivante : PAE Pout,1 Pin,1 PDC 1 Pout,1 1 Gp PDC 1 η 1 Gp L‟optimisation du rendement ajouté impose donc, pour une puissance de sortie donnée, l‟optimisation du gain en puissance de l‟amplificateur. 3.2.8. Rendement et rendement en puissance ajoutée total d’un amplificateur de puissance à n étages Suivant le gain requis, on utilise un ou plusieurs étages, qu‟on distingue par leurs performances propres définies précédemment. Dans ce paragraphe, on aborde la contribution des différents étages sur le rendement total. On considère l‟amplificateur de puissance à n étages de la figure I.5. 13 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés PDC,1 Pin PDC,2 Pout,1 Etage 1 (Gp,1, η1, PAE1) PDC,n Etage 2 (Gp,2, η2 , PAE2) Pdiss,1 Pout,2 Pout,n Etage n (Gp,n, ηn , PAEn) Pdiss,2 Pout Pdiss,n Figure I.5 : Amplificateur de puissance à n étages Le rendement total est donné par : η tot Pout PDC_tot Pout n PDC_i 1+ i 1 Sachant que : PDC_i Pout_i Pout PDC_n n 1 P out_i i 1 PDC_n on peut écrire : η _i i PDC_i PDC_n η _n Pout_i η _i Pout_n η _n Pin Gp_k k 1 n η _i Pin Gp_k k 1 η _n η _i n Gp_k k i 1 L‟expression du rendement total devient : η tot η _n 1+ η _n i1 où les indices représentent le 1 n η _i rang de l'étage de puissance n Gp_k k i 1 Cette expression montre que le rendement total d‟un amplificateur de puissance dépend majoritairement du rendement et du gain du dernier étage (étage n). On remarque également qu‟il est possible d‟ordonner les étages suivant l‟impact de leurs performances sur le rendement total. Ainsi, plus l‟étage considéré est proche de l‟entrée, moins il influence le rendement total de l‟amplificateur de puissance. Le rendement en puissance ajoutée totale est donné par : 14 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés PAE tot P Pin out PDC_tot Pout (1 1 G p_tot n PDC_i ) n avec GP_tot GP_i i1 i1 Pout_i (1 Sachant que : PDC_i 1 ) Gp_i PAE_i , l‟expression du rendement en puissance ajoutée total devient : Pout (1 PAE tot n i1 Pout_i 1 ) Gp_tot 1 (1 ) GP_i n avec GP_tot GP_i i1 PAE _i 3.3. Adaptation d’impédance et notion de charge optimale L'adaptation d'impédance est une notion fondamentale dans le domaine des radios fréquences et de l'électronique en général. Elle permet d'assurer un transfert de puissance optimale entre deux étages. 3.3.1. Adaptation d’impédance Dans ce paragraphe, on se focalise sur la manière de déterminer l‟impédance de charge optimale pour le PA. Selon la théorie classique, pour transférer le maximum de puissance d‟un générateur d‟impédance Z gene vers une charge Z L , il faut respecter : ZL Z *gene avec R L R gene X L X gene Si la méthode des complexes conjugués est valable dans la plupart des cas, elle reste inutilisable pour la conception de PA, qui demande de tenir compte des limites physiques, en courant et en tension des dispositifs de puissance. Pour illustrer cela, prenons l‟exemple d‟un générateur de puissance d‟impédance interne 50Ω délivrant un courant d'1A. En appliquant la méthode des complexes conjugués, on recueille sur la charge une tension de 25V. Dans le cadre de la téléphonie mobile, les transistors de puissance ne supportent pas ce niveau de tension et de plus, celui-ci est limité par la tension d‟alimentation V dd . En tenant compte de ces limitations, la tension maximale est atteinte avant que le courant maximal soit délivré (figure I.6, courbe bleue). On n‟utilise donc pas le dispositif de manière optimale. La figure I.6 montre l'impact de la résistance de 15 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés charge sur la dynamique du signal de sortie. Ainsi, pour une résistance de charge R L R gene la dynamique du courant de sortie est limitée à [0 ; Igene Igene, max ]. Vgene,max RL=Rgene RL=Ropt Igene Igene,max Figure I.6 : Impact de la résistance de charge sur la dynamique du signal de sortie Pour que le fonctionnement du transistor de puissance soit optimal, il faut réduire la résistance de charge de sorte à utiliser toute la gamme de tension et de courant qu‟il autorise (courbe rouge de la figure I.6). On appelle cette charge, la charge optimale du PA ( R opt ). Elle est définie de la manière suivante : R opt Vgene,max Igene,max Avec respectivement Vgene, max et Igene, max la tension et le courant maximal délivrés par le transistor. Le moyen le plus utilisé pour analyser l‟impact de la résistance de charge sur les variations des signaux (tension et courant de sortie) est la droite de charge statique : • Elle est centrée sur le point de polarisation ( Vdd , Id,0 ). • Sa longueur donne le niveau de variation du signal. • Sa pente donne l‟impédance de charge ( Z L ). Elle traverse les différentes régions de fonctionnement du dispositif actif (courbes I-V). Elle permet de déterminer la puissance instantanée de sortie, le rendement, et de localiser, sur le cycle RF, la distorsion. 3.3.2. La droite de charge Sur la figure I.4 du paragraphe 3.2.1 la self de choc utilisée afin d'isoler l'alimentation du signal RF permet à la tension de drain de monter à presque deux fois la tension d‟alimentation (dans le cas de signaux sinusoïdaux). Dans le cas de signaux sinusoïdaux, la tension et le courant de drain peuvent se mettre sous la forme : 16 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Vds (t) Vdd + Vds,1 cos(θ) avec ( θ ω t ) Id (t) Id,0 - Id,1 cos(θ) Maximiser la tension et le courant de drain c‟est aussi optimiser la tension et le courant sur la charge. On impose maintenant une contrainte sur la tension et le courant de sortie en introduisant une impédance de charge Z L Vds,1 Id,1 de sorte à vérifier : Id (t) Id,,0 Id,1 cos(θ) Id,0 Vds (t) Vdd . ZL Cette dernière équation montre comment évolue le courant de sortie en fonction de la tension Vds et de l‟impédance de charge Z L . Imposer une condition de frontière sur le courant et la tension de drain force donc le courant Ids et la tension Vds à suivre la trajectoire décrite par l‟équation précédente. Celle-ci est centrée sur le point de polarisation ( Vds Vdd , Id Id,0 ). On appelle cette trajectoire la droite de charge dynamique. Si Z L est réelle ( Z L R L ) la pente de la droite de charge est 1 et sa longueur est RL déterminée par l‟amplitude du courant et de la tension de drain : Z L Vds,1 Id,1 . Dans une première approximation, comme la partie réactive parasite de sortie n‟est pas visible en statique, la droite de charge est essentiellement une relation DC, auquel la tension de sortie du transistor est tenue d‟obéir. Cependant, il y a plusieurs contraintes sur la droite de charge imposées par le dispositif lui-même, comme : • La tension minimale du transistor (tension de saturation VSAT ). • La tension maximale du dispositif (tension de claquage VBR ). • Le courant minimal du dispositif nul. • Le courant maximal Imax fixé par la densité maximale de courant. On superpose la droite de charge au réseau I-V en tenant compte des limitations du transistor. On représente sur ce graphique (figure I.7) les trois valeurs de résistance de charge possible (la résistance optimale, une résistance plus faible et plus forte). Toutes ces droites passent par le point de polarisation ( V dd , Id,0 ). 17 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés RL = Ropt Id.i*1000 Id,max60 50 RL < Ropt 40 30 RL > Ropt 20 10 0 0 Vsat 1 V2dd 3 2V4dd 5 VBR Vds Figure I.7 : Droite de charge en fonction de la résistance de charge R R opt : Supposons une tension de grille sinusoïdale variant de Vgs VT à Vgs,max , le courant de sortie varie de 0 à Id,max et la tension de drain de VSAT à ( 2 Vdd ) . On utilise dans ce cas le dispositif au maximum de ses possibilités. R R opt : La dynamique du courant est moins importante et n‟atteint pas sa valeur maximale Id,max . De plus la tension de drain monte au-delà de la tension de claquage VBR (si 2 Vdd VBR ) signifiant la destruction du dispositif. Ce dispositif est dit « limité en tension » car la tension de polarisation limite la variation de tension aux bornes de la charge résistive choisie. R R opt : La dynamique du courant est maximale mais la dynamique de la tension de drain est quant à elle faible. On n‟utilise donc pas le dispositif de manière à obtenir en sortie un maximum de puissance. La résistance de sortie optimale R opt peut être calculée à partir de la pente de la droite de charge par : R opt 2 Vdd VSAT Id,max Cette équation montre que la charge optimale pour un transistor donné est fonction des caractéristiques propres du dispositif et du point de polarisation. Si VSAT 0 V et si on double la tension d‟alimentation, la résistance optimale de sortie est doublée pour une même variation de courant. Elle montre également que pour des transistors de puissance qui sont capables de fournir de forts courants, la résistance optimale est faible. Pour ces raisons, la tension d‟alimentation est aussi haute que possible afin de maintenir une valeur raisonnable de résistance de charge et donc de réduire la sensibilité du dispositif aux éléments parasites. De la droite de charge, on peut également évaluer la puissance maximale de sortie. Elle est déterminée par : 18 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Pout 1 (Icrète Vcrète ) 2 La puissance maximale est délivrée lorsqu‟on obtient le maximum de courant et de tension en phase. Cependant les limites imposées par le transistor sont telles que le courant ne peut excéder Id,max et que la dynamique de la tension de drain ne doit dépasser ( VBR - VSAT ) . Dans ce cas, la puissance maximale que le dispositif est capable de fournir à la charge s'exprime comme suit : Pout_max 1 Id,max (VBR VSAT ) Id,max (VBR VSAT ) 2 2 2 8 Toutes les grandeurs utilisées dans ces équations sont intrinsèques au transistor. Il est important de spécifier que le plan de référence considéré se situe en sortie du transistor intrinsèque (dans le plan de la source de courant). Dans ce plan le courant de sortie ( Iout Id ) et la tension doivent être en phase. L‟effet de réactances parasites doit être annulé par le réseau d‟adaptation de sortie. Ceci implique que le courant et la tension sur le drain du transistor extrinsèque doivent être en opposition de phase. La droite de charge est également utile pour localiser où la distorsion se produit. En effet, lorsqu‟on injecte sur la grille une tension sinusoïdale de faible amplitude le courant et la tension de sortie varient sinusoïdalement autour du point de polarisation. Cependant lorsque la tension de grille augmente, le transistor rentre en régime ohmique. Ceci se caractérise par un aplatissement de la sinusoïde et une montée de l‟harmonique 3 en sortie. 3.3.3. Limitations Jusqu‟à présent, on a considéré une droite de charge purement résistive mais la plupart du temps, l‟impédance de charge contient une partie réactive. Considérons le cas où Z L est capacitive; le courant RF dans la charge est donc déphasé par rapport à la tension de 90°. Dans l‟expression Id (t ) Id,,0 Id,1 cos(θ) Id,0 Vds (t ) Vdd , lorsque la tension de ZL drain est proche de zéro et minimum, le courant de drain est déjà à son minimum. La droite de charge devient alors elliptique et le rapport entre les deux axes est proportionnel à la réactance de la charge. Dans ce qui précède, on a également supposé la tension de drain égale à la tension d‟alimentation. La présence d‟une résistance série Rdrain (due aux interconnexions) change la pente de la droite de charge. Vu du drain, la résistance apparaît en parallèle avec la partie résistive de la charge. La pente de la droite de charge est donc modifiée. 19 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 3.4. Les classes de fonctionnement La difficulté pour la conception d‟amplificateurs de puissance peut se résumer dans le fait de fournir la puissance de sortie imposée par le standard de communication en optimisant le rendement et en respectant les contraintes de linéarités fixées. Néanmoins, pour ces deux dernières grandeurs, un compromis reste à faire. On ne peut optimiser dans le même temps le rendement et la linéarité. Suivant les contraintes du standard, on distingue donc plusieurs topologies d‟amplificateurs de puissance. Dans une première partie, nous décrivons les amplificateurs fonctionnant dans des classes dites « sinusoïdales » (A, AB, B et C). Elles permettent de répondre, à différents degrés, au compromis rendement linéarité. Dans une seconde partie, nous étudions les classes « non linéaires » qui permettent d‟optimiser le rendement au détriment de la linéarité. 3.4.1. Les classes de fonctionnement sinusoïdales En statique, les différents régimes de fonctionnement d‟un transistor MOS sont donnés par la polarisation de grille et de drain, comme résumé ci-dessous (figure I.8) : 80 Vsat (mA) 60 50 IId.i*1000 d (mA) mA IdId.i, (mA) 60 40 40 30 20 20 10 0 0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 0 3.0 Vgs (V) Vgs 1 2 3 4 5 Vds Vds (V) Figure I.8 : Caractéristiques I-V statiques d'un transistor NMOS En dynamique, le transistor est amené à changer de régime de fonctionnement suivant le point de polarisation et de la dynamique des signaux d‟entrée ( Vgs ) et de sortie ( Vds ). Suivant la polarisation et le temps de conduction, on définit différentes classes de fonctionnement. Pour des signaux de forme sinusoïdale, on parle de classes sinusoïdales, qu‟on répartit en 4 types : les classes A, AB, B et C. Cependant l„architecture du PA reste dans ces différents cas fixée. Seule la polarisation change. En conséquence, il est possible de traiter ces différents cas comme un cas unique où seul l‟angle de conduction change. Pour l‟analyse des différentes classes, on considère généralement un modèle de transistor linéaire. On modélise alors le transistor par une source de courant commandée en tension avec une tension de seuil Vth (figure I.9). L‟expression du courant de drain est donc donnée par : 20 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Vgs (t) Vth Im Id (t) Vgs,max Vth 0 pour Vth Vgs (t) Vgs,max pour Vgs (t) Vth où Im est le courant maximum que peut délivrer le transistor (pour une tension grille source Vgsmax ). Zone de validité du modèle linéaire Vsat 60 40 Id (mA) Id.i*1000 50 30 20 10 0 0 1 2 Vds 3 4 5 Vds Figure I.9 : Modèle linéaire d'un transistor NMOS Afin de pouvoir analyser les différentes classes de fonctionnement, il faut introduire la définition de l‟angle de conduction δ du transistor. δ représente le temps pendant lequel le transistor conduit, sur une période du cycle RF. Cet angle est comprise entre 0° et 360° (0 et 2π ). La mise en équation de cette définition se résume à : Si Vgs,0 + Vgs,1 cos(θ) Vth Sinon On note : le transistor conduit le transistor est bloqué θ ωRF t . Vgs ,0 = tension de polarisation de la grille. Vgs,1 = amplitude du signal RF injectée en entrée. La représentation graphique de l‟angle de conduction est donnée figure I.10. 21 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Vgs,max Vgs(t) ts(Vgs), V 2.0 1.0 Vth 0.0 -1.0 0.5 0.7 0.9 Id(t)700 1.1 1.3 1.5 1.7 1.5 1.7 ts(Id.i), mA time, nsec 0 -π 0.5 δ 0.7 0.9 2 1.1 0 time, nsec 1.3 δ 2 π θ Figure I.10 : Courant de drain et angle de conduction en fonction de la tension de grille En fonction de la valeur de l‟angle de conduction δ , on définit 4 classes de fonctionnement (figure I.11) : C 0 AB B 180 A δ () 360 Figure I.11 : Classes de fonctionnement sinusoïdales Pour un amplificateur de puissance fonctionnant en classe A, le courant de drain est une sinusoïde « parfaite ». Pour les autres classes le courant de drain s‟annule plus ou moins en fonction du temps (la forme du courant est donc une partie de sinusoïde). 3.4.1.1. Classe A Lorsque le transistor fonctionne en régime saturé sur toute la durée du cycle RF, on parle d‟un fonctionnement en classe A (figure I.12). Dans ce cas, le point de polarisation doit être suffisamment éloigné du seuil de conduction ( Vth ) pour qu‟en superposant le signal RF au signal continu, la résultante reste supérieure à la tension de seuil. En règle générale, on choisit le point de polarisation au milieu de la dynamique de fonctionnement de sorte à maximiser la dynamique de sortie et donc la puissance. 22 500 400 400 400 ts(Id.i), mA 500 500 mA IdId.i, (mA) Id (mA) Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 300 300 A 200 200 100 100 Vinj=0.800 300 Vinj=0.200 200 100 00 0 0.0 0 0.5 0.5 1.0 1 1.5 1.5 Vgs 2.0 2 2.5 2.5 0.0 0 3.0 3 0.2 0.4 0.6 180 Vgs (V) 0.8 1.0 1.2 360 1.4 1.6 540 1.8 2.0 720 time, θ nsec (°) 720 θ (°) 540 360 180 0 Figure I.12 : Fonctionnement en classe A Pour une faible dynamique du signal d‟entrée, le transistor fonctionne en régime linéaire autour de point de polarisation. Le courant de drain n'est donc pas ou faiblement distordu assurant ainsi une bonne linéarité. Pour une dynamique plus importante, la linéarité se dégrade car les caractéristiques de sortie du transistor (courbes I-V) ne sont plus linéaires. Suivant le niveau de signal en entrée, le transistor peut fonctionner en mode mixte (figure I.13) et ainsi quitter le régime saturé, sur une partie du cycle de charge RF, pour passer dans le régime ohmique. 600 ts(Id.i), mA 500 400 400 IdId.i,(mA) mA Id (mA) 500 500 300 300 A 200 200 100 100 0 400 300 200 100 0 0 0.0 0 0.5 0.5 1.0 1 1.5 1.5 Vgs 2.0 2 2.5 2.5 0 0.0 3.0 3 Vgs (V) 0.2 0.4180 0.6 0.8 1.0 360 1.2 1.45401.6 1.8 2.0 720 θ (°) time, nsec 720 θ (°) 540 360 180 0 Figure I.13 : Mode de fonctionnement mixte La classe A permet de fonctionner dans un mode fortement linéaire, mais avec un rendement de drain faible. 23 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 3.4.1.2. Classe AB 500 500 500 400 400 400 ts(Id.i),mA ts(Id.i), mA IdId.i, (mA) mA Id (mA) Pour un angle de conduction compris entre 180° et 360°, on parle de fonctionnement en classe AB (figure I.14). Ce type de fonctionnement est obtenu pour une polarisation de grille comprise entre la tension de seuil et le point de polarisation correspondant à la classe A et pour une dynamique du signal d‟entrée suffisante pour bloquer le transistor sur une partie du cycle RF (inférieure à la demi période du signal RF). Tant que le signal d‟entrée est faible, le transistor fonctionne en classe A puis lorsque la dynamique du signal d‟entrée augmente, le transistor se bloque sur une partie du cycle RF. Dans ce dernier cas, la distorsion apparaît. 300 300 200 200 AB 100 100 300 200 100 00 0 0.0 0 0.5 0.5 1.0 1 1.5 1.5 Vgs 2.0 2 2.5 2.5 0.0 0 3.0 3 Vgs (V) 0.2 0.4 0.6 180 0.8 1.0 360 1.2 1.4 5401.6 1.8 2.0 720 time, nsec time, nsec θ (°) 720 θ (°) 540 360 180 0 Figure I.14 : Fonctionnement en classe AB En comparaison avec la classe A, la classe AB entraîne une dégradation de la linéarité mais permet d‟augmenter le rendement (en polarisant plus bas le transistor, la composante continue du courant de drain est réduite). 3.4.1.3. Classe B Lorsqu‟on polarise le transistor au seuil de conduction ( Vth ), celui-ci conduit, indépendamment de la dynamique du signal d‟entrée, sur une demi période du cycle RF. Dans ce cas de figure, l‟angle de conduction est de 180°. On appelle cette classe de fonctionnement la classe B (figure I.15). 24 500500 500 400400 400 ts(Id.i), mA IdId.i, (mA) mA Id (mA) Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 300300 200200 100100 0 300 200 100 B 0 0 0.0 0 0.5 0.5 1.0 1 1.5 1.5 Vgs 2.0 2 2.5 2.5 0.0 0 3.0 3 0.2 0.4180 0.6 Vgs (V) 0.8 1.0 360 1.2 1.4 5401.6 1.8 2.0 720 time, nsec 720 θ (°) θ (°) 540 360 180 0 Figure I.15 : Fonctionnement en classe B En statique, la consommation est nulle. En dynamique, le courant consommé augmente proportionnellement avec le niveau du signal d‟entrée. En comparaison avec la classe AB, la classe B dégrade la linéarité mais permet d‟améliorer le rendement de l„amplificateur. V _V η max dd sat Vdd π 78% 4 3.4.1.4. Classe C Pour une polarisation sous le seuil de conduction ( Vgs,0 < Vth ) et donc pour un angle de conduction inférieur à 180°, on parle de classe C (figure I.16). Plus l‟angle de conduction diminue, plus la puissance dissipée diminue mais plus on dégrade la puissance de sortie. La classe C permet donc d‟améliorer le rendement au détriment de la linéarité et de la puissance de sortie. Il faut ajouter à cela, que la dynamique du signal d‟entrée nécessaire devient très importante. Par conséquent, la tendance actuelle à la réduction des tensions d‟alimentation pénalise l‟emploi de ce type de fonctionnement. Pour ces différentes raisons, les amplificateurs fonctionnant en classe C sont très rarement utilisés par les concepteurs. On lui préfère les classes de fonctionnement non linéaires du type classe D, E, F, dual F …. 25 500 500 500 400 400 400 ts(Id.i), mA IdId.i, (mA) mA Id (mA) Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 300 300 200 200 100 100 0 300 200 100 C 0 0 0.0 0 0.5 0.5 1.0 1 1.5 1.5 Vgs 2.0 2 2.5 2.5 0.0 0 3.0 3 0.2 0.4 1800.6 Vgs (V) 0.8 1.0 360 1.2 1.4 5401.6 1.8 2.0 720 time, nsec θ (°) 720 θ (°) 540 360 180 0 Figure I.16 : Fonctionnement en classe C 3.4.1.5. Performances théoriques d’un puissance en fonction de l’angle de conduction amplificateur de L‟expression théorique des grandeurs caractéristiques d‟un amplificateur de puissance en fonction de la classe de fonctionnement nécessite de revenir aux équations permettant de décrire le fonctionnement des classes sinusoïdales. Pour que le dispositif fonctionne dans sa zone de saturation, une portion du signal d‟entrée doit dépasser le seuil de conduction VT du transistor. Cette condition s‟exprime par : Si Vgs,0 + Vgs,1 cos(θ) Vth Sinon le transistor conduit le transistor est bloqué Si on revient à la définition de l‟angle de conduction δ ainsi qu‟à sa représentation graphique (paragraphe 3.4.1.), on peut écrire : δ δ Vgs Vgs,0 + Vgs,1 cos Vth 2 2 D‟où : δ Vth Vgs,0 cos Vgs,1 2 Vth Vgs,0 δ Arcos V gs,1 En revenant à l'expression du courant de drain (considérant un modèle linéaire de transistor) et à la définition de l‟angle de conduction, on peut écrire : 26 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Vgs,0 + Vgs,1 cos(θ) Vth I Id m Vgs,max Vth 0 pour - δ δ θ 2 2 [2π] δ δ θ 2 2 [2π] sinon En utilisant l‟expression de l‟angle de conduction : δ Vgs,1 cos(θ) cos 2 I m Id Vgs,max Vth 0 pour - sinon Le courant maximum de drain est donc donné en fonction de l‟angle de conduction par : δ Vgs,1 1 cos 2 Id,max (δ) Im Vgs,max Vth On peut écrire l‟expression du courant de drain sous la forme : I Id d,max 0 δ cos(θ) cos 2 δ 1 cos 2 pour - δ δ θ 2 2 2π sinon La figure I.17 montre, pour un signal d‟entrée fixé, l‟évolution du courant de drain maximal en fonction de l‟angle de conduction. La valeur du courant est normalisée par rapport au courant maximal de la classe A ( δ 180 ). 27 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 1 0.8 0.6 0.4 0.25 0.2 0 0 60 120 180 240 300 360 δ (°) Classe C Classe AB Classe B Classe A Figure I.17 : Courant de drain maximal normalisé par rapport au courant en classe A Si on considère l‟impédance d‟entrée Z in du transistor indépendante des signaux d‟entrée et de sortie ( Z in constant), il faut augmenter la puissance du signal d‟entrée pour maintenir le courant de drain maximal constant lorsque l‟angle de conduction décroît. Par conséquent, plus on polarise bas le transistor, plus on dégrade le gain de l‟amplificateur. D‟après la théorie, le rapport de gain entre des amplificateurs classe A et classe B est de 4. On a donc une réduction de gain théorique de 6dB. Dans la pratique, si on remarque une diminution du gain de l‟amplificateur lorsque l‟angle de conduction décroît, prévoir précisément son impact reste difficile. La valeur de l‟impédance d‟entrée est une composante sensible à la polarisation ainsi qu‟à la dynamique des signaux d‟entrée et de sortie. Elle évolue au court du cycle RF et rend l‟adaptation difficile. On peut également en fonction de l‟angle de conduction définir la puissance et le rendement maximum théorique d‟un amplificateur de puissance. L‟expression du rendement est rappelée ci-dessous : η Pout,1 PDC 1 Id,1 Vds,1 2 Id,0 Vdd La tension drain source maximale ( Vds_max ) étant limitée par la tension de saturation Vsat du transistor, l‟expression du rendement optimal devient : ηmax 1 Id,1 ( Vdd Vsat ) 2 Id,0 Vdd L‟équation du rendement fait intervenir les composantes continues et à la fréquence RF du courant de drain. Une décomposition en série de Fourier permet de donner les expressions de ces composantes : 28 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Id (θ) Id,0 + Id,n cos(n θ + φ n ) n 1 L‟amplitude Id,n et la phase φ n des composantes du courant de drain sont fonction de l‟angle de conduction (Annexe 1). δ δ 2 sin δ cos δ 2 2 2π 1 cos 2 Id,max δ - sin(δ) δ 2π 1 cos 2 Id,0 Id,1 Id,n Id,max δ δ δ δ cos sin n n sin cos n 4 Id,max 2 2 2 2 2 n (n 1) δ 2π 1 cos 2 pour n 1 L‟évolution des différentes composantes du courant de drain en fonction de l‟angle de conduction est représentée figure I.18 : 0.6 Id,1 Id,max=1 0.5 Id,0 0.4 0.3 Id,2 0.2 Id,3 Id,4 0.1 Id,5 0 0 60 120 180 240 300 360 δ (°) Figure I.18 : Composantes du courant de drain (modèle de transistor linéaire) Pour des faibles valeurs d‟angle de conduction ( 0 δ 180 ), la figure I.18 montre que l‟amplitude des harmoniques est comparable à l‟amplitude du fondamental. On se situe donc dans une zone de fonctionnement fortement non linéaire. Plus l„angle de conduction augmente et plus la différence entre l‟amplitude du fondamental et les niveaux d‟harmoniques augmente (pour δ 250 il ne reste plus que la composante d‟harmonique 2). La linéarité est donc d‟autant meilleure que δ est important. 29 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés En utilisant les expressions des composantes du courant de drain, le rendement théorique maximal devient : ηmax 1 Vdd Vsat 2 Vdd δ sin(δ) δ δ 2 sin δ cos 2 2 La figure I.19 montre les performances théoriques d‟un amplificateur de puissance idéal en fonction de l‟angle de conduction et de la tension de saturation Vsat . Elle fait apparaître : la puissance de sortie Pout , le rendement de drain η et la puissance consommée PDC , normalisées par rapport à la puissance consommée. Les courbes en pointillés correspondent au cas idéal où on ne tient pas compte de la tension de saturation. Les courbes pleines sont données pour Vsat 0.3 V . 1 0.9 Pdc η 0.8 0.7 0.6 0.5 Pout 0.4 0.3 Pdiss 0.2 0.1 0 0 60 120 180 240 300 360 δ (°) Classe AB Classe C Classe B Classe A Figure I.19 : Performances de l'amplificateur avec Vsat nulle (pointillés) et Vsat=0.3V (trait plein) On retrouve sur la figure I.19, les caractéristiques des différentes classes de fonctionnement décrites dans les paragraphes précédents. Elle permet également de mesurer l‟impact de la tension de saturation Vsat sur les performances de l‟amplificateur. La dégradation du rendement et de la puissance de sortie est importante. Afin d‟éviter toute chute de tension d‟alimentation, il importe donc de concevoir soigneusement les dispositifs de puissance et de porter un soin particulier à la minimisation des résistances parasites et d‟accès sur le drain ou la source des transistors de puissance. 30 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 3.4.1.6. Comparaison théorique des classes de fonctionnement sinusoïdales Les résultats théoriques comparatifs entre les différentes classes de fonctionnement linéaires sont donnés dans le tableau I.1 suivant. Ils se basent sur un modèle linéaire de transistor et ne tiennent pas compte de la tension de saturation. Classe de fonctionnement Puissance Rendement A δ = 360° Elevée < 50% AB 180°< δ < 360° Elevée 50% - 78.5% B δ = 180° Elevée 78.5% C 0°< δ < 180° Décroît avec l'angle de conduction 78.5% - 100% Gain Linéarité Fort Faible Bonne Forte distorsion Tableau I.1 : Performances théoriques des classes de fonctionnement linéaires 3.4.2. Les classes de fonctionnement non linéaires Comme énoncé précédemment, en distordant le courant et/ou la tension de sortie d‟un PA (ajout d‟harmoniques au signal utile), il est possible de mettre en forme les signaux de sortie de sorte à augmenter le rendement énergétique du dispositif. On appelle classes fortement non linéaires, celles qui se basent sur ce principe. Parmi celles-ci, on distingue les classes où on utilise le PA comme un commutateur d‟énergie (classes D et E) et celles où on utilise, en sortie, des résonateurs centrés autour des différentes harmoniques (classes F et « dual » F). En contre partie, si ces différentes topologies permettent d‟améliorer les performances du PA, dans les deux cas elles imposent l„ajout de filtres sélectifs en sortie ainsi que des dispositifs de linéarisation pour amplifier les signaux à enveloppe variable. 3.4.2.2. Classe E Avec un angle de conduction normalement de 180°, la classe E est similaire aux classes B et F (figure I.20). Cependant, le transistor fonctionne en commutation, si bien qu‟il n‟y a plus de relation entre les signaux d‟entrée et de sortie. Le transistor est modélisé comme un commutateur en parallèle avec la capacité de sortie du dispositif qui peut être augmentée par l‟ajout d‟une capacité extrinsèque. Le courant de drain est donc alternativement déterminé par la résistance de saturation (résistance à l‟état passant R on ) et la capacité totale de sortie. Théoriquement, dans cette classe de fonctionnement, il n‟y a pas de puissance gaspillée outre le produit Ron Idss . Lorsque le transistor est bloqué, le courant maintenu par la self de choke commence à charger la capacité Cds . Une fois que la tension, atteint trois fois la tension d‟alimentation, la charge attire le courant et la tension commence à chuter. Afin d‟obtenir un rendement maximum, la tension Vds doit atteindre zéro avant que le transistor de puissance ne conduise de nouveau. 31 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Vdd RFC L0 C0 Id C ds Vds Ig Vgs ZL Figure I.20 : Topologie d'un amplificateur fonctionnant en classe E 3.4.2.3. Classe F et « dual »F La classe de fonctionnement F est une variante de la classe B. Longtemps considérée intéressante pour des amplificateurs basses fréquences, elle est devenue plus populaire ces dernières années pour des fonctionnements RF. En contrôlant les impédances aux harmoniques, elle permet d‟obtenir des rendements supérieurs à la classe B ( η >78%). Cela permet de réduire la puissance dissipée aux harmoniques, et surtout de mettre en forme le signal de sortie à la fréquence RF et ainsi maintenir la tension de sortie du dispositif aussi faible que possible lorsque le courant est maximum. Le transistor est polarisé au seuil de conduction (similaire à la classe B). Si on suppose dans un premier temps que la sortie du transistor peut être modélisée par la mise en parallèle d‟une source de courant et d‟une résistance de sortie de forte valeur, le niveau de la tension de sortie peut être fixé indépendamment du courant de drain (courbes I-V plates). En plaçant un résonateur à l‟harmonique 3 ( L 3 , C3 ) en série avec la charge, on peut ajouter une composante harmonique 3 à la tension de drain sans affecter le fonctionnement de la classe B. Cela a pour effet de mettre en forme la tension de sortie. En se rapprochant d‟un signal carré, cela permet d‟améliorer le rendement et la puissance de sortie. Le principe général est décrit figure I.21 : Vdd L3 RFC Id Vgs Ig C3 C 0 Vds L0 Figure I.21 : Topologie et signaux types de la classe F 32 ZL Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés La tension de sortie sur la charge est sinusoïdale, dû à la présence d‟un circuit résonnant ( L 0 , C0 ) qui court-circuite toutes les composantes harmoniques et présente une impédance infinie à la fréquence RF. Ainsi la tension de drain est la somme de trois composantes qui sont : une composante continue, la composante RF et une composante à la fréquence 3 fRF qui permet une mise en forme de la tension de drain proche d‟un carré. Ainsi : Vd Vdd + V1 sin(θ) + V3 sin(3θ) Le rendement peut dans ce cas atteindre près de 90%. En pratique, il est difficile d‟obtenir cette valeur, car la tension minimale de sortie est limitée par la tension de saturation Vsat . Il y a deux limitations fortes à opposer à la théorie. Premièrement, le courant de drain comprend en théorie uniquement des composantes d‟harmoniques paires (demi sinusoïde caractéristique de la classe B). Le résonateur d‟harmonique 3 ajoutant une composante 3 sur la tension de drain, cela requiert une composante 3 sur le courant de drain, laquelle n‟existe pas. Cependant, en polarisant sous le seuil de conduction ( δ < 180°) le niveau d‟harmonique 3 augmente rapidement et cela devient possible. Deuxièmement, le transistor, vu de la sortie, n‟est pas uniquement une source de courant. Avec une résistance série de drain et sa résistance de sortie, le transistor peut également être modélisé par une source de tension. Dans ce cas, que l‟on nomme « dual », le courant peut être mis en forme pour présenter une forme carrée et la tension une demi sinusoïde comme en classe B. On appelle cette classe la classe « inverse F » ou « dual F ». 3.5. Architecture d’un amplificateur de puissance Dans la conception d‟amplificateurs de puissance, la première phase consiste à faire le choix du type d‟architecture à adopter. Comme résumé ci-dessous, l‟amplificateur de puissance peut être constitué d‟une ou plusieurs voies et d‟un ou plusieurs étages fonctionnant en mode commun ou différentiel. On différentie généralement trois types d‟architectures différentes. 3.5.1. Architecture de PA mode commun (simple « line_up ») L‟architecture simple "line_up" présentée figure I.22 est composée d‟un ou plusieurs étages mode commun. Cette solution offre l‟avantage d‟être peu encombrante mais impose suivant le niveau de puissance en sortie de travailler avec de faibles impédances. La sensibilité aux parasites est donc accentuée et les rapports de transformation des réseaux d‟adaptation augmenté (donc les pertes). On peut également ajouter à cela que la connexion à la masse des étages amplificateur est un point critique. 33 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Entrée RF Réseau d‟adaptation Pilote Réseau d‟adaptation Etage de puissance Pilote Sortie RF Réseau d‟adaptation Figure I.22 : Architecture mode commun 3.5.2. Architecture de PA différentiel Le mode différentiel consiste à faire fonctionner les deux transistors en opposition de phase (figure I.23). Entrée RF Balun Pilote Réseau d‟adaptation Etage de puissance Pilote Sortie RF Balun Figure I.23: architecture de PA différentiel Il permet une connexion à la masse simple (point froid au plus prêt des transistors de puissance), d‟augmenter le niveau d‟impédance de charge d‟un facteur quatre et de diviser par deux la taille des transistors. Prenons l’exemple d’un amplificateur de puissance alimenté sous 3.6V et conçu avec des dispositifs de puissance dont la densité de puissance est de 165mW/mm. Pour une puissance en sortie de 2 Watts, l’expression simplifiée suivante nous donne le niveau d’impédance à présenter en sortie de l’étage de puissance en fonction de la tension d’alimentation et de la puissance de sortie : R opt 2 VCC 2 Pout Les résultats sont donnés figure I.24 : 34 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Mode différentiel Mode commun VCC VCC Wg1_diff Ropt1_diff R opt_diff (Pout1 ) VCC Wg_single R opt_single (Pout ) Wg2_diff Ropt2_diff (Pout2 ) VCC (V) 3.6 Pout (Watts) 2 Pout1 (Watts) 1 Ropt1_diff (Ω) 6.48 Wg1_diff (mm) 6 Ropt_diff (Ω) VCC (V) Pout2 (Watts) Ropt2_diff Wg2_diff (mm) 3.6 Pout (Watts) 2 1 Wg_single (mm) 12 6.48 Ropt_single (Ω) 3.24 6 12.96 Figure I.24 : Exemple de l’impact du mode de fonctionnement sur l'impédance de charge optimale Etant donné les niveaux de puissance requis (pouvant atteindre 4 Watts) au niveau de l‟antenne sous une faible tension d‟alimentation et donc des niveaux d‟impédances que cela impose, le mode différentiel permet de réduire la sensibilité aux impédances parasites. De plus, il permet, en théorie, la suppression des harmoniques paires et la réduction du bruit "mode commun" injecté dans le substrat. Cependant, cela suppose d‟être parfaitement différentiel et de n‟avoir aucune dissymétrie entre les voies. En dernier lieu, localement, cela permet de réduire l‟échauffement. La taille totale de transistor étant en mode différentiel répartie équitablement entre les deux voies, la puissance dissipée localement est moins importante qu‟en mode commun. En contre partie, cela impose d‟utiliser en entrée et en sortie, des balun pour la recombinaison des signaux différentiels en signal mode commun. Il faut ajouter à cela, un accroissement du niveau de complexité et du nombre de composants. 35 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 3.5.3. Architecture de PA en quadrature Avec une architecture de PA en quadrature (figure I.25), l‟utilisation de plusieurs voies en parallèle(s) permet de travailler avec des niveaux d‟impédance de charge plus élevés et des transistors de plus petites tailles. Pilote Entrée RF Réseau d‟adaptation Pilote Etage de puissance Coupleur Coupleur 3dB 3dB Pilote Réseau d‟adaptation Pilote Sortie RF Etage de puissance Figure I.25 : Architecture de PA en quadrature Cette topologie est d‟autant plus intéressante que la tension d‟alimentation est faible et que les niveaux de puissance exigés sont forts. De même, pour des fréquences de fonctionnement élevées, l‟emploi de transistors de petites tailles, plus rapides, facilite la conception. On peut également ajouter à cela le fait que ce type d‟architecture est moins sensible à la désadaptation en sortie. En contre partie, l‟encombrement et l‟utilisation de coupleurs pour la recombinaison des signaux en entrée et en sortie augmentent la complexité du circuit et freine l‟intégration sur silicium. 3.5.4. Caractéristiques des différentes architectures de PA Les avantages et inconvénients des différentes architectures de PA (simple line_up, différentielle et en quadrature) sont résumés dans le tableau I.2 : Compacité Connexion masse Insensibilité aux parasites Tenue à la désadaptation Simple line_up ++ ---- Différentiel +++ ++ -- En quadrature --+/++ ++ Tableau I.2 : Avantages et inconvénients des différentes architectures de PA 36 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 4. Les technologies dédiées PA Ces dernières décennies, différentes technologies sur différents matériaux ont été utilisées pour l‟implémentation d‟amplificateurs de puissance dans les domaines des radios fréquences et des ondes millimétriques. Les avantages et inconvénients alliés à chacune d‟entre elles et les différentes améliorations apportées ont eu pour résultat aujourd‟hui de sélectionner parmi celles-ci, les technologies AsGa (Arséniure de Gallium) et Si (silicium). Ces différentes technologies ainsi que leurs dispositifs de puissance sont brièvement abordés dans cette partie. On revient notamment sur leur mode de fonctionnement général, leurs performances ainsi que sur les options disponibles qu‟elles autorisent (intégration de "passifs" : résistances, capacités, inductances). 4.1. La technologie Arsenic de Galium AsGa 4.1.1. Le transistor HBT ("Heterojunction Bipolar Transistor") Le concept de transistor bipolaire à hétérojonction n'est pas nouveau. Il a été décrit par Schockley en 1948, malgré le fait qu'il soit devenu réalisable que récemment grâce aux améliorations apportées dans la croissance des couches d'épitaxie. Afin de maintenir un gain en courant fort il est important de minimiser les recombinaisons avec les trous ainsi que l'injection de trous de la base vers l'émetteur. La différence entre un transistor HBT npn et un transistor bipolaire standard se retrouve dans le choix des matériaux utilisés pour former les jonctions. L'émetteur est réalisé avec un semi-conducteur à fort bandgap afin d'augmenter la barrière de potentiel et ainsi réduire le flot de porteurs minoritaires de la base vers l'émetteur. La figure I.24 présente la coupe d'un transistor NPN HBT sur une technologie AsGa. Emetteur Base n AlAsGa Base p+ AsGa Collecteur n AsGa Contact n+ Collecteur AsGa Substrat AsGa semi isolant Figure I.24 : Coupe d'un transistor npn HBT AsGa Dans cette technologie, plusieurs niveaux de métaux sont utilisés (généralement 2) pour les interconnexions avec le niveau supérieur épais (Au ≈10µm). Elle offre également une capacité MIM (Metal Isolant Metal) ainsi qu'une capacité MOM (Metal Oxyde Metal) réalisé avec les niveaux d'interconnexion. Les inductances sont généralement réalisées sur le métal supérieur et écrantées électriquement en utilisant les niveaux d'interconnexion. Etant donné la nature semi isolante du substrat et les caractéristiques faibles pertes du niveau de métal supérieur, l'intégration de passifs à fort coefficient de qualité est possible. La 37 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés technologie dispose également de trous traversant (du niveau supérieur au niveau face arrière) permettant par exemple une connexion à la masse de faible résistivité. Ces dernières années les PA utilisant la technologie HBT AlGaAs/InGaP AsGa ont dominés le marché de la téléphonie mobile du à leur excellente PAE et linéarité. Cependant, le substrat GaAs n'est pas un excellent conducteur thermique et demande de ce fait d'être aminci pour obtenir des performances optimales dans le domaine des amplificateurs de puissance. Il est également plus fragile et plus cher qu'un substrat silicium. Ainsi le "champ" des circuits intégrés AsGa est relativement faible, ce qui ralentit le temps de cycle en production et la fabrication des wafers. En dernier lieu, du fait des matériaux utilisés (matériaux à fort bandgap), la tension de mise en conduction est forte (≈ 1.1V), ce qui risque de poser problème dans le future du fait de la tendance actuelle à la réduction des tensions d'alimentation. 4.1.2. Le transistor MESFET ("MEtal Semiconductor Field Effect Transistor") Cette technologie était très en vogue avant que les technologues trouvent le moyen de faire croître à moindre coût les niveaux d'épitaxie. Le fonctionnement d'un MESFET est similaire à celui du JFET ("Junction Field Effect Transistor"). La différence se situe au niveau de la commande des électrodes où une jonction pn polarisée en inverse est remplacée par une barrière de Schottky. La figure I.25 présente la coupe d'un transistor MESFET sur une technologie AsGa. Source n+ AsGa Grille Déplétion n AsGa Drain Drain n+ AsGa p AsGa Substrat AsGa semi isolant Figure I.25 : Coupe d'un transistor MESFET AsGa Le dispositif MESFET est constitué d'une jonction barrière en entrée qui agit comme une électrode de commande (grille) et de 2 contacts ohmiques (drain, source) à travers lesquels le courant de sortie circule. Le courant varie en fonction de la tension de grille négative appliquée qui modifie la répartition de charges sous la grille. La technologie MESFET AsGa offre les mêmes possibilités d'intégration que la technologie HBT (résistance, capacité MIM et MOM, inductances à fort coefficient de qualité et trous traversant). Cependant, ne comportant pas de niveau d'épitaxie, elle reste meilleur marché mais requiert en contre partie une tension de contrôle négative pour faire fonctionner le transistor en mode désertion. A ce jour, en terme de performances, cette technologie est dépassée par la technologie HBT AsGa. 38 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 4.1.3. Les transistors HEMT ("High Electron Mobility Transistor") et PHEMT Le transistor HEMT est un transistor à forte mobilité d'électrons inventé par Takashi Mimura. C'est un transistor à effet de champ où le canal est formé d'une jonction entre 2 matériaux de bandes interdites différentes (hétérojonction). L'effet de cette jonction est de créer une couche très fine où le niveau de Fermi est au dessus de la bande de conduction réduisant ainsi la résistance du canal et augmentant la mobilité des électrons. Comme le MESFET, une tension de contrôle négative est requise pour fonctionner en déplétion. Aujourd'hui, le transistor HEMT AsGa/AlAsGa est obsolète. Normalement les matériaux utilisés pour l'hétérojonction doivent avoir le même espace entre les atomes (lattice constante). Dans le cas contraire, cela génère des discontinuités à l'interface entre les deux matériaux, qui agissent comme un "piège" à électrons. Les performances sont dans ce cas réduites. Afin de s'affranchir de ce phénomène, on lui préfère le transistor PHEMT ("Pseudomorphic High Electron Mobiliy Transistor"). La figure I.26 présente la coupe d'un transistor PHEMT sur une technologie AsGa. Source Grille Drain Drain n AlAsGa Espaceur AlAsGa non dopé InAsGa AsGa non dopé Substrat AsGa semi isolant Figure I.26 : Coupe d'un transistor PHEMT AsGa Il se trouve qu'il est possible de créer une telle hétérostructure avec des matériaux où leur réseau est de nature différente, à condition que l'épaisseur des couches ne dépasse pas une valeur critique. Si la couche que l'on fait croître est plus fine que l'épaisseur critique, sa structure cristalline sera conforme au substrat. Cela cause une déformation du réseau de la couche et créer une couche pseudomorphique. L'importance de la déformation dépend de la différence de réseau entre le substrat et la couche mais également de son épaisseur. Le processus de fabrication du transistor PHEMT est très similaire à celui du MESFET, excepté que le matériau de départ est surmonté d'une couche d'épitaxie. Cette approche permet, sur un substrat relativement bon marché, de réduire le temps de fabrication des transistors comparativement à la technologie HBT. De même que pour les technologies décrites précédemment, la technologie PHEMT offre en terme d'intégration, des capacités MIM, MOM, des résistances sur film mince, des inductances écrantées électriquement à fort coefficient de qualité ainsi que des trous traversant. En contre partie, le PHEMT a les mêmes inconvénients que le MESFET, à savoir qu'il demande des tensions de contrôle positives et négatives. 39 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 4.2. Les technologies Silicium Si 4.2.1. Le transistor HBT ("Heterojunction Bipolar Transistor") Le concept de combinaison du silicium (Si) et du Germanium (Ge) a été envisagé pour la première fois par Shockley au début de ces recherches. Du fait des difficultés à faire croître des réseaux SiGe, la mise en œuvre pratique de ce type de dispositifs remonte seulement à ces quinze dernières années. La technologie SiGe a été dans un premier temps, développée par IBM pour le marché de l'informatique, cependant, du fait de sa forte consommation statique, la technologie SiGe n'a pu concurrencer le CMOS sur ce type d'applications. Néanmoins, cette technologie étant réalisée sur un substrat silicium, elle permet la quo intégration des technologies SiGe et CMOS. On la connaît sous l'appellation BiCMOS. Cependant, si elle permet d'avoir accès aux dispositifs MOS ainsi que bipolaires HBT, il est important de préciser que certaines améliorations apportées au CMOS, ne sont pas directement transférables en technologie BiCMOS. L'optimisation conjointe du bipolaire et du MOS est impossible sans ajouter des étapes supplémentaires de fabrication et donc sans augmenter le prix. La différence de budget thermique requis pour le MOS et le bipolaire présente des problèmes quant aux processus d'intégration. Pour cette raison, les dispositifs CMOS disponibles sur les technologies BiCMOS actuelles ont généralement une génération de retard par rapport aux technologies pures CMOS. L'utilisation du SiGe plutôt que du Si dans la base des HBTs permet d'augmenter la fréquence maximale de fonctionnement et permet de réduire la résistance de base. Le collecteur est généralement réalisé avec une couche d'épitaxie silicium. Afin de pouvoir supporter de forts courants, on implante habituellement une couche de "buried" de type n afin de réduire la résistance d'accès côté collecteur. L'emploi de tranchées profondes permet d'assurer l'isolation avec les autres dispositifs. Ces dispositifs restent moins performants du point de vu énergétique que les HBT AsGa et peuvent avoir des tensions de claquage plus faibles. La figure I.27 montre une coupe de transistor HBT. Figure I.27 : Coupe d'un transistor HBT Si La technologie BiCMOS SiGe permet l'intégration de dispositifs actifs (HBT, MOS) ainsi que de composants passifs (capacités MIM et MOM, résistances, inductances …). Pour la conception de circuits analogiques, le métal supérieur est généralement en cuivre épais (≈ 4µm). 40 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 4.2.2. Le transistor LDMOS ("Lateral Diffused MOS") Contrairement au transistor bipolaire, le transistor MOS fonctionne uniquement à partir des porteurs majoritaires, il n'y a donc pas de temps de stockage associé à la recombinaison des porteurs minoritaires. En comparaison avec le transistor bipolaire, le MOS a l'avantage d'être moins sensible aux effets thermiques qui provoquent pour le bipolaire des phénomènes de second claquage. Il offre également l'avantage d'être commandé en tension, c'est-à-dire sans consommation de courant et nécessite donc un circuit de polarisation beaucoup plus simple. Néanmoins, ces avantages sont contre balancés par son principe même de fonctionnement. Les phénomènes physiques qui limitent les performances du MOS pour la puissance sont de 2 types: les uns limitent la tension de claquage alors que les autres limitent le courant de saturation. Le MOSFET de puissance, LDMOS, permet de contourner ces limitations. Il a été développé pour les applications RF en 1972. L'originalité de ce dispositif est son habilité à fournir dans le même temps des longueurs de canal très courtes et des tensions de fonctionnement fortes. La figure I.28 montre une coupe d'un transistor LDMOS. Grille Grille Drain N+ N+ Extension Zone d‟accès Sourc e P+ Pbody Epitaxie N Drain N+ Canal N+ Substrat silicium de type pFigure I.28 : Coupe d'un transistor LDMOS Il est typiquement fabriqué sur un substrat silicium de type p- avec une couche mince d'épitaxie dopée p. La grille est réalisée en polysilicium. Une couche "sinker" dopée p+ est utilisée afin de réduire le nombre de contacts. Les propriétés hautes fréquences sont généralement déterminées par la longueur du canal. Il est donc nécessaire de faire un compromis entre le fonctionnement en fréquence et la tenue en tension. Pour les applications puissance la fréquence de fonctionnement est donc limitée. La partie process est similaire au CMOS. Une co-intégration est donc envisageable avec le CMOS, moyennant un coût supplémentaire lié aux niveaux de masques nécessaires (généralement un ou deux). De même que pour la technologie HBT décrite précédemment, la technologie LDMOS permet d'intégrer dans le même temps, des capacités MIM, MOM, des résistances sur films minces et des inductances. Pour ces dernières, le coefficient de qualité est de l'ordre de 30 et reste donc moins élevée que sur une technologie AsGa, du fait de la nature moins isolante du substrat Si. 41 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 5. Etat de l’art L'amplificateur de puissance est un élément indispensable dans les systèmes de communication sans fil. Conformément aux normes dictées par l'ITU ("International Télécommunications Union") ainsi qu'aux exigences des fabricants de téléphones portables, il répond à des critères qui sont propres (puissance, rendement, linéarité, fiabilité…). Les fortes contraintes imposées nécessitent aujourd'hui l'emploi de technologies dédiées "puissance". Les dispositifs RF disponibles sur le marché aujourd'hui sont nombreux : AsGa HBT, AsGa PHEMT, Si BJT, SiGe HBT, LDMOS. Chacune de ces technologies présente des avantages et des inconvénients suivant l'application visée (GSM, DCS, …). Pour chaque standard, on peut donc trouver une ou plusieurs technologie(s) capable(s) de satisfaire les besoins exigés. La partie ci-dessus référence parmi les différentes publications disponibles dans la littérature celles concernant les amplificateurs de puissance RF pour le standard GSM qui nous intéresse (bandes basses et bandes hautes). Dans un premier temps, les performances obtenues, sur chaque bande de fréquence, avec les différentes technologies disponibles sur le marché sont confrontées. La comparaison s‟appuie sur les critères de puissance de sortie maximale, de rendement et de tension d‟alimentation. Dans un second temps, le bilan sur les différentes technologies de puissance, est dressé. 5.1. Les PA dédiés aux standards GSM 900MHz et DCS 1800 MHz Les applications que l'on vise (GSM 900MHz, DCS 1800MHz) utilisent des modulations à enveloppe constante. Par conséquent, les performances à optimiser sont centrées sur la puissance de sortie maximale et sur le rendement (PAE). Avant de comparer les performances des différentes technologies, il est important de souligner le fait que ces grandeurs sont fortement dépendantes de la tension d'alimentation. Il faudrait donc pouvoir caractériser les différents dispositifs de puissance dans les mêmes conditions de fonctionnement. Etant donné que les références citées dans la littérature ne permettent pas une comparaison à tension d'alimentation constante, celles-ci sont précisément spécifiées pour chaque amplificateur de puissance. La figure I.29 montre une comparaison entre amplificateurs GSM 900MHz réalisés sur des technologies AsGa (HBT [1],[2],[3] et PHEMT [5],[7]) ainsi que sur des technologies silicium Si (SiGe HBT [12],[13], [14],[15], LDMOS [17],[18] et CMOS [20]). Même si il ne s'agit pas d'une technologie dédiée puissance, étant donné l'engouement actuel, il apparaît intéressant de joindre à la comparaison les amplificateurs réalisés en "tout CMOS". 42 0 1 2 HBT 3 HBT PHEMT AsGa 4 5 CMOS LDMOS 6 65 60 55 50 45 40 35 30 25 0 1 HBT 2 3 HBT PHEMT Silicium AsGa 4 5 CMOS LDMOS 6 PAE (%) 7 6,5 6 5,5 5 4,5 4 3,5 3 Puissance de sortie (dBm) 36 35 34 33 32 31 30 29 28 Tension Alim.(V) (V) Tension Alim. 7 6,5 6 5,5 5 4,5 4 3,5 3 Puissance de sortie (dBm) Puissance de sortie (dBm) Tension Alim.(V) (V) Tension Alim. Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Silicium Figure I.29 : Amplificateurs GSM 900MHz réalisés sur une technologie AsGa (HBT [1],[2],[3] et PHEMT [5],[7]) et Si (HBT [12],[13],[14],[15], LDMOS [17],[18] et CMOS [20]) Malgré que la puissance de sortie soit du même ordre de grandeur (≈ 35dBm) indépendamment de la technologie, on remarque néanmoins que la technologie AsGa (HBT et PHEMT) permet d'obtenir les mêmes performances avec des tensions d'alimentation plus faibles : 3.2V au lieu de 3.5V pour les technologies silicium. Cet état de fait est renforcé par les mesures de rendement (PAE). Il s'avère notamment que les dispositifs PHEMT AsGa obtiennent les plus hautes valeurs de PAE avec des tensions d'alimentation les plus faibles. En dépit de cette prédominance, on remarque que les performances des technologies silicium, et notamment du SiGe HBT, ne sont pas négligeables. Les amplificateurs de puissance "tout CMOS" obtiennent des résultats intéressants même s'ils restent en terme de rendement, 5% à 10%, inférieurs aux autres technologies et notamment à la technologie PHEMT AsGa. 6,5 33 6 32 5,5 31 5 30 4,5 29 4 28 3,5 27 3 26 0 1 HBT 2 3 HBT 4 BJT PHEMT AsGa 5 CMOS 6 7,5 65 7 60 6,5 55 6 50 5,5 45 5 40 4,5 35 4 30 3,5 25 3 7 20 0 1 HBT 2 3 HBT 4 BJT PHEMT LDMOS AsGa Silicium PuissancePAE de (%) sortie (dBm) 34 Tension Alim.(V) (V) Tension Alim. Tension Alim. Tension Alim. (V) (V) 7 Puissance de de sortie (dBm) Puissance sortie (dBm) Les mêmes comparaisons peuvent être faites sur des amplificateurs de puissance dédiés au standard DCS 1800MHz (AsGa : HBT [1],[3],[4], PHEMT [5],[6],[7] et Si : BJT [8],[9], HBT [11],[12],[13],[14],[15], LDMOS [17], [18] et CMOS [19],[20]) (figure I.30). 5 CMOS 6 7 LDMOS Silicium Figure I.30 : Amplificateurs DCS 1800MHz réalisés sur une technologie AsGa (HBT [1],[3],[4] et PHEMT [5],[6],[7]) et Si (BJT [8],[9], HBT [11],[12],[13],[14],[15], LDMOS [17],[18] et CMOS [19],[20]) 43 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Les conclusions précédentes, pour les amplificateurs de puissance dédiés au standard GSM 900MHz, se confirment à 1800MHz. On note même une accentuation des différences de performances en terme de rendement entre la technologie AsGa (notamment avec le PHEMT) et la technologie silicium. On mesure en moyenne avec la technologie PHEMT AsGa, pour une même tension d'alimentation, un gain de 10% en rendement ajouté par rapport aux autres technologies. Les amplificateurs de puissance tout CMOS quant à eux obtiennent des résultats similaires si on les compare aux amplificateurs réalisés avec des dispositifs LDMOS. Ces premières comparaisons montrent les différences de performances qu'il existe entre les différentes technologies pour les bandes GSM 900MHz et DCS 1800MHz. Cependant il reste à étudier le paramètre de surface de l'amplificateur de puissance. Ce critère est primordial car avec les composants externes, il impacte directement le coût final du produit. Il est important de préciser que l'étage de sortie, dimensionné en fonction de la technologie et de la puissance demandée, représente plus de la moitié de la surface du PA. De manière générale, les dispositifs HBT AsGa sont les dispositifs les plus compacts. Les dispositifs PHEMT AsGa, HBT Si et LDMOS sont à peu près équivalents. Les BJT Si sont par contre en moyenne presque 2 fois plus gros que les précédents. L'ensemble des résultats pris comme référence est développé dans le tableau I.3 suivant : 44 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Tableau I.3 : Etat de l'art des PA GSM (bandes hautes et bandes basses) 45 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés 5.2. Bilan Après avoir confronté les performances (puissance, rendement et tension d'alimentation) des différentes technologies utilisées pour la conception d'amplificateurs de puissance dédiés aux bandes GSM 900MHz et DCS 1800MHz, on constate qu'aucune technologie ne domine vraiment. Elles offrent des avantages et des inconvénients différents suivant l'application visée. Pour résumer : - les dispositifs PHEMT AsGA sont les plus performants en terme de rendement. - Les dispositifs LDMOS semblent moins performants à hautes fréquences. Ils ont une densité de puissance plus faible mais leur coût de fabrication est relativement bas, ce qui est un avantage majeur. - Les PA réalisés avec une technologie HBT AsGa sont les plus petits (parmi les technologies dédiées puissance) car ils ont un meilleur rapport puissance de sortie/surface. - Enfin, si les amplificateurs de puissance CMOS sont les moins performants, ils restent les moins chers et les plus compacts. Conclusion Ce premier chapitre introduit les notions générales ainsi que les paramètres caractéristiques à connaître pour concevoir un amplificateur de puissance (puissance de sortie, gain en puissance, rendement, charge optimale …). Ces grandeurs, notamment la puissance et le rendement sont directement imposés par le standard de communication. Elles influencent le choix de la classe de fonctionnement (sinusoïdale ou non sinusoïdale) ainsi que l‟architecture de la chaîne d‟amplification et donc ses possibilités d‟intégration. Malgré l‟émergence de PA CMOS, devant les contraintes imposées par les standards GSM 900MHz et DCS 1800MHz, l‟emploi de technologies dédiées puissance est aujourd‟hui préférable (AsGa, Si). Néanmoins, d‟après le bilan exposé dans le paragraphe 5 de ce chapitre, il est aujourd‟hui difficile d‟accorder une suprématie indiscutable à l‟une ou à l‟autre de ces technologies. Si les technologies AsGa offrent, du fait de leurs caractéristiques physiques (mobilité des électrons cinq fois supérieure et meilleur comportement en fréquence) de meilleurs performances, les technologies actuelles sur silicium (LDMOS, HBT) s‟en rapprochent et apportent un avantage certain en termes de coût. Dans le cadre de cette étude, nous nous penchons sur l‟intégration d‟amplificateurs de puissance multi-bandes à fort rendement pour le standard GSM (bandes "basses" et bandes "hautes") dans le cadre de la téléphonie mobile. Ce type d‟amplificateur privilégie donc l‟optimisation en rendement plutôt qu‟en terme de linéarité, ce qui impose l‟emploi de circuit de linéarisation du type LINC ("LInear 46 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés amplification with Nonlinear Components"), EER ("Envelope Elimination and Restoration"), … non abordé ici. Les performances visées tiennent compte de l‟état de l‟art, donné précédemment, et de la norme liée au standard GSM/DCS. Elles sont résumées dans le tableau I.4 suivant : Freq (MHz) Standard GSM Bandes basses GSM 850 824 - 849 GSM 900 880 - 915 DCS 1710 - 1785 PCS 1850 - 1910 Bandes hautes Pout (dBm) Rendement (%) Réjéction des harmoniques (dBc) 36 60 -35 33 55 -35 Niveau antenne Sortie PA 33 30 Tableau I.4 : Norme GSM La puissance de sortie maximale requise par le standard est donnée au niveau de l‟antenne. Etant donné les pertes dans le filtre de sortie ainsi que dans le commutateur d‟antenne, estimées à 3dB, les puissances de sortie pour les bandes basses et hautes sont respectivement de 36dBm et 33dBm. Les PA du marché dédiés aux quatre bandes GSM sont aujourd‟hui constitués de 2 amplificateurs de puissance (« 2 line-up ») optimisées sur chaque bande. Ils utilisent dans certains cas, des technologies différentes pour la partie puissance (AsGa, Si) et la partie commande (MOS). De plus, pour des raisons de pertes et donc de rendement, le réseau de sortie est réalisé à l'aide de composants discrets (figure I.31). La surface occupée par de tels amplificateurs est aujourd‟hui de l‟ordre de 35mm2. ~ 35 mm2 HB HB Technologies : AsGa, Si : dispositifs de puissance Bias, control MOS : commande Composants discrets : réseau de sortie LB LB Figure I.31 : Architecture des PA du marché pour la norme GSM Le travail présenté dans ce manuscrit porte sur l‟étude et l‟intégration sur silicium d‟une chaîne unique d‟amplification (figure I.32), réseau de sortie compris, dans le but de proposer une solution la plus compacte possible (surface inférieure à 10mm2). 47 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés < 10mm2 Bias, control Technologie : BiCMOS 0.25µm LB / HB LB / HB Figure I.32 : Objectif de la thèse La technologie employée est la technologie BiCMOS 0.25µm développée par STMicroelectronics. Elle comporte notamment deux types de dispositifs de puissance (transistors HBT SiGe-C et LDMOS) dont les caractéristiques physiques et électriques sont résumées dans le tableau I.5. Technologie BiCMOS 0.25µm développée par STMicroelectronics BVcb0 (V) β 20.5 95 à Vbe=0.75 32 BVds (V) Eox [Å] Lpoly [µm] fT(max) [GHz] W.Ron [Ohm.mm] Densité de puissance [mW/mm] PAEmax [%] Gain (PAEmax) [dB] VSWR 16.5 50 0.3 31 2.8 à Vg=2.5V 210 à 1800MHz 70 15 à Vd=3.6V 10:01 HBT LDMOS fT(max) [GHz] Résistance de "ballast" ajustable Substrat 50 Ohm.cm Tableau I.5 : Caractéristiques physiques et électriques de la technologie BiCMOS 0.25µm développée par STMicroelectronics Pour répondre au souci d‟intégration sur silicium, le choix a été fait de travailler en mode différentiel. Ce choix est renforcé par les contraintes de rendement fixées. Du fait des pertes dans les coupleurs en entrée et en sortie, l‟emploi de plusieurs voies ne semble pas judicieux. De plus, compte tenu des niveaux de puissance imposés par les standards GSM et les niveaux d‟impédance que cela entraîne, le mode différentiel semble plus approprié. Il permet de réduire le rapport de transformation du réseau de sortie d‟un facteur 4 et donc les pertes (tableau I.6). Standard GSM Bandes basses Puissance de sortie [Watts] Tension d'alimentation [V] 4 Impédance de sortie optimale Rapport de transformation du réseau de sortie (adapté sous 50 Ohms) Mode commun Mode différentiel Mode commun Mode différentiel 1.6 6.5 32 8 3.2 13 16 4 avec : Ropt 2 Vdd 2 Pout, max 3.6 Bandes hautes 2 Tableau I.6 : Ordre de grandeur des impédances optimales de sortie pour les bandes basses et hautes du standard GSM 48 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés L‟architecture retenue pour la conception de notre amplificateur de puissance multibandes à fort rendement dédiés aux standards GSM / DCS est résumé figure I.33 : Entrée RF Etage 1 Réseau d‟adaptation Etage 2 Réseau d‟adaptation Sortie RF Etage de puissance Silicium Figure I.33 : Architecture retenue pour la conception d’un PA multi-bandes (GSM bandes hautes et bandes basses) Pour tendre vers une solution totalement intégrée, comme représentée ci-dessus, dédiés aux bandes basses et hautes du standard GSM et répondant aux performances fixées préalablement, cela suppose de travailler conjointement sur la partie active des étages de puissance et de pré-amplification et sur la partie passive des différents réseaux d‟adaptation. Au cours du deuxième chapitre, nous aborderons ainsi l‟étude de transistors de puissance dans l‟optique d‟une optimisation en rendement énergétique, puis nous étudierons l‟intégration de transformateurs de puissance faibles pertes lors du troisième chapitre. Le quatrième et dernier chapitre s‟intéressera alors à l‟étude et à la réalisation d‟un PA GSM multi-bandes (bandes hautes et basses) totalement intégré. 49 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés Références chapitre premier [1] “A GSM/EDGE Dual-Mode, 900/1800/1900-MHz Triple-Band HBT MMIC Power Amplifier Module”, K. Yamamoto, S. Suzuki, T. Miura, A. Inoue, S. Miyakuni, J. Otsuji, R. Hattori, Y. Miyazaki, and T. Shimura, IEEE RFIC symposium, 2002. [2] “An Integrated 900 MHz Push-pull Power Amplifier for Mobile Application”, M. J. Matilainen, K. L. I. Nummila, E. A. Järvinen, and S. J. K. Kalajo, IEEE MTT Symposium, 2000. [3] “A 3.2V Operation Single-Chip Dual-Band AlGaAs HBT MMIC Power Amplifierwith Active Feedback Circuit Technique”, K.Yamamoto, S. Suzuki, K. Mori …, IEEE Journal of SolidState Circuits, vol. 35, NO. 8, August, 2000. [4] “A Highly Efficient and Linear Class-AB/F Power Amplifier for Multimode Operation”, D. Kang, D. Yu, K. Min, K. Han, J. Choi, D. Kim, B. Jin, M. Jun, and B. Kim, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 56, NO. 1, January 2008. [5] “A Single Supply High Performance PA MMIC for GSM Hadsets using QuasiEnhancement Mode PHEMT”, W. Abey, T. Moriuchi, R. Hajji, T. Nakamura, Y.Nonaka, Eizo Mitani, W. Kennan, Hao Dang, IEEE MTT Symposium, 2001. [6] “High Performance Single Supply Power Amplifiers for GSM and DCS Applications using True Enhancement Mode FET Technology”, E. Glass, M. Shields, A. Reyes, IEEE MTT Symposium, 2002. [7] “E-PHEMT, Single Supply, High Efficiency Power Amplifiers for GSM and DCS Applications”, S. Zhang, J. Cao, R. Mcmorrow, IEEE MTT Symposium, 2001. [8] “A High Performance RF Power Amplifier with Protection against Load Mismatches”, A. Scuderi, F. Carrara, A. Castorina, G. Palmisano, IEEE MTT Symposium, 2003. [9] “Miniaturized Quad-Band Front-End Module for GSM using Si BiCMOS and passive integration technologies”, A.J.M de Graauw, A. van Bezooijen, C. Chanlo, A. den Dekker, J. Dijkhuis, S. Pramm, and H.K.J ten Dolle, IEEE BCTM, 2006. [10] “A 63% PAE and 10:1 VSWR at 3.3V Power Amplifier in 0.25µm SiGe BiCMOS for DCS and PCS Applications”, M. Maiore, G. Berratta, G. Conti, E. Pirrone, and C. Campisi, IEEE RWS, 2006. [11] “High-Efficiency Balanced Switched-Path Monolithic SiGe HBT Power Amplifiers for Wireless Applications”, A. Grebennikov, B. Sogl, H. Herrmann, C. Roth, and W. Thomann, European Conference on Wireless Technology, 2007. [12] “A Quad-Band GSM/EDGE Compliant SiGe Bipolar Power Amplifier with 35.9dBm / 32.3dBm Output Power at 56% / 44% PAE in Low/High Band”, B. Sogl, W.Bakalski, M. Zannoth, M. Asam, B. Kpfelsperger, J. Berkner, B. Eisener, IEEE BCTM, 2007. [13] “SiGE Power Amplifiers in Flipchip and Packaged Technology”, W. Bischof, M. Alles, S. Gerlach, A. Kruck, A. Schüppen, J. Sinderhauf, HJ. Wassener, IEEE RFIC Symposium, 2001. 50 Chapitre premier Les amplificateurs de puissance RF intégrés [14] “Silicon-Germanium BiCMOS HBT Technology for Wireless Power Amplifier Applications”, J.B. Johnson, A.J. Joseph, D.C. Sheridan, R.M. Maladi, P. Brandt, J. Persson, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 39, NO. 10, October 2004. [15] “Balanced SiGe PA Module forMulti-Band and Multi-Mode Cellular-Phone Applications”, A. Scuderi, C. Santagati, M. Vaiana, F. Pidalà, and M. Paparo, IEEE ISSCC, 2008. [16] “A Silicon Germanium, High Efficiency Power Amplifier Chipset for GSM/DCSPCS/WCDMA Handset Applications”, J. Pusl, S. Sridharan, D. Helms, P. Antognetti, and M. Doherty, IEEE European Microwave Conference, 2001. [17] “Quad-band GSM Slicon PA Module on LTCC embedding a Coupler-based RF Power Controller”, A. Pallotta, F. Pidalà, L. Labate, and A. Moscatelli, IEEE MTT Symposium , 2007. [18] “A Single-Chip Si-LDMOS Power Amplifier for GSM”, T. Shimizu, Y. Matsunaga, S. Sakurai, I. Yoshida, M. Hotta, IEEE ISSCC, 2005. [19] “A 1W CMOS Power Amplifier for GSM-1800 with 55% PAE”, C. Fallesen, and P.Asbeck, IEEE MTT Symposium, 2001. [20] “A Fully Integrated Quad-Band GSM/GPRS CMOS Power Amplifier”, I. Aoki, S. Kee, R. Aparicio, F. Bohn, J. Zachan, G. Hatcher, D. McClymond, A. Hajimiri, IEEE ISSCC, 2008. 51 Chapitre II Optimisation du rendement énergétique : Etude et réalisation de transistors de puissance commutables 52 53 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Introduction Le développement de la téléphonie mobile depuis une dizaine d'années a conduit à l'émergence de multiples standards de communication (GSM, CDMA, …), forçant l'évolution des architectures radio et le développement de nouveaux concepts technologiques, auxquels s'associe notamment des contraintes d'adaptation dynamique, de compacité et d'efficacité énergétique. Dans ce contexte, la reconfigurabilité des circuits RF devient une orientation souhaitable, voire incontournable pour les prochaines années. Parmi les différents éléments de la chaîne d'émission, l'amplificateur de puissance gros consommateur d'énergie est une partie difficilement reconfigurable. Certaines estimations prévoient dans les prochaines années, l'intégration de sept amplificateurs de puissance distincts pour couvrir toutes les bandes et standards de communication envisagés. Ce chapitre explore les possibilités d'intégration d'amplificateur de puissance multi bandes à fort rendement adressant les standards GSM bandes basses ([820-920]MHz) et bandes hautes ([1710-1910]MHz). Pour ce type de modulation, à enveloppe constante, le dispositif de puissance fonctionne généralement dans un mode de fonctionnement non linéaire et subit en conséquence un stress important (la tension dynamique de drain peut atteindre plus de trois fois la tension d'alimentation). Dans ce cas, il importe d'associer au PA un système de linéarisation performant permettant de rattraper son comportement fortement non linéaire. Si cette solution offre des perspectives intéressantes en terme de consommation à forte puissance, elle souffre d‟une complexité importante à laquelle s‟ajoute une consommation additionnelle qui pénalise le rendement sous de faibles niveaux de puissance. Cet état de fait est d'autant plus critique que le fonctionnement moyen d'un PA se situe à un niveau de puissance 6dB à 10dB en dessous de la puissance maximale. Dans ce cas de figure, les amplificateurs de puissance étant conçus et optimisés en rendement à puissance maximale, pour des raisons d'autonomie d'énergie, il apparaît primordial aujourd'hui d'améliorer le rendement à faible puissance. Dans le cadre de cette étude portant sur la conception d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards GSM, on distingue trois points critiques. Sous une tension d'alimentation de 3.6V les niveaux de tension en sortie du PA peuvent dépasser 12V. Dans ce cas de figure, pour des questions de rendement, l'emploi de transistors de puissance semble justifié. D'autre part, l'aspect multi-bandes du circuit, impose de pouvoir optimiser le rendement du PA à différentes fréquences et à différents niveaux de puissance (imposés par le standard). Cette dernière fonctionnalité permet dans le même temps, sur une bande donnée, d'améliorer le rendement à faible puissance, ce qui permet d'améliorer la gestion de l'autonomie de la batterie. Afin de répondre à ces différentes contraintes, on s'intéresse dans ce chapitre à la commutation de transistors de puissance. On se propose ainsi d'adapter la taille du dispositif de puissance à la puissance demandée ainsi qu'à la fréquence (à 900MHz et 1800MHz). Dans un premier temps on expose la problématique liée à l'optimisation du rendement des amplificateurs de puissance et leur reconfigurabilité ainsi que la structure envisagée pour commuter le transistor de puissance. Ensuite, dans une seconde partie, on étudie l‟impact de cette structure sur les performances de l‟étage de puissance et notamment sur le gain en puissance et l‟impédance de charge optimale à présenter en sortie. Ces résultats sont appuyés par des mesures d'une cellule commutable et comparés aux résultats de simulations. Enfin, la troisième partie est consacrée à la réalisation d'un étage de 54 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables puissance commutable pour les bandes basses et hautes du standard GSM. Après une courte description du circuit, les problèmes de déclenchement des diodes de jonction sont abordés. Ensuite les simulations et les mesures de l'étage de puissance sont présentées. 1. Optimisation du rendement 1.1. Problématique Dans le cadre des amplificateurs de puissance multi bandes à fort rendement, on s‟intéresse dans cette partie à la commutation de transistors de puissance. Cette solution permet d‟adapter la taille du dispositif en fonction de la puissance demandée en sortie, indépendamment de la fréquence. Ainsi, elle permet d‟éviter le phénomène de surdimensionnement des dispositifs de puissance en fonction de la puissance à fournir. Ce premier point reste intéressant dans une application multi bande. Etant donné les niveaux de puissances imposés par la norme GSM (850 MHz et 900 MHz) ainsi que la norme DCS/PCS (4W et 2W respectivement), cette solution permet d‟adapter la taille du dispositif de puissance actif à la norme. De ce fait, à condition d‟accorder la charge en sortie, on évite la dégradation du rendement. Dans un second temps, cette solution permet indépendamment de la bande de fonctionnement, d‟améliorer le rendement pour un recul en puissance. Cette méthode s‟apparente à la méthode de commande dynamique de grille. Ainsi, à faibles puissances, le fait de désactiver une partie plus ou moins importante du transistor de puissance, engendre une réduction de la consommation statique et donc une amélioration du rendement. On peut donc par cette méthode adapter la consommation statique du dispositif de puissance à la puissance de sortie demandée. 1.2. Etage de puissance à largeur de grille variable 1.2.1. Description de la structure commutable Pour l‟étude de ce type d‟amplificateurs, on considère la configuration généralement utilisée pour la conception d‟amplificateurs de puissance : le montage source commune. Il offre un meilleur gain en puissance en comparaison des montages grille et drain commun (figure II.1). VCC RFC CL ID VDS ZL Vgs Figure II. 1 : amplificateur source commune 55 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables La self de choc autorise le passage d‟un courant moyen correspondant au courant de drain et présente une haute impédance à la fréquence RF. Elle isole donc l‟alimentation, du signal RF. Dans le même temps, elle permet d‟augmenter la dynamique du signal de sortie. La capacité de liaison permet quant à elle d‟isoler la charge du continu. De plus, elle présente une faible impédance à la fréquence RF de sorte à ne pas dégrader la dynamique du signal RF sur la charge. La possibilité d‟accorder la taille du transistor à la puissance de sortie demandée, suppose de pouvoir activer ou désactiver une partie du transistor de puissance. La solution la plus évidente repose sur la commutation de transistors montés en parallèle. Etant donné les contraintes de puissance rencontrées, il est préférable de placer le circuit de commutation sur la grille des transistors. La configuration retenue (figure II.2) est donc la suivante : M0 M1 S1 D S1 G M2 N1 S2 S1 N2 Mn Sn Figure II. 2 : Schéma de principe de la structure à largeur de grille variable étudiée La structure est composée de (n+1) transistors NLDEMOS (M0, M1, M2, …,Mn ) et de n circuits de commutation, permettant de sélectionner la taille de la cellule de puissance active. Chaque circuit de commutation est composé d‟un transistor MOS monté en série (N1) et d‟un transistor MOS monté en parallèle (N2). N1 permet d‟isoler la grille du transistor inactif du signal RF et N2 assure son état bloqué, en maintenant la tension grille/source sous la tension de seuil ( Vgs < VT ). On est donc en mesure de présenter une taille de transistor de puissance variant de W0 à W tot W1 + W2 + ... + Wn . Le pas de variation dépend du nombre de transistors montés en parallèle et de leur taille. 1.2.2. Structures de tests réalisés et mesurés Une structure de test a été réalisée afin d'estimer les performances d'un transistor de puissance NLDMOS commutable pour une application multi bandes avec amélioration du rendement à faible puissance. La figure II.3 montre le schéma électrique de la structure. 56 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Transistors de puissance M1 W 1500 μm Drain Grille ν M2 N1 ν W 1500 μm N2 Circuit de commutation Figure II. 3 : Schéma électrique de la structure à largeur de grille variable réalisée Elle est composée de 2 transistors LDMOS (M1 et M2) de largeur de grille 1.5mm montés en parallèle. Un circuit de commutation placé sur la grille de M2 et composé de 2 transistors MOS (N1 série et N2 parallèle) de 440µm et 220µm respectivement, permet d‟activer ou non le transistor LDMOS M2. Ainsi, cette structure permet d‟activer soit 3mm de grille ou 1.5mm de grille, pour une puissance de sortie théorique maximale de 27dBm et 24dBm respectivement. Des transistors NLDMOS à taille fixe (non commutables) de 1.5mm, 3mm ont également été réalisés afin de comparer les performances entre transistors de puissance à largeur de grille variable et transistor de puissance à largeur de grille fixe. Les différentes mesures ont été réalisées en un même point de polarisation. La tension d‟alimentation est de 3.6V et le courant de drain statique est de 10mA/mm de transistor qui correspond à une polarisation en classe AB ( Vgs,0 0.7 V ). Afin d'évaluer les performances de la cellule pour une application multi bandes, les mesures ont été conduites à 900MHz et à 1800MHz. Le tableau II.1 résume les différentes mesures réalisées ainsi que les conditions de polarisation. Type de structure Largeur de grille active (mm) Courant de drain statique (mA) 1,5 15 3 30 1,5 15 3 30 Tension d'alimentation (V) Structure commutable Transistors de puissance à largeur de grille fixe 3,6 Tableau II. 1 : Description des mesures des structures de test réalisées à 900MHz et 1800MHz 57 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 2. Contraintes liées à la commutation de transistors de puissance 2.1. Impact de la structure sur le gain en puissance et sur l’impédance d’entrée 2.1.1. Expressions du gain et de l'impédance d'entrée A l'état passant ( V '1' ), le commutateur peut être modélisé (figure II.4) par une résistance série Ron (transistor série) et par une capacité parallèle Cout (capacité de sortie du transistor MOS parallèle bloqué). ν N1 ν R on V '1' C out N2 Commutateur Modèle simplifié Figure II. 4 : Modèle simplifié du commutateur à l'état passant De manière simplifiée, à l'état passant, le circuit de commutation connecté sur la grille du transistor de puissance revient à augmenter la résistance de grille R g et la capacité grille source C g s du dispositif de puissance. En régime petit signal le gain en tension et en puissance s‟obtient en considérant le schéma équivalent suivant (figure II.5). On considère le substrat et la source du transistor reliés à la masse. Cgd Rg Ve Ve' Cgs gm rds Cds Vs YL = 1 ZL Figure II. 5 : Schéma petit signal du transistor NLDMOS avec source et substrat reliés à la masse Dans un premier temps, on calcule le gain en tension sans prendre en compte la résistance de grille. ' Soit G V = Vs Ve' On pose s = jω 58 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables La matrice admittance du dipôle précédent s‟exprime de la manière suivante (le port 1 correspond à l'entrée et le port 2 à la sortie) : y [ Y ] = 11 y 21 y 12 y 22 y 11 = s (Cgs + C gd ) y 12 = s C gd y 21 = gm - s C gd y = 1 + s (C + C ) ds gd 22 rds avec La matrice de transfert est donnée par : A B 1 T= = y 21 C D y 22 Δy 1 y 11 avec Δy = y 11 y 22 - y 12 y 21 On obtient : 1 + s (C ds + C gd ) rds A = gm - s C gd 1 B = s C gd - gm 1 s (C gs + C gd ) + s (C ds + C gd ) + s C gd (gm - s C gd ) rds C = gm - s C gd s (C gs + C gd ) D = s C gd - gm Sans prendre en compte la résistance de grille, le gain en tension est donné par G 'V = 1 . En remplaçant chacun des termes par leur expression, on obtient : A + B YL G'V = - gm - s C gd 1 + s (C ds + C gd ) + YL rds 59 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Cette première équation montre, indépendamment de la résistance de grille, l‟impact de l‟impédance de charge sur le gain en tension. Ainsi, plus l‟impédance présentée en sortie du transistor de puissance est faible, plus le gain est faible. Si maintenant, on tient compte de la résistance de grille, le gain en tension devient : GV = G'V 1+ s R g [C gs + (1- G'V ) C gd ] Cette nouvelle expression permet de préciser l‟impact de la résistance de grille et de la capacité grille/source sur le gain en tension. Ainsi, pour préserver le gain en tension du transistor, il est nécessaire de travailler avec une résistance de grille et une capacité grille/source aussi faible que possible. Dans le cadre des amplificateurs de puissance, on préfère utiliser le gain en puissance plutôt que le gain en tension. Dans la suite, nous donnons l‟expression du gain en puissance G p , donné par : Gp = Pout Re [ YL ] = GV Pin Re [ Ye ] 2 Où YL et Ye représentent respectivement les admittances respective de charge et d‟entrée. L‟expression du gain en puissance fait intervenir les parties réelles des admittances d‟entrée et de sortie ainsi que le module du gain en tension GV . Pour obtenir le gain en puissance, il faut dans un premier temps connaître l'impédance d'entrée. Sans tenir compte de la résistance de grille, l‟impédance d‟entrée du transistor de puissance Z 'e s‟exprime par : Z 'e A + B YL 1 1 ' C + D YL G V C + D YL En prenant en compte la résistance de grille, on obtient : Z e Rg + Z 'e En remplaçant chacun des termes par leur expression : Ze = Rg - gm - s C gd 1 G 'V s (C gs + C gd ) + YL + s (C ds + C gd ) + s C gd (gm - s C gd ) rds Si on souhaite prendre en compte l'inductance de dégénération, l'expression de l'impédance d'entrée est donnée en annexe 2. Dans ce qui précède, on a supposé le substrat et la source reliés à la masse. Certes, dans le cas pratique, il existe une inductance de source, plus ou moins importante, introduite par la connexion de la source à la masse, cependant, dans un fonctionnement en mode différentiel, on a l'avantage de pouvoir ramener un point froid au plus près du transistor. 60 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Dans ce cas, la valeur de l'inductance de dégénération est limitée. On ignore donc volontairement l'impact de cette inductance, ce qui permet de simplifier les expressions de l'impédance d'entrée et du gain en puissance. 2.1.2. puissance Etude en fonction de la largeur de grille du transistor de Pour le calcul du gain en puissance on extrait les paramètres intrinsèques du transistor NLDMOS polarisé pour un courant statique de 10mA/mm, sous une tension d'alimentation de 3.6V (annexe 3). Le tableau II.2 donne les valeurs extraites des paramètres intrinsèques en fonction de la taille du transistor. Largeur de grille (mm) gm (S) Rg (Ω) Cgs (pF) Cgd (pF) Cds (pF) rds (Ω) Ids0 (mA) Vdd (V) W 0.09 · W 0.6/W 1·W 0.3 · W 0.55 · W 1520/W 10 · W 3.6 Tableau II. 2 : valeurs des paramètres intrinsèques du transistor NLDMOS La figure II.6 donne à 900MHz, l'évolution du gain en puissance en fonction de la taille du transistor de puissance ( R g 0Ω et C gs 0pF ). Afin de monter l'impact de la résistance de grille R g et de la capacité grille source C gs sur le gain en puissance les même courbes sont données d'une part, lorsqu'on augmente la résistance de grille de 1Ω et 2Ω (figure II.6 (a)) et d'autre part, lorsqu'on augmente de 1pF et 2pF la capacité grille source (figure II.6 (b)). Rg = 1 Rg = 2 Cgs = 0pF Gain en puissance Gp [dB] Gain en puissance Gp [dB] Rg = 0 30 28 26 24 22 20 18 16 14 12 (a) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Cgs = 2pF (b) 1 Largeur de grille W [mm] Cgs = 1pF 30 28 26 24 22 20 18 16 14 12 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Largeur de grille W [mm] Figure II. 6 : Variation du gain en puissance du transistor NLDMOS en fonction de sa taille à 900MHz, (a) avec une augmentation de la résistance de grille de 1Ω et 2Ω ainsi qu'avec (b) une augmentation de la capacité grille source de 1pF et 2pF On note sur le graphique II.6 que la variation du gain en puissance en fonction de la résistance de grille est constante en fonction de la taille du transistor de puissance. Ainsi, 61 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables indépendamment de la taille du dispositif de puissance, en augmentant la résistance de grille de 1Ω et 2Ω on note, en théorie, une perte de gain en puissance de l'ordre de 2dB et 4dB respectivement. Ceci s'explique du fait que la résistance de grille pour des transistors de petite taille est faible ( R g 0.45Ω pour un transistor de 1.5mm) devant les 1Ω et 2Ω ajoutés, ceci étant d'autant plus vrai que la résistance de grille diminue et donc que la taille du transistor augmente. Pour notre étude, portant sur une structure de puissance commutable, cette première constatation permet néanmoins de montrer l'impact du MOS série sur le gain en puissance de la structure. Il importe donc dans notre cas de figure de minimiser sa résistance en conduction et donc de maximiser la taille du transistor MOS. La figure II.6.b montre que la variation du gain en puissance en fonction de la capacité grille source est d'autant plus importante que la taille du transistor de puissance est faible. Ainsi, pour un transistor de 1.5mm, la perte de gain est de l'ordre de 2dB et 4dB pour une augmentation de la capacité grille source de 1pF et 2pF respectivement, alors que pour des transistors de grande taille (12mm) les pertes de gain sont négligeables. La capacité grille source du transistor intrinsèque étant proportionnelle à sa taille, ceci s'explique par le fait que les 1pF et 2pF ajoutés deviennent d'autant plus négligeables par rapport à la capacité intrinsèque du transistor que la taille de ce dernier augmente. Pour la conception d'une structure de puissance commutable, on remarque que l'impact du MOS parallèle (donc de la capacité C gs ) est fortement dépendant de la taille du transistor. Pour des transistors de puissance de faible taille, il importe de minimiser l'ajout de capacité grille source et donc de minimiser la taille du transistor MOS parallèle. Par contre, pour une structure de puissance commutable de grande taille, la taille du transistor MOS parallèle n'a pas de réel impact sur le gain en puissance de la structure. Pour le dimensionnement du circuit de commutation, il est donc nécessaire, afin de ne pas impacter le gain en puissance de la structure, d'utiliser un MOS série de grande taille afin de limiter la résistance de grille et un MOS parallèle de petite taille afin de ne pas rajouter de capacité grille source parasite et ainsi préserver le gain en puissance de la structure. Dans ce dernier cas, cette conclusion est dépendante de la taille du transistor de puissance et d'autant plus vraie que sa taille est faible. Il existe néanmoins, comme nous le verrons plus loin, un compromis à faire entre le gain en puissance, le maintien de l'état du commutateur et l'isolation. 2.2. Impact de la structure sur l’impédance optimale de sortie Dans un souci d‟optimisation du rendement en fonction de la bande de fréquence et de la puissance demandée, la simple commutation de transistor de puissance n‟est pas suffisante. Pour maximiser le rendement, il est en effet nécessaire d‟adapter la charge en sortie. Reste à connaître l‟impact de la structure de puissance sur la valeur de l'impédance optimale. Pour cela, nous étudions dans un premier temps l'évolution théorique de l‟impédance de charge optimale pour des transistors de puissance non commutables (à largeur de grille fixe). Afin de connaître la validité de la théorie, ces résultats seront comparés aux mesures qui ont été réalisées. Dans un second temps, l'analyse théorique de l'impédance optimale d'une structure commutable permettra de comparer les deux solutions et ainsi juger de l'impact d'une structure de puissance commutable sur l'impédance optimale à présenter. 62 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 2.2.1. Modélisation de l’impédance de charge optimale pour des transistors de puissance à largeur de grille fixe De manière théorique, on peut évaluer l‟impact de la taille du transistor de puissance sur l‟impédance de charge optimale en utilisant une modélisation simple faisant intervenir la mise en parallèle de la résistance optimale de sortie R opt et la capacité de sortie C out du transistor. On modélise l‟impédance de charge optimale par la mise en parallèle d‟une résistance R Popt et d‟une inductance L Popt (figure II.7) tels que, à la fréquence de fonctionnement, l'inductance L Popt annule l'effet de la capacité de sortie du dispositif de puissance C out et tels que R opt R Popt . R opt C out R Popt Transistor extrinsèque Z Sopt R Sopt j X Sopt L Popt Réseau d‟adaptation Figure II. 7 : Modèle simplifié de l'impédance optimale de sortie du transistor de puissance dans le plan de la source de courant Les valeurs de la capacité et de la résistance optimale de charge dépendent de la polarisation et de la largeur de grille W. On considère le schéma équivalent simplifié du transistor de puissance (largeur de grille W) de la figure II.8. L'impédance optimale de sortie série ( Z Sopt R Sopt + j X Sopt ) en fonction de la fréquence et de la taille du dispositif est donnée par : (P1) G gm Cin (P2) C out Z Sopt R Sopt j X Sopt S&B Z Lopt R opt Figure II. 8 : schéma équivalent simplifié du transistor de puissance Pour un transistor de puissance de largeur de grille W, l'impédance optimale de sortie série Z Sopt dans le plan (P1) est déterminée de sorte que l'impédance, dans le plan (P2), vu 63 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables du transistor, vérifie Z Lopt R opt . Les expressions des parties réelle et imaginaire de l'impédance Z Sopt sont données par : R opt R Sopt 1 + (R opt C out ω) 2 2 R opt C out ω X Sopt 1 + (R opt C out ω) 2 Ces expressions montrent premièrement l‟impact de la fréquence sur l‟impédance de charge optimale série à présenter en sortie du transistor de puissance. Si on considère la capacité de sortie indépendante de la fréquence, plus la fréquence de travail augmente et plus la résistance de charge optimale série diminue. En contre partie, la réactance de charge optimale série augmente. 5 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 4 XSopt [Ω] RSopt [Ω] A fréquence fixe, ces expressions montrent l'impact de la capacité de sortie sur la valeur de l'impédance de charge optimale série. Ainsi, plus la capacité de sortie augmente et plus les parties réelles de l'impédance diminuent et plus la partie imaginaire augmente. La figure II.9 donne l'évolution théorique de l'impédance de charge optimale série en fonction de la valeur de la capacité de sortie C out à 1800MHz. 2 1 0 0 (a) 3 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 0 (b) Capacité de sortie Cout [pF] 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 Capacité de sortie Cout [pF] Figure II. 9 : Evolution des partie (a) réelle et (b) imaginaire de l'impédance de charge optimale en fonction de la capacité de sortie Cout à 1800MHz Enfin, à fréquence fixe et pour un transistor de puissance de largeur de grille l'impédance optimale de sortie série ( Z 'Sopt R'Sopt j X'Sopt ) est donnée par : R 'Sopt n R Sopt ' X Sopt n X sopt 64 W , n Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables A fréquence constante, si on compare deux transistors de puissance de largeur de grille différente, ces dernières équations montrent que leur impédance optimale de charge série est inversement proportionnelle à leur taille. Plus le transistor est petit, plus son impédance de charge optimale série est élevée. Des mesures de transistors NLDEMOS de largeur de grille fixe de 1.5mm et 3mm ont été réalisées sur banc load-pull à 900MHz ainsi qu‟à 1800MHz. Le tableau II.3 donne la valeur des impédances de charge optimales mesurées à ces fréquences. Wg (mm) Impédance de charge optimal ZLopt Freq = 900 MHz Freq = 1800MHz 1.5 32.6 + j·15.9 21.7 + j·21.5 3 16.62 + j·8.26 11.2 + j·9.8 Tableau II. 3 : Impédances optimales mesurées sur banc load-pull passif pour des dispositifs de puissance NLDMOS de 1.5mm et 3mm à 900MHz et 1800MHz Les résultats de mesures confirment les résultats obtenus par calcul concernant l'évolution de l‟impédance de charge optimale en fonction de la largeur de grille du transistor de puissance et de la fréquence. On retrouve bien un rapport de proportionnalité entre les impédances et les largeurs de grille. On note également lors de la montée en fréquence une diminution de la résistance optimale et une augmentation de la partie réactive de l‟impédance optimale. La figure II.10 donne l'extrapolation de l'impédance optimale de charge, obtenue à partir des mesures, en fonction de la puissance de sortie. La densité de puissance du transistor mesuré est de 165 mW /mm. MHz @1800 1800 MHz @900 900 MHz MHz 60 30 30 20 10 0 22 24 25 Im[Z Im [ZLopt] Lopt] 40 Im [ZLopt] Re[Z Re [ZLopt] Lopt] 50 30 28 26 24 22 20 18 16 14 12 10 8 6 4 2 0 20 15 10 5 22 23 24 25 26 28 30 32 Puissance de sortie [dBm] Pout [dBm] 26 34 27 28 29 0 30 22 36 Pout [dBm] 31 32 24 33 34 26 35 36 28 30 32 34 36 Puissance de[dBm] sortie [dBm] Pout Figure II. 10 : Parties réelles et imaginaires de l'impédances optimale de charge en fonction de la puissance de sortie à 900MHz et 1800MHz 65 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables L'impact de la fréquence de fonctionnement sur l'impédance optimale de sortie est d'autant plus accentué que le transistor est de petite taille. Ceci est à relier à la capacité de sortie du dispositif qui diminue et à la résistance optimale de charge qui augmente lorsqu'on réduit la taille de la structure. Ainsi, pour maintenir une impédance optimale élevée, il est primordial de minimiser la capacité de sortie. Si sa valeur intrinsèque est difficile à minorer, il est important d‟apporter un soin particulier à la conception afin de minimiser la partie capacitive introduite par les interconnections. De plus, il est important, étant donné la puissance maximale imposée par les standards de communication, de minimiser la taille du transistor de puissance. En effet, si sur les courbes rendement puissance des PA, le rendement maximal coïncide rarement avec le maximum de puissance, grossir le transistor pour déplacer le pic de rendement à la puissance maximale demandée par le standard n‟est pas forcement judicieux. En grossissant le transistor de puissance, on augmente dans les mêmes proportions la capacité de sortie, ce qui conduit à une réduction de l'impédance optimale pour une même puissance de sortie. Le rapport de transformation du réseau de sortie augmente et donc les pertes. Le gain en rendement apporté par le surdimensionnement du transistor de puissance peut être donc en partie consommé dans les pertes associées au réseau de sortie. 2.2.2. Modélisation de l’impédance de charge optimale pour un transistor de puissance à largeur de grille variable Avec la structure proposée pour adapter la géométrie du transistor à la puissance de sortie, le raisonnement reste identique, la seule différence réside au niveau de la capacité de sortie. Ainsi sa valeur, indépendamment de la largeur de grille du transistor activée, reste quasi constante et est fixée par la capacité de sortie du transistor de taille maximum (figure II.11). Transistor entièrement activé Transistor partiellement activé Wg0 Wg_OFF Cout COFF Wg0 = Wg_ON + Wg_OFF CON Cout = CON + COFF Wg_ON Figure II. 11 : Capacités de sortie d'un transistor de puissance LDMOS et d'une structure de puissance commutable On donne dans la suite l‟impact théorique de la largeur de grille activée sur l‟impédance de charge optimale à présenter en sortie du dispositif en fonction de la fréquence. De même que précédemment, on note respectivement R Sopt et X Sopt les parties réelle et imaginaire de l‟impédance de charge optimale série (Z Sopt R Sopt + j X Sopt ) . Conformément à ce qui a été cité, on fixe la capacité de sortie C out à sa valeur maximale 66 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables quelque soit la taille de transistor activée. Seule la résistance optimale varie en fonction de la taille du transistor et donc de la puissance de sortie. On considère le schéma équivalent simplifié du transistor de puissance (largeur de grille totale W) de la figure II.12. L'impédance optimale de sortie série ( Z Sopt R Sopt + j X Sopt ) en fonction de la fréquence et de la taille du dispositif activée est donnée par : Transistor de puissance commutable (W tot=W) : largeur de grille active W (P1) G gm Cin (P2) C out ZSopt W RSopt W j XSopt W (a) S&B Z Lopt W R opt Transistor de puissance commutable (W tot=W) : largeur de grille active W/n (P1) G gm n Cin (P2) C out Z Sopt W R Sopt W j X Sopt W n n n (b) S&B ZLopt W R opt n n Figure II. 12 : schéma équivalent simplifié d'un transistor de puissance commutable de largeur Dans le plan (P1), de même que pour des transistors non commutables, l'impédance optimale Z Lopt est proportionnelle à la taille du transistor actif. Pour un transistor de puissance commutable de largeur de grille totale W, la capacité de sortie reste constante, indépendamment de la largeur de grille active. Les expressions des parties réelle et imaginaire de l'impédance Z Sopt en fonction de la largeur de grille activée sont données par : Pour une largeur de grille active W: R opt R Sopt W 1 + (R opt C out ω) 2 2 R opt C out ω X Sopt W 1 + (R opt C out ω) 2 67 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Pour une largeur de grille active W/n : R opt R Sopt W n n 1 + (n R opt C out ω) 2 2 R opt C out ω 2 X Sopt W n n 1 + (n R opt C out ω) 2 Si on compare les parties réelle et imaginaire de l'impédance optimale de sortie série suivant la taille du dispositif actif W, on note : R Sopt W n R Sopt W n A fréquence constante, de même que pour des transistors de taille fixe, plus la largeur de grille activée est importante, plus l‟impédance de charge optimale série est faible. En contre partie, contrairement à des transistors non commutables, il n‟existe pas de rapport de proportionnalité entre la taille du transistor actif et l‟impédance de charge optimale série. L‟impédance est d‟autant plus faible que la largeur de grille active du transistor est faible. Le graphique de la figure II.13 compare l‟évolution théorique de l‟impédance de charge optimale en fonction de la taille des transistors de puissance de sortie à 900 MHz et 1800MHz pour des structures commutable et à largeur de grille fixe. La densité de puissance des transistors considérés est de 165 mW /mm. 40 900 MHz Re[ZLopt] Re [ZLopt] 25 25 20 15 10 5 0 1 3 5 7 20 20 15 10 5 0 9 11 13 1 15 3 5 7 9 11 13 15 Largeur grille [mm] Largeurde de grillle [mm] Largeur de grille variable Largeur de grille fixe 5 25 Largeur de grille variable 30 900 MHz 1 15 3 1800 MHz 25 5 10 Im[ZLopt] Im[ZLopt] 0 20 20 7 Largeur 15 9 11 13 15 de grillle [mm] 10 5 5 0 0 1 (a) 1800 MHz 25 15 10 [mm] Largeur de grille Largeur de grillle [mm] Largeur de grille fixe Largeur de grille variable 30 30 Re [ZLopt] Re [ZLopt] Re[ZLopt] 30 Largeur de grille fixe 35 35 35 Im[ZLopt] Im[ZLopt] Largeur grille variable Largeur de de grille variable Largeur devariable grille fixe Largeur fixe Largeur de de grillegrille Largeur de grille fixe 3 5 7 9 11 13 1 15 Largeur [mm] Largeurde de grille grillle [mm] (b) 3 5 7 9 11 13 15 Largeurde de grillle Largeur grille[mm] [mm] Figure II. 13 : Evolution des parties réelle et imaginaire de l'impédance de charge optimale pour des dispositifs de puissance commuables et à largeur de grille fixe en fonction de la taille des transistors à 900 MHz (a) et 1800 MHz (b) 68 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables La figure II.13 montre premièrement, qu‟à fréquence fixe, adapter la taille du dispositif est insuffisant pour une optimisation en rendement en fonction de la puissance de sortie. Il faut dans le même temps ajuster l‟impédance de charge. Ainsi, plus la taille du transistor actif est faible et plus la partie résistive de l‟impédance présentée en sortie du transistor est faible. Cette évolution est contraire à l'évolution de l'impédance de charge avec des dispositifs de puissance de taille fixe. Que la structure soit commutable ou non, la partie réactive de l‟impédance, quant à elle, évolue dans le même sens. Plus la puissance demandée en sortie est faible et plus la partie imaginaire de l‟impédance est forte. Dans un second temps, la comparaison entre des dispositifs commutables et à largeur de grille fixe montre que l'évolution de l'impédance de charge optimale (parties réelle et imaginaire) évolue moins vite avec des transistors de puissance à largeur de grille variable. Dans ce cas de figure, accorder la taille du dispositif en fonction de la puissance de sortie permet, sans agir sur la charge d'améliorer le rendement à faible puissance. La différence de comportement entre les deux types de structures est directement reliée à la capacité de sortie qui avec la structure commutable reste quasi constante et qui dépend de la taille de la structure avec un dispositif de puissance à largeur de grille fixe. On peut également mesurer l‟impact de la capacité de sortie en comparant à fréquence et à puissance de sortie fixes, l‟impédance de charge optimale pour des structures commutables de différentes tailles (figure II.14). Le graphique suivant donne la valeur de l‟impédance optimale pour une puissance de sortie de 27dBm à 900MHz et à 1800MHz pour des structures de tailles différentes. 900MHz 900 MHz 1800MHz 1800 MHz 18 20 15 10 5 Im [ZLopt] Im[ZLopt] 14 Re[ZLopt] Re [ZLopt] Re[ZLopt] 16 12 10 8 6 4 0 2 4 6 8 2 10 12 14 16 18 20 22 24 0 Taille maximale la structure (mm) Taille de la de structure [mm] 2 4 6 8 10 12 14 16 18 11 10 9 8 7 6 5 4 2 4 20 22 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 Taille de la de structure [mm] 24 Taille maximale la structure (mm) Taille la structure (mm) Figure II. 14 : Impédance demaximale chargede optimale en fonction de la taille de la structure Indépendamment de la fréquence et à puissance de sortie fixe, plus la taille de la structure est importante et plus l'impédance optimale de sortie est faible. En conséquence, en utilisant une structure commutée surdimensionnée, on pénalise l'amélioration du rendement à forte et faible puissance en imposant en sortie l'emploi d'un réseau d'adaptation avec un fort rapport de transformation et donc à fortes pertes. La figure II.15 donne à 900MHz, en fonction de la puissance de sortie et pour des structures de taille différentes, la variation du rapport entre les parties réelles de l‟impédance optimale à puissance maximale ( R Sopt W ) et celle à puissance P n fois plus faible ( R Sopt W ) n ainsi que la variation du rapport des parties imaginaires de l'impédance de charge optimale à puissance maximale ( X Sopt W ) et celle à puissance P n fois plus faible ( X Sopt W ). n 69 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables On note les rapports : R Sopt W nRsopt R Sopt W n X Sopt W n Xsopt X Sopt W n W = 24mm W=24mm Im[ZLopt(Pout_max)]/Im[ZLopt(Pout)] W=24mm ¼·Pout max_6mm 18 16 14 12 10 8 6 4 2 0 16 18 20 22 W=6mm ¼·Pout max_24mm 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 24 0,2 26 W=24mm ¼·Poutmax_6mm nXsopt Im[ZLopt(Pout_max)]/Im[ZLopt(Pout)] nRsopt Re[ZLopt(Pout_max)]/Re[ZLopt(Pout)] 20 W = 6mm W=6mm W=6mm ¼·Pout max_24mm 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 28 30 32 34 16 36 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 0,1 Pout Pout Puissance de[dBm] sortie [dBm] Puissance de[dBm] sortie [dBm] 0 rapport des parties réelles et imaginaires de l'impédance optimale de Figure II. 15 : Variation du sortie en fonction de la puissance des tailles de transistor 16 18 de20sortie 22à 900MHz 24 26pour28 30 32 34 36 maximales W différentes Pout [dBm] Comme énoncé précédemment, on retrouve bien le fait que la partie réelle de l‟impédance de charge diminue avec la puissance de sortie alors que la partie réactive augmente. On peut, de plus, faire la distinction entre ce qu‟on peut appeler les fortes puissances ( Pout Pout_max , Pout_max Pout_max , 0 ). Sur ) et les faibles puissances ( Pout 4 4 la gamme des fortes puissances, la résistance de charge optimale reste quasi constante indépendamment de la puissance à fournir en sortie. L‟optimisation se fait donc presque uniquement en adaptant la partie imaginaire de l‟impédance. A faible puissance, c‟est l‟inverse. La partie réactive reste quasi constante alors que la résistance optimale diminue. De plus, on s'aperçoit sur la figure II.15 que la variation de la partie imaginaire entre la puissance maximale et la puissance minimale est limitée (à 5 au maximum dans notre cas) indépendamment de la taille de la structure. Inversement, la variation de la partie réelle de l‟impédance est d‟autant plus forte que la puissance est faible. Le rapport entre les résistances optimales augmente linéairement en fonction de la puissance de sortie exprimée en Watts. On retrouve théoriquement ces résultats en revenant aux expressions des parties réelle et imaginaire de l'impédance de charge optimale d'une structure de puissance accordable. Ces équations sont rappelées ci-dessous : 70 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables R opt R Sopt W n n 1 + (n R opt C out ω) 2 2 R opt C out ω 2 X n Sopt W n 1 + (n R opt C out ω) 2 On peut ainsi, donner l'expression des rapports d'impédance n Rsopt et de n Xsopt en fonction de la fréquence, de la puissance ainsi que de la taille du dispositif de puissance : 1 + (n R opt C out ω) 2 nRsopt [1 + (n R opt C out ω) 2 ] n avec pour n=1 : 1 + (n R opt C out ω) 2 n Xsopt [1 + (R C ω) 2 ] n 2 opt out n Rsopt 1 n Xsopt 1 Pour de très fortes variations d'impédances (n tendant vers l'infini), ces expressions deviennent : (R opt C out ω) 2 nRsopt n n [1 + (R opt C out ω) 2 ] constante (R opt C out ω) 2 n Xsopt n [1 + (R opt C out ω) 2 ] constante Ces dernières expressions montrent conformément à la figure II.15 que la variation de la partie réelle de l‟impédance optimale de sortie est d‟autant plus forte que la puissance est faible. L'équation n Rsoptn étant proportionnelle à n, celle-ci évolue linéairement en fonction de la puissance. Etant donné que le produit R opt C out est constant quelque soit la taille maximale de la structure, cette valeur limite est indépendante de la taille du dispositif. Concernant la variation de la partie imaginaire de l'impédance optimale de sortie, (R opt C out ω) 2 celle-ci est bien limitée (à la valeur ). Etant donné que le produit R opt C out [1 + (R opt C out ω) 2 ] est constant quelque soit la taille maximale de la structure, cette valeur limite est indépendante de la taille du dispositif. Pour un type de structure donnée, cette valeur est donc uniquement fonction de la fréquence. Les différentes remarques citées ci-dessus sont résumées dans le tableau II.4 donné ci-dessous. 71 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Faibles puissances Fortes puissances Pout_max 0 R Sopt Pout_max 4 RSopt W Ropt RSopt W 2 1+ (Ropt Cout ω) Ropt 1+ (Ropt Cout ω)2 Evolution linéaire X Sopt Ropt (R opt Cout ω)3 Ropt (R opt Cout ω)3 [1+ (R opt Cout ω)2 ]2 [1+ (R opt Cout ω)2 ]2 Ropt 2Cout ω [1+ (R opt Cout ω)2 ] Tableau II. 4 : Tableau récapitulatif de l'évolution des parties réelles et imaginaires de l'impédance optimale de sortie en fonction de la puissance de sortie En conséquence, sans adapter l‟impédance en sortie, la simple commutation de transistors de puissance ne permet pas de maintenir le rendement constant sur toute la gamme de puissance. Néanmoins, les simulations effectuées montrent qu‟en fixant l‟impédance de charge de sorte à optimiser la structure à la puissance de sortie maximale, il est possible d‟améliorer, par simple commutation des transistors, le rendement pour des faibles niveaux de puissance. Ceci est à rapprocher aux faits qu'en réduisant la taille des transistors pour des faibles puissances, on réduit la consommation statique et on limite la variation de l'impédance de charge optimale à présenter en sortie. Prenons l„exemple d‟une structure commutable optimisée pour une puissance de sortie de 36dBm et permettant d'activer 1mm ou 6mm ou 24mm de transistor. On adapte la taille du transistor actif suivant la puissance de sortie souhaitée. On compare ensuite à 900MHz la courbe simulée du rendement en fonction de la puissance de sortie de la structure commutable à celle d‟une structure fixe de 24mm chargé sur une même impédance (figure II.16). Wactif = 24 mm W = 24mm W=1mm Wactif = 1 mm W=6mm Wactif = 6 mm Tunable stage Structurepower commutable 100 Rendement [%] 70 70 60 50 40 30% 80% 10 30 20 10 0 330% 1 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 Puissance de sortie [dBm] Figure II. 16 : Rendement simulé en fonction de la puissance de sortie à 900MHz d'une structure commutable (entre 1mm, 6mm et 24mm de transistor) chargée sur l'impédance optimale correspondant à 24mm de largeur de grille 72 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Sans modifier les impédances de fermeture, à 12dBm, 20dBm et 24mm, la commutation de transistor de puissance permet une amélioration du rendement respective de 330%, 80% et 30%. Ainsi, pour optimiser le rendement, il faut activer 1mm de transistor pour des puissances de sortie inférieures à 20dBm, 6mm pour des puissances de sortie comprises entre 20dBm et 32dBm et 24mm pour des puissances de sortie supérieures à 32dBm. Afin de vérifier et de valider les résultats théoriques, des mesures de transistors de puissance à largeur de grille fixe ainsi que d‟une structure commutable entre 1.5mm et 3mm, ont été réalisés sur un banc load-pull passif. 2.3. Résultats de mesures de la cellule Les différentes mesures réalisées à 900MHz et 1800MHz sur banc load-pull permettent de comparer les performances d'une cellule de puissance commutable de 1.5mm et 3mm avec des dispositifs de puissance à largeur de grille fixe de même dimensions ainsi que de valider le modèle théorique utilisé pour déterminer l'impédance de charge optimal. La figure II.17 montre les mesures comparatives à 1800MHz, du rendement en fonction de la puissance de sortie, de dispositifs de puissance avec et sans circuit de commutation. Elle référence également les niveaux d'impédances optimales d'entrée et de sortie ainsi que les impédances théoriques obtenues avec le modèle décrit dans les paragraphes précédents. Rendement [%] Wg=1.5mm (cellule commutable) Wg=1.5mm (largeur de grille fixe) Wg=3mm (cellule commutable) 75 70 65 60 55 55 50 45 40 35 30 25 20 20 16 16 28 Wg=3mm (largeur de grille fixe) 47 % 47 % 47 % 32 % 32 % (a) 18 18 18 20 2020 22 22 22 24 24 24 Puissance de sortie [dBm] Transistor de puissance 26 26 26 28 28 Zs_opt[f0] ZlL_opt[f0] ZL_opt_theo[f0] Largeur de grille fixe (Wg=1.5mm) 28 + j24 21 + j21 22 + j20 Largeur de grille commutable (Wg=1.5mm) 15 + j25 9 + j20 9.7 + j17 Largeur de grille fixe (Wg=3mm) 14 + j12 11 + j10 11 + j10 Largeur de grille commutable (Wg=3mm) 15 + j11 11 + j10 11 + j10 (b) Figure II. 17 : (a) Mesures comparatives entre des transistors de puissance commutés et des transistors de puissance à largeur de grille fixe de 1.5mm et 3mm à 1800MHz, (b) comparaison des niveaux d'impédances en entrée et en sortie mesurés et des impédances de charge 73 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables La cellule de puissance commutable offre les mêmes performances que des dispositifs de puissance à largeur de grille fixe mais les niveaux d'impédances de fermeture différents. Ainsi on mesure avec des dispositifs de 1.5mm et 3mm (avec ou sans circuit de commutation) une puissance maximale de sortie respective de 24dBm et 27dBm avec dans les deux cas, un rendement drain de 75%. En terme d'impédance de charge optimale, conformément à la théorie, du fait de la capacité de sortie quasi constante, le niveau d'impédance est plus faible dans le cas d'une cellule de puissance commutable ( Z L_opt 9.7+j17) qu'avec des dispositifs de puissance de taille fixe ( Z L_opt 22+j20). La comparaison des résultats théoriques et mesurés permet de rendre compte précisément de cet état de fait. Si on compare maintenant les impédances optimales de sortie d'une structure commutée lorsque 1.5mm et 3mm de largeur de grille sont activées, on s'aperçoit que les niveaux d'impédances sont voisins. Par conséquent sans changer l'impédance de sortie on doit pouvoir améliorer le rendement à faible puissance par simple commutation du Wg_active transistor= 1.5mm de puissance. La figure II.18Wg_active montre =les 3mmrésultats de mesures de la structure commutée chargée sur l'impédance optimale correspondante à 3mm 100 de transistor (11+j10) sur le rendement à faible puissance à 1800MHz. Rendement Rendement [dBm][%] Rendement [dBm] Wg_active = 1.5mm Wg_active = 1.5mm Wg_active= = 3mm Wg_active 3mm 100 30% 10 60% 90% 10 1 2 4 6 8 10 12 14 16 Puissance de sortie [dBm] Pout [dBm] Figure II. 18 : Mesure à 1800MHz de la structure commutée de 1.5mm et 3mm chargée sur 1 de la structure pour une largeur de grille active de 3mm (ZL_opt=11+j10) l'impédance optimale 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 On note sur cette figure une amélioration significative du rendement à faibles [dBm] de puissance sans ajustement des puissances allié à la commutation duPout transistor impédances de fermetures. Ainsi, en activant 1.5mm de transistor on améliore le rendement de 90%, 60% et 30% pour des puissances de sortie respectives de 3dBm, 7dBm et 11dBm. 2.4. Comparaison mesure / simulation Les résultats obtenus sont conformes aux simulations. La figure II.19 montre la comparaison mesure simulation à 1800MHz, de la cellule commutée. 74 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 100 70 60 60 50 40 30 50 40 30 20 20 10 10 12 14 16 18 20 22 Pout [dBm] 24 Rendement [%] 70 (a) Mesure Wg=3mm mesure W=3mm mesure W=1.5mm Mesure Wg=1.5mm SimulationW=3mm Wg=3mm simulation simulation W=1.5mm Simulation Wg=1.5mm Efficiency [%] Rendement [%] Efficiency [%] MesureW=3mm Wg=3mm mesure mesure MesureW=1.5mm Wg=1.5mm 10 1 2214 12 26 Simulation Wg=3mm simulation W=3mm simulation 2W=1.5mm 6 4 Simulation Wg=1.5mm (b) Puissance de sortie [dBm] 44 16 66 10 1888 20 10 12 1222 14 14 24 16 16 2618 18 Pout [dBm] Puissance de sortie [dBm] Figure II. 19 : Comparaison mesure simulation à 1800MHz de la structure commutable Que cela soit dans une application multi bande donc avec adaptation d'impédance suivant la taille du transistor actif (figure II.19 (a)) ou dans une application visant l'amélioration du rendement à faible puissance (figure II.19 (b)), on note une bonne corrélation à 1800MHz entre les mesures et les simulations. Mesure 80 Wg_active = 1.5mm Eff_sim Eff_mes [%] Rendement 70 60 50 40 30 20 10 0 8 10 (a1) 12 14 16 18 20 22 24 26 -Igrille_mes*1e-3 -real(Iin.i[::,0])*1e3 Courant moyen d’entrée [mA] Simulation PuissancePout_mes de sortie [dBm] 30 Wg_active = 1.5mm 20 10 0 -10 20 (a2) Pout_sim 50 40 30 20 10 0 (b1) 10 12 14 16 18 20 22 24 26 -Igrille_mes*1e-3 Courant-real(Iin.i[::,0])*1e3 moyen d’entrée [mA] Eff_sim Rendement Eff_mes [%] Wg_active = 3mm 60 8 24 26 Pout_mes 80 70 22 PuissancePout_sim de sortie [dBm] Puissance Pout_mes de sortie [dBm] 25 Wg_active = 3mm 20 15 10 5 0 -5 20 (b2) Pout_sim 22 24 26 Puissance de sortie [dBm] Pout_sim Pout_mes Figure II. 20 : Comparaison mesure simulation de la structure commutable à 900MHz Les mêmes comparaisons à 900MHz ne sont pas exploitables du fait du déclenchement du commutateur à l'état bloqué. Néanmoins, ces résultats se retrouvent en simulation et soulignent la nécessité de maintenir la grille des MOS du commutateur flottante. La figure II.20 montre la comparaison à 900MHz entre mesure et simulation du rendement de la cellule de puissance commutée en fonction de la puissance de sortie. 75 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables A 900MHz, suivant le niveau de puissance, les MOS du commutateur conduisent simultanément. On mesure dans ce cas, un courant en entrée du transistor de puissance à largeur de grille variable. Lorsque 1.5mm de transistor sont activés (graphiques a1 et a2 de la figure II.20), le MOS N1 de la figure II.3 conduit pendant une partie du cycle RF. Ainsi, en activant le transistor NLDMOS M2 on mesure en sortie une puissance 24.6dBm, supérieure aux 24dBm théorique. De même lorsque 3mm de transistor sont activés (graphiques b1 et b2 de la figure II.20), le MOS N2 conduit pendant une partie du cycle RF. Ainsi, la grille et la source du transistor NLDMOS M2 se trouvent court-circuitées par une résistance correspondant à la résistance en régime ohmique R on du MOS N2. La dynamique du signal de grille M2 est ainsi réduite, limitant la puissance en sortie. On mesure dans ce cas une puissance de sortie maximale de 25dBm au lieu des 27dBm théoriques. La différence de comportement de la structure commutable à 900MHz et 1800MHz s'explique lorsque 3mm de transistor sont activés par l'augmentation de l'impédance d'entrée de M2 lorsque la fréquence diminue. A puissance d'entrée constante, on retrouve une tension sur la grille de M2 plus forte, favorisant le passage en conduction du transistor N2. De même lorsque 1.5mm de transistor sont activés, plus la fréquence diminue et plus l'impédance présentée par le MOS série N1 bloqué augmente. L'impédance équivalente Z eq présentée par la mise en parallèle du transistor N2 et de l'impédance d'entrée du transistor M2 étant faible et de l'ordre de la résistance ohmique de N2 ( R on_N2 ), on retrouve aux bornes de N1 un niveau de tension plus élevé à 900MHz qu'à 1800MHz, favorisant sa mise en conduction. Il existe ainsi dans le dimensionnement des MOS du commutateur un compromis entre pertes et dynamique du signal d'entrée en fonction de la fréquence de fonctionnement. Pour limiter les contraintes de déclenchement du circuit de commutation, il faut maintenir la grille, des MOS du commutateur, flottantes et placer le transistor N2 au plus près du transistor de puissance. Les différentes mesures de la structure commutable (entre 1.5mm et 3mm de largeur de grille) réalisées sur banc load-pull à 900MHz et 1800MHz ont permis de valider les calculs réalisés à partir d'un schéma équivalent simplifié et notamment de mettre en évidence la problématique du déclenchement parasite des transistors du commutateur ainsi que l'impact de la capacité de sortie qui abaisse l'impédance de charge optimale. La faisabilité a été démontrée pour des transistors de puissance de petite taille. A condition de présenter la bonne charge en sortie, les performances en puissance et en rendement de ce type de structure sont identiques à celle de transistors de puissance à largeur de grille fixe. 76 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 3. Réalisation d’un étage de puissance commutable pour les bandes hautes et basses du standard GSM Cette partie décrit la conception d‟un étage de puissance commutable réalisé pour adresser les bandes basses et hautes du standard GSM. Il s‟appuie sur la commutation de transistor de puissance étudiée précédemment et permet de valider ce type de structure pour l'optimisation du rendement dans le cadre d'une application multi bandes. Les niveaux d‟impédances optimales de sortie étant faibles, les mesures sous banc load-pull ne sont pas réalisables. Le circuit est donc mesuré sur circuit imprimé. 3.1. Description de l’étage de puissance commutable Conformément au choix fait dans la première partie, l‟étage de puissance commutable est différentiel. Il comprend un transformateur de puissance intégré en entrée, un bandgap assurant une tension stable en température, un circuit de polarisation, une diode de référence placée au plus proche des transistors de puissance ainsi que les transistors de puissance LDMOS avec leur circuit de commutation. La structure permet d‟activer 24mm de transistor pour les bandes basses et 12mm pour les bandes hautes. La figure II.21 montre le schéma de l‟amplificateur de puissance conçu. Vdd Transistor de puissance Bandes basses (W~24mm) SW BB_n (SW=ON) SW Vdd BB_n BH_n (SW=OFF) ON BH_n OFF Vdd ON BB_p BB_p (SW=ON) OFF BH_p Vdd Transformateur d’entrée BH_p (SW=OFF) SW SW Transistor de puissance Bandes hautes (W~12mm) Figure II. 21 : Schéma de l'amplificateur de puissance commutable On retrouve sur la figure II.21 les deux voies n et p et sur chaque voie deux blocs de transistor de puissance NLDMOS de 6mm de largeur de grille avec leur circuit de commutation. Un des blocs, grisé sur la figure, est en permanence activé alors que l‟autre est commutable. 77 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 3.2. Problème de déclenchement des MOS du commutateur Pour le dimensionnement des MOS du commutateur, il est important de tenir compte de leur impact sur le gain en puissance mais également, en fonction de la dynamique du signal d'entrée, d'assurer leur maintient lorsqu'ils sont à l'état bloqué et une bonne isolation. Ainsi, lorsque le commutateur est passant, il est important de maintenir le MOS parallèle bloqué afin de ne pas court-circuiter la grille et la source du transistor de puissance actif. Lorsque le commutateur est ouvert, il faut maintenir le MOS série bloqué afin d'éviter le déclenchement involontaire du transistor de puissance connecté au commutateur. De plus, son isolation doit être suffisante de sorte à limiter la dynamique du signal sur la grille du dispositif de puissance et s'assurer que la tension grille source du transistor de puissance ( Vgs ) ne dépasse pas la tension de seuil ( VT ). 3.2.1. Problème de déclenchement des diodes de jonction La figure II.22 montre le schéma électrique de la structure commutable à l'état passant (figure II.22.a) et à l'état bloqué (figure II.22.b) avec le circuit de polarisation. VDD VDD Iref Iref Vdiode Dref (W g_ref) Blk_s (W g_ref) Rpol Rpol M1 ZLopt D1_s D2_s G M1 (W g) Ron_s VG Rblk_s Vdiode Dref D1_p G_p ZLopt (W g) G_s Ron_p VG Blk_p R blk_p D2_p (a) (b) Figure II. 22 : Schéma électrique de la structure commutable à l'état passant (a) et bloqué (b) Quelque soit l'état du commutateur, suivant le niveau du signal d'entrée, les diodes de jonction D 1_s et D1_p peuvent passer en direct sur une partie du cycle RF. Dans ce cas de figure, un courant remonte dans la polarisation conduisant à augmenter le courant moyen traversant la diode de référence. Accentué par la chute de tension dans la résistance de polarisation R pol (visant à isoler le circuit de polarisation du signal RF), la tension moyenne de polarisation de grille VG,0 du transistor de puissance augmente. Ce phénomène est d'autant plus accentué que la résistance de polarisation et la diode de référence sont de grande valeur et que le niveau du signal d'entrée augmente. 78 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Afin d'éviter la mise en conduction des diodes de jonction il faut maintenir leur substrat flottant et polariser celui-ci à la masse. On peut obtenir ceci par l'ajout d'un caisson de NISO polarisé à VDD . 3.2.2. Problème de déclenchement des MOS du commutateur De même que précédemment, suivant le niveau du signal d'entrée et quelque soit l'état du commutateur, les MOS du circuit de commutation peuvent conduire sur une partie du cycle RF. Ainsi, le chemin résistif entre la masse et la diode de référence engendre un appel de courant qui vise à réduire le courant de polarisation traversant cette dernière. Il en résulte une chute du potentiel Vdiode qui ajouté à la chute de tension dans la résistance de polarisation R pol engendre une chute de la tension moyenne de polarisation de grille VG,0 . Ce phénomène s'accentue dès lors que le niveau du signal d'entrée augmente, ce qui se caractérise, sur un cycle RF, par une durée de mise en conduction des MOS plus grande. Afin d'éviter ce déclenchement il faut, en tout premier lieu, maintenir les grilles des MOS flottantes de sorte que le potentiel de grille des MOS puisse suivre le signal RF d'entrée. Cependant, suivant la dynamique de ce signal, cela reste insuffisant. Dans ce cas, cela impose de mettre plusieurs MOS en série afin de réduire la différence de tension aux bornes des transistors MOS. Vmos3 Vmos2 Vmos1 Tension aux bornes des transistors MOS [V] Dans ce dernier cas, la mise en série de plusieurs transistors MOS justifie l'isolation de leur substrat par un caisson de NISO . Sans cela la répartition de la tension entre les différents MOS est inégale comme le montre l'exemple simulé de la figure II.23. VMOS_1 10 kΩ Rsub 2.5 VMOS_1 2.0 1.5 VMOS_2 10 kΩ Rsub VMOS_3 10 kΩ Rsub (a) 1.0 VMOS_2 0.5 VMOS_3 0.0 0 (b) 2 4 6 8 10 Rsub [kΩ] Rbulk/1000 Figure II. 23 : (a) Modèle simplifié de la mise en série de 3 transistors MOS et (b) répartition de la tension entre les transistors en fonction de la résistance substrat Rsub 79 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables La figure II.24 montre un exemple, lorsque le commutateur est bloqué, de l'impact de la mise en conduction de la diode de jonction D 1_s et des MOS du commutateur sur la polarisation de grille. VDD Iref Vdiode Dref (W g_ref) D1_s ID1_s,0 200 100 Igrille,0 0 M1 2.1 2.3 2.5 2.7 2.9 3.0 Max(V max(ts(in)) G(t)) [V] 1.0 0.78 0.9 0.77 G,0 real(VGG[::,0]) V [V] Ron_p 0.79 0.76 0.8 0.75 0.7 0.74 1.5 (b) (a) real(Vdiode[::,0]) G_s 1.9 ZLopt (W g) Igrille VG 1.7 D2_s ID1_s G 3 300 1.5 Rpol 2 Vdiode [V} real(I_blks.i[::,0])*1e6 Vbat real(Isw_p1.i[::,0])*1e6 ID1_s,0 et Igrille,0 [µA] 1 1.7 1.9 2.1 2.3 2.5 2.7 2.9 3.0 max(ts(in)) Max(V G(t)) [V] Figure II. 24 : Impact du déclenchement des diodes de jonction et des MOS sur la poarisation lorsque le commutateur est ouvert (a) Modèle simplifié de la sructure commuté à l'état bloquée et (b) simulations Dans la phase 1 on remarque que le MOS série conduit ( Igrille 0 ) sur une partie du cycle RF alors que la diode de jonction D 1_s reste polarisée en inverse. Il en résulte qu'une partie du courant de référence Iref de la diode de référence D ref est dévié à la masse via les MOS du commutateur, ce qui se caractérise par une chute des tensions moyennes Vdiode et VG,0 . La tension VG,0 chute plus rapidement du fait de la chute de potentiel liée au passage du courant moyen Igrille,0 dans la résistance de polarisation R pol . Dans la phase 2 la diode de jonction D 1_s passe en direct et un courant ID1_s,0 remonte dans la polarisation. Cependant le courant injecté dans la diode reste plus faible que celui dérivé par la mise en conduction du MOS série. Par conséquent le résultat reste identique à la phase 1 : les tensions moyennes Vdiode et VG,0 chutent. Dans la phase 3 on remarque que le courant de diode ID1_s,0 devient supérieur au courant de grille Igrille,0 . Par conséquent tout se passe comme si un courant Icond ID1_s,0 Igrille,0 remontait dans la polarisation. Ainsi, les tensions moyennes Vdiode et VG,0 augmentent. De même que précédemment, du fait de la chute de potentiel dans la résistance R pol , la tension moyenne VG,0 remonte plus rapidement que Vdiode . 80 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 3.2.3. Problème d'Isolation de la grille des transistors de puissance Pour la conception du circuit de commutation, si il est primordial de prendre soin du non déclenchement des transistors MOS ainsi que des diodes de jonction, il importe lorsque le commutateur est ouvert, que le MOS série bloqué offre une bonne isolation. Cela permet d'assurer, dans cet état, une tension VG sur la grille des transistors de puissance NLDMOS n'excédant pas leur tension de seuil VT .Dans le cas contraire le transistor NLDMOS conduit. Par conséquent, le MOS série bloqué doit présenter une impédance suffisamment importante devant l'impédance correspondante à la mise en série de l'inductance de dégénérescence L s et de l'impédance présentée par la mise en parallèle de l'impédance d'entrée du transistor de puissance et du MOS parallèle saturé (figure II.25). Ces grandeurs dépendent de la fréquence, de la taille du transistor de puissance et du MOS parallèle ainsi que de la charge Z L qui rentre en compte dans le calcul de l'impédance d'entrée du transistor de puissance. Soit le modèle équivalent de la structure commutable à l'état ouvert de la figure II.25 : VMOS_s G MOS_s G IG(t) NLDMOS (W g) v ZMOS_s ZL MOS_p VG(t) Ron_p Zin_NLDMOS (W g, ZL, freq) Vgrille(t) Ls Zeq Figure II. 25 : Modèle simplifié de la structure commutable à l'état ouvert On a : VG (t) VMOS_s (t) Vgrille(t) Pour maintenir une bonne isolation, il faut respecter inéquation suivante : max(V grille(t)) VT Soit Z eq l'impédance équivalente de la mise en série de l'inductance de dégénérescence et de l'impédance correspondant à la mise en parallèle de l'impédance d'entrée du transistor de puissance et du MOS parallèle. On a : max(V grille(t)) VT avec : max(IG (t)) Z eq VT max(I G (t)) max(VG (t)) Z MOS_s Z eq En conséquence, l'isolation de la grille du transistor de puissance est assurée si l'inéquation suivante est respectée : 81 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Z MOS_s Z eq max(VG (t)) VT Z eq Cette dernière expression permet de fixer la taille maximale du transistor MOS série en fonction de la fréquence, de la taille du transistor de puissance et du MOS parallèle ainsi que de l'impédance de charge. Si on modélise simplement le MOS série bloqué par sa capacité de sortie C ds (MOS_s) il importe de choisir pour la conception du commutateur une topologie de MOS permettant de réduire cette dernière. Une topologie à grille hexagonale ou gaufrée permet cela. Dans ce cas il est également préférable de placer le drain du MOS série accolé à la grille du transistor de puissance. Les capacités grille source C gs et grille drain C gd ne sont pas du même ordre de grandeur et C gs est plus faible. Ainsi, pour une tension V(t) aux bornes du transistor, la tension grille source Vgs (t) est supérieure à la tension grille drain Vds(t). En plaçant la source du MOS série du côté de l'entrée de la structure commutable, on profite de la tension moyenne de polarisation qui augmente le potentiel de source VS (MOS_s) et qui repousse la mise en conduction du MOS série. En conclusion, suivant la fréquence de fonctionnement, l'impédance de charge et la taille des transistors de puissance et du MOS parallèle, l'expression précédente nous donne en fonction des caractéristiques électriques du MOS série (notamment sa capacité de sortie) sa taille maximum permettant d'assurer une bonne isolation de la grille du transistor de puissance à l'état bloqué. Par enchaînement, cela fixe, suivant les caractéristiques du transistor MOS, la résistance à l'état passant minimum. D'un point de vue conception cette limite donne la taille optimale du MOS série permettant conjointement une bonne isolation et un gain en puissance de la structure commutable maximum. 3.3. Adaptation en entrée et en sortie Sachant que la commutation de transistor n‟est pas suffisante pour optimiser le rendement sur les bandes hautes et les bandes basses du standard GSM et que l‟adaptation d‟impédance est nécessaire, deux circuits ont été conçus avec deux transformateurs de puissance différents en entrée optimisés sur chaque bande. L‟adaptation en sortie est réalisée sur circuit imprimé à l‟aide de capacités montées en surface (CMS). Le tableau II.5 donne la valeur des impédances différentielles optimales en entrée et en sortie simulées en fonction de la bande de fréquences. Fréquences Impédance différentielle d'entrée optimale Zin_opt Impédance différentielle de sortie optimale ZL_opt Bandes basses 4.6 + j 8.2 5.6 – j 5.6 Bandes hautes 7.8 + j 7.4 6.3 – j 19.4 Tableau II. 5 : Impédances différentielles optimales d'entrée et de sortie simulées 82 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 3.3.1. Adaptation en entrée : transformateur de puissance intégré Deux transformateurs de puissance chargés sur 50Ω différentiel adaptés aux bandes basses et hautes ont été intégrés sur silicium. Ils ont été réalisés sur le niveau de métal 5 épais (4µm) de la technologie BiCMOS 0.25µm de STMicroeletronics. Leur configuration est du type à enroulements intercalés (enroulements du primaire et du secondaire tous deux réalisés sur le niveau de métal 5). Le schéma type des transformateurs conçus ainsi que leurs caractéristiques électriques et leurs performances simulées sont données sur la figure II.26. k Lbonding= 2nH Lp Cp 50 Ω Ls Cs Zin_opt (a) Lbonding= 2nH Fréquences Lp (nH) Ls (nH) Cp (pF) Cs (pF) k Impédance optimale Zin_opt Pertes simulées (dB) Surface (µm2) Bandes basses 1.15 1.63 4 15.6 0.5 4.6 + j*8.2 1.2 825*825 Bandes hautes 0.7 1.15 3 6 0.45 7.8 + j*7.4 0.9 600*600 (b) Figure II. 26 : (a) Schéma des transformateurs de puissance d'entrée intégrés, Les simulations des transformateurs de puissance ont été faites à l‟aide d‟un logiciel développé en interne, basé sur un modèle analytique utilisant les équations de Grover pour le calcul des inductances et Sakuraï, pour le calcul des capacités. Une description plus détaillée du logiciel est faite dans le chapitre III traitant de l‟intégration et de la commutation de transformateurs de puissance. Afin d‟avoir un retour sur le modèle utilisé pour la conception des transformateurs de puissance, chaque transformateur a été mesuré (mesures paramètres S), sur circuit imprimé, indépendamment du reste du circuit. De plus, le niveau des harmoniques étant importants pour la modélisation des amplificateurs de puissance en grand signal, la validité du modèle a été testée jusqu‟à la fréquence d‟harmonique 3. Les comparaisons mesures simulations sont présentées dans le chapitre III. 3.3.2. Adaptation en sortie Le circuit est destiné à juger des performances d'une structure de puissance commutable de grande taille pour une application multi bande adressant les bandes basses et hautes du standard GSM mais également pour une amélioration du rendement à faible puissance. Pour cette raison, le réseau de sortie est réalisé en externe à l'aide de capacités 83 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables montées en surface. Cela offre l'avantage d'être plus simple et d'être ajustable, suivant la bande adressée. En effet, comme souligné précédemment, dans une application multi bande, l'ajustement de l'impédance de charge est nécessaire afin de préserver un rendement énergétique du circuit optimal. 3.4. Résultats de mesures grand signal 3.4.1. Résultat du circuit pour une application multi bande Des mesures du circuit ont été réalisées à 900MHz et à 1800MHz. Les résultats sont exposés dans la figure II.26. Elle présente le rendement énergétique du circuit en fonction de la puissance de sortie mesurée dans le plan des connecteurs. On active respectivement 24mm et 12mm de transistor de puissance NLDMOS afin d‟adresser les bandes basses et hautes du standard GSM. 1800 MHz Rendement [%] 900 MHz 50 45 40 35 30 25 20 15 10 5 0 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 Puissance de sortie [dBm] Figure II. 27 : Mesures pulsées de l'étage de puissance commutable à 900MHz et 1800MHz Pour la bande basse, les résultats donnés à 900MHz montrent une puissance maximale de sortie de 34.6dBm avec un rendement de 50%. Ces résultats tiennent compte des pertes dans le réseau de sortie ainsi que des bondings. On estime par simulation ces pertes de l‟ordre de 1dB. Ces résultats sont en accord avec les performances visées qui prévoyaient une puissance maximale de sortie de 36dBm avec un rendement de drain supérieur à 50% dans le plan du transistor de puissance. Pour la bande haute, les résultats de mesures à 1800MHz montrent une puissance de sortie maximale de 29.6dBm avec un rendement de l'ordre de 35%. Malgré les pertes dans les lignes d'accès et les bondings, estimées à 1dB, ces résultats ne correspondent pas aux performances visées (puissance de sortie maximale de 33dBm avec un rendement supérieur à 50%). Ceci s'explique par la désadaptation en entrée et en sortie de l'étage de puissance à cette fréquence. En entrée le transformateur est chargé sur 100Ω différentiel au lieu des 50Ω prévu initialement lors de la phase de conception. 84 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 3.4.2. Résultats de mesures du circuit pour une amélioration du rendement Outre les mesures de l'étage de puissance commutable pour une application multi bande, les performances de cette structure ont été évaluées à faible puissance. La figure II.34 donne les mesures du rendement en fonction de la puissance de sortie de l'étage de puissance à 900MHz lorsque 24mm et 12mm de transistor sont activés. Les adaptations en entrée et en sortie sont maintenues constantes et correspondent à l‟optimum pour un transistor de largeur de grille de 24mm. Wg_active= 24mm = 24mm Wg_active Wg_active = 12mm Wg_active = 12mm Rendement [%] [%] Rendement 10 +40% +60% 1 +80% 0,1 0 2 4 6 8 10 12 14 16 Puissance desortie sortie [dBm] Puissance de [dBm] 18 20 22 Figure II. 28 : Mesures à 900MHz de l'étage de puissance commutable pour une amélioration du rendement à faible puissance On note sur cette figure, une amélioration du rendement de l'ordre de 80% à 0dBm, 60% à 10dBm et 40% à 20dBm. Cela démontre l'intérêt d'une telle structure pour une amélioration du rendement à faible puissance. Sans modification des impédances de fermeture et donc par simple commutation de transistors, le rendement peut être amélioré d'un facteur 2 à 4 à très faibles puissances si la structure est conçue de sorte à activer une faible largeur de grille de transistor (1mm par exemple). 85 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables Conclusion Dans ce chapitre, il a été montré par une analyse théorique puis par des mesures grand signal que la structure de puissance commutable peut être utilisée dans une application multi bande permettant dans le même temps une amélioration du rendement à faible puissance. Dans ce cas, il est important d'apporter un soin particulier au dimensionnement des transistors MOS du circuit de commutation et de maintenir leurs grilles flottantes afin de ne pas dégrader le gain de l'étage de puissance et d'éviter le déclenchement des MOS du commutateur à l'état passant (le MOS parallèle devant resté bloqué) et à l'état bloqué (le MOS série devant resté bloqué). De plus, si pour le passage d'une bande à une autre les impédances de source et de charge doivent être modifiées, l'amélioration du rendement à faible puissance ne nécessite pas forcement l'ajustement des impédances de fermeture. Par simple commutation de transistors de puissance, il est possible d'améliorer le rendement d'un facteur 4. Si on est en mesure d'ajuster les niveaux d'impédance, il est possible d'optimiser le rendement sur toute la gamme de puissance. Le modèle simplifié introduit dans cette partie et validée par les différentes mesures, permet de déterminer l'impédance de charge optimale en fonction de la puissance de sortie et de la taille maximale de la structure. Dans ces deux cas de figure, cela suppose de pouvoir commuter les réseaux d'adaptation en entrée et en sortie en fonction de la fréquence et de la puissance de sortie. Du fait des fortes puissances donc des forts courants et des fortes tensions, de fortes contraintes se trouvent associées au réseau de sortie. Dans notre cas, comme décrit dans le premier chapitre, on s'intéresse dans un premier temps à l'intégration de transformateurs de puissance faibles pertes pour dans un second temps, répondre aux contraintes de commutation. Cette étude fait l'objet de la troisième partie. 86 Chapitre II Etude de transistors de puissance commutables 87 Chapitre III Méthodologie de conception et intégration sur silicium de transformateurs de puissance faibles pertes 88 89 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Introduction La croissance des produits électroniques dotés de dispositifs de communication sans fil (téléphone cellulaire, WiFi …) a généré une forte augmentation de la complexité des circuits RF intégrés : support de multiples bandes de fréquences, conformité à plusieurs normes de transmission sans fil, montée en fréquence… Aujourd‟hui, l‟intégration de fonctions RF pour les circuits de communication sans fil dépend étroitement d‟une conception efficace des inductances et de la disponibilité de modèles fiables et rapides à simuler dans une très large plage de fréquences. Au niveau de l‟amplificateur de puissance RF, les inductances sont des éléments clés qui sont principalement utilisés au niveau des réseaux d‟adaptations. Compte tenu des fortes contraintes de puissance et de rendement, les performances du réseau de sortie sont primordiales, ce d‟autant plus que .le progrès des technologies CMOS et BiCMOS s‟accompagne d‟une diminution des tensions d‟alimentation. Le faible coefficient de qualité des inductances intégrées (Q<20) freine bien souvent l‟intégration du réseau de sortie et pour les applications cellulaires, le réseau d‟adaptation en sortie de l‟amplificateur de puissance reste aujourd‟hui externe a la puce contenant les étages de puissance. L‟intégration de réseaux de sortie faibles pertes constitue l‟un des objectifs de cette thèse et apparaît envisageable à travers le choix d‟une architecture de PA différentielle. Pour une puissance de sortie donnée, le fonctionnement en mode différentiel permet en effet de réduire d‟un facteur 4 le rapport de transformation du réseau d‟adaptation, ce qui permet par conséquent de relâcher les contraintes. Toutefois, le réseau de sortie doit alors, en plus de la transformation d‟impédance, assurer la conversion du mode différentiel vers le mode commun. L‟utilisation de transformateurs permet d‟assurer cette double fonction mais nécessite une modélisation précise et efficace. Parmi les différentes techniques existantes de modélisation, les solveurs électromagnétiques représentent une solution fiable mais nécessitent généralement des temps de simulation importants qui peuvent rendre le temps de conception prohibitif. En outre, avec le progrès des technologies et l‟utilisation de couches métalliques épaisses, de substrats multicouches et de blindage électrique ("pattern Ground Shield"), les temps de simulations et les ressources de calcul mobilisées augmentent de manière exponentielle. Etant donné la nature itérative du processus de conception, les outils de calcul de champs électromagnétiques classiques paraissent de ce fait inadaptés à une conception RF souple et rapide. Il est donc aujourd‟hui intéressant de disposer d‟une modélisation purement analytique rapide et maniable, permettant de dé corréler l‟impact des différents éléments et ainsi répondre au souci de compréhension des phénomènes mis en jeu. Ce chapitre se concentre sur une approche analytique de modélisation des transformateurs et propose une méthodologie de conception de transformateurs intégrés faibles pertes. La méthode proposée permet de réduire le temps de conception et, en fonction des spécifications, d‟optimiser les pertes et l‟encombrement. Ainsi, sa mise en application a permis de concevoir rapidement des transformateurs intégrés pour des puissances de 4W avec des pertes de -0.6dB (pour des rapports de transformation de 12.5) et une surface inférieure à 0.8mm2. Ce chapitre débute par un rappel sur la problématique liée à l‟intégration de transformateurs de puissance faibles pertes sur silicium. 90 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes La seconde partie décrit la méthode de calcul des éléments intrinsèques d‟un transformateur (inductances, capacités, résistances et mutuelles inductance) en fonction de ses dimensions physiques et des caractéristiques de la technologie. La troisième partie expose la méthodologie de conception de transformateurs intégrés faibles pertes proposée. Deux solutions sont abordées suivant la complexité du modèle de transformateur considéré : - En négligeant les capacités parasites entre enroulements, une première solution, purement analytique, est décrite. - En tenant compte des capacités parasites entre enroulements, une évolution de la solution précédente, couplant calculs analytiques et simulateur électrique, est proposée. Avant de conclure, différents transformateurs de puissance intégrés conçus à l‟aide de la méthode proposée sont présentés. Leurs performances calculées et simulées sont exposées et comparées à des mesures réalisées sur circuit imprimé. 1. Transformateurs de puissance Dans ce chapitre, nous nous intéressons à l‟intégration sur silicium de transformateurs de puissance adaptés aux bandes "hautes" et "basses" du standard GSM pour des niveaux de puissance respectifs de 36dBm et de 33dBm. Le transformateur permet de transformer l'impédance de l‟antenne (50Ω) en l'impédance de charge optimale à présenter en sortie de l'étage de puissance. Cette dernière dépend de la taille du dispositif, de la tension d'alimentation V dd ainsi que de la puissance à fournir (cf chapitre 1). Utilisé en "balun" (balanced-to-unbalanced) comme indiqué sur la figure III.1, le transformateur permet également la conversion du mode différentiel vers le mode commun. Mode différentiel Mode commun k 50Ω Lp Ls Zdiff Figure III. 1 : Transformateur utilisé pour la conversion du mode différentiel vers le mode commun 91 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 1.1. Contraintes d’intégration Pour un PA différentiel délivrant 4Watts sous une tension d'alimentation de 3.6V (figure III.2), l'impédance optimale à présenter en sortie de l'étage de puissance est de l'ordre de 6.5Ω. Il lui correspond dans ce cas un courant dynamique IS de l'ordre de 1A et une tension dynamique VS sur la charge 50Ω de l'ordre de 20V à 30V. Ip Zopt Cp Lp VCC Ls Cs V S RL=50Ω Ip Figure III. 2 : PA différentiel avec transformateur de sortie En conséquence, l'intégration de transformateurs de puissance en sortie impose, compte tenu des règles d'électromigration, de fortes contraintes de courant sur l'enroulement du primaire (coté basse impédance) auxquelles il faut ajouter des contraintes de tenue en tension sur les capacités d'accord du secondaire (coté charge 50Ω). 1.1.1. Contraintes de courant Les technologies non dédiées puissance disposent généralement de niveaux métalliques aluminium d'épaisseur 0.6μm autorisant une densité de courant voisine de 2mA μm -2 . Pour un courant de 1A, le respect des règles d‟électromigration, nécessite pour l‟enroulement du primaire une piste d'une largeur supérieure à 800µm. Dans ce cas de figure, étant donné l'encombrement et les capacités parasites au substrat qui conduisent a une augmentation des pertes et une diminution de la fréquence de résonance, l'intégration n'apparaît pas envisageable. La possibilité d‟intégration de transformateurs de puissance repose alors sur des solutions technologiques adéquates. Ainsi, afin de pouvoir réduire la largeur des pistes et donc l‟encombrement, l‟emploi de niveaux métalliques épais (4µm) en cuivre permet d‟augmenter la densité de courant (jusqu‟à 10mA μm -2 ). Pour un courant de 1A, le respect des règles d‟électromigration conduit dans ce cas à des pistes d‟une largeur de seulement 92 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 25μm. Comparé à un niveau métallique de 0.6μm, un niveau en cuivre épais de 4um permet ainsi de réduire la largeur des pistes d‟un facteur 32. 1.1.2. Contraintes de tension Pour une puissance de 36dBm, la tension dynamique sur la charge 50Ohm est de l‟ordre de 20V. Par ailleurs, l‟accord du transformateur nécessite l‟utilisation de capacités. Les capacités MIM (Métal Isolant Métal) ont généralement une tension de claquage inférieure à 10V et ne sont donc pas adaptées à ce type d'application. Pour répondre aux contraintes de tension, l‟emploi de capacités MOM (Métal Oxyde Métal »), formées à l‟aide des métallisations disponibles dans la technologie, s‟avère être nécessaire. Ces capacités souffrent d‟une faible densité d‟intégration (<1fF/µm) mais offrent en contrepartie des tensions de claquage élevées (>50V). 1.2. Modèle simplifié de transformateur De manière générale, un transformateur se présente sous la configuration présentée figure III.3 : Cœur du transformateur ZL = (Zch // Cs) k Cp Cc Ls Lp Cs Zch Cc Zopt Figure III. 3 : Modèle généralisé d'un transformateur Le transformateur permet de transformer l‟impédance sous laquelle il est chargé Z ch en l‟impédance souhaitée Z opt . Dans la suite, on suppose Z ch Z opt . De même, par convention, nous appellerons primaire l‟enroulement placé côté basse impédance et secondaire l‟enroulement placé côté haute impédance. Les inductances du primaire et du secondaire sont le cœur du transformateur. Elles sont couplées magnétiquement (coefficient de couplage k) et électriquement via les capacités C c . Si le premier couplage fait partie du fonctionnement propre d‟un transformateur, le second apparaît comme une résultante parasite qui limite le 93 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes fonctionnement du transformateur en fréquence. Il importe donc de maximiser le couplage magnétique tout en limitant les couplages capacitifs. Le transformateur sous cette forme, permet rarement d'obtenir la transformation d‟impédance souhaitée. On ajoute par conséquent des capacités d‟accord C p et C s respectivement côté primaire et côté secondaire. Le dimensionnement du transformateur consiste à déterminer la valeur des inductances (Lp, Ls), du coefficient de couplage (k) et des capacités d‟accord (Cp, Cs), permettant la transformation d‟impédance adéquate avec un minimum de pertes. 2. Calcul des éléments intrinsèques d'un transformateur en fonction des dimensions géométriques et des phénomènes physiques mis en jeu Si on considère le modèle simplifié de la figure III.3, un transformateur se compose d'inductances, de résistances, de capacités ainsi que de mutuelles inductances. Ces dernières permettent de tenir compte du couplage k entre les enroulements du primaire et du secondaire par l'intermédiaire de la relation M k L p L s . Elles permettent également de tenir compte des phénomènes magnétiques parasites qui rentrent en compte dans le fonctionnement d'un transformateur. Il s'agit des phénomènes dénommés effet de peau ("skin effect") et effet de proximité ("proximity effect"). 2.1. Inductance d'un barreau métallique Le calcul de l'inductance d'un barreau métallique (figure III.4) de section ( a b ) et de longueur l s'obtient, d'après la formule de Grover [1], par : l On considère a b L b μ0 l 2l amd μr 1.25 + ln + T 2π gmd l 4 a Figure III. 4 : Dimensions géométriques d'un barreau métallique avec : μ 0 : permittivité du vide μ r : permittivité relative ( μr 1 ) gmd : distance géométrique moyenne amd : distance arithmétique moyenne 94 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes La distance arithmétique moyenne est donnée par : amd ab 3 La distance géométrique moyenne est donnée par la formule suivante : 25 1 a 2 b2 b2 a2 2 a b b a gmd a 2 b 2 exp 2 ln 1 2 2 ln 1 2 arctan arctan 12 6 b a a b 3 b a a b 2.2. Mutuelle inductance entre 2 conducteurs métalliques rectangulaires Soit deux conducteurs identiques de longueur l de section rectangulaires ( a b ) disposés parallèlement et séparés d'une distance centre à centre d (figure III.5). On considère a b . M l b b d a a Figure III. 5 : Mutuelle inductance M entre deux barreaux métalliques identiques et parallèles La mutuelle inductance entre deux barreaux rectangulaires parallèles est donnée par l'équation de Grover suivante : M μ0l l l 2 gmdr 2 gmdr ln + 1+ 1 + + 2π gmdr l gmdr 2 l2 où : a2 a4 a6 a8 a10 gmdr exp ln(d) + + + + + ... 2 4 6 8 10 60 d 168 d 360 d 660 d 12 d 95 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Cette expression reste valable pour des conducteurs de même longueur. Dans le cas contraire (figure III.6), on peut, par décomposition sur la longueur des barreaux, se ramener au calcul de mutuelle précédent : l1 Barreau i l2 d1 Barreau j d2 Figure III. 6 : Mutuelle inductance entre 2 conducteurs rectangulaires de longueurs différentes La mutuelle inductance entre deux conducteurs parallèles, de même section et de longueurs différentes est donnée par la formule : Mi,j 1 Ml2 d1 + Ml2 d2 Md2 Md1 2 Pour le calcul de mutuelle entre deux conducteurs de sections différentes le raisonnement reste similaire mais les équations sont plus complexes [2] (annexe 4). 2.3. Inductance d'un enroulement rectangulaire A partir des équations précédentes, on peut calculer la valeur de l'inductance "rectangulaire" L tot de la figure III.7. L2 L1 L5 L3 L4 Figure III. 7 : Inductance 96 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes L'inductance totale est égale à la somme des inductances de chaque barreau ajouté à la somme de toutes les mutuelles. La mutuelle inductance entre deux barreaux perpendiculaires étant nulle, on a : L tot 5 L i + (M13 + M15 + M24 + M31 + M35 + M42 + M53 + M51 ) i1 Le signe des mutuelles entre 2 barreaux est donné par le sens des courants circulant dans chacun d'eux. Ainsi, M ij est positif si les courants i et j sont en phase et négatif s‟ils sont en opposition de phase. L'équation précédente peut s'écrire sous la forme : L tot L i + 2 M15 5 i1 - M13 - M24 - M35 2.4. Condensateurs Pour le calcul des capacités d'accord ou parasites, on peut utiliser les formules de Sakuraï [3]. Les expressions ont l'avantage d'être simples ; cependant, le domaine de validité demande à respecter certaines conditions. En premier lieu, les niveaux métalliques utilisés pour réaliser les capacités doivent être sur un matériau à ε r constant. Enfin, les deux lignes doivent avoir la même longueur. Considérons deux barreaux métalliques de section ( a b ) avec a b , séparés de s et éloignés du substrat par une couche d'oxyde de hauteur h et de permittivité ε ox ε 0 ε r (figure III.8). l s a l a b b Cc Cf0 Cp Cf1 Cf0 Cp Cf1 Substrat Figure III. 8 : Modèle de condensateur 97 h Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes On suppose les contraintes décrites précédemment vérifiées. La capacité surfacique C surf est donnée par : C surf ε ox l a h La capacité de couplage C c est donnée par : 0.222 1.25 0.222 1.34 a s a b b b 1 h Cc εox l 0.075 + 1.4 + 0.03 + 0.83 0.07 s h s + 1.3 h h h h h Les capacités de repliement sont données par : 0.222 a b Cf0 ε ox l 0.075 + 1.4 h h 0.222 1.25 a s b Cf1 ε ox l 0.075 + 1.4 h s + 1.3 h h Concernant le domaine de validité, pour des raisons de précision, il importe de vérifier les inéquations suivantes : a 10 h b 0.3 10 h s 0.5 10 h 0.3 Pour le calcul de capacité, il existe d'autres solutions analytiques du type formules de Wheeler mais également des solutions logiciel (simulateur électromagnétique). 2.5. Résistances 2.5.1. Résistance d'un barreau métallique La résistance interne R dc d'un conducteur de section rectangulaire ( a b ) et de longueur l (figure III.9) est donnée par l'expression suivante : 98 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes l R dc ρ b l S avec : S = surface de la section ( S a b ) ρ = résistivité du métal a Figure III. 9 : Conducteur de section rectangulaire Dans le cadre des radios fréquences, cette seule expression ne suffit pas à rendre compte du fonctionnement réel du transformateur et notamment des mécanismes de perte. Il faut également tenir compte des effets de peau ou "skin effect" et des effets de proximité qui agissent sur la répartition du courant dans un conducteur, donc sur la surface empruntée par le courant et donc sur la résistance effective R eff du barreau. 2.5.2. Effet de peau Afin de faciliter l'interprétation de l'effet de peau, on introduit la notion de "coque fictive" dénommée également "épaisseur de peau". Sur le plan de l'effet Joules, tout se passe dans le conducteur comme si la totalité du courant qui circule se concentrait dans une couche périphérique d'épaisseur δ (figure III.10). δf0 δf1 δf2 avec f 0 f1 f 2 Figure III. 10 : Profondeur de peau dans un conducteur circulaire en fonction de la fréquence La densité de courant est supposée uniforme dans cette coque et nulle à l'intérieur. L'expression de la profondeur de peau δ pour un conducteur cylindrique s'exprime en fonction de la résistivité du conducteur ρ, de la fréquence f ainsi que de la perméabilité magnétique μ par : δ 2ρ ωμ 99 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Ainsi, la résistance d‟un barreau métallique s‟exprime en fonction de la fréquence par : f ρ P2 r rDC 1 avec : f c f c π S2 μ μ : perméabilité du matériau ρ : résistivité du matériau P : périmètre du conducteur S : surfacedu conducteur Suivant la section du conducteur et la fréquence, tout se passe comme si la section du conducteur était plus petite. En conséquence la résistance effective augmente et dans le même temps, les pertes par effet Joule. Cette équation est valable pour des conducteurs circulaires et reste approximative dans le cas de conducteurs rectangulaires. 3. Calculs et dimensionnement d’un transformateur Cette partie est consacrée à une méthode analytique et/ou électrique simplifiée de pré-dimensionnement d'un transformateur. Etant donné la complexité des phénomènes mis en jeu et leur modélisation ; ce paragraphe est une première étape dans le processus de conception. Pour cela, on considère le modèle simplifié de transformateur, décrit figure III.11. (P1 ) k Ip Is Cp Paramètres d‟entrée : Zopt, RL0, f0 Lp Ls Cs RL0 Paramètres à déterminer : Z opt Lp, Ls, k, Cs, Cp ZL R L j X L Z in Figure III. 11 : Modèle simplifié de transformateur Ce modèle tient compte des deux enroulements du primaire L p et du secondaire L s , du coefficient de couplage k entre les deux ainsi que des capacités d‟accord (optionnelles) côté primaire ( C p ) et secondaire ( C s ) que l‟on ajoute aux besoins pour réaliser la transformation d‟impédance voulue. 100 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Pour des raisons de simplification, on néglige les résistances séries des enroulements ainsi que le couplage capacitif parasite (capacités C c ). Seul le couplage magnétique est pris en compte. Il est définit par la mutuelle inductance (M) et s‟exprime en fonction des valeurs des inductances L s et L p ainsi que du coefficient de couplage k par : M k L s L p . Le coefficient k varie entre 0 et 1, 0 correspondant à une absence de couplage et 1 à un couplage total (toute l‟énergie est transmise au secondaire). On appelle ZL RL j XL l‟impédance de charge du transformateur intrinsèque, équivalente à la mise en parallèle de la résistance de charge R L0 ainsi que de la capacité d‟accord C s . L‟impédance de charge Z L est alors donnée par : R L0 RL 1 R L0 C s ω2 2 X R L0 C s ω L 1 R L0 C s ω2 Par la suite, la fréquence ( f 0 ) et la résistance de charge ( R L0 ) sont fixées, tout comme l‟impédance optimale vue du primaire ( Z opt ), déterminée lors du dimensionnement du transistor de puissance. Le dimensionnement du transformateur consiste alors à déterminer : - les inductances L p et L s - le coefficient de couplage k les capacités C p et C s permettant d‟assurer la transformation d‟impédance adéquate à la fréquence f 0 , tout en minimisant les pertes. On suppose dans la suite que l‟impédance optimale vu du primaire peut se mettre sous la forme d‟une résistance R p_opt et d‟une impédance imaginaire X p_opt parallèles. 3.1. Impédance vue du primaire On peut exprimer l‟impédance d‟entrée dans le plan (P1) de la figure III.11 à partir des équations suivantes : Vin jL p ω Ip + jMω Is 0 jL s ω Is + Z L Is + jMω Ip avec 101 M k L s L p et 0 k 1 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes D‟où Z in M2 ω 2 (L s ω + XL ) Vin M 2 ω 2R L 2 + j Lpω 2 Ip R L + (L s ω + XL ) 2 R L + (L s ω + XL ) 2 En isolant la partie réelle et la partie imaginaire de l‟impédance d‟entrée Z in , on a donc : Re[Z in ] k 2L p L s ω 2R L R L2 + (L s ω + XL ) 2 Im[Z in ] L p ω M2 ω 2 (Ls ω + XL ) RL2 + (Ls ω + XL )2 En exprimant l‟impédance parallèle équivalente, on peut alors se ramener au schéma équivalent suivant : (P1 ) Rp Xp L eq ω Zin Figure III. 12 : Impédance d'entrée parallèle d'un transformateur R L p R 2 L ω (k 2 1) X 2 s L p k 2L R L s L 2 2 4 2 2 X L R L (L s ω XL ) L s ω (1 k ) XL k L s ω ω p p R 2 (L ω XL ) L s ω (1 k 2 ) XL Ls Leq avec Si on exprime ces équations en fonction de la capacité d‟accord côté secondaire C s en remplaçant RL et XL par leur expression, on obtient : 102 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 2 Lp R RL02 L sω (k 2 1) 1 (RL0Csω) 2 RL02Csω p 2 2 k L sRL0 1 (RL0Csω) RL02 L sω 1 (RL0Csω) 2 RL02Csω L sω (1 2k 2 ) 1 (RL0Csω) 2 RL02Csω k 4L s2ω2 1 (RL0Csω) 2 L Lp eq 2 L ω 1 (R C ω) 2 R 2C ω L ω (1 k 2 ) 1 (R C ω) 2 R 2C ω R L0 L0 s L0 s s L0 s L0 s s Au premier ordre, d'après ces expressions, l‟impédance réelle parallèle R p vue du primaire est proportionnelle au rapport de l‟inductance du primaire sur l‟inductance du Lp secondaire ( n L ) et inversement proportionnelle au carré du coefficient de couplage k. Ls 3.2. Pertes du transformateur Afin d‟obtenir l‟expression des pertes du transformateur, on introduit les résistances séries des enroulements du primaire ( r p ) et du secondaire ( rs ) comme indiqué sur la figure III.13. Par convention, on suppose l'impédance de charge Z L supérieure à l'impédance Zin vue du primaire. Pout Pin k Ip Is Lp Ls rp rs Vin ZL R L j X L Z in (P1 ) Figure III. 13 : Modèle simplifié de transformateur avec pertes Les pertes en décibels du transformateurs sont données par : P P ILdB 10 log OUT 10 log OUT < 0 PIN ' PIN <1 103 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Sachant que : PIN POUT 2 1 Ip Re[Z in ] 2 1 2 Is Re[Z L ] 2 On a alors : IL dB Re[ Z L ] I s 10 log Re[ Z in ] I p 2 2 En revenant aux équations courant tension sur le secondaire on peut exprimer Is en fonction de Ip : Z L I s (jL s ω + rs ) I s + jMω I p V (jL ω + r ) I + jMω I p p p s in On tire de la première équation l‟expression de Is : Is jMω (R L + rs ) + j (Ls ω + X L ) Ip donc Is 2 M 2ω2 2 (R L + rs ) + (Ls ω + X L ) 2 Ip 2 On a donc : Is Ip 2 2 M2 ω 2 (R L + rs ) 2 + (L s ω + XL ) 2 La deuxième équation et l‟expression de Is nous donne l‟impédance d‟entrée en fonction des différents éléments du transformateur : Zin M 2ω2 jL p ω + rp + (R L + rs ) + j (Ls ω + X L ) D‟où : 2 M 2 ω 2 (R L + rs ) I Re[Zin ] rp + rp s (R L + rs ) 2 2 Ip (R L + rs ) + (Ls ω + X L ) En remplaçant, dans l‟équation des pertes chacun des termes par leur expression, on obtient alors l‟expression générale suivante : 104 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes R L k 2 L p Ls ω2 ILdB 10 log r [(R + r ) 2 + (L ω + X ) 2 ] + k 2 L L ω 2 (R + r ) L s s L p s L s p 3.3. Méthodologie de conception Ce paragraphe décrit une méthode de pré-dimensionnement de transformateurs de puissance. La méthode proposée s‟appuie sur la prise en compte de la technologie (annexe 5) et de la structure du transformateur. Ces deux paramètres permettent de relier entre eux, les différents éléments constitutifs du transformateur. Il est ainsi possible de réduire le nombre d‟inconnues et donc de simplifier les expressions obtenues précédemment. On définit le rapport de transformation n comme le rapport entre la résistance de charge R L0 et la résistance optimale vue du primaire R p R p_opt : n RL0 Rp_opt Ce rapport dépend directement du rapport nL entre l‟inductance du primaire et L l‟inductance du secondaire ( n L s ). En reprenant l‟expression de la partie réelle de Lp l‟impédance d‟entrée et en considérant la capacité d‟accord côté secondaire nulle ( C s 0 ), le rapport de transformation n du transformateur intrinsèque s‟exprime sous la forme : n n L R L0 2 k2 R L0 2 (k 2 1) L s ω 2 Ainsi, suivant le rapport de transformation recherché, l‟ajout de capacité(s) d‟accord peut apparaître nécessaire. Comme l‟illustre la figure III.14, l‟ajout d‟une capacité parallèle cote primaire ne modifie pas la partie réelle de l‟impédance parallèle vue du primaire du transformateur. Seul l‟ajout au secondaire d‟une capacité parallèle permet de modifier le rapport de transformation du transformateur. On suppose par la suite que l‟impédance vue du primaire dans le plan P1 correspond a la résistance R p_opt recherchée, en parallèle avec une impédance imaginaire X p L eq , L eq étant donnée par l‟équation : L eq Lp RL02 L sω 1 (RL0Csω) 2 RL02Csω L sω (1 2k 2 ) 1 (RL0Csω) 2 RL02Csω k 4L s2ω2 1 (RL0Csω) 2 2 2 2 2 2 2 RL0 L sω 1 (RL0Csω) RL0 Csω L sω (1 k ) 1 (RL0Csω) RL0 Csω L‟ajout de la capacité Cp permet alors d‟obtenir la réactance X p_opt recherchée. 105 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes k Ip Is Cp Cs Ls Lp RL0 Z opt ZL R L j X L (P1 ) X p L eq ω Cp Z opt R p_opt 1 Yopt X p_opt Figure III. 14 : Schéma explicatif de la méthode de pré-dimensionnement de transformateurs Avec : et Yopt G opt j B opt 1 G opt R p_opt 1 Cp ω1 L eqCp ω 2 1 B Cp ω opt L eqω 1 L eqCp ω 2 1 L ω eq et : si L eqCp ω 2 1 si L eqCp ω 2 1 Lp 2 R L 2 L s ω (k 2 1) X L R p_opt k 2L s R L 2 2 4 2 2 L L R L (L s ω X L ) L s ω (1 k ) X L k L s ω p eq R L 2 (L s ω X L ) L s ω (1 k 2 ) X L 106 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Bien que la fréquence de fonctionnement ( 0 ), la résistance de charge du transformateur ( RL RL0 ) et la résistance vue du primaire R p ( R p R p_opt ) soient fixées, les expressions précédentes comportent cinq inconnues : L p , L s , k, C s et C p et les solutions sont donc nombreuses. Dans une phase d‟intégration les degrés de liberté sont néanmoins réduits. Ainsi, hormis pour les capacités d‟accord, on ne peut modifier la valeur d‟un des éléments du transformateur sans impacter les autres. En modifiant par exemple la valeur de l‟inductance du secondaire et en maintenant celle du primaire constante, on modifie dans le même temps le coefficient de couplage. De même, le coefficient de couplage ne peut être choisit arbitrairement. Il est en effet fonction des valeurs des inductances des enroulements et de leur distance géométrique moyenne. Il est donc fortement lié à la technologie. Il s‟avère ainsi difficile de dimensionner un transformateur sans tenir compte des limitations liées à la structure du transformateur et à la technologie. 3.3.1. Structures de transformateurs étudiées La figure suivante illustre les deux structures de transformateurs auxquelles nous nous sommes intéressés. Ces structures utilisent toutes deux le dernier niveau de métal épais pour réaliser l‟enroulement du primaire, afin de minimiser les pertes et autoriser la circulation de forts courants (cf paragraphe 1.1). Dans la suite, compte tenu des contraintes d‟électromigration, la largeur de ou des enroulement(s) du primaire est fixée à 80µm. Primaire Primaire Secondaire Secondaire (a) (b) Figure III. 15 : Structures de transformateur (a) à enroulements coplanaires et (b) à enroulements empilés a) Structure coplanaire : La structure coplanaire (figure III.15.a) se compose de trois enroulements concentriques intégrés sur le dernier niveau de métal. Les enroulements du centre et de la périphérie connectés en parallèle forment le primaire. L‟enroulement intercalé compose le secondaire. 107 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Dans cette configuration le rapport n L Ls de l‟inductance du secondaire sur celle du Lp primaire, qui rentre en compte dans la transformation d‟impédance, est supérieur à 1 (voisin de 2). Cette solution permet par ailleurs d‟augmenter le coefficient de couplage k entre le primaire et le secondaire afin de réduire les pertes. Toutefois, la gestion de forts courants peut conduire à une surface occupée importante. b) Structure à enroulements empilés La structure à enroulements empilés représentée figure III.15.b se compose de deux inductances empilées verticalement. L‟inductance du primaire est intégrée sur le dernier niveau de métal et constituée de 1 tour. L‟inductance du secondaire est constituée de deux tours et réalisée sur les deux niveaux inférieurs. Dans cette configuration, le rapport L n L s est supérieur à 2 et le coefficient de couplage k est maximisé. Lp En termes de surface et de coefficient de couplage k, la structure à enroulements empilés apparaît plus intéressante. Cependant, l‟augmentation associée de la capacité entre enroulements C c peut introduire une limitation de la fréquence maximale de fonctionnement et pénaliser l‟équilibre amplitude/phase du transformateur lors de la conversion du mode différentiel vers le mode commun. 3.3.2. Modèle de transformateur simplifié sans capacités entre enroulements On s‟intéresse dans cette partie à un modèle de transformateurs de puissance simplifié, représenté figure III.16, où l‟on néglige les capacités parasites entre enroulements. k Cp Ls Lp Z opt Cs RL0 ZL R L j X L Figure III. 16 : Modèle de transformateur simplifié Dans ce cas, les expressions de l‟impédance parallèle d‟entrée et des pertes, données dans le précédent paragraphe, sont valables. L‟impédance parallèle d‟entrée d‟un transformateur pour lequel, on ne tient pas compte de la capacité parasite entre enroulements est rappelée ci-dessous : 108 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 2 Lp R L02 Lsω (k 2 1) 1 (R L0Csω) 2 R L02Csω Rp 2 k Ls R L0 1 (R L0Csω) 2 R L02 Lsω 1 (R L0Csω) 2 R L02Csω Lsω (1 2k2 ) 1 (R L0Csω) 2 R L02Csω k 4Ls 2ω2 1 (R L0Csω) 2 X L ω p p 2 2 2 2 2 2 R L0 Lsω 1 (R L0Csω) R L0 Csω Lsω (1 k ) 1 (R L0Csω) R L0 Csω La figure III.17 montre, pour les structures coplanaire (a) et à enroulement empilés (b), l‟évolution de l‟inductance du secondaire L s ainsi que du coefficient de couplage k, en fonction de l‟inductance du primaire L p . Les valeurs représentées sur le graphique, ont été calculées à partir des équations, données dans le paragraphe 2, du calcul des éléments intrinsèques d‟un transformateur et tiennent donc compte des caractéristiques de la technologie. Partant du dessin du transformateur (coplanaire ou à enroulements empilés), on calcul l‟inductance du primaire, l‟inductance du secondaire ainsi que la mutuelle inductance entre les deux enroulements. En fonction de ces grandeurs, on détermine le coefficient de couplage k à l‟aide de l‟expression : M k Lp L s Ensuite, on réitère les calculs en modifiant la longueur des enroulements et par conséquent la valeur des inductances et du couplage. nL _s tac k enroulements 1 9 0,95 0,9 8 7 4 6 5 2 4 0 coefficient de couplage k 10 Inductance du secondaire Ls [nH] 6 nL _c oplanaire coplanaire empilés 3 0,5 2 1 1,5 1 0 0,85 0,8 0,75 0,7 0,65 0,6 0,55 2 2,5 0,5 0,5 1 1,5 2 2,5 Inductance du primaire Lp [nH] 0,5 1 1,5 2 2,5 Inductance du primaire Lp [nH] Figure III. 17 : Rapport entre inductance du secondaire, coefficient de couplage et inductance du primaire pour des structures de transformateur coplanaire et à enroulements empilés 109 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Hormis le coefficient de couplage qui reste quasi constant, on s‟aperçoit sur la figure III.17 que l‟inductance du secondaire L s est proportionnelle à la valeur de l‟inductance du primaire L p . La figure III.18 montre, pour les deux structures de transformateur étudiées, l‟inductance du secondaire normalisée par rapport à la valeur de l‟inductance du primaire L ( n L s ). Lp nLCoplanaire _c oplanaire nL _s tac k Enroulements 4,5 4 3,5 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 nL empilés 0,5 4,5 4 3,5 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 1 0,5 1,5 1 1,5 2 2 2,5 2,5 Inductance du primaire Lp [nH] Figure III. 18 : Inductance du secondaire normalisée par rapport à l'inductance du primaire pour les structures coplanaire et à enroulements empilés D‟après la figure III.17, on peut au premier ordre, considérer le coefficient de couplage constant quelle que soit la valeur de l‟inductance du primaire L p et on pose donc k k 0 . D‟après la figure III.18, on peut également considérer que le rapport n L Ls entre Lp l‟inductance du primaire et l‟inductance du secondaire est constant et on pose donc nL nL0 . En reprenant les équations des parties réelles et imaginaires des impédances parallèles d‟entrée, on peut alors déterminer analytiquement, pour une valeur de Cs donnée, la valeur de l‟inductance du primaire L p à intégrer pour réaliser la transformation d‟impédance souhaitée et ainsi présenter en entrée la résistance parallèle Rp_opt . 110 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Lp 2nL R L0 2 C s ω 2 (k 2 1) (1 R L0 2 C s 2 ω 2 ) Δ 2 [n L ω (k 2 1) (1 R L0 2 C s 2 ω 2 )] 2 avec : Δ b 2 4ac et a [n L ω (k 2 1) (1 R L0 2 C s 2 ω 2 )] 2 b 2nL R L0 2 C s ω 2 (k 2 1) (1 R L0 2 C s 2 ω 2 ) c R L0 [R L0 3 C s 2 ω 2 R L0 nL k 2R p_opt (1 R L0 2 C s 2 ω 2 )] si Δ 0 : il n' y a pas de solution sinon : L s nL0 L p Cp X p_opt X p X p_opt X p Pour le calcul des pertes, on suppose le coefficient de qualité Q des inductances du primaire (Qp) et du secondaire (Qs) constant. Ainsi, les résistances série des enroulements du primaire rp et du secondaire rs peuvent se mettre sous la forme : rp Lpω Qp L ω rs s Qs Les coefficients de qualité des inductances sont déterminés en utilisant les expressions données dans le paragraphe 2 de ce chapitre sur le calcul des paramètres intrinsèques d‟un transformateur. En tenant compte de l‟expression des résistances série des enroulements du primaire rp et du secondaire rs, on calcule les pertes du transformateur à l'aide de l'expression : 2 2 R L k L pL s ω IL dB 10 log L p ω [(R + L s ω ) 2 + (L ω + X ) 2 ] + k 2L L ω 2 (R + L s ω ) L s L p s L Q Qs Q s p On réitère ensuite le calcul pour chaque valeur de Cs puis on choisit la valeur conduisant aux pertes minimums. Le synoptique suivant résume la méthodologie développée pour dimensionner un transformateur dans le cas ou la capacité entre enroulements peut être négligée. 111 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Paramètres d’entrée Paramètres électriques : - Fréquence (fRF) - Résistance de charge (RL0) - Impédance optimale d‟entrée (Zopt) Paramètres technologique : - Caractéristiques de la technologie - Choix de la topologie de transformateur Pour une longueur totale donnée, calcul des éléments intrinsèques du transformateur en fonction des dimensions géométriques : Largeur minimale des enroulements imposée par les règles d‟électromigration Lp (inductance du primaire) L s (inductance du secondaire) k (coefficie nt de couplage) Détermination des paramètres : n L Ls et k Lp En fonction de la capacité d‟accord au secondaire Cs, les expressions ci-dessous donnent les valeurs des inductances du primaire Lp et de la capacité d‟accord côté primaire Cp pour lesquels les paramètres d‟entrée sont vérifiés : 2nLRL02Csω2 (k 2 1) (1 RL02Cs 2ω2 ) Δ Lp 2 2 nL ω (k 2 1) (1 RL02Cs 2ω2 ) Xp_opt Xp Cp Xp_opt Xp ω Avec : Δ b2 4ac a nLω (k 2 1) (1 RL02Cs2ω2 ) 2 b 2nLRL02Csω2 (k 2 1) (1 RL02Cs2ω2 ) c RL0 RL03Cs2ω2 RL0 nLk 2Rp_opt (1 RL02Cs2ω2 ) Xp Lpω RL02 nLLpω 1 (RL0Csω)2 RL02Csω nLLpω (1 2k2 ) 1 (RL0Csω)2 RL02Csω k 4nL2Lp2ω2 1 (RL0Csω)2 RL02 nLLpω 1 (RL0Csω)2 RL02Csω nLLpω (1 k 2 ) 1 (RL0Csω)2 RL02Csω Δ<0 Pas de solutions Δ>0 Pertes d‟un transformateur RL k 2LpL sω2 ILdB 10 log L ω p [(R + L sω )2 + (L ω + X )2 ] + k 2L L ω2 (R + L sω ) L s L p s L Q Qs Qs p Choix de Cs minimisant les pertes Figure III. 19 : Synoptique de la méthode de pré-dimensionnement d’un transformateur 112 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Application à la structure coplanaire : Afin d‟illustrer cette méthode de pré-dimensionnement, nous considérons le cas de la structure coplanaire pour laquelle la capacité entre enroulements est faible. Le tableau suivant précise l‟impédance optimale (série et parallèle) à présenter en entrée des transformateurs pour les bandes hautes et basses du standard GSM. Dans ce cas de figure, la liaison entre le PA et les transformateurs se font par l„intermédiaire de fils de connexion. Les niveaux d‟impédances donnés tiennent donc compte de l‟impédance ramenée par ces derniers. Impédance optimale Bandes de fonctionnement Bande basse [824 - 915]MHz Bande haute [1710 - 1910]MHz série 6 - j*6,5 Résistance de charge parallèle Rp_opt Xp_opt 13 -12 50 6- j*6 12 -12 Tableau III. 1 : Impédances optimales de charge Sur un cas particulier ( L p 1.2nH ) le calcul des éléments intrinsèques du transformateur donne : nL 1.66 k 0.68 n rp 0.085 n rs 0.11 A l‟aide des équations données précédemment on peut tracer, en fonction de la capacité côté secondaire, l‟évolution de l‟inductance du primaire L p et de la capacité d‟accord côté primaire C p permettant de réaliser la transformation d‟impédance recherchée. 113 30 20 4 6 8 10 12 14 16 18 20 Capacité d‟accordCs*1e12 côté secondaire Cs [pF] 50 40 30 20 10 0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 0.0 Δ<0 Pertes [dB] -0.7 real(Pertes_dB) Pertes [dB] real(Pertes_dB) 60 Δ<0 Capacité d‟accordCs*1e12 côté secondaire Cs [pF] -0.6 -0.8 -0.9 -1.0 -1.1 Δ<0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1.0 -1.2 4 (a) 4.0 3.5 3.0 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0.0 Capacité d‟accord côté primaire Cp [pF] 40 Inductance du primaire Lp[::,0]*1e9 Lp [nH] 50 Capacité d‟accord côté primaire Cp [pF] 60 Δ<0 Cp[::,0]*1e12 6.0 5.5 5.0 4.5 4.0 3.5 3.0 2.5 2.0 Cp[::,0]*1e12 Inductance du primaire Lp[::,0]*1e9 Lp [nH] Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 6 8 10 12 14 16 18 0 20 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 (b) Capacité d‟accordCs*1e12 côté secondaire Cs [pF] Capacité d‟accordCs*1e12 côté secondaire Cs [pF] Figure III. 20 : Application de la méthode de pré-dimensionnement à la structure coplanaire En premier lieu, on peut remarquer des cas pour lesquels il n‟y a pas de solution. Ceux-ci sont représentés par les parties grisées de la figure III.20. En effet, pour ces valeurs de capacité d‟accord côté secondaire ( C s ), il n‟est pas possible d‟obtenir la résistance optimale Rp_opt . Ensuite, on peut noter qu‟en augmentant la capacité d‟accord côté secondaire, la capacité d‟accord côté primaire et les pertes augmentent. L‟optimum est donc donné par la valeur minimale de C s pour laquelle la transformation d‟impédance recherchée est obtenue. Le tableau III.2 suivant résume les paramètres du transformateur et la valeur des capacités d‟accord obtenues par la méthode décrite. Lp [nH] Ls [nH] k Cp [pF] Cs [pF] Impédance optimale d'entrée Pertes calculées [dB] Bandes basses 4.2 7 0.68 42 7 6 - j*6.5 -0.65 Bandes hautes 2 3.3 0.68 30 4 6 - j*6 -0.36 Tableau III. 2 : Résultats du pré-dimensionnement de la structure coplanaire pour les bandes basses et hautes du standard GSM Cette méthode présente l‟avantage d‟être purement analytique. Elle est valable tant que la capacité de couplage C c peut être négligée, ce qui correspond généralement à un coefficient de couplage k entre primaire et secondaire faible (inférieur à 0.6). Dans le cas contraire, il est impératif de tenir compte de cette capacité et il apparait alors nécessaire de développer la méthode décrite précédemment, en prenant en compte un modèle de transformateur plus complexe. 114 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 3.3.3. Modèle de transformateur avec prise en compte des capacités entre enroulements Comme indique sur la figure III.21, le modèle de transformateur considéré tient compte des capacités entre enroulements et des résistances série du primaire et du secondaire. Cc k Cp Ls Lp rp Cs RL0 rs Z opt Cc Figure III. 21 : Modèle de transformateur avec capacités entre enroulements Afin de modéliser correctement les pertes, il est nécessaire de prendre en compte l‟effet de peau. Dans ce cas, la résistance série des enroulements s‟exprime à l‟aide de l‟équation suivante : f r rDC 1 fc 2 avec : f c ρ P π S2 μ μ : perméabilité du matériau ρ : résistivité du matériau P : périmètre du conducteur S : surfacedu conducteur Pour un niveau de métal cuivre de 4µm, la fréquence de peau f c estimée est de l‟ordre de 4.4GHz ( μ cu 4π 10 7 H m 1 et ρ cu 17.5 10 9 Ω m 1 ). Dans ce cas, les équations régissant le fonctionnement du transformateur sont trop complexes pour être implémentées analytiquement. Si la méthode décrite au cours du paragraphe précédent reste valable, l‟utilisation d‟un simulateur électrique s‟avère nécessaire afin de pouvoir déterminer, pour une valeur d‟inductance du primaire donnée, les valeurs des capacités d‟accord à intégrer pour respecter la transformation d‟impédance souhaitée. Ainsi, on détermine la capacité d‟accord côté secondaire Cs de sorte à présenter en entrée la résistance parallèle souhaitée puis on accorde la partie imaginaire parallèle par l‟ajout d‟une capacité d‟accord côté primaire Cp. De même que précédemment, on calcule dans un premier temps les paramètres du transformateur en fonction de la structure considérée et des données technologiques afin de limiter le nombre d‟inconnues. 115 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes La figure III.22 montre respectivement pour les structures coplanaire et à enroulements empilés, en fonction de l‟inductance du primaire L p , l‟évolution du coefficient de couplage k , de l‟inductance du secondaire L s , de la capacité parasite entre enroulements C c et des résistances série r p et rs (respectivement résistance DC série du primaire et du secondaire). Les valeurs présentée sont normalisés par rapport à l‟inductance du primaire L p . On note ainsi : n L rp Ls C r . , n Cc c , n rs s et n rp Lp Lp Lp Lp De même que précédemment, ces valeurs ont été calculées à l‟aide des expressions analytiques présentées dans le paragraphe 2 de ce chapitre. nL _s tac k enroulements empilés 4,5 3,5 6 3 4 2 2,5 0 2 0,5 1 1,5 1,5 1 0,5 coefficient de couplage k 1 4 nL nLcoplanaire _c oplanaire 0 0,95 0,9 0,85 0,8 0,75 2 0,7 0,65 0,6 0,55 0,5 0,5 1 1,5 2 2,5 0,5 Inductance du primaire Lp [nH] 0,4 0,2 0 0,5 nrptack enroulements nrp_s nrs_s tack enroulements nrs empilés nrp coplanaire nrp_coplanaire nrs nrs_coplanaire coplanaire 16 0,6 14 0,4 12 0,11 0,5 1 1 1,5 2 2,5 empilés 0,8 0,2 0,15 0 0,13 1 Inductance du primaire Lp [nH] 1,5 1,5 2 2 ncc [pF.nH-1] 0,6 nrp et nrs [Ω.nH-1] 0,8 2,5 2,5 10 8 2,5 6 0,09 4 0,07 2 0,05 0 0,5 1 1,5 2 2,5 0,5 Inductance du primaire Lp [nH] 1 1,5 2 2,5 Inductance du primaire Lp [nH] Figure III. 22 : Inductance du secondaire, coefficient de couplage, résistance série des enroulements et capacité parasite entre enroulements normalisées par rapport à l'inductance du primaire pour les structures coplanaire et à enroulements séparés 116 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Hormis le coefficient de couplage qui reste quasi constant, on s‟aperçoit sur la figure III.22 que ces différentes grandeurs sont proportionnelles à la valeur de l‟inductance du primaire. On peut ainsi, suivant la technologie et la structure de transformateur, considérer les différentes grandeurs ( L s , C c , r p et rs ) proportionnelles à la valeur de l‟inductance du primaire. De même que précédemment, on peut considérer, au premier ordre, le coefficient de couplage k fixe quelque soit la valeur de l‟inductance L p (k=0.68 pour la structure coplanaire et k=0.92 pour la structure à enroulements empilés). Dans la suite, afin de dimensionner le transformateur de puissance, on fixe les grandeurs k, n L , n Cc , n rs et n rp à leur valeur moyenne (tableau III.3). nL k ncc [pF.nH-1] nrp [Ω.nH-1] nrs [Ω.nH-1] Coplanaire 1,65 0,68 2,4 0,08 0,11 enroulements empilés 4,15 0,92 9 0,1 0,6 Tableau III. 3 : Valeurs moyennes des paramètres des transformateurs coplanaire et à enroulements empilés De même que pour la méthode présentée au cours du paragraphe précèdent, on peut ainsi réduire le nombre d‟inconnues à 3 : L p , C s et C p . Néanmoins, avec ce modèle de transformateur, les expressions de l‟impédance parallèle d‟entrée et des pertes sont complexes. Une méthode purement analytique n‟est donc pas envisageable et nécessite de ce fait l‟emploi d‟un simulateur électrique. Pour différentes valeurs de l‟inductance du primaire, on détermine ainsi à l‟aide d‟un simulateur électrique (ou d‟un solveur), les valeurs des capacités d‟accord côté secondaire et côté primaire permettant d‟obtenir la transformation d‟impédance souhaitée. Le synoptique de la figure III.23 résume les étapes de cette méthode de prédimensionnement associant calculs analytiques et simulations électriques. Pour différentes valeurs d‟inductance au primaire, on fait varier la capacité d‟accord côté secondaire C s jusqu‟à ce que la partie réelle de l‟impédance parallèle d‟entrée simulée coïncide avec celle souhaitée. Une fois la valeur de la capacité fixée ( C s C s0 ), on obtient la valeur de la capacité d‟accord côté primaire à l‟aide de l‟expression suivante : Cp X p_opt X p Cs0 X p_opt X p 117 Cs0 ω Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Paramètres d’entrée Paramètres électriques : - Fréquence (fRF) - Résistance de charge (RL) - Impédance optimale d‟entrée (Zs_opt) Paramètres technologique : - Caractéristiques de la technologie - Choisir la topologie de transformateur Pour une longueur toale donnée, calcul des éléments intrinsèques du transformateur en fonction des dimensions géométriques : Largeur minimale des enroulements imposée par les règles d‟électromigration Lp (inductance du primaire) C c (capacité entre enroulements) L s (inductance du secondaire) rp (résistance du primaire)* k (coefficie nt de couplage) rs (résistance du secondaire) * (*) avec prise en compte de l‟effet de peau Détermination des paramètres : nL rp Ls C r , k, n Cc c , n rp , n rs s Lp Lp Lp Lp Simulateur électrique Variation de Lp et de Cs Pour chaque valeur de Lp, On détermine Cs de sorte que : R p R p_opt Cs 0 Pas de solution Cs 0 Calcul de Cp en fonction de Xp et de Xp_opt : Cp Cp 0 Pas de solution X p_opt X p X p_opt X p ω Cp 0 (Lp, Cs, Cp) déterminés Choix de l’inductance du primaire en fonction des contraintes fixées par le cahier des charge Calcul des pertes Figure III. 23 : Synoptique de la méthode de pré-dimensionnement d’un transformateur 118 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 4. Intégration sur silicium de transformateurs de puissance pour applications PA cellulaires 4.1. Spécifications Le tableau III.4 rappelle les impédances optimales à présenter en entrée des transformateurs de puissance pour les bandes hautes et basses du standard GSM (ces niveaux d‟impédance tiennent compte des fils de connexion entre le PA et les transformateurs). B andes de fonctionnement Impédance optimale B ande bas se [824 - 915]MHz R és is tance de charge 6 - j*6,5 50 B ande haute [1710 - 1910]MHz 6- j*6 Tableau III. 4 : Impédances optimales de charge 4.2. Transformateur de puissance à enroulements empilés Pour minimiser les pertes il parait nécessaire de maximiser le coefficient de couplage entre le primaire et le secondaire. Par la suite nous nous intéressons à la structure de transformateur à enroulements empilés, qui présente un fort couplage mais également une forte capacité entre enroulements. 4.2.1. Pré-dimensionnement La méthode analytique n‟étant pas utilisable, nous utilisons la méthode décrite précédemment associant calculs analytiques et simulateur électrique. Le tableau suivant donne la valeur moyenne des paramètres k, n L , n Cc , n rs et n rp obtenue à partir de la figure III.23. Type de transformateur nLs k Cc [pF/nH] nrp [Ω/nH] nrs [Ω/nH] Enroulements empilés 4,15 0,92 9 0,1 0,6 Tableau III. 5 : Facteurs normalisés utilisés pour le pré-dimensionnement de transformateurs à enroulements empilés pour les bandes basses et hautes du standard GSM : 119 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 1 43 0,9 41 0,8 39 0,7 37 0,6 35 0,5 33 0,4 31 0,3 29 0,2 27 0,1 25 0 1 (a) 1,2 1,4 1,6 1,8 2 -0,46 -0,48 Pertes [dB] 45 Capacité d‟accord côté secondaire Cs [pF] Capacité d‟accord côté primaire Cp [pF] Les figures III.24 et III.25 donnent respectivement pour les bandes basses et hautes du standard GSM, en fonction de l‟inductance du primaire, la valeur des capacités d‟accord côté primaire et secondaire à utiliser pour réaliser la transformation d‟impédance recherchée, ainsi que les pertes du transformateur. -0,5 -0,52 -0,54 -0,56 -0,58 -0,6 -0,62 2,2 1 Inductance du primaire [nH] (b) 1,2 1,4 1,6 1,8 2 2,2 Inductance du primaire [nH] 4 35 3,5 30 3 25 2,5 20 2 15 1,5 10 1 5 0,5 0 0 0,2 (a) -0,2 0,4 0,6 0,8 1 -0,3 Pertes [dB] 40 Capacité d‟accord côté secondaire Cs [pF] Capacité d‟accord côté primaire Cp [pF] Figure III. 24 : Pré-dimensionnement du transformateur à enroulements empilés à 900MHz. (a) valeur des capacités d’accord côté primaire Cp et côté secondaire Cs et (b) pertes -0,4 -0,5 -0,6 -0,7 -0,8 1,2 0,2 Inductance du primaire [nH] (b) 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Inductance du primaire [nH] Figure III. 25 : Pré-dimensionnement du transformateur à enroulements empilés à 1800MHz. Pour les niveaux d‟impédances requis ( 6 j 6.5 à 900MHz et 6 j 6 à 1800MHz), les figures III.24 et III.25 montrent que le choix de l‟inductance du primaire est restreint et dépend de la fréquence de fonctionnement visée. Ainsi, à 900MHz l‟inductance du primaire doit être comprise entre 1nH et 2.2nH alors qu‟à 1800MHz, celle-ci doit être comprise entre 0.2nH et 1.2nH. A 900MHz, la figure III.24 montre que le minimum de pertes (-0.5dB) est obtenu pour des valeurs d‟inductance du primaire comprises entre 1.4nH et 1.8nH. On note également que plus l‟inductance du primaire est forte, plus la valeur des capacités d‟accord est faible, ce qui est favorable d‟un point de vue intégration et pertes, sachant par ailleurs que le modèle de transformateur considéré ne tient pas compte des pertes associées aux capacités d‟accord. Nous choisissons ainsi une valeur d‟inductance du primaire conduisant à une valeur minimum des capacités d‟accord. 120 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Les caractéristiques du transformateur ainsi pré-dimensionné sont résumées dans le tableau III.6 : Lp [nH] Ls [nH] Rp [Ω] Rs [Ω] k Cc [pF] Cp [pF] Cs [pF] 1.8 7.47 0.18 1.08 0.92 16.2 29.5 0 Tableau III. 6 : Caractéristiques du transformateur bandes basses Pour le pré-dimensionnement à 1800MHz du transformateur bandes hautes, les tendances sont similaires. La figure III.25 montre que le minimum de pertes (<-0.4dB) est obtenu pour des valeurs d‟inductance du primaire comprises entre 0.4nH et 1nH. Comme précédemment, la valeur des capacités d‟accord diminue lorsque l‟inductance du primaire augmente. La capacité côté secondaire passe ainsi de 20pF à 13pF lorsqu‟on fait varier l‟inductance du primaire de 0.4nH à 1nH. Les caractéristiques du transformateur pré-dimensionné sont résumées dans le tableau III.7 : Lp [nH] Ls [nH] Rp [Ω] Rs [Ω] k Cc [pF] Cp [pF] Cs [pF] 1 4.15 0.1 0.6 0.92 9 13.2 0.3 Tableau III. 7 : Caractéristiques du transformateur bandes hautes 4.2.2 Performances Partant des résultats du pré-dimensionnement, les transformateurs ont ensuite été optimisés en tenant compte des effets de mutuelles internes (effets de peau) et externes (effets de proximité) aux enroulements. Les caractéristiques des transformateurs de puissance pré-dimensionnés et optimisés sont comparées dans le tableau III.8 : Lp [nH] Ls [nH] k Cc [pF] Pertes [dB] Pré dimensionné 1.8 7.47 0.92 16.2 -0.5 optimisé 2 7.9 0.94 13.8 -0.85 Pré dimensionné 1 4.1 0.92 9 -0.4 optimisé 0.9 3.3 0.9 7.4 -0.7 Bande de fonctionnement Bandes basses Dimensions [μm2] 800 * 800 Bandes hautes 600 * 600 Tableau III. 8 : Caractéristiques des transformateurs de puissance optimisés et pré dimensionnés pour les bandes basses et hautes du standard GSM 121 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes On remarque dans le tableau III.8 que les caractéristiques des transformateurs prédimensionnés et optimisés sont très proches, ce qui confirme la validité de la méthode adoptée. 4.2.3 Mesures Les transformateurs ont été réalisés puis mesurés sur circuit imprimé. En mesure, ces derniers étant chargés sur 100Ω différentiel, les pertes mesurées ne correspondent pas aux pertes d‟insertion du transformateur intrinsèque. Elles prennent également en compte les pertes de désadaptation ainsi que les pertes dans les fils de connexion et le circuit imprimé. Une comparaison entre mesure et simulation des transformateurs de puissance, réalisés pour les bandes basses et hautes du standard GSM, est donnée sur les figure III.26 et III.27. ILdB 4E3 1E3 1E3 1E2 1E1 1 0.0 simulation ILdB_mes 2000 2000 1E2 1E1 1 0.5 0.01.0 0.5 1.51.0 2.0 1.5 2.02.5 2.5 3.03.0 1500 1500 1000 1000 500 500 0 0 -500 -500 -1000 -1000 -1500 -1500 -2000 -2000 0.00.0 0.5 0.51.0 1.0 1.5 2.01.5 2.5 2.03.0 2.5 3.0 f req, GHzf req, GHz Fréquence [GHz] f req, GHz f req, GHz Fréquence [GHz] Pertes [dB] (a) mesure ILdB imag(Zp_mes) Partie imag(Zp_mes) imaginaire de Zp imag(Zp) imag(Zp) 4E3 real(Zp_mes) real(Zp) real(Zp_mes) Partie réelle de Zp real(Zp) ILdB_mes (b) Fréquence [GHz] Figure III. 26 : Comparaison mesure / simulation (a) de l’impédance différentielle côté primaire Zp et (b) des pertes du transformateur 122 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes ILdB 4E3 1E3 1E3 mesure ILdB simulation 2000 2000 ILdB_mes Partie imaginaire de Zp imag(Zp) 4E3 1500 1500 1E1 1E2 1E1 imag(Zp_mes) 1E2 imag(Zp_mes) imag(Zp) 1000 1000 real(Zp_mes) real(Zp) real(Zp_mes) Partie real(Zp) réelle de Zp ILdB_mes 500 500 0 0 -500 -500 -1000 -1000 -1500 -1500 1 1 -2000 -2000 0.52.0 1.02.51.5 2.54.5 3.0 0.0 0.5 0.0 1.0 1.5 3.0 2.0 3.5 4.0 5.03.5 5.5 4.0 6.0 4.5 5.0 5.5 6.0 0.0 0.5 1.0 1.51.0 2.01.52.5 3.53.54.0 5.56.06.0 0.0 0.5 2.0 3.0 2.5 3.0 4.0 4.5 4.5 5.0 5.0 5.5 (a) f req,f req, GHz GHz f req,Fréquence GHz f req, GHz [GHz] Pertes [dB] Fréquence [GHz] (b) Fréquence [GHz] Figure III. 27 : Comparaison mesure / simulation (a) de l’impédance différentielle côté primaire Zp et (b) des pertes du transformateur Comme on peut le constater, un très bon accord mesure / simulation est obtenu jusqu‟à l‟harmonique 3, ce qui démontre la validité du modèle électrique obtenue à partir des calculs analytiques présentés au paragraphe 2 de ce chapitre. Les performances des deux transformateurs de puissance en l‟absence des fils de connexion sont données dans le tableau III.9. Bandes de fonctionnement 900MHz Bandes basses [824 - 915]MHz 1800MHz Bandes hautes [1710 - 1910]MHz impédance d'entrée ZP Pertes [dB] Différence de phase entre les ports différentiels [°] -0.85 178 -0.7 178.5 5.9 – j*6.5 [5.5 .. 8] – j*6.5 6 – j*6 [4.5 .. 7] – j*[5.9 .. 6.2] Tableau III. 9 : Performances des transformateurs à enroulements empilés réalisés pour les bandes basses et hautes du standard GSM Dans la bande, on note, pour les deux transformateurs, une faible variation pour la partie imaginaire de l'impédance d'entrée et une variation de l'ordre de 2.5Ω pour la partie réelle. De plus, les pertes simulées dans la bande sont de -0.85dB pour le transformateur bandes basses et -0.7dB pour le transformateur bandes hautes. En terme d‟équilibre de phase, la différence de phase entre les ports différentiels est comprise entre 178° et 178.5°. 123 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 4.2.4 Bilan Du point de vue temps de conception, la méthode de pré-dimensionnement proposée s‟avère rapide et précise. La figure III.28 montre pour les bandes basses et hautes du standard GSM une comparaison entre le modèle de transformateur utilisé lors de l‟étape de pré-dimensionnement et le modèle obtenue après optimisation. ILdB ILdB_mes optimisé ILdB Partie réelle de real(Zin_mod) real(Zin_mod) real(Zin_mod) real(Zin) real(Zin) l‟impédance d‟entrée real(Zin) pré dimensionné ILdB_mes 0.5 0.5 0.5 1.0 1.0 1.0 1.5 2.0 2.0 2.5 2.5 1.5 1.5 2.0 2.5 Fréquence [GHz] freq, GHz freq, freq, GHz GHz 3.0 3.0 3.0 1.0 1.0 1.0 3.0 3.0 3.0 10 10 10 imag(Zin_mod) Partie imaginaire de imag(Zin_mod) imag(Zin_mod) imag(Zin) imag(Zin) l‟impédance d‟entrée imag(Zin) Partie imaginaire de imag(Zin_mod) imag(Zin_mod) imag(Zin_mod) imag(Zin) imag(Zin) l‟impédance d‟entrée imag(Zin) Partie réelle de real(Zin_mod) real(Zin_mod) real(Zin_mod) real(Zin) real(Zin) l‟impédance d‟entrée real(Zin) 14 14 14 12 12 12 10 10 10 888 666 444 222 000 0.0 0.0 0.0 555 000 -5 -5 -5 -10 -10 -10 0.0 0.0 0.0 0.5 0.5 0.5 1.5 2.0 2.0 2.5 2.5 1.5 1.5 2.0 2.5 freq, GHz freq, freq, GHz GHz Fréquence [GHz] (a) 2 3 4 5 2 3 4 5 Fréquence [GHz] 2 freq, 3 GHz 4 5 freq, GHz freq, GHz 6 6 6 1 1 1 2 3 4 2 3 4 freq, GHz 2 3 4 freq, GHz Fréquence [GHz] freq, GHz 5 5 5 6 6 6 1 1 1 2 3 4 2 3 4 2 freq, 3 GHz 4 freq, GHz freq, GHz Fréquence [GHz] 5 5 5 6 6 6 IL_dB_mod IL_dB -1 -1 -1 -2 -2 -2 -3 -3 -3 -4 -4 -4 0.0 0.0 0.0 1 1 1 IL_dB_mod IL_dB_mod Pertes [dB] IL_dB IL_dB IL_dB_mod IL_dB IL_dB_mod IL_dB_mod Pertes [dB] IL_dB IL_dB 000 14 14 12 14 12 10 12 108 108 6 86 4 64 2 42 0 20 0 0 0 0 10 10 10 5 5 5 0 0 0 -5 -5 -5 -10 -10 0 -10 0 0 0 0 0 -1 -1 -1 -2 -2 -2 -3 -3 -3 -4 -4 0 -4 0 0 0.5 0.5 0.5 1.0 1.0 1.0 1.5 2.0 2.0 2.5 2.5 1.5 1.5 2.0 2.5 freq, GHz freq, freq, GHz GHz Fréquence [GHz] 3.0 3.0 3.0 (b) Figure III. 28 : Comparaison des impédances d’entrée et des pertes, données par les modèles de transformateur pré dimensionné et optimisé, pour (a) les bandes basses et (b) les bandes hautes du standard GSM On note un très bon accord entre les deux modèles. Le modèle utilise pour le prédimensionnement, simple et rapide d‟utilisation, apparaît donc suffisamment fiable pour optimiser les performances d‟un transformateur de puissance sans avoir à utiliser de simulateur électromagnétique, complexe et coûteux en temps de calculs. 124 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 4.3. Comparaison entre structures à enroulements empilés et coplanaire L‟ensemble des résultats obtenus avec les deux structures de transformateur pour les bandes hautes et basses du standard GSM, est résumé dans le tableau III.10. F réquenc e [824 - 915]MHz F réquenc e [1710 - 1910]MHz C oplanaire à enroulements empilés C oplanaire à enroulements empilés L p [nH] 4.2 2 2 0.9 L s [nH] 7 7.9 3.3 3.3 C p [pF ] 42 24 30 12.5 C s [pF ] 7 0 4 0 k 0.68 0.94 0.68 0.9 C c [pF ] 10.1 13.8 4.8 7.4 6 - j*6.5 5.9 – j*6.5 6 - j*6 6 – j*6 / [5.5 .. 8] – j*6.5 / [4.5 .. 7] – j*[5.9 .. 6.2] -1.5 -0.85 -1.2 -0.7 / -0.85 / -0.7 179 178 179.8 178.5 1.5* 1.5 800 * 800 1.1 * 1.1 600 * 600 Impédance d'entrée C entre de la bande D ans la bande P ertes [dB ] C entre de la bande D ans la bande D ifférence de phas e entre les ports différentiels [°] S urface [µm2] Tableau III. 10 : Caractéristiques électriques et performances des transformateurs de puissance pour les bandes basses et hautes du standard GSM en fonction de la structure du transformateur (coplanaire ou à enroulements empilés) A la lecture de ce tableau, on peut s‟apercevoir que la structure à enroulements empilés présente un ratio nL (inductance du secondaire sur inductance du primaire) plus élevé que la structure coplanaire. Respectivement le ratio est de 1.6 pour la structure coplanaire et de 4 pour la structure à enroulements empilés. Ainsi, pour une valeur d‟inductance du primaire fixée, le rapport de transformation du transformateur intrinsèque (sans capacité d‟accord) est plus fort dans le cas d‟une structure à enroulements empilés. Pour une transformation d‟impédance donnée, ceci se caractérise donc par l‟emploi de capacité d‟accord de plus faibles valeurs et donc une intégration favorisée. On remarque également que le coefficient de couplage entre les enroulements du primaire et du secondaire est plus élevé (k>0.9 pour une structure à enroulements empilés et k<0.7 pour une structure coplanaire). Si cela permet de réduire les pertes magnétiques, il en résulte aussi une augmentation de la capacité parasite entre enroulements et donc un comportement en fréquence altéré. Enfin, d‟après le tableau III.10, en termes d‟intégration la structure à enroulements empilés semble être plus appropriée. On note, d‟après le tableau III.10, que la surface est ainsi réduite d‟un facteur trois. 125 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Pour une transformation d‟impédance donnée, en comparaison de la structure coplanaire, la structure à enroulements empilés présente donc moins de pertes (environ 0.6dB de différence) et apparaît plus intéressante en termes d‟intégration et donc de coût. La différence de perte entre les deux structures peut en partie être expliquée par les effets de proximité qui viennent modifier la répartition du courant dans les enroulements et donc leur résistance série équivalente. Si on se réfère à l‟expression du calcul de la mutuelle inductance entre deux barreaux métalliques (paragraphe 2 de ce chapitre), ceux-ci dépendent exclusivement de la distance géométrique moyenne. Ainsi plus on éloigne les barreaux et moins la mutuelle inductance est forte. Dans le cas de la structure à enroulements empilés, ces derniers sont superposés alors que dans le cas de la structure coplanaire, ils sont placés côte à côte. La variation de la mutuelle inductance, dans la largeur des enroulements, est donc moins prononcée avec la structure à enroulements empilés. Ceci est d‟autant plus vrai que la largeur des enroulements, pour des raisons de densité de courant, est forte (80µm dans notre cas). La figure III.29 montre à 1800MHz, pour les deux structures, l‟évolution de la mutuelle inductance entre les enroulements du primaire et du secondaire sur la largeur des barreaux (80µm) ainsi que la répartition de la densité du module du courant en pourcent. Enroulements empilés Enroulements empilés Coplanaire Coplanaire 750 7 700 6 Densité de courant [%] Mutuelle inductance [pH] Enroulements empilés Enroulements empilés 650 600 550 500 450 400 5 4 3 2 1 350 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0 Localisation dans la largeur du ruban [µm] 10 20 30 40 50 60 70 80 90 Localisation dans la largeur du ruban [µm] Figure III. 29 : Répartition de la mutuelle inductance et de la densité de courant dans la largeur des barreaux du primaire et du secondaire pour les structures coplanaire et à enroulements empilés à 1800MHz On remarque sur la figure III.29 qu‟avec la structure à enroulements empilés, les répartitions, sur la largeur des enroulements, de la densité de courant et de la mutuelle inductance sont symétriques. Avec la structure coplanaire cette symétrie n‟est pas respectée. De plus pour cette dernière, la variation de la densité de courant est plus prononcée est donc moins homogène dans la largeur des enroulements. Cela se caractérise pour cette dernière par une résistance série équivalente des barreaux plus forte et donc des pertes plus élevées. 126 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Les différences de pertes mesurées entre les deux structures de transformateur peuvent donc en partie être expliquées par les effets de proximités plus prononcés dans le cas de la structure coplanaire que dans le cas de la structure à enroulements empilés. Conclusion Jusqu'à présent, pour des applications PA cellulaires, l'intégration du réseau de sortie n'était pas possible, pour des raisons de performances et de contraintes physiques (courant, tension). Désormais, avec la disponibilité de technologies de puissance comportant notamment un (voire plusieurs) niveau de cuivre épais, l'intégration s'avère être réalisable. Dans ce chapitre, nous avons montré que, grâce à une technologie adaptée, l'intégration de transformateurs de puissance faibles pertes pour des applications PA était possible avec des performances adéquates et un encombrement réduit. Nous avons par ailleurs développé une méthodologie de conception de transformateurs, à base de calculs analytiques, permettant un dimensionnement et une optimisation efficace et rapide. Plusieurs transformateurs de puissance intégrés et faibles pertes ont été conçus, pour les bandes basses et hautes du standard GSM, en utilisant la méthode de prédimensionnement proposée. Le modèle proposé a été validé par des comparaisons entre mesure et simulation qui montrent une très bonne corrélation sur une grande bande de fréquence. Les performances des transformateurs de puissance réalisés sont rappelées dans le tableau III.11. Bandes de fonctionnement Bandes basses Bandes hautes à 900MHz [824 .. 915]MHz impédance d'entrée Zp Pertes [dB] 5.9 - j*6.5 -0.85 [5.5 .. 8] - j*6.5 -0.85 6 - j*6 -0.7 [4.5 .. 7] - j*[5.9 .. 6.2] -0.7 à 1800MHz [1710 .. 1910]MHz Dimensions [μm2] 800 * 800 600 * 600 Tableau III. 11 : Performances des transformateurs de puissance intégrés pour les bandes basses et hautes du standard GSM Pour les bandes basses et hautes du standard GSM les pertes des transformateurs réalisés sont de l'ordre de -0.8dB et -0.7dB respectivement pour des rapports de transformation de l'ordre de 9. La surface occupée est de 800*800μm2 et 600*600μm2 respectivement. Comme l‟illustre le tableau III.12, les performances obtenues se situent ainsi au niveau de l‟état de l‟art. 127 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes [4] [5] structure coplanaire coplanaire Coplanaire à enroulements intercalés coplanaire concentrique Fréquence [GHz] 2,45 1,7 1,8 1,8 1,8 0.9 Puissance [dBm] 20 30,5 17 20 33 36 0,85 - 0,93 0,63 0,9 0,94 -1 -1,5 -0,58 -0,96 -0,7 -0,85 400 * 400 - 640 * 640 540 * 540 600 * 600 800 * 800 Coefficient de couplage k Pertes [dB] Surface [µm2] [6] Thèse Transformateur à enroulements empilés Tableau III. 12 : Etat de l'art des transformateurs de puissance intégrés Les transformateurs de puissance intégrés conçus et présentés dans ce manuscrit font figure d‟état de l‟art. Ils présentent des pertes de -0.7dB à 1800MHz et de -0.85dB à 900MHz pour des puissances de 33dBm et 36dBm respectivement. Parmi les différentes publications citées une seule [6] présente des pertes plus faible (-0.58dB). Cependant, dans ce cas de figure, le transformateur est conçu pour une puissance de 17dBm et présente donc un rapport de transformation plus faible. En termes de surface, même si les transformateurs réalisés sont plus encombrants (600*600µm2 pour les bandes hautes et 800*800µm2 pour les bandes basses), il faut rappeler qu‟ils sont conçus pour des courants supérieurs à 1A, alors que ceux présentés sont dimensionnés pour des courants inférieurs à 100mA. 128 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 129 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes Références chapitre III [1] "Inductance Calculations: Working Formulas and Tables," F. W. Grover, D. Van Nostrand Co., New York, 1946. [2] “Modélisation et caractérisation de composants passifs intégrés sur silicium pour applications radiofréquences ”, J.Lescot, thèse INPG, 2000. [3] “Simple Formulas for Two- and Three-Dimensional Capacitances”, T. Sakuraï, T. Tamaru, IEEE Trans. Electron Devices, Feb 1983. [4] “Integrated Transformer Baluns for RF Low Noise and Power Amplifier”, H. Gan, S. S. Wong, IEEE RFIC symposium, 2006. [5] “A 30.5 dBm 48% PAE CMOS Class-E PA With Integrated Balun for RF Applications”, R. Brama, L. Larcher, A. Mazzanti, F. Svelto, IEEE Journal of solid-state circuit, 2008. [6] “Low-loss Passives for 2nd-Harmonic Termination Control in Power Amplifiers for Mobile Applications”, M. Spirito, C.N. de Vreede, Lis K. Nanver, J-E. Mueller, J.N. Burghartz, IEEE Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems, 2003. 130 Chapitre III Intégration et commutation de transformateurs de puissance faibles pertes 131 Chapitre IV Etude et réalisation d'un amplificateur de puissance GSM multi-bandes entièrement intégré sur silicium 132 133 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Introduction En s'appuyant sur les résultats des chapitres précédents, nous présentons dans ce chapitre la conception d'un amplificateur de puissance multi bandes à fort rendement totalement intégré, en technologie BiCMOS 0.25μm de STMicroelectronics. Cet amplificateur est destiné aux bandes basses (LB) et hautes (HB) du standard GSM (LB : GSM850/GSM900, HB : DCS1800/PCS1900). Dans le premier chapitre, nous avons vu l'impact de l'angle de conduction sur les performances en rendement et en puissance de l'amplificateur. Une réduction de l'angle de conduction permet ainsi d'améliorer le rendement au détriment de la puissance de sortie. Pour ne pas impacter la puissance tout en optimisant le rendement, on se focalise dans cette partie sur la conception d'un PA multi-bandes en classe inverse F. Cette classe de fonctionnement non linéaire permet grâce à une mise en forme du courant de sortie d'améliorer le rendement sans dégrader la puissance de sortie. En accord avec l‟état de l‟art, ce chapitre débute par un exposé des spécifications de l‟amplificateur de puissance GSM multi-bandes réalisé. La seconde partie concerne le choix de la topologie du PA. Afin de pouvoir réaliser la fonction multi-bandes visée, l‟étude sur l‟intégration totale d‟une chaîne unique d‟amplification est menée. Aux vues des résultats obtenus sur la commutation de transistor de puissance (cf chapitre II), le point critique de cette topologie repose sur l‟intégration de réseaux de sortie multi-bandes et faibles pertes. En utilisant la méthode de pré dimensionnement décrite dans le chapitre 3, la conception de transformateurs de puissance multi-bandes est abordée. Il s‟agit dans un premier temps d‟estimer les performances de ce type de structure. En accord avec les résultats peu satisfaisant obtenus, la topologie choisie est une solution intermédiaire entre une chaîne unique d‟amplification et deux chaînes distinctes. Elle se compose d‟un étage de pré amplification et d‟un réseau inter étage multibandes ainsi que de 2 étages de puissance avec leur transformateur de sortie intégré et optimisé sur chacune d‟entre elles. La troisième partie est dédiée à la conception de ce type de PA. Elle aborde notamment le dimensionnement des étages de puissance avec leur transformateur intégré faibles pertes, le dimensionnement du pré amplificateur ainsi que du transformateur inter étage multi-bandes. La conception de ce dernier est un des points critiques de cette topologie de PA. Il comporte, outre sa fonction de transformateur d‟impédance, une fonction de sélection de la bande. Cette topologie innovante de transformateur permet ainsi, en fonction de la bande de fonctionnement, d‟aiguiller la puissance entre la sortie du pré amplificateur et l‟entrée de l‟étage de puissance actif. Enfin, dans une quatrième partie, les performances simulées de l'amplificateur sont exposées, avant de conclure par une comparaison de ces résultats avec l‟état de l‟art. 134 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 1. Spécifications de l'amplificateur de puissance Le tableau IV.1 résume les principales spécifications de l'amplificateur de puissance étudié : Bandes basses Bandes d'émission Bandes hautes GSM 850 GSM 900 DCS PCS [824 - 849]MHz [880 - 915]MHz [1710 - 1785]MHz [1850 - 1910]MHz Puissance de sortie [dBm] 36 33 Gain [dB] 30 30 Rendement [%] 55 50 H2 [dBc] < -30 < -30 H3 [dBc] < -30 < -30 Tension d'alimentation [V] 3.6 Tableau IV. 1 : Spécifications d’un amplificateur multi bandes GSM L'amplificateur doit être capable de fournir sur différentes plages de fréquence une puissance RF supérieure à 2W (33dBm pour les bandes hautes et 36dBm pour les bandes basses), sous une tension d'alimentation de 3.6V. Quelque soit la bande de fréquence, le rendement visé est supérieur à 50%. Etant donné la nature des signaux (à enveloppe constante), un mode de fonctionnement non linéaire est envisageable. Parmi les classes de fonctionnement non linéaires, la classe inverse F permet de fournir une puissance de sortie importante avec un fort rendement, à condition toutefois d'assurer une mise en forme du courant par un contrôle aux fréquences harmoniques de l'impédance de charge (généralement jusqu'à l'harmonique 3). Compte tenu des contraintes associées aux bandes de réception, il faut par ailleurs assurer une réjection suffisante des harmoniques en sortie de l'amplificateur (< -30dBc). 2. Topologie de l'amplificateur de puissance L‟objectif de la thèse est l‟intégration sur silicium d‟une unique chaîne d‟amplification, réseau de sortie compris, dans le but de proposer une solution la plus compacte possible. Le schéma suivant (figure IV.1) rappelle l‟architecture retenue. Afin de favoriser l‟intégration sur silicium et compte tenu des nombreux avantages associés, le PA fonctionne en mode différentiel, ce qui permet notamment de réduire le rapport de transformation du réseau de sortie d'un facteur 4 et donc les pertes. Dans ce cas de figure, le réseau de sortie se compose d'un transformateur de puissance réalisant la transformation d'impédance ainsi que la recombinaison des signaux en sortie (passage du mode différentiel au mode commun). Du fait des niveaux de puissance et des fréquences de fonctionnement (autour de 900MHz pour les bandes basses et 1800MHz pour les bandes hautes), les impédances optimales diffèrent suivant la bande de fonctionnement. 135 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Entrée RF Pré amplificateur Réseau d‟adaptation Etage de puissance Sortie RF Silicium Figure IV. 1 : Architecture de PA GSM multi-bandes à chaîne d’amplification unique Pour des raisons de performances, la conception d‟un PA GSM multi-bandes avec une chaîne unique d‟amplification nécessite dans un premier temps de pouvoir accorder la taille des dispositifs de puissance à la bande de fréquence. Les niveaux de puissance imposés par le standard GSM différent suivant la bande (33dBm en bandes hautes et 36dBm en bandes basses). Afin de d‟éviter une consommation additionnelle en bandes hautes et ainsi ne pas dégrader le rendement du PA, il est primordial d‟accorder la taille du dispositif de puissance à la bande de fréquence. D‟après l‟étude réalisée sur des dispositifs de puissance à largeur de grille variable (cf chapitre 2) et les bons résultats obtenus en mesure, ce premier point s‟avère être envisageable. De plus, il a été prouvé que l‟utilisation de ce type de structure permettait d‟améliorer, sur chaque bande, le rendement à faibles puissances. Dans un second temps, du fait des différences de niveaux de puissance et de fréquences, les impédances optimales à présenter en entrée et en sortie du pré amplificateur et de l‟étage de puissance, diffèrent suivant la bande de fonctionnement. Ce dernier point est particulièrement critique en ce qui concerne le réseau de sortie. Afin de ne pas dégrader fortement les performances en puissance et en rendement du PA, il faut donc concevoir un réseau de sortie multi-bandes. Dans notre cas, ayant choisit une architecture de PA différentielle, le réseau de sortie est réalisé à l‟aide d‟un transformateur de puissance intégré. L‟architecture de PA GSM multi-bandes à chaîne unique d‟amplification est donc envisageable à la seule condition de concevoir un transformateur de puissance intégré multibandes et faibles pertes. 2.1. Transformateurs de puissance intégrés multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Suivant la bande de fonctionnement et les niveaux de puissance imposés, les caractéristiques du transformateur de puissance de sortie, notamment le rapport de transformation, diffèrent. Nous nous intéressons ainsi, dans cette partie, à la faisabilité d‟un transformateur de puissance accordable en fonction de la bande et de la puissance. La commutation d‟inductances étant difficilement réalisable du fait des contraintes en puissance et des pertes associées, une des manières les plus simples de réaliser cette fonctionnalité reste la commutation des capacités d‟accord côté primaire et/ou côté secondaire. 136 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 2.1.1. Contraintes liées à la puissance En bande basse (bande haute), en considérant un rendement de 55% (50%) sous une tension d‟alimentation de 3.6V, le courant consommé circulant dans l‟enroulement du primaire au maximum de puissance est de 2A (1.1A), tandis que la tension maximum est supérieure a 20V (14V) cote secondaire. Ces contraintes sont résumées ci-dessous. Id_n Courant consommé VCC Vout Pout max VCC η RL Vout max 2 Pout max RL Id_p Bandes basses [824 – 915]MHz Bandes hautes [1710 – 1910]MHz Puissance maximale [dBm] 36 33 Rendement du PA [%] 55 50 Standard GSM Tension d‟alimentation Vcc [V] 3.6 Résistance de charge [Ω] 50 Courant consommé [A] (Id_n + Id_p) Voutmax [V] 2 1.1 > 20 > 14 Figure IV. 2 : Contraintes imposées par les niveaux de puissance du standard GSM sur le transformateur de sortie 2.1.2. accordable Spécifications du transformateur de puissance intégré Les spécifications du transformateur de puissance multi bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM sont résumées dans le tableau IV.2. Bandes de fonctionnement Bande basse [824 - 915]MHz Impédance optimale Résistance de charge 6 - j*6,5 50 Bande haute [1710 - 1910]MHz 6- j*6 Tableau IV. 2 : Spécifications du transformateur de puissance intégré multi bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM 137 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Compte tenu des résultats du chapitre précédent, l‟architecture de transformateur retenue pour l‟étude du transformateur de puissance multi-bandes est celle à enroulements empilés. Elle permet d‟allier des faibles pertes à un faible encombrement. 2.1.3. Dimensionnement La méthode de pré dimensionnement (avec simulateur électrique), décrite au chapitre III, est utilisée pour le dimensionnement du transformateur intégré multi bandes. La figure IV.3 donne respectivement pour les bandes basses et hautes du standard GSM, en fonction de l‟inductance du primaire, les pertes du transformateur ainsi que la valeur des capacités d‟accord côté primaire et secondaire à utiliser pour réaliser la transformation d‟impédance nécessaire. On ne tient pas compte ici de la commutation des capacités. 4,5 4 3,5 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 -0,5 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 Pertes_1800MHz -0,2 -0,3 Pertes [dB] 50 45 40 35 30 25 20 15 10 5 0 0,2 0,4 0,6 0,8 (a) Pertes_900MHz Cp_900MHz Cs_900MHz Capacité d‟accord côté secondaire Cs [pF] Capacité d‟accord côté primaire Cp [pF] Cp_1800MHz Cs_1800MHz -0,4 -0,5 -0,6 -0,7 -0,8 2,2 0,2 0,4 (b) Inductance du primaire [nH] 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 2,2 Inductance du primaire [nH] Figure IV. 3 : Pré dimensionnement du transformateur multi bandes à enroulements empilés à 900MHz et 1800MHz. (a) valeur des capacités d’accord côté primaire Cp et côté secondaire Cs et (b) pertes Pour les niveaux d‟impédances qui ont été fixés ( 6 j 6.5 à 900MHz et 6 j 6 à 1800MHz) la figure III.3 montre que le choix de l‟inductance du primaire est très restreint. Ainsi, les valeurs d‟inductances du primaire pour lesquelles il existe une solution sont comprises entre 1nH et 1.2nH. Pour ces valeurs d‟inductances du primaire, on remarque que la variation de la capacité d‟accord côté secondaire est très faible (de l‟ordre de 0.2pF). Etant donné les contraintes en tension imposées par les niveaux de puissance en sortie du transformateur (côté 50Ω) et les conséquences que cela entraîne en terme de perte nous choisissons donc de ne pas commuter de capacité côté secondaire. On peut également noter qu‟en augmentant l‟inductance du primaire, la capacité d‟accord côté primaire à intégrer diminue, de même que sa variation entre les deux bandes. En termes d‟intégration et de performances en commutation (coefficient de qualité de la capacité), il est de ce fait plus intéressant de choisir une inductance du primaire forte, pour 138 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS laquelle la valeur de la capacité d‟accord côté primaire est minimisée et donc pour laquelle son coefficient de qualité est maximisé. Enfin, pour des valeurs d‟inductances comprises entre 1nH et 1.2nH, le fait d‟augmenter l‟inductance du primaire permet de réduire les pertes du transformateur bandes basses de 0.1dB. Dans un fonctionnement multi-bandes, les pertes engendrées par la commutation de la capacité d‟accord côté primaire en bandes hautes, sont nulles (commutateur ouvert). Il est de ce fait préférable de minimiser les pertes bandes basses. Pour une inductance de 1.2nH les pertes estimées, sans tenir compte de la commutation de la capacité côté primaire, sont de -0.52dB à 900MHz et de -0.47dB à 1800MHz. Aux vues des remarques citées, notre choix se porte donc sur une valeur d‟inductance du primaire de 1.2nH. Les caractéristiques du transformateur pré dimensionné sans tenir compte de la commutation de la capacité d‟accord côté primaire sont résumées dans le tableau IV.3. Lp [nH] Fréquences Bandes basses (900MHz) Bandes hautes (1800MHz) 1.2 Ls [nH] 5 rp [Ω] rs [Ω] 0.12 0.72 k 0.92 Cc [pF] Cp [pF] Cs [pF] 38 0,3 13 0 10.8 Tableau IV. 3 : Caractéristiques du transformateur de puissance intégré multi bandes pré dimensionné pour les bandes basses et hautes du standard GSM D‟après le tableau IV.3 et selon les transformations d‟impédance fixées par les spécifications, la fonction multi bande demande une variation de la capacité d‟accord côté secondaire de l‟ordre de 0.3pF. Afin de s‟affranchir des pertes associées à la commutation de cette capacité, il semble possible de fixer sa valeur sans trop détériorer la transformation d‟impédance. Côté primaire, la variation de la capacité d‟accord est forte. Pour adapter le transformateur de puissance à la bande de fonctionnement, il faut être à même de présenter en entrée une capacité de 38pF à 900MHz et de 13pF à 1800MHz. Ceci représente une variation de la capacité supérieure à 3. Outre les problèmes de commutation, il apparaît un problème d‟encombrement lié à l‟intégration de la capacité d‟accord côté primaire de 38pF. 2.1.4. Performances Afin d‟affiner les valeurs obtenues par la méthode de pré dimensionnement, le transformateur à enroulements empilés avec une inductance du primaire de 1nH a été implémenté et calculé, en premier lieu a partir des formules analytiques présentées au cours du chapitre 3, puis a l‟aide d‟un logiciel de calcul d‟inductances basé sur ces mêmes équations et permettant de tenir compte des effets de peau et de proximité ainsi que des capacités parasites entre enroulement. Les caractéristiques, du transformateur de puissance multi-bandes optimisé, sont identiques à celles données par la méthode de pré dimensionnement (cf tableau IV.3). 139 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Afin de pouvoir adapter le transformateur de puissance à la bande de fonctionnement, cela demande de pouvoir commuter la capacité d‟accord côté primaire afin de présenter une capacité de 38pF en bandes basses et 13pF en bandes hautes. La capacité entre les deux bandes varie donc d‟un facteur 2.9. Etant donné que la tension de drain peut atteindre trois fois la tension d‟alimentation, soit environ 10V, et que la tenue en tension des MOS est de 5V, la commutation de la capacité d‟accord côté primaire impose d‟utiliser deux MOS série. De plus, la valeur de capacité Cp donnée correspond à la valeur de la capacité différentielle à intégrer. Cependant, dans ce cas, la commutation n‟est pas envisageable. Il faut donc référencer la capacité par rapport à la masse et la répartir sur les deux voies, ce qui suppose d‟intégrer une capacité totale quatre fois supérieure à celle donnée dans le tableau, soit une valeur de capacité d‟accord côté primaire supérieure à 150pF. Le schéma simplifié du transformateur de puissance multi bandes répondant aux caractéristiques données dans le tableau IV.3 est présenté figure IV.4. k Cp_com W 3000 = L 0.25 Lp/2 W 3000 = L 0.25 Vsw Ls VDD Cs 50Ω Cp_fixe W 3000 = L 0.25 Lp/2 W 3000 = L 0.25 Cp_com Cp [pF] Lp [nH] Ls [nH] k Cc [pF] Cp_fixe Cp_com Cs [pF] 1.2 5 0.9 10.8 12 52 0 Figure IV. 4 : Schéma simplifié du transformateur de puissance multi bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM Les performances simulées du transformateur de puissance multi bandes présentées ci-dessus, sont résumées dans le tableau VI.4. Fréquence Vsw [V] Cp équivalent [pF] Zin Pertes [dB] Bandes basses 900MHz 2.5 38 6 – j*4 -2.8 Bandes hautes 1800MHz 0 13 6.4 – j*6.55 -0.76 Tableau IV. 4 : Performances simulées du transformateur de puissance multi bandes pour les bandes basses et hautes du standard GSM 140 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS D‟après le tableau IV.4, en bandes hautes, les performances du transformateur de puissance sont conformes à celles obtenues sans fonction de commutation. Les pertes sont de -0.76dB pour une impédance de 6.4 – j*6.55. Ceci s‟explique par le fait que le commutateur est ouvert donc sans perte. En bandes basses, les performances du transformateur sont, en termes d‟impédance, conformes aux spécifications. Néanmoins, dans ce cas, les pertes estimées du transformateur sont de l‟ordre de -2.8dB. La commutation de capacité d‟accord côté primaire génère donc -2dB de pertes qu‟il faut ajouter au -0.8dB du transformateur intrinsèque. Dans le cadre d‟amplificateurs de puissance GSM, un tel niveau de perte dégrade trop fortement les performances du PA en puissance et en rendement. L‟intégration sur silicium de ce type de structure apparaît donc inadaptée compte tenu des pertes et des contraintes d‟encombrement liées à l‟intégration de la capacité d‟accord côté primaire (116pF). Etant donné les résultats obtenus sur un transformateur de puissance intégré multibandes, l‟architecture de PA à chaîne unique d‟amplification n‟est pas réalisable. 2.2. Solution proposée La solution totalement intégrée choisit, se compose finalement d'un étage de pré amplification commun aux bandes hautes et basses ainsi que de deux étages de puissance distincts avec leur transformateur de puissance intégré et optimisé sur chacune d'entre elles. La difficulté majeure liée à cette solution se trouve sur le réseau inter étage. Il doit permettre, en fonction de la bande de fréquence, d'accorder la sortie du pré amplificateur et l'entrée de l'étage de puissance actif. Outre la transformation d'impédance, il comporte une fonction de commutation dépendante de la bande de fonctionnement. La figure IV.5 montre le synoptique de l'amplificateur de puissance multi bandes réalisé. Transformateur bandes hautes Transformateur inter étage Kinter_HB Lsinter_HB Kout_HB Etage de puissance HB Ls_HB C_HB Etage préamplificateur Kout_LB Lpinter Kinter_LB Lp_HB Lsinter_LB Etage de puissance LB Ls_LB C_LB Lp_LB Transformateur bandes basses PA GSM multi-bandes Figure IV. 5 : Architecture retenue pour l’intégration du PA GSM multi-bandes 141 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS On retrouve sur ce schéma un étage de pré amplification commun aux bandes hautes et basses du standard GSM, un réseau inter étage multi bandes capable d‟aiguiller le signal provenant du pré amplificateur ainsi que deux étages de puissance avec leurs transformateurs associés et optimisés sur chaque bande. 3. Conception du PA GSM multi-bandes totalement intégré sur silicium 3.1. Etages de puissance et impédances de charge [Ohm] 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 Résistance optimale de sortie Ropt Résistance optimale de sortie Ropt [Ω] Résistance optimale de sortie Ropt [Ohm] Pour un amplificateur de puissance LDMOS polarisé en classe AB (Idg=2% de Imax) sous une tension d'alimentation de 3.6V, la figure IV.6 montre l'évolution de la résistance optimale de charge R L en fonction de la puissance de sortie. Ces données sont obtenues à partir de mesures réalisées sur banc load_pull, à 900MHz et 1800MHz de la structure 14 LDMOS de 3mm étudiée au Chapitre II (paragraphe 2). 28 30dBm 33dBm 14 13 VDD=3.6V 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 29 30 31 32 33 34 35 36 2 Puissance de sortie [dBm] 1 0 28 29 30 31 32 33 34 35 36 900MHz 900MHz 1800MHz 1800MHz 900MHz 1800MHz Ropt_HB 37 Ropt_LB 37 Puissance de sortie [dBm] Puissance de sortie [dBm] Figure IV. 6 : Evolution de la résistance optimale de sortie en fonction de la puissance Compte tenu du mode de fonctionnement différentiel, chaque étage de sortie est constitué de 2 transistors de puissance identiques conduisant alternativement et délivrant chacun 33dBm dans une charge de 4Ω pour les bandes basses et 30dBm dans une charge de 5.6Ω pour les bandes hautes. Les largeurs de grille des transistors de puissance requises pour délivrer ces niveaux de puissance (soit 33dBm et 30dBm respectivement par transistor) sont respectivement de 12mm et 6mm. 142 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 3.1.1. Transformateurs de puissance La valeur des impédances de charge a ensuite été ajustée à l‟aide de simulations « load-pull » autour des niveaux d'impédance déterminés précédemment. Le tableau IV.5 résume ces valeurs à la fréquence fondamentale et aux harmoniques 2 et 3 pour chaque transistor. La puissance de sortie et le rendement drain correspondant sont également indiqués. Bandes basses 900MHz Bandes hautes 1800MHz à f0 8 + j*4 12+ j*9 à 2f0 0 0 à 3f0 2 - j*10 100 + j*120 Rapport de transformation n 6.3 4.0 Puissance de sortie [dBm] 36.5 33 78 73 14.75 13.2 Etage de puissance Impédance optimale différentielle ZL_diff Rendement de drain [%] Gain [dB] Tableau IV. 5 : Impédances de charge optimale simulées et performances des étages de puissance pour les bandes hautes et basses du standard GSM Pour les bandes basses (900MHz) le transformateur doit présenter une impédance différentielle à la fréquence fondamentale de 8Ω alors que pour les bandes hautes (1800MHz) celle-ci est de 12Ω. Chargés sur 50Ω, leur rapport de transformation n est respectivement de 6.3 et 4. Pour des raisons de performances, nous avons privilégié l'optimisation des pertes des transformateurs plutôt que les impédances présentées par les transformateurs aux fréquences harmoniques 2 et 3. Les deux transformateurs réalisés ont été présentés au cours du chapitre précédent. Pour des raisons d'encombrement et de pertes, nous avons retenu la topologie à enroulements empilés (coefficients de couplage de l'ordre de 0.9). Le modèle électrique simplifié est résumé sur la figure IV.7. CC Cp k Lp Ls CC Bande de fonctionnement Lp [nH] Ls [nH] k Cc [pF] Cp [pF] Dimensions [μm2] Bandes basses 2 7.9 0.94 6.9 24 800 * 800 Bandes hautes 0.9 3.3 0.9 3.7 12.5 600 * 600 Figure IV. 7 : Modèle électrique simplifie, capacité d’accord et dimensions des transformateurs de puissance réalisés 143 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Pour cette première version de circuit, les transformateurs de puissance ont été réalisés séparément et il faut donc tenir compte des fils de connexion (bondings) présents sur chaque voie. Les deux transformateurs de sortie ont ainsi été optimisés en tenant compte de ces fils de connexion comme indiqué sur la figure IV.8. Dans les simulations, les fils de connexion sont modélisés par une inductance de 1.5nH en série avec une résistance de 0.12Ω. Transformateur avec fils de connexion Lbond Transformateur intrinsèque CC Lbond Cp k Lp Lbond Ls 50 Ω Lbond Zp CC transformateur intrinsèque Bandes de fonctionnement Transformateur avec prise en compte des fils de connexion Zp Pertes [dB] Zp Pertes [dB] Bandes basses 900MHz 5.9 - j*6.5 -0.85 9 + j*0 -1 Bandes hautes 1800MHz 6 - j*6 -0.7 8 + j*14.5 -0.96 Figure IV. 8 : Impédances vue du primaire et pertes avec et sans prise en compte des fils de connexion En tenant compte de l'impact des fils de connexion en entrée et en sortie, les pertes sont de l'ordre de -1dB en bandes basses et en bandes hautes pour des niveaux d'impédance d'entrée de 9+j*0 et de 8+j*14.5 respectivement. Sur ces même bandes, les transformateurs ont intrinsèquement des pertes de -0.85dB et -0.7B pour des niveaux d'impédance de 5.9-j*6.5 et 6-j*6. En comparant ces résultats avec ceux du tableau IV.5, on peut remarquer que l‟impédance d‟entrée du transformateur bandes basses (Zp=9+j*0) diffère de l‟optimale (Zp_opt=8+j*4). Cette différence est liée à une mauvaise estimation, lors de la phase de conception, de la valeur de la capacité parasite entre enroulements. 3.1.2. Performances des étages de puissance avec transformateurs de puissance intégrés Les performances en rendement d‟un amplificateur de puissance à plusieurs étages dépendent essentiellement des performances de l‟étage de puissance associé à son réseau 144 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 50 25 40 20 30 15 20 10 10 5 0 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 Puissance d’entrée [dBm] (a) 35 70 30 60 25 50 20 40 15 30 10 20 5 10 4 6 10 12 14 16 18 20 22 24 Puissance d’entrée [dBm] (b) real(Pin_dBm) 8 Rendement [%] 30 Gp 60 Puissance de Pout_dBm sortie [dBm], Gain [dB] 35 Rendement [%] Gp 70 real(Eta) 40 real(nu) Puissance real(Pout_dBm) de sortie [dBm], Gain [dB] d‟adaptation de sortie. La figure IV.9 montre, pour les bandes basses et les bandes hautes, les performances simulées dans le plan de la charge 50Ω, des étages de puissance avec leur transformateur de puissance associé. Pin_dBm Figure IV. 9 : Performances des étages de puissance avec transformateur de sortie intégré pour les bandes basses (a) et les bandes hautes (b) du standard GSM Pour les bandes basses, la figure IV.9 montre que l'on obtient dans le plan de la charge 50Ω, pour une puissance de sortie de 35.6dBm, un rendement de 53% avec un gain de 11.2dB. Pour les bandes hautes et pour une puissance de sortie de 33.5dBm le rendement est de 63% et le gain de 11.2dB. 25 40 20 30 15 20 10 10 5 0 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 Puissance d’entrée [dBm] real(Pin_dBm) 35 80 30 70 25 60 20 50 15 40 10 30 5 20 4 6 Rendement [%] 50 Gain [dB] 30 Puissance 60 Gp_drain dePdrain_dBm sortie [dBm], 35 Rendement [%] Gp_drain 70 real(Eta_drain) 40 real(Eta_drain) Puissancereal(Pdrain_dBm) de sortie [dBm], Gain [dB] Les performances en sortie de l‟étage de puissance (dans le plan des transistors) sont résumées dans la figure IV.10 8 10 12 14 16 18 20 22 24 Puissance d’entrée [dBm] Pin_dBm Figure IV. 10 : Performances des étages de puissance dans le plan des drains pour les bandes basses (a) et les bandes hautes (b) du standard GSM Pour les bandes basses, on obtient dans le plan des drains, une puissance de 36.4dBm, pour un rendement de 63% et un gain de 12.8dB. Pour les bandes hautes, on 145 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS obtient dans le plan des drains, une puissance de 34dBm, pour un rendement de 72.5% et un gain de 11.85dB. D‟après les figures IV.9 et IV.10 le rendement de l‟étage de puissance bandes basses est inférieur à l‟étage de puissance bandes hautes. Ceci s‟explique en grande partie, par le fait que le transformateur de puissance présente en entrée une impédance différente (Zp=9+j*0) de l‟impédance optimale (Zp_opt=8+j*4). De plus, à fort niveau de puissance, la chute de tension engendrée par les résistances série des fils de connexion et de l‟enroulement du primaire dégrade les performances en puissance et en rendement du PA. Ainsi, à forte puissance, pour une tension d‟alimentation de 3.6V, la tension moyenne sur le drain des transistors est de 3.4V. La figure IV.11 montre, en fonction de la puissance de sortie, l‟impact de ces différents facteurs sur le rendement. Partant des performances optimales (PA chargé avec l‟impédance optimale Zp_opt = 8+j*4 et sous une tension d‟alimentation de 3.6V), la figure montre l‟impact successif de la désadaptation, de la chute de tension dans les résistances série ainsi que des pertes du transformateur sur le rendement de l‟étage de puissance. 80 Rendement [%] 80 75 75 70 70 65 65 60 60 55 55 50 1Zp_opt=8+j*4 / VDD=3.6V 2Zp=9+j*0 / VDD=3.6V 3Zp=9+j*0 / VDD=3.4V 4Zp=9+j*0 / VDD=3.4V 45 50 Pertes en sortie = -1dB 40 45 35 30,0 40 31,0 32,0 33,0 34,0 35,0 36,0 35 31 32 33 34 35 36 37 Puissances de sortie [dBm] Figure IV. 11 : Impact de l'impédance de charge, de la chute de la tension de polarisation et des pertes sur les performances de l’étage de puissance D‟après la figure IV.11, sous 3.6V, le rendement maximum du dispositif de puissance est de l‟ordre de 80% (Zp_opt=8+j*4) pour une puissance de sortie de 36.4dBm. En présentant, en sortie de l‟étage de puissance, les niveaux d‟impédances ramenés par le transformateur (Zp=9+j*0), on note une forte dégradation du rendement (7%) au profit d‟un gain en puissance de 0.6dB (Pout=37dBm). L‟impédance d‟entrée du transformateur est donc trop faible. En optimisant les caractéristiques du transformateur, de sorte à présenter en entrée l‟impédance optimale, il est donc possible d‟améliorer le rendement de 7%. On note également sur cette figure que la chute de la tension moyenne de polarisation, dans les résistances série des fils de connexion et de l‟enroulement du primaire, engendre des pertes de puissance (0.6dB) et de rendement voisin de 4%. En intégrant 146 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS l‟ensemble (transformateurs de puissance et PA) sur une même puce, on peut s‟affranchir de l‟impact de la résistance série des fils de connexion et ainsi réduire la chute de tension. En ajoutant à ces deux facteurs, les pertes du transformateur (~ -1dB), on retrouve les niveaux de puissance (35.4dBm) et de rendement (de l‟ordre de 53%) présentés figure IV.9. A terme, en intégrant les transformateurs de puissance et le PA multi-bandes sur une même puce, et en réadaptant la transformation d‟impédance du transformateur, on peut prévoir une amélioration du rendement de 8% (soit η=70%) pour une puissance de sortie de 35.4dBm. 3.2. Etage de pré-amplification large bande L‟architecture du PA multi-bandes proposée se compose d‟un étage de pré amplification commun à deux étages de puissance distincts fonctionnant sur deux plages de fréquences séparées d‟une octave. Cette solution nouvelle permet de réduire l‟encombrement du PA mais demande en contre partie de pouvoir fonctionner à des puissances et des fréquences différentes. De plus cette solution impose de fortes contraintes sur le transformateur inter-étage. Celui-ci doit en effet s‟adapter à la fréquence et donc présenter en sortie du pré amplificateur, des impédances différentes suivant la bande. Afin obtenir 30dB de gain et en supposant 2.5dB de pertes dans le réseau inter étage, l'étage de pré amplification doit présenter un gain supérieur à 14.5dB à 900MHz et à 22dB à 1800MHz. Compte tenu de la forte transconductance du transistor bipolaire, nous avons fait le choix d'utiliser le dispositif de puissance bipolaire (HBT) disponible dans la technologie. 50 50 25 25 40 40 20 20 30 30 15 15 20 20 10 10 10 10 55 00 1 150 2 300 3 450 4 600 5 750 Im[Zopt_etg2] Re[Zopt_etg2] Afin de réduire la transformation d'impédance du transformateur inter étage et donc ses pertes, nous avons fait le choix de sur dimensionner l'étage de pré amplification de sorte à réduire son impédance optimale de sortie. La figure IV.12 montre à 900MHz, l'évolution de l'impédance optimale de sortie en fonction de la surface d'émetteur du transistor de puissance pour une puissance de 25dBm à 900MHz. 6 900 Surface d‟émetteur [µm2] Figure IV. 12 : Evolution de l'impédance de charge du pré amplificateur en fonction de la surface d'émetteur du transistor de puissance HBT 147 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Dans notre cas de figure, nous avons choisit, par voie, une surface d'émetteur de 600µm2. L‟impédance optimale de charge pour les bandes basses est dans ce cas de figure de 23+j*24. 20 15 10 10 0 -14 -12 -10 (a) -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 Puissance d’entrée [dBm] 25 20 20 15 15 10 10 5 5 0 (b) Pin_etg2_dBm 30 Rendement [%] 20 25 real(eta_etg2) 30 Gp_etg2 40 25 Puissance Pout_etg2_dBm de sortie [dBm], Gain [dB] 50 Rendement [%] 30 real(eta_etg2) Puissance deGp_etg2 sortie [dBm], Gain [dB] Pout_etg2_dBm Les performances de l'étage de pré amplification chargé sur ces niveaux d'impédance sont données sur la figure IV.13. 0 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 PuissancePin_etg2_dBm d’entrée [dBm] Puissance de sortie [dBm] Gain en puissance [dB] Rendement drain [%] Bandes basses (BB) 26 21 43 Bandes hautes (BH) 24 VCC [V] 3,4 15,4 27 Figure IV. 13 : Performances simulées du pré amplificateur en fonction de la puissance d'entrée à 900MHz (a) ainsi qu’à 1800MHz (b) D‟après la figure IV.13, on obtient à 900MHz un rendement de 43% pour une puissance de sortie de 26dBm et un gain de 21dB. A 1800MHz le rendement est de 27% pour une puissance de sortie de 22dBm et un gain de 15.4dB. Le gain en bandes hautes est donc inférieur à celui prévu (22dB). Ceci est directement relié au sur dimensionnement du pré amplificateur et à l‟impédance ramenée par le transformateur inter-étage qui diffère de l‟optimal. 3.3. Transformateur inter-étage multi-bandes Compte tenu de l‟architecture de PA retenue, la conception du réseau inter-étage apparaît particulièrement critique. Pour ce faire, une solution originale a été développée. Celle-ci est représentée schématiquement sur la figure III.14. 148 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS HB Transformateur LB / HB inter-étage LB Figure IV. 14 : Schématique du transformateur inter-étage multi-bandes Comme indiqué sur la figure IV.14, la structure adoptée comporte une entrée différentielle (côté pré amplificateur) et deux sorties différentielles reliées aux deux étages de puissance. Outre sa fonction de transformateur d'impédance, avec rapport de transformation variable en fonction de la plage de fréquence adressée, le transformateur inter-étage doit comporter une fonction de commutateur/aiguilleur permettant la sélection de la bande et suivant celle-ci, le transfert du signal RF du pré amplificateur vers l'un ou l'autre des étages de puissance. Ainsi, il doit, suivant la fréquence, présenter en sortie du pré amplificateur les impédances optimales souhaitées tout en ayant un minimum de pertes de sorte à ne pas dégrader le gain du PA ainsi que son rendement en puissance ajoutée. Du fait de la topologie différentielle adoptée, la solution choisit est un double transformateur composé de deux primaires (reliés chacun à un étages de puissance) et d'un secondaire côté pré amplificateur. Afin d'adapter la transformation d'impédance à la bande de fréquence, on ajoute une capacité commutée côté secondaire (capacité C sur le schéma de la figure IV.15) donc côté haute impédance (faible courant), ce qui permet de limiter les pertes. La difficulté majeure associée à cette structure concerne les pertes et notamment celles induites par le couplage parasite entre les deux primaires. Pour limiter les pertes électromagnétiques générées par celui-ci ainsi que son impact sur la transformation d'impédance, on utilise un commutateur en entrée des étages de puissance. Ce commutateur se compose d'un commutateur MOS série permettant d'abaisser la dynamique du signal RF sur la grille des transistors de puissance inactifs, ainsi que d'un commutateur MOS parallèle permettant de maintenir bloqué ces mêmes transistors (en court-circuitant leur grille et leur source). On charge ainsi le transformateur parasite sur une haute impédance réduisant de ce fait le courant induit dans l'enroulement du primaire de l'étage de puissance inactif. Cette solution permet d'isoler les polarisations des étages de puissance et permet ainsi d'éviter le déclenchement des transistors inactifs ou d'impacter le niveau de polarisation 149 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS suite au déclenchement éventuel des MOS du commutateur ou de ses diodes de jonction (phénomène mis en évidence dans le chapitre II). Les deux primaires sont réalisés sur le dernier niveau de métal (cuivre épais de 4μm) afin de minimiser la résistance série et donc les pertes. Chaque primaire est composé d'un tour et les deux enroulements sont concentriques et éloignés autant que possible afin de réduire le couplage magnétique parasite entre les deux primaires. Le rapport de transformation du transformateur est directement proportionnel au L rapport n L des inductances du secondaire ( L S ) et du primaire ( L P ) : n L S . Le rapport de LP transformation étant plus important pour les bandes basses que pour les bandes hautes, l'enroulement du centre, de longueur plus petite, est destiné aux bandes basses. Ainsi une partie de la différence du rapport de transformation entre bandes hautes et basses est réalisée par les inductances même du transformateur. De cette manière, l'ajout d'une simple capacité commutée, de faible valeur ( C 6.5 pF ), côté pré amplificateur suffit à réaliser les transformations d'impédance nécessaires. Afin de minimiser le couplage magnétique parasite entre les deux enroulements du primaire, ceux-ci sont espacés d'une distance de 30μm. Le secondaire est réalisé sur le métal inférieur (d'épaisseur 0.9μm) est comporte deux tours. Le transformateur est donc à enroulements empilés. Cela permet de maximiser le coefficient de couplage ( K 0.7 ) entre les primaires et le secondaire et donc de minimiser les pertes. Le modèle simplifié ainsi que les caractéristiques du transformateur inter étage sont données sur la figure IV.15. Zpower_HB K_HB C Ls , R s Lp_HB, Rp_HB K_para VDD Zs 1.67 Rp_LB [Ω] 0.3 Lp_HB [nH] 1.3 Rp_HB [Ω] 0.57 Ls [nH] 2.5 Rs [Ω] 3.2 Ls [nH] 1.7 C [pF] K_LB Lp_LB, Rp_LB (a) Lp_LB [nH] Zpower_LB (b) LB 6.5 HB 1 K_LB 0.7 K_HB 0.65 K_para 0.4 Figure IV. 15 : Schéma simplifié (a) et caractéristiques (b) du transformateur inter étage intégré 150 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Les performances simulées du transformateur inter étage sont données dans le tableau IV.6. Afin de pouvoir estimer l‟ensemble des pertes, on tient compte des commutateurs série ainsi que de l'impédance d'entrée de l‟étage de puissance inactif. Ainsi, on tient également compte des pertes induites par le couplage parasite entre les deux primaires. Zs Zpower Rapport de transformation n Pertes [dB] Bande basse (LB) 36.7 + j*28.3 3.5 - j*11 10.5 -1.5 Bande haute (HB) 26.7 + j*27.8 3 - j*10.7 9 -1.2 Surface [μm2] 640*640 Tableau IV. 6 : Performances simulées du transformateur inter étage En bandes basses, le transformateur permet la transformation d'impédance 3.5 + j*11 en entrée de l‟étage de puissance vers l‟impédance optimale de charge du pré amplificateur 36.7 + j*28.3. Les pertes totales sont de -1.5dB pour un rapport de transformation n de 10.5. En bandes hautes, le réseau inter étage transforme l'impédance 3 + j*10.7 en entrée de l‟étage de puissance vers l‟impédance optimale de charge du pré amplificateur 26.7 + j*27.8. Les pertes totales sont de -1.2dB pour un rapport de transformation n de 9. Le transformateur sans capacité commutée C S a été mesuré sur circuit imprimé, indépendamment du reste du circuit. En mesure le transformateur est chargé sur 100Ω différentiel. Les comparaisons mesure simulation du transformateur inter étage pour les bandes basses et hautes du standard GSM sont résumée en annexe 6. Pour chaque bande, on obtient une bonne corrélation mesure simulation jusqu‟à l‟harmonique 3. Néanmoins, on note des différences de pertes entre mesure et simulation de l‟ordre de 0.5dB en bandes basses et 1dB en bandes hautes. Celles-ci sont en partie dues aux imprécisions sur les effets de mutuelles. Il faudrait donc augmenter la densité du maillage dans l‟épaisseur et la largeur des rubans. La solution réellement innovante proposée comporte certes des difficultés de conception liées à la transformation d‟impédance, aux écarts de fréquences (900MHz et 1800MHz) et au transformateur parasite. Néanmoins, les premiers résultats obtenus sont très prometteurs. Si on tient compte des différences de pertes constatées lors de la comparaison entre mesure et simulation (0.5dB en bandes basses et 1dB en bandes hautes), le transformateur multi-bandes exposé, montre des niveaux de perte de l‟ordre de -2dB pour des rapports de transformation de 10. De plus, en terme d‟encombrement, la surface du transformateur est de 0.64*0.64=0.41mm2. Elle reste donc du même ordre de grandeur qu‟un réseau inter étage optimisé sur une bande. 4. Performances du PA multi bandes Les performances données dans ce paragraphe sont celles obtenues dans le plan de la charge 50Ω et inclues donc les pertes des transformateurs de sortie. Les simulations ont été réalisées à température ambiante pour une tension d‟alimentation de 3.6V. 151 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 40 32 35 30 30 28 25 26 20 24 15 22 10 900MHz 20 5 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 34 50 32 45 30 40 28 35 26 30 24 25 22 20 20 15 18 10 16 5 1800MHz 14 6 Rendement [%] 34 Gp_DCS 45 P_load_DCS_dBm Puissance de sortie [dBm], Gain [dB] 36 Rendement [%] Gp_GSM 50 real(eta_DCS) 38 real(eta_GSM) P_load_GSM_dBm Puissance de sortie [dBm], Gain [dB] La figure IV.16 présente l‟évolution de la puissance de sortie, du gain et du rendement simulé en fonction de la puissance du générateur à 900MHz ainsi qu‟à 1800MHz. 0 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 Puissance d‟entrée [dBm] Pavs Puissance Pavs d‟entrée [dBm] Figure IV. 16 : Puissance de sortie, gain et rendement de l'amplificateur multi-bandes en fonction de la puissance du générateur à 900MHz et 1800MHz A 900MHz et pour une tension d‟alimentation de 3.6V, la puissance maximale est de 34.6dBm avec un gain de 31dB et un rendement de 46%. A 1800MHz, la puissance maximale est de 32.4dBm. Au maximum de puissance le gain est de 23.6dB et le rendement de 47%. 50 40 30 30 28 26 20 24 900MHz 22 10 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 Rendement [%] 32 6 60 32 50 30 28 40 26 24 30 22 20 20 18 10 16 1800MHz 14 0 -10 Puissance Pavs d‟entrée [dBm] real(eta_drain_DCS) 34 34 Rendement [%] 36 P_drain_DCS_dBm 60 Gp_drain_DCS Puissance de sortie [dBm], Gain [dB] 38 real(eta_drain_GSM) Gp_drain_GSM PuissanceP_drain_GSM_dBm de sortie [dBm], Gain [dB] Les résultats dans le plan des transistors sont donnés dans la figure IV.17. -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 Puissance Pavs d‟entrée [dBm] Figure IV. 17 : Puissance, gain et rendement dans le plan des transistors de l'amplificateur multi-bandes en fonction de la puissance du générateur à 900MHz et 1800MHz A 900MHz, dans le plan des transistors, la puissance maximale obtenue est de 35.5dBm pour un gain de 32dB et un rendement de 53%. Ce faible rendement est, comme expliqué précédemment, dû à la faible impédance de charge ramenée par le transformateur 152 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS bandes basses ainsi qu‟à la perte de puissance générée par la chute de tension dans les résistances séries des fils de connexions et de l‟enroulement du primaire du transformateur. De plus les pertes du réseau de sortie sont fortes. En comparant les résultats dans le plan de la charge 50Ω et dans le plan des transistors, on retrouve un niveau de perte de 1dB. En intégrant les transformateurs de puissance et le PA sur une même puce, les performances du réseau de sortie devraient être améliorées. On peut ainsi, dans ce cas, estimer les pertes à -0.8dB. A 1800MHz, dans le plan des transistors, la puissance maximale obtenue est de 33dBm pour un gain de 24.3dB et un rendement de 55%. 34.6 34.6 46.8 46.6 46.6 34.4 34.4 46.4 46.2 46.2 34.2 34.2 46.0 45.8 45.8 34.0 34 45.6 45.4 45.4 (a) 0.82 820 0.84 840 0.86 860 0.88 880 0.90 900 Rendement [%] Puissance de sortie [dBm] P_load_DCS_dBm 45.2 45 45.0 33.8 33.8 0.80 800 33.0 33 47.0 47 32.6 32.6 46.5 46.5 32.4 32.4 46.0 46 32.2 32.2 (b) Fréquence [GHz] Fc*1e-9 47.5 47.5 32.8 32.8 32 32.0 1.70 1.7 0.92 920 48.0 48 Rendement [%] 47.0 47 real(eta_DCS) 34.8 34.8 real(eta_GSM) Puissance de sortie [dBm] P_load_GSM_dBm Dans la bande, les performances simulées du PA GSM multi-bandes sont données figure IV.18. 45.5 45.5 1.75 1.75 1.80 1.8 1.85 1.85 45.0 45 1.90 1.9 Fc*1e-9 Fréquence [GHz] Figure IV. 18 : Performances en puissance et en rendement dans la bande (a) [824–915]MHz En simulant la puissance de sortie et le rendement de l‟amplificateur à fort signal et en fonction de la fréquence (figure IV.18), on constate pour les bandes basses que le rendement est supérieur à 45% et que la puissance reste supérieure à 34dBm sur une largeur de bande de l‟ordre de 90MHz (824MHz à 915MHz). Pour les bandes hautes, on constate que le rendement est supérieur à 45% et que la puissance reste supérieure à 32dBm sur une largeur de bande de 200MHz (de 1710MHz à 1910MHz). En terme de réjection des harmoniques, la figure IV.19 donne l‟évolution du niveau des harmoniques 2 et 3 en fonction de la puissance de sortie à 900MHz et 1800MHz. 153 -25 RejectionHD2_DCS des harmoniques [dBc] 900MHz -30 HD3 HD3_DCS HD3_GSM Rejection HD2_GSM des harmoniques [dBc] Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS -35 HD2 -40 -45 -50 -35 HD3 1800MHz -40 HD2 -45 -50 -55 -60 -65 -70 28 30 32 34 36 14 16 Puissance de sortie [dBm] 18 20 22 24 26 28 30 32 34 Puissance de sortie [dBm] P_load_GSM_dBm P_load_DCS_dBm Figure IV. 19 : Harmoniques 2 et 3 en fonction de la puissance de sortie à 900MHz et 1800MHz On note sur la figure, en fonction de la puissance de sortie, un niveau d‟harmonique (2 et 3) inférieure aux 30dBc spécifiés. Par ailleurs, on retrouve, quelque soit la bande, une composante harmonique 2 inférieure à l‟harmonique 3 sur toute la gamme de puissance, caractéristique d‟un fonctionnement classe F (inverse F) et de la structure différentielle de l‟amplificateur. 5. Bilan L‟ensemble des résultats obtenus sous une tension d‟alimentation de 3.6V est résumé dans le tableau IV.7. Pout [dBm] Bandes basses Bandes hautes 900MHz 34.6 [824 - 915]MHz [34 - 34.7] 1800MHz 32.4 [1710 - 1910]MHz [32 - 32.3] Gain [dB] 31 Rendement [%] 46 Réjection des harmoniques [dBc] à f0 à 3f0 < -30 < -30 < -45 < -40 [45.8 - 46.3] 23.6 47 [45.4 - 47.4] Tableau IV. 7 : Performances simulées du PA multi-bandes L‟amplificateur de puissance et les transformateurs de sortie ont été implémentés sur silicium (technologie BiCMOS7RF développée par STMicroelectronics). La figure IV.20 montre une photo de la puce ainsi que des transformateurs de sortie intégrés. Afin de 154 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS pouvoir être mesurés séparément du reste du circuit, ces derniers ont été réalisés indépendamment mais sont destinés à être, par la suite, intégrés sur la même puce. Etage de puissance Pré Transformateur amplificateur inter étage 0.8 mm 1.3 mm 1.4 mm HB Etage de puissance LB (a) 1.1 mm (b) 1.0 mm (c) 0.7 mm Figure IV. 20 : Photo du (a) PA multi-bandes, des baluns de sortie (b) bandes basses et (c) bandes hautes La carte de test a été réalisée (figure IV.21) et les premiers tests sur circuit imprimé doivent débuter dans les prochains mois. Sortie HB (50Ω) ~2mm Transformateur HB ~5mm PA Entrées différentielles Multi-bandes Transformateur LB Sortie LB (50Ω) Figure IV. 21 : Carte de test pour le PA multi-bandes GSM 155 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS La surface de l‟amplificateur de puissance GSM multi-bandes réalisé est de l‟ordre de 10mm2. Les modules PA GSM quad-band que l‟on retrouve sur le marché sont quand à eux intégrés dans un boîtier 6x6 (36mm2). En comparaison, la solution proposée permet donc une réduction de surface d‟un facteur 3. De plus, afin de pouvoir dé corréler les performances de l‟amplificateur de celles des baluns de puissance bandes basses et bandes hautes, ceux-ci ont été réalisés sur 3 puces séparées. A terme, il est prévu d‟intégrer l‟ensemble sur une même puce. Dans ce cas de figure, la réduction de la surface est encore plus importante. On peut ainsi estimer la surface optimale à 4mm2 environ. Au prix d‟une légère dégradation des performances, le PA GSM multi-bandes conçu et totalement intégré sur silicium, permet une réduction de surface et donc de coût de l‟ordre de 900% (en considérant le PA est les baluns de puissance, intégrés sur une même puce). Conclusion et perspectives Ce chapitre aborde la conception d‟un PA multi bandes à fort rendement, entièrement intégré et réalisé sur une technologie BiCMOS 0.25µm (développée par STMicroelectronics), pour les bandes basses et hautes du standard GSM. Pour des raisons de performances et d'intégration, nous avons choisit de travailler en mode différentiel. Il permet de réduire le rapport de transformation du réseau de sortie d'un facteur 4 et donc dans le même temps, les pertes. Du fait des niveaux de puissance et des fréquences de fonctionnement (autour de 900MHz pour les bandes basses et 1800MHz pour les bandes hautes), les impédances optimales diffèrent suivant la bande de fonctionnement. Pour une optimisation en rendement, cela impose d'accorder la taille de l'étage de puissance et d'utiliser en sortie, un transformateur de puissance commutable. Conformément aux conclusions des chapitres II et III, les performances d'un étage de puissance à largeur de grille variable restent intéressantes pour ce type d'amplificateur. Néanmoins, les performances d'un transformateur de puissance intégré et accordable restent faibles (pertes simulées supérieures à 3dB) et ne permettent pas une mise en application. Dans l'état actuel des choses, cette solution n'étant pas intégrable avec ces niveaux de spécification, nous avons opté pour un PA multi bandes à 2 étages, comportant un étage de pré amplification commun aux deux bandes (conçu à l‟aide de transistors HBT de puissance) ainsi que deux étages de puissance dédiés (conçus à l‟aide de transistors LDMOS). Les réseaux de sortie associés aux étages de puissance sont réalisés par deux baluns intégrés chargés sur 50Ω. Ils assurent la transformation d‟impédance souhaitée ainsi que la recombinaison des signaux (passage du mode différentiel au mode commun). La difficulté majeure liée à cette solution se retrouve sur le réseau inter étage qui doit, en fonction de la bande de fréquence, accorder la sortie du pré amplificateur et l'entrée de l'étage de puissance actif sans dégrader les performances de l‟amplificateur. Une solution innovante de PA multi-bandes pour les standards E-GSM et DCS à base de transistors de puissance HBT (étage de pré amplification) et LDMOS (étages de puissance) a été présentée et implémentée. Il s‟agit d‟un des tout premier PA GSM multibandes totalement intégré sur silicium et les performances obtenues, comme indiquées dans 156 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS le tableau IV.8, sont très prometteuses. Une comparaison avec l‟état de l‟art est également proposée. Compte tenu de la nouveauté de la solution proposée, nous n‟avons pas trouvé de structure équivalente dans la littérature, et les références que nous indiquons concernent des PA LDMOS pour le standard GSM comportant deux chaines d‟amplification distinctes et deux réseaux de sortie externes. GSM 850/900 [824 - 915]MHz Pout [dBm] Gain [dB] Rendement [%] Alim [V] Nombre d'étage Réseau de sortie Technologie Surface (mm2) 34.6 31 46 3,6 2 Silicium LDMOS (Si) 1.1 * 1.4 (PA) + 1.0 * 1.3 (balun LB) 36 / 50 .. 54 3,5 3 / LDMOS (Si) 2.1 * 2.45 (taille de la puce sans réseau de sortie) 34 / 50 3,5 3 / LDMOS (Si) Module 8 * 8 35,5 .. 36,7 / > 60 3,5 3 Laminé 4 niveaux LDMOS (SOI) 1.9 * 2.05 (taille de la puce sans réseau de sortie) Thèse [1] - 2005 [2] - 2007 [3] - 2008 DCS/PCS [1710 - 1910]MHz Pout [dBm] Gain [dB] Rendement [%] Alim [V] Nombre d'étage Réseau de sortie Technologie Surface (µm2) 32.4 23.6 47 3,6 2 Silicium LDMOS (Si) 1.1 * 1.4 (PA) + 0.7 * 0.8 (balun HB) 31,5 / 39 - 44 3,5 3 / LDMOS (Si) 2.1 * 2.45 (taille de la puce sans réseau de sortie) 32 / 47 3,5 3 / LDMOS (Si) Module 8 * 8 33,6 - 33,8 / 44 - 49 3,5 3 Laminé 4 niveaux LDMOS (SOI) 1.9 * 2.05 (taille de la puce sans réseau de sortie) Thèse [1] - 2005 [2] - 2007 [3] - 2008 Tableau IV. 8 : Comparaison des performances de l'amplificateur multi-bande avec l'état de l'art La taille totale de la puce, comprenant le PA multi bande ainsi que les deux baluns de sortie est de 3.85mm2 (PA : 1.1 * 1.4 mm2 ; transformateur bandes basses 1.1 * 1.3 mm2 ; transformateur bandes hautes : 1.1 * 0.8 mm2). En comparaison avec les modules PA GSM « quad-band » du marché, intégrés dans un boîtier 6x6 (36mm2), l‟amplificateur de puissance multi-bandes exposé est neuf fois moins encombrant. Même si les performances en terme de rendement sont légèrement inférieures à celles référencées dans l‟état de l‟art, la solution étudiée et réalisée apparaît réellement compétitive en terme de surface. L‟intégration du réseau de sortie permet ainsi de proposer un PA très compact au prix d‟une légère dégradation des performances. Dans les références citées, le réseau de sortie est externe (sur substrat type laminé) et autorise donc des pertes faibles (~0.8dB en bandes basses et ~0.5dB en bandes hautes). 157 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Perspectives Les premières mesures réalisées des transformateurs de puissance (bandes basses, bandes hautes et inter-étage) ont permis de mettre en évidence certaines imperfections en termes d‟impédance d‟entrée et de pertes. Notamment en ce qui concerne les bandes basses, l‟impédance ramenée en entrée du transformateur (9+j*0) diffère de l‟optimale (8+j*4). Conformément aux résultats donnés dans ce chapitre, l‟erreur commise sur l‟impédance d‟entrée engendre une dégradation du rendement du PA de l‟ordre de 7%. En réadaptant les niveaux d‟impédance ramenés en entrée du transformateur, on peut ainsi prévoir, en bandes basses, un rendement global du PA de l‟ordre de 53% et ainsi se conformer à l‟état de l‟art. En ce qui concerne le transformateur inter-étage, aux vues des difficultés de conception et de son caractère innovant, les résultats obtenus sont très encourageants. Néanmoins certaines améliorations peuvent être apportées. Notamment pour les bandes hautes, une optimisation de l‟impédance de charge du pré amplificateur est nécessaire afin d‟améliorer le gain de ce dernier. De plus, en termes de pertes, le modèle simulé du transformateur semble être optimiste. On note effectivement une différence entre mesure et simulation de l‟ordre de 0.5dB pour les bandes basses et 1dB pour les bandes hautes. Celle-ci peut être en partie expliquée par la prise en compte imprécise des effets de mutuelles. Un maillage plus dense dans la largeur et l‟épaisseur des enroulements des primaires et du secondaire permettrait vraisemblablement de retrouver en simulation les niveaux de pertes mesurés. Conformément à la description de l‟architecture d‟amplificateurs de puissance GSM multi-bandes proposée, il est prévu de concevoir une seconde version du circuit dans laquelle, outre les améliorations à apporter, les transformateurs de puissance de sortie et le PA sont intégrés sur une même puce. 158 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 159 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS Références chapitre IV [1] “A Single-Chip Si-LDMOS Power Amplifier for GSM”, T. Shimizu, Y. Matsunaga, S. Sakurai, I. Yoshida, M. Hotta, IEEE ISSCC, 2005. [2] “Quad-band GSM Slicon PA Module on LTCC embedding a Coupler-based RF Power Controller”, A. Pallotta, F. Pidalà, L. Labate, and A. Moscatelli, IEEE MTT Symposium , 2007. [3] “Integration of a Cellular Handset Power Amplifier and a DC/DC Converter in a SiliconOn-Insulator (SOI) Tehnology”, Ali Tombak, Robert J. Baeten, Jon D. Jorgenson, David C. Dening , IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, 2008. 160 Chapitre IV Réalisation d'un amplificateur de puissance multi bandes pour les standards E-GSM et DCS 161 Conclusion Dans le contexte actuel du marché des téléphones cellulaires, pour des raisons de coût, l‟intérêt porté sur l‟intégration complète sur silicium d‟amplificateur de puissance à fort rendement et multi-bandes est croissant. Celui-ci est notamment lié aux progrès réalisés sur les dispositifs de puissance silicium qui, comme en témoigne le résumé de l‟état de l‟art, donné dans le premier chapitre de ce mémoire, se rapprochent des performances sur AsGa. Néanmoins les fortes contraintes en puissance accentuées par les faibles tensions d‟alimentation et les faibles coefficients de qualité des inductances intégrés sur silicium, ralentissent leur intégration. Les pertes qu‟ils engendrent dégradent, de manière certaine, les performances du PA et notamment la puissance et le rendement. Pour ces différentes raisons, les réseaux de sortie des amplificateurs de puissance sont généralement réalisés en externes. Sur ce sujet trois axes d‟étude se dégagent. L‟intégration complète sur silicium de PA avec leur réseau de sortie, l‟optimisation du rendement ainsi que les possibilités de fonctionnement multi-bandes. Ce travail de thèse s‟inscrit dans le cadre de cette recherche et porte sur l‟étude des de PA monolithiques (avec réseaux de sortie intégrés) à fort rendement multi-bandes pour les standards E-GSM et DCS sur une technologie BiCMOS 0.25µm disposant de transistors de puissance HBT et LDMOS. Si les PA actuels sont optimisés en rendement à forte puissance, il est demandé aujourd‟hui pour des questions d‟autonomie de la batterie d‟améliorer ce dernier à faible puissance. Ajouté aux besoins de fonctionnement multi-bandes, l‟étude de dispositifs de puissance à largeur de grille variable a été proposée. Cette solution repose sur la commutation de transistors de puissance montés en parallèles et se base sur les possibilités d‟accorder la taille du transistor à la puissance de sortie. Une structure de puissance accordable à base de LDMOS a été conçue et comparée à des structures non commutées de même largeur. Les mesures réalisées à 1800MHz ont permis de montrer des performances similaires en termes de puissance et de rendement. On obtient ainsi avec la cellule commutable des rendements de 75% pour des puissances de sortie de 27dBm et de 24dBm respectivement. De plus, dans le cadre d‟une amélioration du rendement à faible puissance, les mesures ont montrées que ce type de structure permettait, sans modification des impédances de charge, d‟améliorer le rendement à faible puissance de 90%. Néanmoins un soin particulier est à apporter au dimensionnement de ce type de structure. Outre la dégradation du gain de l‟étage de puissance, par augmentation de la résistance de grille, des problèmes de déclenchement des diodes de jonction et des MOS ainsi que des problèmes d‟isolation peuvent à forte puissance perturber le fonctionnement de ce type de structure. Pour un fonctionnement multi-bandes sans dégradation du rendement, les résultats théoriques obtenus à partir d‟un modèle équivalent simple de la structure commutable ont permis de mettre en évidence une réduction de l‟impédance de charge optimale, liée à l‟impact de la capacité de sortie des transistors de puissance maintenus bloqués. En s‟appuyant sur cette étude, un étage de puissance commutable différentiel pour les bandes basses et hautes du standard GSM à été réalisé et implémenté. Les mesures sur circuit imprimé à 900MHz et 1800MHz, ont montré des performances encourageantes pour 162 un fonctionnement multi-bandes et une amélioration du rendement à faible puissance. Néanmoins, pour une application multi-bandes, il est nécessaire d‟accorder l‟impédance de charge à la fréquence. Il faut donc dans le même temps, disposer d‟un réseau d‟adaptation multi-bandes. Dans le cadre d‟une intégration totale des PA, sans dégradation du rendement, les performances du réseau de sortie, en termes d‟encombrement et de pertes, sont critiques. Ceci est d‟autant plus problématique que les niveaux de puissance demandés ajoutés aux faibles tensions d‟alimentation imposent de forts rapports de transformation. Afin de réduire d‟un facteur quatre ce dernier, le choix d‟une structure différentielle a été fait. Cependant cette solution nécessite l‟emploi en entrée et en sortie de balun de puissance. Dans une phase de conception et d‟optimisation, les phénomènes physiques qui régissent le fonctionnement de ce type de structure demande généralement l‟emploi de simulateurs électromagnétiques très gourmand en ressources et en temps de simulation. Pour ces raisons, une méthode de pré-dimensionnement simple d‟emploi et rapide a été mise au point. Celle-ci tient compte de la technologie et de la structure du transformateur afin de pouvoir prendre en compte les limitations qu‟elles imposent dans le cadre d‟une intégration. En suivant cette méthode de pré dimensionnement, deux transformateurs de puissance à enroulements empilés ont été conçus et optimisés pour les bandes basses et hautes du standard GSM. Les performances mesurées en termes de pertes et de surface font état de l‟art. Ainsi pour des rapports de transformation de 9, les pertes mesurées sont de l‟ordre de -0.85dB à 900MHz et de -0.7dB à 1800MHz. Ces résultats permettent donc d‟être confiants quand à l‟intégration complète de transformateurs de puissance à fort rendement. En fonction des différentes études réalisées sur la commutation de transistors de puissance ainsi que sur la conception et l‟intégration de transformateurs de puissance faibles pertes, un amplificateur de puissance multi-bandes à fort rendement et totalement intégré pour les bandes basses et hautes du standard GSM a été réalisé. L‟étude engagée sur l‟intégration de transformateur de puissance multi-bandes par commutation des capacités d‟accord, a montrée des performances non adaptées à un fonctionnement fort rendement. Le PA multi-bandes ne peut donc pas être réalisé sur une seule chaîne d‟amplification. L‟architecture retenue se compose donc d'un étage de préamplification large bande ainsi que de deux étages de puissance distincts avec leur transformateur de puissance dédié. Outre l‟intégration de transformateurs faibles pertes, la difficulté majeure liée à cette solution se situe au niveau du réseau inter étage qui doit comporter une entrée différentielle (côté pré-amplificateur) et deux sorties différentielles reliées aux deux étages de puissance. Du fait de la topologie différentielle adoptée, la solution innovante retenue est un double transformateur composé de deux primaires (reliés chacun à un étage de puissance) et d'un secondaire (relié au pré-amplificateur). Hormis sa fonction de transformateur d'impédance, dépendant de la fréquence, il comporte également une fonction de commutateur/aiguilleur permettant de sélectionner la bande. Ainsi, suivant la fréquence, il présente en sortie du pré-amplificateur, ainsi qu'en entrée des étages de puissance, les impédances optimales souhaitées tout en préservant un niveau de pertes minimum. Le problème majeur de cette structure reste cependant les pertes induites par le couplage parasite entre les deux primaires. Afin de limiter celles-ci, on ajoute un commutateur série en entrée des étages de puissance. On charge ainsi le transformateur 163 parasite sur une haute impédance réduisant de ce fait le courant induit dans l'enroulement du primaire de l'étage de puissance inactif et donc ses pertes. Cette solution innovante de « PA dual band » pour les standards E-GSM et DCS à base de transistors de puissance HBT (étage de pré amplification) et LDMOS (étages de puissance) a été conçue et implémentée sur silicium. Les performances simulées obtenues sont exposées dans le tableau ci-dessous. Elles sont comparées à des amplificateurs LDMOS mono bande GSM et DCS avec réseau de sortie externe et donc faibles pertes. GSM 850/900 [824 - 915]MHz Pout [dBm] Gain [dB] Rendement [%] Alim [V] Nombre d'étage Réseau de sortie Technologie Surface (mm2) 34.6 31 46 3,6 2 Silicium LDMOS (Si) 1.1 * 1.4 (PA) + 1.0 * 1.3 (balun LB) 36 / 50 .. 54 3,5 3 / LDMOS (Si) 2.1 * 2.45 (taille de la puce sans réseau de sortie) 34 / 50 3,5 3 / LDMOS (Si) Module 8 * 8 35,5 .. 36,7 / > 60 3,5 3 Laminé 4 niveaux LDMOS (SOI) 1.9 * 2.05 (taille de la puce sans réseau de sortie) Thèse [1] - 2005 [2] - 2007 [3] - 2008 DCS/PCS [1710 - 1910]MHz Pout [dBm] Gain [dB] Rendement [%] Alim [V] Nombre d'étage Réseau de sortie Technologie Surface (µm2) 32.4 23.6 47 3,6 2 Silicium LDMOS (Si) 1.1 * 1.4 (PA) + 0.7 * 0.8 (balun HB) 31,5 / 39 - 44 3,5 3 / LDMOS (Si) 2.1 * 2.45 (taille de la puce sans réseau de sortie) 32 / 47 3,5 3 / LDMOS (Si) Module 8 * 8 33,6 - 33,8 / 44 - 49 3,5 3 Laminé 4 niveaux LDMOS (SOI) 1.9 * 2.05 (taille de la puce sans réseau de sortie) Thèse [1] - 2005 [2] - 2007 [3] - 2008 Les résultats simulés de l‟amplificateur de puissance multi bandes proposé montrent en bande basse, sous une tension d‟alimentation de 3.6V, une puissance de sortie de 34.6dBm avec un rendement de 46% et un gain en puissance de 31dB. En bandes hautes, le PA multi bande fournit sous 3.6V une puissance de 32.4dBm avec un rendement de 47% et un gain de 23.6dB. La solution étudiée et réalisée apparaît réellement compétitive en termes de surface. La taille totale de la puce, comprenant le PA multi-bandes ainsi que les deux baluns de sortie est de 3.5 * 1.1 mm2 (surface du PA : 1.1 * 1.4 mm2, surface du balun bandes basses 1.0 * 1.4 mm2 et surface du balun bandes hautes : 0.7 * 0.8 mm2). L‟intégration du réseau de sortie permet ainsi de proposer un PA très compact au prix d‟une légère dégradation des performances liée aux pertes des transformateurs de puissance. Dans les références citées, les réseaux de sortie sont réalisés sur un substrat du type laminé et présentent donc de faibles pertes (~0.6dB en bandes basses et ~0.4dB en bandes hautes). 164 Perspectives Les premiers résultats obtenus en technologie BiCMOS 0.25µm de STMicroelectronics, avec le PA multi-bandes à fort rendement présenté, sont très encourageants, ce qui laisse à penser qu‟en disposant d‟une technologie dédiée à la puissance, les performances peuvent être améliorées. Conjointement, en adaptant la partie « back-end » aux contraintes perçues, notamment en ajoutant un second niveau de métal en cuivre épais, les pertes des transformateurs de puissance intégrés peuvent être réduites. Outre l‟amélioration des performances du transformateur intrinsèque, ceci permettrait également de favoriser la conception de transformateurs de puissance multi-bandes. Même si les performances obtenues montrent des niveaux de pertes voisins de -3dB, ceux-ci peuvent être réduit en changeant la configuration du transformateur. Ainsi, en tenant compte des niveaux de courant et de tension imposés par les contraintes de puissance en entrée et en sortie des transformateurs, une solution serait de concevoir un réseau de sortie à double transformation d‟impédance comportant un transformateur de puissance et un réseau du type LC ou π. En commutant une capacité entre ces deux réseaux, il serait ainsi possible de faire un compromis entre forte tension et fort courant. De plus, en commutant la capacité sur une impédance plus élevée, la variation de capacité entre les deux bandes est réduite. Il en découle une amélioration du coefficient de qualité de la capacité et donc une réduction de ses pertes. Les premiers tests réalisés mais non optimisés présentent des pertes comprises entre -1dB et -2dB. En second lieu, afin de pouvoir rendre l‟amplificateur de puissance multi-bandes, multi-mode, il serait particulièrement intéressant de pouvoir mener des études de linéarité sur l‟étage de puissance à largeur de grille variable. Ainsi il serait possible de juger des performances et des contraintes générées par ce type de structure sur la linéarité des dispositifs. Dans cette recherche d‟une intégration plus poussée, il serait également intéressant d‟intégrer d‟autres fonctions du « RF Front-End », telle que le filtre de sortie, le coupleur, le détecteur de puissance … 165 Annexes Annexes 166 Annexes 167 Annexes Annexe 1 Calcul des composantes fréquentielles du courant de drain (modèle de transistor linéaire) L‟expression du courant de drain (modèle linéaire) en fonction de l„angle de conduction ( δ ) est rappelée ci-dessous : I Id θ d,max 0 δ cos(θ) cos 2 δ 1 cos 2 pour - δ δ θ 2 2 [2π] sinon La fonction Id (θ) est une fonction périodique que l‟on peut décomposer en série de Fourier : Id (θ) a 0 + a n cos(n ωt) + b n sin(n ωt) n 1 Id,0 + Id,n cos(n ωt + φ n ) n 1 avec Id,n b an2 + bn2 et φ n Arctan n an Id (θ) étant une fonction paire, les termes b n sont nuls. Seules la composante DC et les composantes impaires sont différentes de zéro. Soit β(δ) Id,max δ 1 cos 2 , Calcul de Id,0 : δ Id,0 1 2 δ β(δ) (cos(θ) cos ) dθ 2π δ 2 2 β(δ) δ δ . 2 sin δ cos 2π 2 2 168 Annexes Id,0 δ δ 2 sin δ cos Id,max 2 2 . 2π δ 1 - cos 2 Calcul de Id,1 : Id,1 δ 2 1 δ β(δ) (cos(θ) cos ) cos(θ) dθ π δ 2 2 β(δ) (δ sin(δ)) 2π Id,1 Id,max 2π δ sin(δ) δ 1- cos 2 Calcul de Id,n : Id,n δ 2 1 δ β(δ) cos(θ) cos cos(n θ) dθ π δ 2 2 2 β(δ) δ δ δ δ cos sin n n sin cos n 2 π n (n 1) 2 2 2 2 Id,n 2 Id,max π δ δ δ δ cos sin n n sin cos n 2 2 2 2 δ n (n 2 1) 1 cos 2 169 Annexes Annexe 2 Impédance d'entrée d'un montage source commune avec inductance de dégénérescence Le schéma petit signal d'un montage source commune avec inductance de dégénérescence est le suivant : G Cgd Rg D Cgs gm rds Cds LS On pose g ds = 1 et s jω rds L'expression de l'impédance d'entrée Z e du montage s'exprime à l'aide des paramètres de la matrice impédance Z de la manière suivante : Z e Z 11 - Z 12 Z 21 Z 22 + Z L Où Z L représente l'impédance de charge. L'inductance de dégénérescence L S crée une contre réaction série. Les paramètres de la matrice Z s'obtiennent alors à partir des paramètres de la matrice impédance sans inductance de dégénérescence Z tr et de la matrice impédance de l'inductance Z ind par : Z Z tr + Z ind Avec : Zind = s LS s L S s LS s LS et 170 Z tr_11 Z tr = Z tr_21 Z tr_12 Z tr_22 Annexes Où : 1 Z tr_11 = R g + s Z tr_12 = (C gs + C gd ) + C gd g ds + s (C ds + C gd ) 1 C gd (gm - s C gd ) g ds + s (C ds + C gd ) (C gs + C gd ) + gm - s C gd 1 Z tr_21 = - s g ds + s (C ds + C gd ) Z tr_22 = C gs + C gd g ds + s (C ds + C gd ) 1 C gd (gm - s C gd ) g ds + s (C ds + C gd ) (C gs + C gd ) + (C gs + C gd ) + 171 1 C gd (gm - s C gd ) g ds + s (C ds + C gd ) 1 C gd (gm - s C gd ) g ds + s (C ds + C gd ) Annexes Annexe 3 Extraction des paramètres petit signal d’un montage MOS source commune On modélise le montage MOS source commune par le réseau deux ports suivant : I2 I1 V1 Réseau 2 ports V2 Les paramètres Y sont définit comme suit : I1 V1 Y I2 V1 V2 0 V2 0 V1 0 I2 V2 V 0 1 I1 V2 Le modèle petit signal d‟un transistor MOS avec source et substrat reliés est le suivant : G Cgd Rg C gs D C gd gm S&B Soit s = jω On pose : C gg C gs + C gb + C gd 172 gds Csd Cbd Annexes s C gg Y11 1+ s C gg R g - s C gd Y21 1+ s C gg R g Y22 gm - s C gd 1+ s C gg R g s C gd R g g ds + s (C sd + C bd + C gd ) + (gm - s C gd ) 1+ s C gg R g Y12 Les valeurs des éléments petit signal du transistor s‟obtiennent à partir des paramètres Y : 1 R g Re Y11 gm Re[ Y21 ] g ds Re[ Y22 ] 2 C gs + C gb 1 Y11 + Y12 ω Im[ Y11 + Y12 ] 2 C gd 1 Y12 - ω Im[ Y12 ] C ds + C bd - Im[ Y22 + Y12 ] - gm R g C gd ω 173 Annexes Annexe 4 Distance géométrique moyenne (GMD) entre conducteurs à section rectangulaire “Modélisation et caractérisation de composants passifs intégrés sur silicium pour applications radiofréquences ”, J.Lescot, thèse INPG, 2000. Cette partie est consacrée au calcul de la moyenne des logarithmes des distances entre deux conducteurs A et B : lngmdA/B ln y y z z dydy dzdz ' 2 ' 2 ' ' A B Sachant que : ln y y ' z z 2 ' 2 25 1 4F y y ' , z z ' 12 2 yzy ' z ' où la fonction F vaut : Fy,z y 4 z 6y 2 z 2 z 4 yz 2 y y arctan z 2arctan ln y 2 z 2 24 3 z y On obtient alors dans le cas d'un conducteur seul de section rectangulaire (A=a*b) : 2 gmd 25 1 a A ln ln 2 12 6 b 2 a b 2 b 2 b 2 1 ln 1 a a a b 2a b b a arctan arctan 3b a a b Conducteur à section rectangulaire A=ab Dès lors, on peut calculer la moyenne géométrique des distances entre conducteurs dans les configurations complexes étudiées ci-après ; en effet, on peut toujours se ramener 174 Annexes à un calcul de moyenne géométrique pour un seul conducteur en utilisant une propriété évidente des moyennes géométriques, à savoir : A B C ... lngmdA B C .../S Aln gmdA/S BlngmdB/S ClngmdC/S ... où gmdA/S gmdS/A représente la moyenne géométrique des distances entre le conducteur de section A et celui de section S. 1er Cas : conducteurs juxtaposés On pose S A B . S lnR S A lnR1/S B lnR 2/S S lnR1/S A lnR1 B lnR 2/1 S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 2AB lnR1/2 S lnR 2/S A lnR1/2 B lnR 2 lnR1/2 A B2 lnR A B A 2 lnR A B 2 lnRB 2AB (A4-1) 2ème Cas : conducteurs identiques éloignés S lnR S 2A lnR1/S B lnR 2/S S lnR1/S S lnR 3/S A lnR1 B lnR 2/1 A lnR 3/1 S lnR 2/S 2A lnR1/2 B lnR 2 S 2 lnR S 2A A lnR1 B lnR 2/1 A lnR 3/1 B 2A lnR1/2 B lnR 2 S 2 lnR S 2A 2 lnR1 B 2 lnR 2 2A 2 lnR 3/1 4AB lnR 2/1 En utilisant la relation (A4-1) : 175 Annexes 2 2 A B2 lnR A B A lnR1 B lnR 2 S 2 lnR S 2A 2 lnR1 B 2 lnR 2 2A 2 lnR 3/1 4AB 2AB S2 lnRS 2A 2 lnR3/1 2A B2 lnR A B B2 lnR2 lnR 3/1 2A B2 lnR 2A B B2 lnRB 2A B2 lnR A B 2A 2 (A4-2) 3ème Cas : conducteurs de même épaisseur sur des niveaux voisins S lnR S 2A lnR1/S 2B lnR 2/S S lnR1/S S lnR 3/S A lnR1 A lnR1/3 B lnR 2/1 B lnR 4/1 S lnR 2/S S lnR 4/S A lnR1/2 A lnR3/2 B lnR 2 B lnR 4/2 D‟où : S 2 lnR S 2A A lnR1 A lnR1/3 B lnR 2/1 B lnR 3/2 2B A lnR1/2 A lnR 3/2 B lnR 2 B lnR 4/2 2A 2 lnR1 2B 2 lnR 2 4AB lnR 3/2 4AB lnR1/2 2A 2 lnR1/3 2B 2 lnR 4/2 En utilisant la relation (A4-1) : 176 Annexes S 2 lnR S 2A 2 lnR1 2B 2 lnR 2 4 AB lnR 3 / 2 2 2 A B 2 lnR A B A lnR1 B lnR 2 4 AB 2AB 2A 2 lnR 2A 2 lnR 2B 2 lnR 2B 2 lnR 2A 1 2B 2 2B 2 2A 2 2 2 2A 2B Soit encore : S 2 lnR S 4AB lnR 3/2 2A B 2 lnR A B 2A 2 lnR 2A 2A 2 lnR1 2B 2 lnR 2B 2B 2 lnR 2 lnR 3/2 2A 2B2 lnR 2A 2B 2A B2 lnR A B 2A 2 lnR 2A 2B2 lnR 2B 2A 2 lnR A 2B 2 lnR B 4AB 4ème Cas : conducteurs quelconques sur des niveaux voisins S lnR S A lnR1 / S B lnR 2 / S C lnR 3 / S D lnR 4 / S et S lnR1 / S A lnR1 B lnR 2 / 1 C lnR 3 / 1 D lnR 4 / 1 S lnR 2 / S A lnR1 / 2 B lnR 2 C lnR 3 / 2 D lnR 4 / 2 S lnR 3 / S A lnR1 / 3 B lnR 2 / 3 C lnR 3 D lnR 4 / 3 S lnR 4 / S A lnR 4 / 1 B lnR 4 / 2 C lnR 4 / 3 D lnR 4 D'où S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 2AB lnR1 / 2 2AC lnR1 / 3 2AD lnR1 / 4 2BC lnR 2 / 3 2BD lnR 2 / 4 2CD lnR 3 / 4 177 (A4-3) Annexes En utilisant la relation (A4-1) : S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 2 2 A B 2 lnR A B A lnR1 B lnR 2 2AB 2AB 2 2 A C 2 lnR A C A lnR1 C lnR 3 2AC 2AC 2 2 D B 2 lnR D B D lnR 4 B lnR 2 2BD 2BD 2 2 C D 2 lnR C D C lnR 3 D lnR 4 2CD 2CD 2AD lnR1/4 2BC lnR 2/3 Soit finalement : 2AD lnR1/4 2BC lnR 2/3 A B C D2 lnR A B C D A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 A B2 lnR A B A C2 lnR A C D B2 lnRD B C D2 lnR C D 5ème Cas : conducteurs de même épaisseur sur des niveaux disjoints En procédant comme précédemment, on obtient facilement : 178 (A4-4) Annexes S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 A 2 lnR 5 B 2 lnR 6 2AB lnR1 / 2 2AC lnR1 / 3 2AD lnR1 / 4 2A 2 lnR1 / 5 2AB lnR1 / 6 2BC lnR 2 / 3 2BD lnR 2 / 4 2AB lnR 2 / 5 2B 2 lnR 2 / 6 2CD lnR 4 / 3 2CA lnR 3 / 5 2BC lnR 3 / 6 2DA lnR 4 / 5 2DB lnR 4 / 6 2AB lnR 5 / 6 soit encore : S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 A 2 lnR 5 B 2 lnR 6 4AB lnR1/2 4BD lnR 2/4 4AC lnR1/3 4BC lnR 2/3 4AD lnR1/4 4AB lnR1/6 2B 2 lnR 2/6 2A 2 lnR1/5 2CD lnR 4/3 que l'on peut encore écrire : S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 A 2 lnR 5 B 2 lnR 6 4 AB lnR1 / 2 4BD lnR 2 / 4 4 AC lnR1 / 3 2CD lnR 4 / 3 4BC lnR 2 / 3 4 AD lnR1 / 4 2B 2 lnR 2 / 6 2A 2 lnR1 / 5 4 AB lnR1 / 6 En utilisant la relation (A4-1) pour les termes de la deuxième ligne de l'équation précédente, la relation (A4-4) pour les termes de la troisième ligne, et la relation (A4-2) pour les termes de la quatrième ligne, on obtient : 179 Annexes S 2 lnR S A 2 lnR1 B 2 lnR 2 C 2 lnR 3 D 2 lnR 4 A 2 lnR 5 B 2 lnR 6 2 2 A B 2 lnR A B A lnR1 B lnR 2 4 AB 2AB 2 2 B D 2 lnR B D B lnR 2 D lnR 4 4BD 2BD 2 2 A C2 lnR A C A lnR1 C lnR 3 4 AC 2AC 2 2 C D 2 lnR C D C lnR 3 D lnR 4 2CD 2CD 2 2 2 2 A B C D2 lnR A B C D A lnR1 B lnR 2 C lnR 3 D lnR 4 2 2 2 2 A B 2 lnR A C ln R D B ln R C D ln R A B A C D B C D 2 2 2B D 2 lnR 2B D D lnR 4 2B D lnR B D 2B 2 2B 2 2 2 2A C 2 lnR 2 A C C lnR 3 2A C lnR A C 2A 2 2A 2 4 AB lnR1 / 6 180 Annexes 181 Annexes Annexe 5 Niveaux de métallisation de la technologie BiCMOS 0.25um La technologie BiCMOS 0.25μm de STMicroelectronics offre 5 niveaux de métallisation dont un niveau supérieur (Métal 5) en cuivre épais de 4μm présentant une densité de courant de 10mA.µm-2. La figure III.31 donne les caractéristiques de ces différents niveaux de métallisation (« back-end »). 2μm M5 0.9μm 4μm 0.4μm 0.6μm M4 0.9μm 0.6μm M3 0.1μm 0.9μm M2 0.6μm M1 0.6μm 0.9μm 1.05μm Substrat Métallisation et épaisseur d'oxyde en technologie BiCMOS 0.25μm (STMicroelectronics) Une alternative aux capacités MIM est la capacité d‟interconnexion (MOM : Métal Oxyde Métal) formée à l'aide des différents niveaux de métallisation disponibles dans la technologie. L'oxyde (SiO2), de permittivité relative ε r 4 , a un champ de claquage de 15.7 108 V.m-1. Les tensions de claquage latéral et vertical théoriques sont alors respectivement de 600V et 1500V. Si cette solution reste intéressante pour des applications fortes puissance, la densité correspondante reste faible (0.45fF.μm-2) en comparaison de la capacité MIM. 182 Annexes 183 Annexes Annexe 6 Comparaison mesure simulation du transformateur inter étage Le transformateur sans capacité commutée C S a été mesuré sur circuit imprimé, indépendamment du reste du circuit. Le modèle simplifié du transformateur est rappelé cidessous. Zpower_HB* Port 5 Port 1 C K_HB Ls, Rs Port 6 Lp_HB, Rp_HB K_para Vcc Zs Port 2 K_LB Lp_LB, Rp_LB Port 3 Port 4 (a) Zpower_LB* (b) Schéma simplifié (a) et caractéristiques (b) du transformateur inter étage intégré Les comparaisons mesure simulation du transformateur inter étage utilisé pour les bandes basses et hautes du standard GSM sont résumées dans les figures qui suivent. Elles présentent la comparaison mesure simulation des impédances différentielles de sortie ainsi que des pertes ( Pertes S 21_diff 2 1 S11_diff 2 ). En mesure, le transformateur étant chargé sur 100Ω différentiel, les niveaux de pertes présentés ne correspondent pas à ceux du transformateur dans son mode de fonctionnement. Cette comparaison permet uniquement de rendre compte de la modélisation des phénomènes de pertes (insertion et désadaptation). Les mesures ont été réalisées à l‟aide d‟un analyseur de réseau 4 ports. Afin de pouvoir tester le transformateur dans les différents modes de fonctionnement, 3 mesures ont été réalisées. La première comparaison mesure / simulation, permet de rendre compte des performances du transformateur (sans capacité commutée) pour un fonctionnement en 184 Annexes bandes basses. Les ports 1,2, 3 et 4 sont branchés à l‟analyseur de réseau. Les ports 5 et 6 sont laissés en l‟air. Mesure 3E3 1500 1E3 1000 imag(Zp_mes) Imag(Z imag(Zp) p_BB) real(Zp_mes)) Real(Z p_BB real(Zp) Simulation 1E2 1E1 500 0 -500 -1000 -1500 0 1 2 3 4 5 6 0 1 freq, GHz[GHz] Fréquence 2 3 4 5 6 5 6 Fréquence freq, GHz[GHz] 3E3 1000 imag(Zs_mes) Imag(Z imag(Zs) s_BB) real(Zs_mes) ) Real(Z s_BB real(Zs) 1E3 1E2 1E1 1 500 0 -500 -1000 -1500 0 1 2 3 4 5 6 0 1 2 3 4 freq, GHz[GHz] Fréquence Pertes [dB] Pertes [dB] Fréquence freq, GHz[GHz] Fréquence [GHz] 0.5 dB Fréquence [GHz] Impédances différentielles et pertes du transformateur inter étage pour les bandes basses du standard GSM On note sur cette figure une bonne corrélation entre mesure et simulation jusqu'à l'harmonique 3. On note néanmoins dans la bande de fonctionnement une erreur de 0.5dB sur les pertes. La seconde comparaison mesure / simulation, permet de rendre compte des performances du transformateur pour un fonctionnement en bandes hautes. Les ports 1,2, 5 et 6 sont branchés à l‟analyseur de réseau. Les ports 3 et 4 sont laissés en l‟air. 185 Annexes Mesure 1500 1E3 1000 imag(Zp_mes) 3E3 1E2 1E1 imag(Zp) Imag(Z p_BH) real(Zp_mes) Real(Z real(Zp) p_BH) Simulation 500 0 -500 -1000 -1500 0 1 2 3 4 5 6 0 1 3 4 5 6 5 6 Fréquence [GHz] freq, GHz 1500 1E3 1000 imag(Zs_mes) 3E3 1E2 1E1 imag(Zs) Imag(Z s_BH) real(Zs_mes) Real(Z real(Zs) s_BH) freq, GHz[GHz] Fréquence 2 500 0 -500 -1000 -1500 1 -2000 0 1 2 3 4 5 6 0 1 2 3 4 Fréquence [GHz] freq, GHz Pertes [dB] Pertes [dB] Fréquence freq, GHz [GHz] Fréquence [GHz] 1 dB Fréquence [GHz] Impédances différentielles et pertes du transformateur inter étage pour les bandes hautes du standard GSM On note sur cette figure une bonne corrélation entre mesure et simulation jusqu'à l'harmonique 3. On note néanmoins dans la bande de fonctionnement une erreur de 1dB sur les pertes. La dernière comparaison mesure / simulation, permet de rendre compte du couplage parasite entre les deux secondaires du transformateur (mode de fonctionnement « parasite »). Les ports 3, 4, 5 et 6 sont branchés à l‟analyseur de réseau. Les ports 1 et 2 sont laissés en l‟air. 186 Annexes Simulation Mesure 2000 imag(Zp_mes) 1E3 1E2 1E1 imag(Zp) ) Imag(Z p_BB real(Zp_mes) real(Zp) ) Real(Z p_BB 4E3 1 1000 0 -1000 -2000 0 1 2 3 4 5 6 0 1 2 Fréquence freq, GHz[GHz] 4E3 4 5 6 2000 1E3 imag(Zs_mes) imag(Zs) Imag(Z s_BH) real(Zs_mes) Real(Z real(Zs)s_BH) 3 Fréquence [GHz] freq, GHz 1E2 1E1 1000 0 -1000 1 -2000 0 1 2 3 4 5 6 0 1 2 3 4 5 6 Fréquence freq, GHz[GHz] Pertes [dB] freq, GHz Fréquence [GHz] Fréquence [GHz] Impédances différentielles et pertes du transformateur inter étage vu des deux primaires (mode « parasite ») De même que précédemment, on note sur cette figure une bonne corrélation entre mesure et simulation jusqu'à 6G. 187 Intégration monolithique d’amplificateurs de puissance multi-bandes à fort rendement pour applications cellulaire Résumé Cette thèse s‟inscrit dans le cadre d‟une réflexion sur l‟intégration complète sur silicium d‟amplificateurs de puissance, sur leur optimisation en rendement ainsi que sur les possibilités de fonctionnement multi-bandes. Elle porte sur l‟étude de PA monolithiques multi-bandes à fort rendement pour les standards E-GSM et DCS sur une technologie BiCMOS 0.25µm. Pour une optimisation du rendement à faible puissance et un fonctionnement multi-bandes, nous présentons tout d‟abord l‟étude de dispositifs de puissance LDMOS à largeur de grille variable. Cette étude s‟articule autour de deux réalisations : une structure de puissance accordable pour des puissances de 24dBm et 27dBm ainsi que d‟un étage de puissance accordable pour les bandes basses et hautes du standard GSM. Dans le cadre d‟une intégration totale des PA, sans dégradation du rendement, les performances du réseau de sortie, en termes d‟encombrement et de pertes, sont critiques. Ainsi, nous nous sommes penchés sur l‟étude de transformateurs de puissance intégrés faibles pertes. Nous exposons notamment une méthode de prédimensionnement simple et précise tenant compte de la technologie et de la structure du transformateur. En suivant celle-ci deux transformateurs de puissance faibles pertes pour les bandes basses et hautes du standard GSM sont présentés et une étude à été engagée sur l‟intégration de transformateurs de puissance multi-bandes. Enfin nous présentons une solution innovante de « PA dual band » pour les standards E-GSM et DCS à base de transistors de puissance HBT et LDMOS. Conçue et implémentée sur silicium, elle apparaît intéressante en termes de performances et réellement compétitive en termes de surface. Mots-Clés: radiofréquences - RF – amplificateur de puissance – rendement – multi-bandes – classe inverse F – méthodologie de conception – transformateurs intégrés – transistors LDMOS Monolithic integration of high efficiency multi-band power amplifier for handset applications Abstract This thesis deals with a reflection on power amplifier integration on silicon, on its efficiency optimisation and on its multibands operation. For these reasons, we study high efficiency, multibands monolithic PA for EGSM and DCS standards into 0.25µm BiCMOS technology. For a multiband operation and to optimized PA efficiency at low power levels, we proposed to use LDMOS power device with variable gate width. This is based on two realisations: first a variable gate width power device for 24dBm and 27dBm and secondly a power stage for low and high GSM bands. As part of a total PA integration without efficiency degradation, output matching network performances are crucial. Then, for these reasons, we look into low loss integrated power transformers. We exposed notably a simple and accurate method for transformers pre-sizing witch takes into account technology and transformer structure. In application we present two power transformers with low losses for GSM low and high bands. Moreover for multibands operation we set out the study of the integration of multibands power transformers. Finally, we presented an innovative solution of dual band PA for E-GSM and DCS standards realized with HBT and LDMOS devices. Realized and integrated in silicon, this solution has intrusting performances and is really competitive in terms of area. Mots-Clés: Radio frequencies - RF – power amplifier – efficiency - multibands – dual F – conception method – integrated transformers – LDMOS transistor
![Transformateurs [Mode de compatibilité]](http://s1.studylibfr.com/store/data/001876550_1-64c08ee4d75b6268ef2edecc13c8f4a1-300x300.png)
