Université de Sousse Ecole Nationale d’Ingénieurs de Sousse

Ref : p/39
AU : 2010-2011
Université de Sousse
Ecole Nationale d’Ingénieurs de Sousse
Mémoire de Projet de Fin d'Études
Présenté en vue de l’obtention du diplôme d’
Ingénieur en Génie Electronique Industrielle
Option : Contrôle Industriel
Implémentation numérique d’une MLI vectorielle pour la
commande d’un onduleur triphasé.
Réalisé par :
Elayeb Abdennaceur
Soutenu le 24 Juin 2011
Zorgui Wajdi
devant le jury
Président
: M. Adel KHEDER, ENISO
Membre de jury
: Mlle. Sihem ZOUAOUI, ENISO
Encadreur
: M. Mahmoud HAMMOUDA, ENISO
Encadreur
: M. Khaled BEN SMIDA, ENISO
© Abdennaceur&Wajdi @ ENISO ©2011
Résumé
Les systèmes d’entrainement triphasés à vitesse variable trouvent un champ
d’application très vaste dans le domaine industriel.
L’onduleur de tension triphasé est l’un des structures de conversions utilisées dans
ce contexte et notamment dans le domaine des faibles et moyennes puissances.
Outre la souplesse de développement, l’utilisation d’un système de commande
embarqué de l’onduleur, permet d’avoir une plateforme de commande plus robuste et
moins encombrante.
Dans ce contexte, on se propose d’implémenter sur un DSP une MLI vectorielle
permettant de contrôler la fréquence et la valeur efficace de l’onduleur triphasé pour
alimenter un récepteur triphasé.
Comme deuxième objectif, on se propose de faire la conception et la réalisation
d’une carte d’acquisition des courants de la charge et implémenter un programme sur
le DSP permettant de suivre en temps réel l’évolution de ces courants.
Mots-clés :
Onduleur triphasé
DSP (Digital Signal Processor) TMS320F2812
MLI vectorielle
Acquisition
i
Abstract
The three-phase drive systems with variable speed find a very wide scope of
application in the industrial field.
The three-phase voltage inverter is one of the structures of conversions used in this
context particularly in the field of low and medium powers.
In addition to the flexibility of developing, the use of an embedded control
system of the invertor provides a control platform more robust and less cumbersome.
In this context, we propose to implement on a DSP a PWM vector to control the
frequency and the effective value of the three-phase inverter to power a receiver
3 phases.
The second objective, we propose to design and implement an acquisition card of
currents on the load and implement a program on the DSP to monitor in real time the
evolution of these currents.
Keywords:
Three phase inverter
DSP (Digital Signal Processor) TMS320F2812
SVM: Space Vector Modulation
Acquisition.
ii
‫ﻣﻠﺨﺺ‬
‫‪3T‬‬
‫‪3T‬‬
‫ﺗﺠﺪ ﺍﻷﻧﻈﻤﺔ ﺛﻼﺛﻴﺔ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ﺫﺍﺕ ﺍﻟﺴﺮﻋﺔ ﺍﻟﻤﺘﻐﻴﺮﺓ ﻣﺠﺎﻻ ﻭﺍﺳﻌﺎ ﺟﺪﺍ ﻣﻦ ﺍﻟﺘﻄﺒﻴﻖ ﻓﻲ ﺍﻟﻤﺠﺎﻝ‬
‫ﺍﻟﺼﻨﺎﻋﻲ ‪.‬‬
‫ﺍﻟﻨﺎﻗﻞ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﺛﻼﺛﻲ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ﻫﻮ ﻭﺍﺣﺪ ﻣﻦ ﺑﻴﻦ ﻫﺬﻩ ﺍﻟﻬﻴﺎﻛﻞ ﺍﻟﻤﺴﺘﺨﺪﻣﺔ ﻓﻲ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺴﻴﺎﻕ ﻻ‬
‫ﺳﻴﻤﺎ ﻓﻲ ﻣﺠﺎﻝ ﺍﻟﻀﻐﻂ ﺍﻟﻤﻨﺨﻔﺾ ﻭﺍﻟﻤﺘﻮﺳﻂ‪.‬‬
‫ﺑﺎﻹﺿﺎﻓﺔ ﺇﻟﻰ ﺍﻟﻤﺮﻭﻧﺔ ﻓﻲ ﺍﻟﺘﻄﻮﻳﺮ‪ ،‬ﻳﻮﻓﺮ ﺇﺳﺘﺨﺪﺍﻡ ﻧﻈﻢ ﺍﻟﺘﺤﻜﻢ ﺍﻟﻤﺪﻣﺠﺔ ﻟﻠﻨﺎﻗﻞ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﻣﻨﺼﺔ‬
‫ﻣﺮﺍﻗﺒﺔ ﺃﻛﺜﺮ ﻓﻌﺎﻟﻴﺔ ﻭﺃﻗﻞ ﺟﻬﺪﺍ‪.‬‬
‫ﻓﻲ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺴﻴﺎﻕ‪ ،‬ﻓﺈﻧﻨﺎ ﻧﻌﺘﺰﻡ ﺗﻨﻔﻴﺬ ﺗﻘﻨﻴﺔ )‪ SVM(Space Modulation Vector‬ﻋﻠﻰ ﻣﻌﺎﻟﺞ‬
‫ﺭﻗﻤﻲ ﻟﻠﺘﺤﻜﻢ ﻓﻲ ﺍﻟﺘﺮﺩﺩ ﻭﻓﻲ ﺍﻟﻘﻴﻤﺔ ﺍﻟﻤﻀﺎﻓﺔ ﻟﻠﻨﺎﻗﻞ ﻣﻦ ﺃﺟﻞ ﺗﺸﻐﻴﻞ ﻣﺴﺘﻘﺒﻞ ﺛﻼﺛﻲ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ‪.‬‬
‫ﺍﻟﻬﺪﻑ ﺍﻟﺜﺎﻧﻲ‪ ،‬ﻫﻮ ﻋﺰﻣﻨﺎ ﻋﻠﻰ ﺗﺼﻤﻴﻢ ﻭﺗﻨﻔﻴﺬ ﻟﻮﺣﺔ ﺇﺳﺘﻘﻄﺎﺏ ﻟﻠﺘﻴﺎﺭ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﻭﺗﻨﻔﻴﺬ ﺑﺮﻧﺎﻣﺞ‬
‫ﻋﻠﻰ ﺍﻟﻤﻌﺎﻟﺞ ﺍﻟﺮﻗﻤﻲ ﻟﺮﺻﺪ ﻭﻣﺘﺎﺑﻌﺔ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺘﻴﺎﺭ ﺑﻄﺮﻳﻘﺔ ﺁﻧﻴﺔ ‪.‬‬
‫ﻣﻔﺎﺗﻴﺢ‪:‬‬
‫ﻧﺎﻗﻞ ﻛﻬﺮﺑﺎﺋﻲ‬
‫ﻣﻌﺎﻟﺞ ﺭﻗﻤﻲ‬
‫ﻣﺮﺍﻗﺒﺔ‬
‫ﺇﺳﺘﻘﻄﺎﺏ ﺍﻟﺘﻴﺎﺭ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ‬
‫‪3T‬‬
‫‪iii‬‬
‫‪3‬‬
‫‪T‬‬
Je commence par rendre grâce à dieu et à sa bonté, pour la patience et le courage qu’il
m’a donné pour arriver à ce stade
Je dédie ce modeste travail avec l’expression de mon profond amour, aux personnes
les plus chères du monde :
A ma grande mère Fatma, aucun hommage ne pourra être à la mesure de ce qu’elle
mérite. Je prie Dieu qu’il te fasse don de sa miséricorde et sa grâce.
A Mon cher père Mokthar et ma mère Aicha
En témoignage de mon affection pour la patience et les sacrifices qu’ils ont consentis
pour moi et dont je serai reconnaissante toute ma vie
A mes sœurs Marwa et Saliha
A mon très cher frère :
Oussama
A toute ma famille et à tous mes proches
A mes amis
Youssef, Anis et Ahmed
Je souhaite à chacun de vous tout de bonheur du monde, la joie, la santé et la réussite.
iv
Je commence par rendre grâce à dieu et à sa bonté, pour la patience et le courage qu’il
m’a donné pour arriver à ce stade
Je dédie ce modeste travail avec l’expression de mon profond amour, aux personnes
les plus chères du monde :
A ma tante Elhadhba, aucun hommage ne pourra être à la mesure de ce qu’elle mérite.
Je prie Dieu qu’il te fasse don de sa miséricorde et sa grâce.
A Mon cher père Mongi et ma mère Saliha
En témoignage de mon affection pour la patience et les sacrifices qu’ils ont consentis
pour moi et dont je serai reconnaissante toute ma vie
A mes freres Dhia Eddine, Bacem et Wassim
A toute ma famille et à tous mes proches
A mes amis
Sedki, Abdelwahab
Je souhait à chacune de vous tout de bonheur du monde, la joie, la santé et la réussite.
v
Remerciement
Avant d’entamer la présentation de notre travail, nous voulons exprimer avec
beaucoup de plaisir notre profonde gratitude, notre fidèle reconnaissance, notre
respects et notre remerciements les plus sincères à nos encadreurs M. Mahmoud
HAMOUDA et M. Khaled BEN SMIDA qui n’ont pas cessé de nous prodiguer leurs
conseils et leurs recommandations ainsi pour leurs générosité en matière
d’encadrement.
Nos remerciements se destinent aussi aux personnels de l’Ecole Nationale
d’Ingénieurs de Sousse pour leurs générosités, leurs gentillesses et leur présence
permanente pour nous servir.
De même, nous tenons à témoigner notre reconnaissance à tous nos enseignants qui
ont contribué à l’enrichissement de nos connaissances.
Enfin, Nos remerciements sont adressés à tous ceux qui ont collaboré du loin ou de
proche ce travail.
Merci à tous…
vi
Table des matières
RESUME ----------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------- I
ABSTRACT ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------- II
‫ﻣﻠﺨﺺ‬------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------ III
REMERCIEMENT ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------- VI
TABLE DES MATIERES--------------------------------------------------------------------------------------------------------- VII
LISTE DES FIGURES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- IX
LISTE DES FIGURES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- XI
INTRODUCTION GENERALE -------------------------------------------------------------------------------------------------- 1
CHAPITRE 1 : ETUDE DE LA M.L.I VECTORIELLE ------------------------------------------------------------------------ 4
1.
INTRODUCTION :--------------------------------------------------------------------------------------------------------- 4
2.
TRANSFORMATION DE CONCORDIA : ----------------------------------------------------------------------------------- 4
3.
MODELISATION DE L’ONDULEUR : -------------------------------------------------------------------------------------- 6
4.
PRINCIPE DE LA M.L.I VECTORIELLE :----------------------------------------------------------------------------------- 9
5.
4.1
Calcul des temps de commutation : ---------------------------------------------------------------------- 10
4.2
Calcul des temps commutation pour chaque bras de l’onduleur: --------------------------------- 14
4.3
Algorithme de programmation d’une MLI vectorielle : ---------------------------------------------- 15
CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 16
CHAPITRE 2 : LE DSP TMS320F2812 ------------------------------------------------------------------------------------- 18
1.
INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 18
2.
LE PROCESSUS DE DEVELOPPEMENT D’UN PROGRAMME SUR DSP : ---------------------------------------------- 18
3.
PRESENTATION DE LA CARTE « EZDSP
4.
ARCHITECTURE GENERALE DU DSP « TMS320F2812 » DE TEXAS INSTRUMENTS ------------------------------ 22
5.
P
TM
F2812 » DE SPECTRUM DIGITAL----------------------------------------- 20
P
4.1
Organisation de la mémoire du DSP : -------------------------------------------------------------------- 22
4.2
Le module « EVA » --------------------------------------------------------------------------------------------- 22
4.2.1
Etude du fonctionnement du Timer x (x = 1, 2) ----------------------------------------------------------- 23
4.2.2
Etude du fonctionnement des unités de comparaison (1, 2 et 3) ------------------------------------ 28
4.2.3
Etude du fonctionnement des unités de capture (1, 2 et 3) : ----------------------------------------- 29
CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 32
CHAPITRE 3 : ACQUISITION DES COURANTS -------------------------------------------------------------------------- 34
1.
INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 34
vii
2.
ETUDE DE LA CARTE D’ACQUISITION ET REALISATION : -------------------------------------------------------------- 34
3.
REALISATION ET MONTAGE : ------------------------------------------------------------------------------------------ 38
4.
CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 42
CHAPITRE 4 : IMPLEMENTATION SUR LE DSP ET RESULTATS EXPERIMENTAUX ----------------------------- 44
1.
INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 44
2.
IMPLEMENTATION DE LA COMMANDE MLI VECTORIELLE SUR LE DSP : -------------------------------------------- 44
2.1
Le principe de l’algorithme de commande : ------------------------------------------------------------ 44
2.2
Configuration des registres du DSP : --------------------------------------------------------------------- 46
3.
CONFIGURATION DES REGISTRES DE L’ADC : ------------------------------------------------------------------------- 53
4.
RESULTATS EXPERIMENTAUX : ----------------------------------------------------------------------------------------- 66
5.
CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 69
CONCLUSION ET PERSPECTIVES : ----------------------------------------------------------------------------------------- 70
BIBLIOGRAPHIE ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 72
ANNEXES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------ 74
viii
Liste des figures
FIGURE 1. 1: ASSOCIATION MACHINE ONDULEUR ................................................................................................. 6
FIGURE 1. 2: COMMUTATIONS POSSIBLES DE L'ONDULEUR ..................................................................................... 8
FIGURE 1. 3: VREF DANS SON DOMAINE DE TENSION .......................................................................................... 12
FIGURE 1. 4: TENSIONS DANS LE PLAN Α-Β DANS LE PREMIER SECTEUR ................................................................... 13
FIGURE 1. 5: APPLICATION DU TEMPS DE COMMUTATION .................................................................................... 15
FIGURE 1. 6: ORGANIGRAMME - SELECTION DU SECTEUR..................................................................................... 16
FIGURE 2. 1: LE PROCESSUS DE DEVELOPPEMENT D’UN PROGRAMME SUR DSP ...................................................... 19
FIGURE 2. 2: SCHEMA SYNOPTIQUE DE LA CARTE « EZDSP TMF2812 » ................................................................. 20
FIGURE 2. 3: LES CONNECTEURS SUR LE DSP..................................................................................................... 21
FIGURE 2. 4: LE MODULE EZDSP TMS320 F2812 ............................................................................................ 21
FIGURE 2. 5: ARCHITECTURE GENERALE DU DSP TMS320F2812 ........................................................................ 22
FIGURE 2. 6: SCHEMA SYNOPTIQUE DU MODULE EVA ........................................................................................ 23
FIGURE 2. 7: SCHEMA SYNOPTIQUE DU TRIMER 1 .............................................................................................. 24
FIGURE 2. 8: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU TIMER X(X=1,2) POUR LE MODE DE COMPTAGE « CONTINUOUS-UP » ... 25
FIGURE 2. 9: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU TIMER X(X=1,2) POUR LE MODE DE COMPTAGE « CONTUOUS-UP DOWN »
...................................................................................................................................................... 26
FIGURE 2. 10: SCHEMA SYNOPTIQUE D'UNE UNITE DE COMPARAISON DU MODULE EVA ............................................ 29
FIGURE 2. 11: SCHEMA SYNOPTIQUE D'UNE UNITE CAPTURE DU MODULE EVA ....................................................... 30
FIGURE 3. 1: LA CHAINE D’ACQUISITION CLASSIQUE .................................................................................... 34
FIGURE 3. 2: SCHEMA DE LA CHAINE D’ACQUISITION DES COURANTS ...................................................................... 35
FIGURE 3. 3: STRUCTURE FONCTIONNELLE D’UN CAPTEUR ................................................................................... 35
FIGURE 3. 4: CAPTEUR LEM LTS 25-NP ......................................................................................................... 36
FIGURE 3. 5: BRANCHEMENT DU SONDE DE CAPTEUR .......................................................................................... 36
FIGURE 3. 6: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU CAPTEUR COURANT .................................................................... 37
FIGURE 3. 7: MONTAGE FOURNISSANT 3 VALEURS DES TENSIONS .......................................................................... 39
FIGURE 3. 8: MONTAGE PERMETTANT D'OBTENIR UNE IMAGE DU COURANT DE LA CHARGE......................................... 39
FIGURE 3. 9: MONTAGE PERMETTANT LA DETECTION DU SIGNE ............................................................................. 40
FIGURE 3. 10: SCHEMA DE LA CARTE D'ACQUISITION .......................................................................................... 41
FIGURE 4. 1: TENSION DANS LE REPERE Α,Β ...................................................................................................... 45
FIGURE 4. 2: ORGANIGRAMME GLOBALE DU PROGRAMME A IMPLEMENTER SUR LE DSP ........................................... 46
ix
FIGURE 4. 3: CONFIGURATION DU REGISTRE GPTCONA ..................................................................................... 47
FIGURE 4. 4: GENERATION DES SIGNAUX DE COMMANDE..................................................................................... 49
FIGURE 4. 5: SCHEMA DE L’ONDULEUR ............................................................................................................ 50
FIGURE 4. 6: PROCEDURE DE CHARGEMENT DES REGISTRES DE COMPARAISON ......................................................... 50
FIGURE 4. 7: LE PRINCIPE DU TEMPS MORT ....................................................................................................... 51
FIGURE 4. 8: LE REGISTRE DBTCONA ............................................................................................................. 51
FIGURE 4. 9: ORGANIGRAMME DE LA PROCEDURE DE DETERMINATION DE SECTEUR OU SE SITUE LE VECTEUR TENSION ..... 52
FIGURE 4. 10 : LE KIT DSP ........................................................................................................................ 53
FIGURE 4. 11: FONCTIONNEMENT EN MODE 1 SEQUENCEUR (CASCADED MODE) ................................................ 54
FIGURE 4. 12: FONCTIONNEMENT EN MODE 2 SEQUENCEUR (DUAL-SEQUENCER MODE) .................................... 55
FIGURE 4. 13: FREQUENCE DU CONVERTISSEUR ................................................................................................. 56
FIGURE 4. 14: LES DIFFERENTS REGISTRES ASSOCIES AU CONVERTISSEUR ADC ......................................................... 58
FIGURE 4. 15: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER UPPER BYTE .............................................................. 59
FIGURE 4. 16: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 1 LOWER BYTE ........................................................... 59
FIGURE 4. 17: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 2 UPPER BYTE ........................................................... 60
FIGURE 4. 18: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 2 LOWER BYTE ........................................................... 61
FIGURE 4. 19: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 3 ............................................................................. 62
FIGURE 4. 20: CONFIGURATION DE ADC REGISTRE MAXCONV ........................................................................... 63
FIGURE 4. 21: CONFIGURATION DE REGISTRE ADC INPUT CHANNEL SELECT SEQUENCING ........................................... 63
FIGURE 4. 22: CONFIGURATION DE REGISTRE ADC CONVERSION RESULT ................................................................. 64
FIGURE 4. 23: TENSION ENTRE PHASES ............................................................................................................ 66
FIGURE 4. 24: COURANT DE SORTIE DE L'ONDULEUR .......................................................................................... 66
FIGURE 4. 25: VALEUR DE TENSION SIMPLE(VAN)_EN JAUNE ............................................................................... 67
FIGURE 4. 26: ZOOM DE LA FIGURE PRECEDENTE ............................................................................................... 67
FIGURE 4. 27: COURANTS DES SORTIES DE L'ONDULEUR DANS LA PHASE 1 ET LA PHASE 2 ........................................... 68
FIGURE 4. 28: COURANTS DES SORTIES DE L'ONDULEUR DANS LA PHASE 1 ET LA PHASE 3 ........................................... 68
FIGURE 4. 29: TEMPS MORT POUR DEUX SIGNAUX DE COMMANDE DE DEUX INTERRUPTEURS APPARTENANT AU MEME BRAS
DE L'ONDULEUR ................................................................................................................................. 69
x
Liste des figures
TABLEAU 1. 1: LES TENSIONS POUR UN MONTAGE EN ETOILE .................................................................................. 9
TABLEAU 1. 2: VECTEURS TENSIONS, LEURS MODULES, LEURS ARGUMENTS ET LES ETATS DES INTERRUPTEURS ................ 11
xi
Introduction générale
L
e développement et le progrès des technologies de l’électronique a
permis une grande amélioration des systèmes électriques, et ça en
autorisant deux types de progrès.
En premier lieu les progrès de l’électronique de puissance ont permis
l’augmentation des puissances et des fréquences des convertisseurs statiques.
En second lieu, les progrès de la microélectronique ont fait croitre d’une façon
massive ‘ l’intelligence’ des comportements des grands systèmes industriels et ça en
autorisant l’utilisation de toute sorte d’algorithmes qui visent l’amélioration du
pilotage des systèmes par l’homme, et l’obtention de meilleurs performances
technique, tel que le rendement, le facteur de puissance, aussi une meilleure
performance dynamiques tel que la rapidité, et la stabilité.
Le progrès de la microélectronique permettra aussi d’implémenter des
algorithmes de commande complexes tout en utilisant des plateformes embarquées.
Dans ce contexte, on se propose d’utiliser le processeur de traitement de signal
TMS320F2812 de Texas Instruments pour implémenter numériquement une MLI vectorielle
permettant le pilotage d’un onduleur de tension triphasé.
On se propose aussi de réaliser un système d’acquisition des courants dans le récepteur et
ceci en réalisant d’une part une carte d’acquisition et en développant d’autre part un
algorithme sur le DSP.
Le présent rapport sera organisé en 4 chapitres :
Dans le chapitre 1, on détaillera la structure de l’onduleur triphasé, son principe de
fonctionnement, et la description de la M.L.I vectorielle.
Dans le chapitre 2, on fera une introduction du DSP et de son fonctionnement,
suivi d’une description détaillé du DSP famille TMS320F2812 de Texas Instrument et
son architecture interne.
1
Dans le chapitre 3, on fera une étude des capteurs des courants, puis on a éclaircira
la démarche de la réalisation de la carte électronique d’acquisition et son
fonctionnement.
Enfin, on expliquera la méthodologie de configuration des principaux registres du
TMS320F2812 assurant l’implémentation de la MLI vectorielle, ainsi les différents
registres du module ADC pour acquérir les courants. On présentera aussi quelques
résultats expérimentaux.
2
Chapitre
1
: Etude
de la M.L.I vectorielle
3
Chapitre
1
: Etude
de la M.L.I vectorielle
1. Introduction :
L
a commande des machines alternatives par un onduleur de tension fait
généralement appel à des techniques de modulations de largeur d’impulsion
pour commander les commutateurs de puissance.
Cette commande en commutation des transistors de puissance minimise les pertes
du convertisseur, mais elle altère de façon importante les tensions appliquées au
moteur électrique.
Les techniques de largeur d’impulsion sont multiples, le choix d’une d’entre
elles dépend du type de commande que l’on applique à la machine, de la fréquence de
la modulation de l’onduleur et des contraintes harmoniques fixées par l’utilisateur.
La modulation peut être faite par diverses approches, classiquement par
comparaison des références à une fonction triangulaire ou à l’aide d’un calcul en
temps réel satisfaisant un critère.
Notre propos n’étant pas ici de décrire les nombreuses techniques de modulation
existantes mais de mettre l’accent sur la modulation vectorielle.
2. Transformation de Concordia :
Dans le cas d’un système composé de trois grandeurs triphasés dans un repère
triphasé a,b,c (dans notre cas il s’agit des trois tensions 𝑉𝐴 , 𝑉𝐵 et 𝑉𝐶 ), on a tant de
transformations pour correspondre au système triphasés ,deux grandeurs diphasées
dans le plan α-β (Vα,Vβ) et une grandeur homopolaire .
4
Une des plus célèbre transformation est la transformée de Concordia, définie par une
matrice 𝐶3.3 ,et dont le passage des composants triphasées (𝑉𝐴 , 𝑉𝐵 et 𝑉𝐶 ) aux
coordonnées dans le repère α-β
et à la composante homopolaire est défini par
l’équation suivante :
Vαβ=K. 𝐶3.3. 𝑉𝐴𝐴𝐴
1
Avec
1
√2
√2
⎛
𝐶3.3=⎜ 1
⎝
1
−
1
2
√3
0
2
√2
−
−
⎞
2
,
K
=�
2 ⎟
3
1
√3
2
(1.1)
⎠
Cette transformation dépend d’un coefficient de normalisation K, dont ses
valeurs usuelles sont :
2
K=3 , dans le cas où on veut conserver la norme de la tension V, des courants et des
flux dans le cas d’un moteur.
K=�23 , dans le cas où on souhaite conserver la norme de la puissance dans cette
transformation.
La matrice 𝐶3.3 , peut être décomposée en deux sous matrices C13 et C23
1
Tel que 𝐶1.3=�√2
1
√2
1
� et 𝐶2.3=�
√2
0
1
−
1
2
√3
2
−
−
1
2
�
√3
2
(1.2)
Dans le cas où la machine à courant alternatif est à point neutre non relié, tous
les composantes homopolaires s’annulent et par suite les relations précédentes
deviennent comme suit :
𝑉𝑉𝑉 = 𝐾. 𝐶2.3 . 𝑉𝐴𝐴𝐴
(1.3)
5
1
2
𝑉𝑉
� �=� �
𝑉𝛽
3
0
1
−
2
√3
2
−
−
1
2
�.�𝑉𝐵 �
√3
2
𝑉𝐴
(1.4)
𝑉𝐶
3. Modé lisation de l’onduleur :
L’onduleur triphasé est un convertisseur statique qui transforme l’énergie
électrique à partir d’une source de tension continue en une énergie électrique
alternative, il est très utilisé dans l’industrie, comme les variateurs de vitesse pour les
moteurs asynchrones triphasés.
L’onduleur triphasé possède trois bras (trois demi pont) identiques.
Figure 1. 1: Association machine onduleur
En entrée on a une source continue de tension, et le récepteur est un moteur
triphasé connecté en étoile ou en triangle sans neutre.
Les interrupteurs Ki,K’i(pour i =1,2,3) , sont bidirectionnels en courant et
unidirectionnels en tension, en plus on peut les commander à la fermeture et à
l’ouverture , grâce au technique de modulation de largeur d’impulsion.
6
Dans le cas idéal, qu’on le suppose pour faciliter la tâche, les commutations des semiconducteurs étant instantanée, et on peut associer à chaque bras de l’onduleur une
fonction logique définie comme suit :
Si=�
1 𝑠𝑠 𝐾𝐾 𝑒𝑒𝑒 𝑓𝑓𝑓𝑚é , 𝐾 ′ 𝑖 𝑒𝑒𝑒 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜
0 𝑠𝑠 𝐾𝐾 𝑒𝑒𝑒 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜 , 𝐾 ′ 𝑖 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒é
Et par suite si :

Ki =1 , l’interrupteur haut du bras i est fermé , d’où le potentiel au niveau du bras
𝐸0
vaut
,
2
 si non si K’i=1 , l’interrupteur bas du bras i est fermé, donc la tension au niveau du
−𝐸0
bras est égal à
2
En tenant compte de la symétrie du moteur, on peut déterminer à chaque instant les
potentiels VAO,VBO et VCO .
On a les relations suivantes :
 VAN + VBN + VCN =0
 VAN + VBA + VAN + VCA + VAN =0
 3. VAN + VBO + VOA + VCO + VOA = 0
 3. VAN + 2. VOA + VCO + VBN =0
VAN =
VBN = VCN = -
2
VAO -
3
1
3
1
3
VAO +
VAO -
1
VBO -
1
2
VBO
1
3
3
1
3
-
VBO +
VCO
3
2
3
3
VCO
(1.5)
VCO
Et par suite les tensions simples, s’exprime comme suit :
𝑉AN 1
�𝑉BN�= .
𝑉CN 3
2
−1
−1
−1
−1
2
�−1
2
𝑉AO
−1�. � 𝑉𝐵𝐵�
𝑉CO
(1.6)
7
Dans notre cas l’onduleur comporte six cellules de commutation donnant huit
configurations de commutations possibles, comme le montre le schéma suivant :
Figure 1. 2: Commutations possibles de l'onduleur
On peut introduire des tensions Vα et Vβ dans le plans diphasé, par la relation
matricielle suivante :
1 −
Vα
2
� �= �3.�
Vβ
0
1
2
√3
2
−
−
1
𝑉AN
2
� � 𝑉BN �
√3
2
𝑉CN
(1.7)
8
Le tableau ci-dessous défini les différentes tensions (simples et dans le plan α-β ),
selon les différentes commutations :
Tableau 1. 1: Les tensions pour un montage en étoile
Il ne nous reste que déterminer les fonctions logiques qui correspondent aux
signaux de commande des interrupteurs, et ça dépend de la stratégie
4. Principe de la M.L.I vectorielle :
L’usage des technologies numériques nous a permet le recours à des stratégies
de modulation triphasée spécifiques, non déduites des techniques analogiques qui sont
déjà conçues en monophasé.
On est donc dans le contexte d’une commande échantillonnée, et nous avons à
tout instant discret de calcul k, trois tensions 𝑉𝐴 (k), 𝑉𝐵 (k), 𝑉𝐶 (k) qui doivent, à
l’intermédiaire des éléments non linéaire de l’onduleur, s’appliquer au moteur.
La modulation vectorielle (ou space Vector) , est utilisée pour le traitement des
signaux directement dans le plan diphasé, son objectif est de générer des tension aussi
proche que possible d’une référence 𝑉𝑟é𝑓 que l’on fixe au paravent.Si ces références
sont sinusoïdales triphasées et équilibrées, alors le vecteur de référence va tourner à
une vitesse angulaire constante , et son module va suivre une trajectoire circulaire.
Pour chaque période de modulation de l’onduleur 𝑇𝑐 , les tensions triphasées
fournies par l’algorithme de commande peuvent s’exprimer dans un repère fixe au
stator, par l’intermédiaire de leurs projections 𝑉α (k) et 𝑉β (k).
9
En plus la
modulation vectorielle diffère de la modulation classique(sinus
triangle) par le fait que les signaux de commande , sont établis en tenant compte de
l’état des trois bras de l’onduleur simultanément, donc des huit configurations de
commutations ( noté de 𝑉0 à 𝑉7) , qui peuvent être exprimés dans le plan α-β par huit
vecteurs de tension , dont deux sont nuls(𝑉0 et 𝑉7), les autres sont équi- répartis tous
les 60 degrés.
Dans cette modulation les tensions simples dans le plan triphasé (𝑉A (k), 𝑉B (k)
et 𝑉C (k), sont représentées dans le plan biphasé α-β par un seul vecteur 𝑉réf (k), qui
sera projeté à tout instant sur les deux vecteurs adjacents correspondants au deux états
de commutations de l’onduleur, les valeurs de ces projections vont assurer le calcul
des temps de commutation désiré.
4.1 Calcul des temps de commutation :
Nous allons maintenant développer le calcul des temps de commutation de la
M.L.I vectorielle.
D’après la transformation de Concordia , et les relation développées dans
l’étude de l’onduleur ,les trois tensions simples sont remplacées par un vecteur Vréf
dans le plan( α,β ), qui tourne à vitesse ω0=2. 𝜋. 𝑓0
Par la suite on aura le passage des tensions simples VAN, VBN, VCN aux tensions
dans le plan biphasé comme suit :
VAN = V0max. cos 𝜔 0. t
� VBN = V0max. cos( 𝜔 0. t –
VBN
= V0max. cos( 𝜔 0. t –
Avec V0max=√2 .V0
2.𝜋
3
2.𝜋
3
)

)
√3
V0max. cos 𝜔 0. t
√2
�
√3
Vβ = 2 V0max. sin 𝜔0. t
√
Vα=
(1.8)
et 𝜔 0 = 2. 𝜋. 𝑓 0
Et |V0| =�V α2 + Vβ2
Vβ
Ɵ0 = 𝜔0. t =tan−1 V α
10
Selon le principe de cette M.L.I, il suffit de faire le bon choix des interrupteurs à
commander à chaque instant.
Pour chaque secteur il faut appliquer le vecteur tension inférieur durant un
temps 𝑑1 . 𝑇c , et le vecteur tension supérieur durant un temps 𝑑2 . 𝑇c , pour qu’on
puisse créer le vecteur d’espace𝑉réf.
La somme des deux périodes de commutation 𝑑1 et 𝑑2 est égale ou inférieur à la
période d’échantillonnage 𝑇c .Si cette somme est strictement
inférieure, alors on
applique l’un des vecteurs nuls (𝑉7 ou 𝑉0 ) pendant le reste du temps égale à :
(1.9)
𝑑0 𝑇C = (1 − 𝑑1 − 𝑑2 ). 𝑇c .
Les vecteurs tensions, leurs modules, leurs arguments et les combinaisons des
interrupteurs correspondantes sont détaillés par le tableau suivante :
K1
K2
K3
1
0
0
1
1
0
0
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
1
0
0
0
1
1
1
|𝑉𝑖 |
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
2
� .𝐸0
3
Arg(𝑉𝑖 )
0
𝜋
3
2𝜋
3
V1
V2
V3
π
V4
4𝜋
3
5𝜋
3
V5
V6
_
V0
_
V7
Tableau 1. 2: Vecteurs tensions, leurs modules, leurs arguments et les états des
interrupteurs
11
Figure 1. 3: Vréf dans son domaine de tension
Ainsi les tensions fournis au moteur seront synthétisés à chaque instant en utilisant
les vecteurs fixes 𝑉i pendant les temps 𝑑1 . 𝑇C , 𝑑2 . 𝑇C
Dans ce cas, on fait la synthèse du vecteur de référence désiré :
𝑉�réf=𝑉�sα+ j𝑉�sβ
 𝑑1 =



2
√3
𝑑2 =
.
� 𝑉𝑟é𝑓 �
2
√3
| 𝑉𝑖 |
.
.sin(
� 𝑉𝑟é𝑓 �
| 𝑉𝑖 |
𝜋
3
�)
−Ɵ
�)
.sin( Ɵ
(1.10)
(1.11)
(1.12)
� : c’est l’angle qu’il fait 𝑉𝑟é𝑓 avec le vecteur adjacent du secteur dans lequel se
 Ɵ
situe
𝑉𝑟é𝑓 = √3. 𝑉0,
Arg (𝑉𝑟é𝑓 )=ω0 .t
𝑉𝑖
=
√2
√3
. 𝐸0
(1.13)
(1.14)
, pour i= 1….6,
et 𝐸0 est la tension continu d’entrée.
12
 On remarque que � 𝑉𝑟é𝑓 �=cste , et Arg(𝑉𝑟é𝑓 ) dépend de temps t .
Supposons qu’on veut faire la synthèse du 𝑉𝑟é𝑓 à l’instant 𝑡𝑘 =1,5 ms avec :


𝑉0=200V,
Et 𝑓0 =45Hz
Ɵ0 =2.π.𝑓0 . 𝑒𝑘 =0,42 rd
<
𝜋
6
donc 𝑉𝑟é𝑓 se situe dans le secteur 1.
Pour faire la synthèse de 𝑉𝑟é𝑓 , on sélectionne le vecteur 𝑉1 pendant un temps relatif
𝑑1 , en suite 𝑉2 pendant un temps relatif 𝑑2 , et un vecteur nul (𝑉7 ou 𝑉0 ) pendant un
temps relatif 𝑑0 = (1 − 𝑑1 − 𝑑2 )
Figure 1. 4: Tensions dans le plan α-β dans le premier secteur
Les temps de commutation ont comme expression :
𝑑1 =
𝑑2 =
Avec
2
.
� 𝑉𝑟é𝑓 �
2
.
� 𝑉𝑟é𝑓 �
√3
√3
| 𝑉1 |
| 𝑉1 |
𝜋
�)
.sin( 3 − Ɵ
�)
.sin( Ɵ
� ∶ 𝑒𝑒𝑒 𝑙 ′ 𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎 𝑞𝑞𝑞 𝑓𝑓𝑓𝑓 𝑉𝑟é𝑓 avec
Ɵ
𝑉1 .
13
Pour raison de simplification des calculs (réduction de plage des valeurs qui
seront chargées dans les registres lors de programmation), on va introduire un
coefficient de réglage r, definit par :
r=
𝑽𝟏𝒎𝒂𝒙
𝑬
𝟐
La valeur de tension de sortie, sera proportionnelle à ce coefficient, et les temps de
commutations auront comme expressions en fonction de r :
𝑑1 =
𝑑1 =
√3
2
√3
2
𝜋
�)
. 𝐫 .sin( 3 − Ɵ
�)
. 𝐫 .sin ( Ɵ
(1.15)
4.2 Calcul des temps commutation pour chaque bras de
l’onduleur:
On doit définir pour chaque bras le chronogramme qui définit les temps pendant
𝐸
𝐸
lesquels le point milieu d’un bras est à un potentiel égal à 2 ou à - 2
.
Pendant chaque période modulation 𝑇c de l’onduleur, il existe plusieurs stratégies
pour appliquer les vecteurs qui assurent l’obtention de la tension désirée.
Dans le but de diminuer les harmoniques, il est souhaitable de générer des signaux
de commandes centrées sur la période de modulation de l’onduleur.
Pendant chaque période de modulation, l’onduleur aura trois états distincts, les
deux premiers correspondent aux temps de conduction qui assurent l’obtention de la
tension, et dont leurs somme doit être strictement inférieur à 𝑇c .
Le complément à la période de modulation 𝑇c , sera assuré par l’une des
commutations nulles 𝑉0 ou 𝑉7.
L’application des différents vecteurs en fonction des secteurs sont donnés par
la figure 1.5 ci-dessous :
14
Figure 1. 5: Application du temps de commutation
4.3 Algorithme de programmation d’une MLI vectorielle :
Plusieurs stratégies sont possibles pour la programmation d’une MLI , ici , on
va utiliser la composante du vecteur Vs dans le repère α,β.
15
Dans ce plan la sélection du secteur correspond à l’organigramme suivant :
Figure 1. 6: Organigramme - sélection du secteur
5. Conclusion :
Dans ce chapitre on a fait une étude générale sur la modulation vectorielle pour
commander un onduleur triphasé, on a eu recours, lors de cette étude, à la
transformation de Concordia, on a détaillé le principe de fonctionnement de ce type de
commande.
Ainsi et afin d’implanter cette loi de commande sur un processeur numérique on
présentera dans le second chapitre les caractéristiques de ce processeur et son mode de
programmation. La réalisation pratique et l’implémentation de cette commande sera
développée dans le chapitre 4.
16
Chapitre
2
: Le DSP TMS320F2812
17
Chapitre
2
: Le DSP TMS320F2812
1. Introduction :
L
a plus part des DSP , comme le TMS320F2812,sont particulièrement
destinés à des applications temps réel , dans lesquelles le temps de
traitements est primordial , en plus ils se caractérisent par une architecture
optimisé pour le traitement d’une grande quantité de donnée en parallèle à chaque
cycle d’horloge , ce qui rend les applications à base de DSP se caractérisent par une
grande souplesse .
Le TMS320F2812 a été choisi pour notre projet car il obéit exactement à nos
besoins en termes de temps et fiabilité.
2. Le processus de dé veloppement d’un programme sur
DSP :
Le processus de développement sur DSP, peut être résumé par l’organigramme
de la figure 2.1 ci-dessous :


Partie matérielle : Elle inclut la mise en œuvre du DSP, et la chaine
d’acquisition des signaux à traiter.
Parie logicielle : c’est elle surtout qui nous intéresse, elle s’appuie sur
des moyens classiques qui s’adaptent aux spécificités du DSP.
18
Le rôle du DSP ne se limite pas juste au traitement numérique des signaux, mais
il assure aussi les fonctions réalisées par un microprocesseur, et peut avoir donc le
rôle du cœur d’un système informatique.
Figure 2. 1: Le processus de développement d’un programme sur DSP
19
3. Pré sentation de la carte « eZdsp TMF2812 » de Spectrum
digital
La figure ci-dessous représente un schéma synoptique simplifié de cette carte.
Figure 2. 2: schéma synoptique de la carte « eZdsp TMF2812 »
(Extrait de la documentation de spectrum digital)
Cette carte est équipée d’un DSP TMSF2812 de Texas Instruments et qui est
piloté par un signal horloge externe de fréquence 30 MHZ.
En plus de la mémoire interne du DSP, Une mémoire externe SRAM de
capacité 64 K x 16 bits a été aussi ajoutée sur la carte.
L’alimentation électrique de la carte est assurée par une source DC externe de
valeur 5volts.
Le module est équipé de 5 connecteurs qui sont :



P1 : Interface JTAG : c’est une interface standard qui est utilisée par les
émulateurs JTAG pour interfacer les DSP de Texas Instruments.
P2 : port d’expansion.
P3 : Port parallèle pour le control de l’interface JTAG : cette interface possède
un port parallèle standard qui peut supporter les communications
bidirectionnelles de type ECP, EPP, et SPP8.
 P4, P8, P7 : Ce sont trois connecteurs qui permettent un accès direct aux pins
d’entrée/sortie du DSP.
20
 P5, P9: Ce sont deux connecteurs qui permettent d’accéder aux pins des entrées
analogiques pour les conversions analogique-numériques.
 P6 : Connecteur pour l’alimentation en 5V DC de la carte.
Figure 2. 3: Les connecteurs sur le DSP
La carte est équipée de deux diodes électroluminescentes.
La première diode DS1 indique la présence de la tension continue du 5 volts.
La diode DS2 indique l’état du bit XF du DSP (la diode s’allume lorsque ce bit est à
l’état logique haut).
Deux points de test sont liés successivement à la masse de l’alimentation (TP1) et à la
masse analogique (TP2).
Figure 2. 4: Le module eZdsp TMS320 F2812
21
4. Architecture gé né rale du DSP « TMS320F2812 »
de Texas Instruments
4.1 Organisation de la mémoire du DSP :
Ce DSP est capable de fonctionner à une fréquence de 150 MHz, soit un
temps de cycle de 6.6 ns.
Son architecture générale est donnée par la figure 2.5 ci-dessous et qui montre
4 parties principales à savoir :
Figure 2. 5: Architecture générale du DSP TMS320F2812
(Extrait de la documentation de TI)
4.2 Le module « EVA »
Les DSP de la famille C28X sont équipés de deux modules identiques de
gestion d’événements appelés respectivement EVA et EVB lui permettant de générer
16 signaux PWM et aussi de détecter les transitions de 6 signaux logiques variables
dans le temps provenant des codeurs incrémentaux par exemple.
22
Dans la suite de ce paragraphe, on expliquera le principe du module EVA.
Le schéma synoptique de ce module est donné par la figure ci-dessous.
Figure 2. 6: Schéma synoptique du module EVA
(Extrait de la documentation TI)
4.2.1 Etude du fonctionnement du Timer x (x = 1, 2)
-
On peut voir que ce module est constitué par les éléments suivants :
Deux compteurs 16 bits appelés respectivement Timer1 et Timer2 et qui sont
différents de ceux de la CPU.
 Avec chaque compteur on a associé une unité de comparaison permettant
ainsi de générer des signaux PWM sur les sorties T1PWM/T1CMP et
T2PWM/T2CMP.
-
Il peut générer aussi plusieurs demandes d’interruptions
3 unités de comparaison « Compare unit1 », « compare unit2 » et « compare
unit3 » qui permettent de générer 3 signaux PWM indépendants PWM1,
PWM3 et PWM5.
 Les sorties PWM2, PWM3 et PWM5 peuvent générer des signaux
complémentaires par rapport aux précédents.
-
3 unités de capture pouvant capter des transitions des signaux logiques.
23
 Ce module peut fonctionner en mode capture pour mesurer la vitesse d’une
machine en captant sur les entrées CAPx(x=1,2,3) le signal d’un codeur
incrémental.
 Le circuit QEP permet de faire une mesure de la position. Dans ce cas les
entrées QEP 1 et QEP2 servent comme signal d’horloge et pour déterminer
la direction et la position, alors que l’entrée QEP3 permet de détecter le
passage par l’origine.
-
Le module peut aussi recevoir deux signaux externes qui sont un signal
d’horloge externe (TCLKINA) et la direction de comptage (TDIRA).
Il peut aussi renvoyer un signal de début de conversion
Les Registres associés aux Timers x (x=1,2) du module EVA sont les
suivants :
o
o
o
o
o
GPTCONA : General Purpose Timer Control register A
TxCNT: Timer x Counter register
TxCMPR: Timer x Compare register buffer
TxPR: Timer x period regsiter buffer
TxCON: timer x Control register
La configuration du mode de fonctionnement des Timers 1et 2 de EVA se fait à
travers le registre GPTCONA et celui TxCON (x=1,2).
La figure ci-dessous donne le schéma synoptique du Timer x (x=1,2) du EVA.
Figure 2. 7: Schéma synoptique du trimer 1
24
Chaque timer est équipé d’un compteur 16 bits qui peut fonctionner en
plusieurs modes différents (simple comptage avec remise à zéro à la fin du comptage,
un comptage et décomptage, ….).
Le signal d’horloge du compteur peut être généré soit par une horloge externe,
soit par le circuit QEP, soit par une horloge interne à travers un circuit pré diviseur.
La période de fonctionnement est programmée dans le registre TxPR.
Le registre TxCMPR peut aussi être programmé pour générer un signal PWM
sur la sortie TxPWM/TxCMP.
Les Figures 2.8 et 2.9 expliquent le fonctionnement pour les modes de
comptage« coutinuous-up »
et
« countinuous-up/down »
pour
le
cas
de
la
configuration suivante :
Horloge interne avec prescalar =1, TxPR=5, TxCMPR est initialement
chargé à 2.
Une nouvelle valeur 4 sera ensuite chargée, une troisième valeur sera chargée à
2.
La sortie TxPWM/TxCMPR est active à l’état haut.
Figure 2. 8: Principe de fonctionnement du timer x(x=1,2) pour le mode de comptage
« continuous-up »
25
Figure 2. 9: Principe de fonctionnement du timer x(x=1,2) pour le mode de comptage
« contuous-up down »
Plusieurs différences peuvent apparaître entre ces deux modes tels que :
- Le chargement de la nouvelle valeur de TxCMPR se fait quand le compteur
atteint la valeur finale du nombre à compter (Counter underflow) pour le mode
« continuous-up », alors que pour l’autre mode ce chargement peut se faire aussi à la
fin de la période de comptage.
- La période du signal de sortie est TxPR+1 pour le mode « continuous-up ».
Elle est égale à 2(TxPR) pour l’autre mode.
- Les signaux PWM sont asymétriques par rapports au milieu de la période
pour le mode « continuous-up ». Pour le mode « continuous-up down », il est possible
de générer des signaux symétriques.
Le calcul de la valeur à charger dans le registre TxPR pour le mode de
fonctionnement « continuous-up » par exemple se fait en appliquant la formule
suivante :
(2.1)
26
Avec :

Fdesirée est la fréquence de fonctionnement du compteur du Timer x. Si
on génère un signal PWM elle sera donc la fréquence du signal de sortie.

F
oscillateur externe
: C’est la fréquence du signal d’horloge généré par
l’oscillateur externe qui est de 30 MHZ.

PLL : C’est un facteur avec lequel on multiplie la fréquence de
l’oscillateur externe afin d’augmenter la fréquence de la CPU. Il est désigné
par PLL car on utilise un circuit PLL pour obtenir un multiplicateur de
fréquence.

HSPLK : diviseur de la fréquence du signal d’horloge généré par la PLL
(High speed clock prescalar)

Timer TPS : un deuxième diviseur de fréquence placé en amont du
Timer x (Timer clock prescalar factor) et qui varie de 1 à 128.
Pour comprendre la formule 1.4, on considère le cas suivant :
 Oscillateur externe : 30 MHz
 Facteur de multiplication de la PLL : 10/2
 HSPLK : 2
 Timer TPS : 1
 F desirée : 50 KHz
La valeur à charger dans le registre TxPR sera calculée dans la base décimale comme
suit :
TxPR =
1
50 10 3
30 10 6 *
2* 1
10
2 = 1500
(2.2)
27
Le calcul de la valeur à charger dans le registre TxCMPR dépend du rapport
cyclique d du signal PWM qu’on désire générer et aussi de la valeur chargée dans le
registre TxPR tels que :
TxCMPR = d TxPR; 0 < d < 1
(2.3)
Notons aussi que chaque timer est capable de générer 4 types d’interruptions
aux moments suivants :
o
o
o
o
Compteur égal à zéro,
La valeur du compteur est égale à celle du registre de période,
La valeur du compteur est égale à celle du registre de comparaison
Et débordement du Compteur (0XFFFF)
4.2.2 Etude du fonctionnement des unités de comparaison (1, 2 et 3)
Chaque module EVA ou EVB est constitué de 3 unités de comparaison
permettant de générer 6 signaux PWM.
Chaque groupe de 2 signaux est indépendant des autres signaux.
Les registres associés aux unités de comparaison sont :







COMCONA : Compare Control register A
EXTCONA : Extension Control register
ACTRA : Compare Action Control register
DBTCONA : Dead-Band Timer Control regsiter
CMPR1: Compare Register 1
CMPR2: Compare Register 2
CMPR3: Compare Register 3
La figure ci-dessous donne le schéma synoptique d’une unité de comparaison du
module EVA.
28
Figure 2. 10: Schéma synoptique d'une unité de comparaison du module EVA
A chaque période de fonctionnement la valeur du registre du compteur du timer 1
est comparée avec celle programmée dans le registre CMPRx (x=1,2,3).
A l’égalité des deux valeurs, les Sorties PWMy, PWMy+1 changent d’état et
ceci selon le mode de fonctionnement configuré dans le registre ACTRA.
Ce registre permet de définir la forme du signal des sorties PWMy et PWMy+1
dans l’un des 4 états suivants :
-
Sortie forcée à l’état haut quel que soit l’état de la comparaison
Sortie forcée à l’état bas quel que soit l’état de la comparaison
Sortie active à l’état haut
Sortie active à l’état bas
Le registre COMCONA permet de valider ou bloquer les sorties PWM.
Aussi il permet de valider le mode MLI vectorielle.
Un temps mort entre la montée du signal et la descente de son complément
peut être programmé dans le registre DBTCONA.
4.2.3 Etude du fonctionnement des unités de capture (1, 2 et 3) :
Chaque module EVA ou EVB est constitué de 3 unités de capture permettant
de détecter les fronts des signaux à leurs entrées.
29
Les Registres associés aux unités de comparaison Pour le cas du module EVA
sont :








CAPCONA : Registre de contrôle des unités de capture de EVA
CAPFIFOA : Registre d’état des unités de capture de EVA
CAP1FIFO : Pile 1 à deux niveaus
CAP2FIFO : Pile 2 à deux niveaux
CAP3FIFO: Pile 3 à deux niveaux
CAP1FBOT : Registre bas de CAPFIFO1
CAP2FBOT : Registre bas de CAPFIFO2
CAP3FBOT: Registre bas de CAPFIFO3
La figure 2.11 ci-dessous donne le schéma synoptique d’une unité de
comparaison du module EVA.
Figure 2. 11: Schéma synoptique d'une unité capture du module EVA
Pour chaque unité de capture la base du temps peut être celle du timer 1 ou
bien du timer 2 sauf que les unités CAP1 et CAP2 doivent toujours avoir la même
base du temps.
30
Chacune des 3 unités d’EVA possède une pile à deux niveaux de type FIFO.
Le niveau haut de la pile est formé par le registre CAPxFIFO (x=1, 2, 3) alors que le
niveau bas est formé par le registre CAPxFBOT (x=1, 2, 3).
Partons de l’état initial et pour une première capture (quand une transition est
détectée sur l’entrée correspondante) la valeur du registre compteur (T1CNT ou
T2CNT) sera écrite dans le registre haut CAPxFIFO dans le cas où la pile est vide.
En même temps, les bits correspondants dans le registre CAPFIFOA sont mis à l’état
01.
Ces bits seront remis à l’état 00 dans le cas où on accède à la lecture de la pile.
Supposons maintenant que cette unité de capture capte une deuxième
transition avant la lecture du contenu de la pile, la nouvelle valeur du compteur sera
stockée dans le registre bas de la pile, en même temps l’état des bits du registre
CAPFIFOA devient 10.
Si maintenant le contenu de la pile est consulté avant qu’une autre capture est
faite, la valeur stockée dans le registre haut sera écrasée, la valeur stockée dans le
registre bas sera déplacée vers le haut et les bits du registre CAPFIFOA prennent
l’état 01.
Notons aussi qu’une interruption du périphérique sera demandée si elle n’est
pas masquée.
Supposons maintenant qu’une troisième capture arrive avant la lecture des
deux valeurs précédentes.
Dans ce cas, l’ancienne valeur contenue dans le registre haut de la pile sera
écrasée, la valeur stockée dans le registre bas sera poussée dans le registre haut et la
nouvelle troisième valeur est stockée dans le registre bas.
Dans ce cas les bits correspondants du registre CAPFIFOA sont mis à l’état
11 pour indiquer qu’une ou plusieurs valeurs anciennes de la pile ont été écrasées.
Aussi, dans ce cas, une interruption de périphérique sera demandée si elle n’a pas été
masquée.
31
5. Conclusion :
Dans ce chapitre on a décrit le DSP TMS320F2812, on a détaillé son
architecture interne, ces caractéristiques pour mieux comprendre son fonctionnement
global. Aussi on a présenté la carte eZdsp qui est équipée des plusieurs modules
complémentaires comme l’ADC qui sera présenté de dans le chapitre 4.
Ainsi, dans le chapitre 3 on va faire l’étude de la carte d’acquisition des
courants qui va recueillir les informations nécessaires à la connaissance de l’état de
notre moteur asynchrone.
32
Chapitre
3
: Acquisition des courants
33
Chapitre
3
: Acquisition des courants
1. Introduction :
A
ujourd’hui, la chaîne d’acquisition et les capteurs sont au cœur
de plusieurs de systèmes industriels.
En effet, la chaine d’acquisition a pour rôle de recueillir les
informations nécessaires à la connaissance de l’état du système, ainsi de délivrer ces
informations sous une forme appropriée pour les exploiter.
Dans notre cas, la carte d’acquisition va nous aider à étudier les variations des
courants au sein du moteur par la suite avoir une idée claire sur le fonctionnement du
moteur.
En outre, la chaîne d’acquisition permettra de transformer une grandeur à mesurer en
un signal électrique exploitable par le DSP.
2. Etude de la carte d’acquisition et ré alisation :
La chaîne de mesure est l’ensemble des éléments nécessaires pour connaître la valeur
ou l’évolution de paramètres d’un système physique qui seront dans notre cas, les
courants au sein du moteur.
La chaîne d’acquisition classique comporte 4 composants :
Figure 3. 1: La chaîne d’acquisition classique
34
En outre la chaine d’acquisition des courants sur le moteur est comme suit :
Capteur LTS NP-25 à effet hall :
Courants moteur
Image du courant en tension
Vers CAN DSP
Figure 3. 2: Schéma de la chaîne d’acquisition des courants
Les capteurs sont des dispositifs qui transforment une grandeur physique
observée en une grandeur utilisable, la plus part de temps, une tension électrique.
Notre propos étant de mesurer les courants qui circulent dans les enroulements
du moteur triphasé. La solution la plus adéquate pour réaliser cette mesure est
d’utiliser un capteur à effet Hall qui détermine la mesure du champ magnétique créer
par le courant.
Figure 3. 3: Structure fonctionnelle d’un capteur
 Le capteur LEM LTS 25-NP :
On a choisi d’utiliser le LTS25-NP pour la mesure des courants, il est appelé
aussi sonde de courant, car il n’a pour rôle que la mesure des courants.
35
Figure 3. 4: Capteur LEM LTS 25-NP
Ce capteur comme toute la série LTS, est basé sur le principe du boucle fermé,
appelé aussi à flux nul, ce principe permet des mesures isolée de courant et tension.
Aussi cette sonde intègre un circuit de compensation, qui améliore d’une façon
notable sa performance.
Il existe trois branchements possibles sur cette sonde : différentiel, parallèle et série.
Figure 3. 5: branchement du sonde de capteur
36

Avantage du LTS25-NP :
 La conception du ce capteur est compacte, qui facilite le montage sur la carte
électronique
 Plage de mesure est étendue
 Une très bonne linéarité
 Une excellente précision
 Une bande passante élevée
 Une bonne immunité face aux perturbations extérieures.
 Le principe du fonctionnement du LTS25-NP :
Le capteur LTS25-NP repose essentiellement sur le principe de compensation de
champs (ou à flux nul) magnétique produit par les fils qui alimentent la machine en
boucle fermée.
D’après le schéma ci-dessous, on introduit les fils dans lesquelles, circule le
courant qu’on veut mesurer, au centre du tore , qui a la forme d’un cercle ouvert ,
séparé par une plaquette, qui est exposée à un champs électrique .
Figure 3. 6: Principe de fonctionnement du capteur courant
37
Le champs magnétique B produit par le fil électrique qu’on l’étudie est
perpendiculaire au champs électrique issu de la plaquette, d’où la naissance d’un
courant i par effet Hall. Ce courant est proportionnel d’une façon directe au courant
primaire dans le fil.
Ce type de capteur n’est pas parfait, car il fournit une tension de sortie qui se
retrouve bruité en entrée du CAN du DSP , donc il est indispensable de filtrer ce bruit.
Pour filtrer le bruit en sortie des capteurs, il serait intéressant d’enlever tous les
signaux hautes fréquences superposées à la tension acquise
3. Ré alisation et montage :
La carte d’acquisition comprend 3 parties permettant d’obtenir une image du
courant et aussi détecter son signe :
La première partie de la carte est donnée par la figure 3.7 permet de fournir 3
tensions continues :
 Une tension de 3V pour polariser l’AOP.
 Une tension 1,7V sera utilisée comme un seuil
 Une tension de 2,5V pour détecter le signe du courant.
Le montage de la figure 3.8 permet d’obtenir une image de la charge.
La tension à l’entrée du convertisseur ADC aura pour expression :
𝑉𝐴𝐴𝐴 = 1,55(𝑉𝑂𝑂𝑂 𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 – 1 ,75)
(3.1)
Le montage de la figure 3.9, permet de détecter le signe du courant en
comparant la tension de sortie du capteur avec le potentiel 2,5V
Avec :
 𝑉𝐴𝐴𝐶 : Tension à l’entrée de l’ADC
 𝑉𝑂𝑂𝑂 𝐶𝐶𝐶𝑂𝐶𝑂𝑟 : c’est la tension délivrée par le capteur
 1 ,75 : Seuil à enlever de 𝑉𝑂𝑂𝑂 𝐶𝐶𝐶𝑂𝐶𝑂𝑟 , car pour I=0, on a 𝑉𝑂𝑂𝑂 = 2,5V, donc on
se rapproche de la valeur limite de l’entrée du ADC
38
Figure 3. 7: Montage Fournissant 3 valeurs des tensions
10K : potentiomètre Multi tours
𝑅2
𝑉𝐴𝐴𝐴 = 1,25(1 + 𝑅1) + 𝐼𝐴𝐴𝐴 .R2
(3.2)
Figure 3. 8: Montage permettant d'obtenir une image du courant de la charge
39
𝑉𝑂𝑂𝑂 = tension délivrée par le capteur de courant.
Détection de signe de courant :
Figure 3. 9: Montage permettant la détection du signe
Le schéma général de la carte d’acquisition est donné par la figure 3.10 ci-dessous :
40
J11
1 T1 5
8
1.75v
OUT
O
VCC
4-
+2
D11
R21
100k
R22
100k
C11
47uf
R23
100k
C12
330nf
3
2
1
+
-
C21
100nf
VOUT
2
C22
10pf
F11
FUSE/SM
D22
3.2v
5V
D12
D23
D1N4001
D21
zener 3.3V
DIODE
DIODE
C13
100nf
R12
1k
D13
F5G1
ADC_INA
C23
R15
100
R13 2
C14 10k
100nf
2.5v
R14
300
R25
1k
U12 LM317/TO220
6
5
3
2
1 VIN VOUT
ADJ
R16
240
R27
R26
7
U22B
3.2v
R192 2
10k
C15 C16
10uf
100nf
3.2 V
1000k
+
-
LM358
R28
1k
R191
500
2.5v
D14
ZENER 2.5v
C24
100nf
3
U14A
3.2v
R19
10
R17 2
10k
2
54HC4050
R18
200
R29
1k
U13 LM317/TO220
3
2
1 VIN VOUT
ADJ
R193
240
SIGN_IA
1.75v
C17
10uf
41
U11
L7805/TO220
VIN
U22A
LM358
1
R24
100k
1k
Figure 3. 10: Schéma de la carte d'acquisition
R11
10
3
4
5
10pf
1
3
GN D
3
1
3
1
3
4
2
1
U21
Socket_LTS 25_NP
TRANSFORMER
1
2
2
1
2
1
220v alt
2
1
J21
IA
C25
100nf
5V
1
8
8
4
8
4
1
3
4. Conclusion :
L’acquisition des données est une étape fondamentale dans le processus d’étude
et de développement. Il permet de recueillir les informations nécessaires pour étudier
et comparer les résultats théoriques avec celle pratiques.
Dans ce chapitre, on a fait une étude détaillée sur la carte d’acquisition des
courants. On a utilisé ORCAD comme logiciel de CAO afin de garantir une efficacité
de point de vue routage et mise en place des composants électronique.
Dans le chapitre 4, on verra le résultat généré pratiquement en utilisant cette
carte d’acquisition ainsi en appliquant notre commande déduite avec le DSP pour
commander l’onduleur.
42
Chapitre
4
: Implémentation sur le
DSP et résultats expérimentaux
43
Chapitre
4
: Implémentation sur le DSP et résultats
expérimentaux
1. Introduction :
L
e développement d’un code en langage C , le compiler , et
l’implémenter sur le DSP TMS320 F2812 , étant l’objet principal de
notre projet .
Dans ce chapitre on détaillera, les méthodologies suivis lors de la
programmation, en précisant les configurations des registres mis en
jeux, et illustrant le programme par des organigrammes et des figures.
2. Implé mentation de la commande MLI vectorielle
sur le DSP :
Notre objectif suite à l’implémentation de cette commande numérique (MLI
vectorielle) est d’avoir, en sortie de l’onduleur de tension, une tension de fréquence
f0, et d’amplitude V0 variable de façon à avoir :
 fréquence de commutation des interrupteurs est de 2.5 KHz.
Donc Tc =
1
2.5
10−3
2.1 Le principe de l’algorithme de commande :
Le principe de cette commande est de construire un vecteur 𝑉𝑟é𝑓 , qui a comme
module , la valeur efficace du tension de sortie désirée, et tourne à une vitesse
angulaire 𝜔0 =2. π. 𝑓0
Où 𝑓0 est la fréquence de tension en sortie de l’onduleur.
44
Figure 4. 1: Tension dans le repère α,β
A chaque instant, on cherche le secteur dans le quelle se situe, le vecteur
espace𝑉𝑟é𝑓 , afin de pouvoir calculer les rapports cycliques et par suite commander les
interrupteurs des puissances de manière à obtenir les sorties désirées.
Donc nos attentes en sortie de l’onduleur triphasé, trois tensions dont les
expressions sont les suivantes :
𝑉𝐴𝐴 = 𝑉0𝑚𝑚𝑚 .cos( ω0 𝑡)
2π
𝑉𝐵𝐵 = =𝑉0𝑚𝑚𝑚 .cos (ω0 𝑡- 3 )
𝑉𝐵𝐵 = = 𝑉0𝑚𝑚𝑚 .cos (ω0 𝑡-
(4.1)
4π
3
)
Avec 𝑉0𝑚𝑎𝑥 =𝑉0.√2 , et ω0 =2. π. 𝑉0
On souhaite réaliser les performances suivantes :
 𝑉0=200V,
 Fréquence de sortie désirée = 60 Hz

ω0 =376.8rd/s
45
Ainsi l’organigramme global du programme à implémenter sur le DSP TMS 320
F2812 est comme suit :
Figure 4. 2: Organigramme globale du programme à implémenter sur le DSP
2.2
Configuration des registres du DSP :
 initialisation des variables et constantes :
On entame notre programme par une déclaration et initialisation classique des
constantes et des variables qui seront utilisés. Pour notre cas il s’agit de :
o L’angle trigonométrique
o Le pas d’incrémentation de l’angle de référence αréf
46
o Le module du vecteur d’espace Vréf
o La fréquence de commutation des interrupteurs

Configuration des différents registres du DSP :
Le DSP TMS 320F2812 contient tant de registres, on va se limiter au ceux qui
nous intéresse dans ce programme :
-
Configuration des registres du module EVA :
 GP Trimer Control Registre GPTCONA :
Figure 4. 3: Configuration du registre GPTCONA
C’est le registre responsable du mode de comptage des TIMER de l’EVA, on a
choisi d’utiliser le mode contunious up/down
pour cela, on a mis les bit
12(TMODE1), 13(TMODE0) à 01. Aussi via ce registre on peut définir un facteur de
division pour l’horloge.
Pour notre cas, on a intérêt de diviser l’horloge par 2, donc on va mettre les trois
bit 10,9 et 8 qui sont TPS2, TPS1 et TPS0 à 001.
 Le registre T1PR1 :
c’est le registre dans lequel on va définir notre période Tc , il autorise la lecture
et l’écriture .
47
Avec laquelle est calculée la période est la suivante :
On a la relation suivante :
1
𝐹𝑑é𝑠𝑠𝑠é𝑒 .𝑃𝑃𝑃
T1PR=𝐹 𝑑é𝑠𝑠𝑠é𝑒 𝐻𝐻𝐻𝐻𝐻
.𝑇𝑇𝑇𝑇𝑇𝑇𝑇𝑇
(4.2)
Avec :
 Fréquence de l’oscillateur externe : 30 MHz
10
 Facteur de multiplication de la PLL : 2 =5
 HSPLK : 2
 F désirée : 2 .5 KHz
 Pour avoir une fréquence de commutation de 2.5 KHz, on a chargé le
𝐹𝐹𝐹𝐹
registre T1PR par la valeur 8 = 8192 . car on doit charger la moitié du
période voulu dans le registre.
 (mode up/down : la période désirée = 2*valeur chargée dans T1PR)
Le registre T1CMPR1 ,2 et 3 :
Ces registres seront utilisés pour la programmation des temps d’application des
vecteurs tensions.
48
Ces registres sont utilisés pour la génération des temps de commande des
interrupteurs.
 Le principe est le suivant :
A chaque interruption, après avoir déterminé le secteur dans lequel se situe le
vecteur de tension, on calcul les temps de commutation qui seront chargés dans les
registre de comparaison CMPR1, CMPR2 et CMPR3.
Les signaux de commande PWM, correspondants à ces registres restent égal à 1
tant que ses valeurs sont supérieurs à la valeur contenue dans le compteur
du
TIMER1.
Cela est illustré par la figure suivante :
Figure 4. 4: Génération des signaux de commande
Il existe différentes stratégies d’application des vecteurs assurant l’obtention de
la tension désirée.
Afin de diminuer les harmoniques, il est préférable de générer des tension
centrées sur la période de modulation de l’onduleur.
On va faire un exemple pour expliquer la méthode avec laquelle on a générer les
signaux de commande pour les interrupteurs de l’onduleur triphasé.
49
Figure 4. 5: Schéma de l’onduleur
Donc, par exemple pour obtenir l’interrupteur Q1 passant pour toute la période de
d’échantillonnage Tc , Q2 passant pendant une période d2+ d1, et Q3 active pendant d0
On doit charger les registres de comparaison comme suit :
Mettre
𝐹𝐹𝐹𝐹
8
+1 dans CMPR1,
1
2
d0 dans CMPR2 et
FFFF/8
1
2
1
d1+2 d2 dans CMPR3.
0,5.d1+0,5.d2
0,5.d0
0
0
DTPH1
Tc
DTPH2
d1+d2
DTPH3
d0
Figure 4. 6: Procédure de chargement des registres de comparaison
 Configuration du registre DBTCONA :
C’est le
registre responsable de la définition du temps mort entre la
commutation des deux interrupteurs appartenant au même bras de l’onduleur.
50
Figure 4. 7: Le principe du temps mort
Le temps mort peut être calculé par la formule suivante :
Dead_time=2*DB_period*DB_prescalar*CPU_CLK_Period
(4.3)
Pour activer le dead time des trois sorties PWM1,2 ;PWM3,4 ;PWM5,6 on doit
mettre les bits EDBT1,2,3 de DBTCONA à 1(les bits 5,6,7)
Notre fréquence du CPU est égale à 150 MHz, d’où
CPU_CLK_Period=
𝟏
𝟏𝟏𝟏 .𝟏𝟏𝟔
= 6.66 ns
(4.4)
Figure 4. 8: Le registre DBTCONA
Avec :
 DBT3-DBT0 : la période du TIMER de temps mort = 1100, soit donc
DB_Period=12.
 DBTPS2-DBTPS0 : définition de la valeur du pré diviseur du TIMER de
temps mort =100 : fréquence du CPU/16 , soit donc DB_Prescalar= 16.
51
Enfin , on obtient le temps mort:

Dead_Time=2 ∗ 12 ∗ 16 ∗ 6,66 ns = 2,5µs
 Procédure de détermination de secteur où se situe le vecteur de
tension, et l’incrémentation de l’angle de référence :
Figure 4. 9: Organigramme de la procédure de détermination de secteur ou se situe
le vecteur tension
52
3. Configuration des registres de l’ADC :
L’un des périphériques le plus importants dans un système embarqué est l’ADC,
il constitue une interface entre le système embarqué et le monde réel.
En effet, Un convertisseur analogique-numérique, CAN, ou en anglais ADC (Analog
to Digital Converter), est un montage électronique dont la fonction est de générer à
partir d'une valeur analogique, une valeur numérique (codée sur plusieurs bits),
proportionnelle à la valeur analogique entrée.
Figure 4. 10 : Le Kit DSP
Le kit que nous avons, pour faire notre test, est muni d’un ADC de Fréquence
maximale de 25MHZ
Caractéristiques générales du convertisseur :
Le TMS320F2812 est équipé d’un seul module ADC ayant les caractéristiques
suivantes :



Une résolution de 12 bits
16 entrées analogiques branchées sur 2 multiplexeurs. Chaque 8 canaux sont
connectés à un multiplexeur. Le niveau de la tension analogique varie de 0 à 3
volts.
Chaque multiplexeur est branché sur un bloqueur d’ordre zéro (S/H)
53



Plusieurs modes de d’ordre de conversion (logiciel, signal externe, EVA, EVB)
Un séquenceur programmable permettant de contrôler les 2 multiplexeurs et
stocker le résultat de conversion dans des registres de résultat.
2 Modes de fonctionnement du séquenceur : 1 seul séquenceur en mode
CASCADE contrôlant les 2 multiplexeurs ou bien divisé en 2 séquenceurs dont
chacun contrôle un multiplexeur.
Fonctionnement en mode 1 séquenceur : CASCADED MODE
Figure 4. 11: Fonctionnement en mode 1 séquenceur (CASCADED MODE)
SOC: Start of Conversion: debut de conversion
EOC: End of Conversion: fin de conversion
S/H: Sample and Hold
ADCSOC: ADC Start of Conversion
CHSEL: Channal Select
La procédure de conversion est contrôlée par un seul séquenceur.
On doit programmer pour ce séquenceur :
•
Le nombre maximal de conversions par séquence « MAX_CONV1 » (il
dépend des nombre des entrées analogiques connectées au module ADC).
54
•
Chaque entrée à convertir doit correspondre à canal du séquenceur CHSEL.
Ceci permet donc de choisir l’ordre de conversion des entrées (l’entrée qui
correspond à CHSEL00 sera convertie la première, l’entrée qui correspond à
CHSEL01 sera convertie en deuxième étape,…)
Les résultats de conversion sont ensuite envoyés sur des registres de résultat
(RESULT0, RESULT1 ,….)
On peut avoir deux options d’échantillonnage pour ce mode : Echantillonnage
simultané et séquentiel.
-
-
Pour l’échantillonnage simultané, les deux bloqueurs d’ordre zéro sont utilisés
en parallèle et les deux entrées analogiques (1 pour chaque bloqueur) sont
connectées au même canal du séquenceur CHSELXX.
Pour l’échantillonnage séquentiel, les deux entrés analogiques (1 pour chaque
bloqueur) seront connectées aux deux canaux différents du séquenceur.
Fonctionnement en mode 2 séquenceurs : DUAL-SEQUENCER MODE :
Figure 4. 12: Fonctionnement en mode 2 séquenceur (DUAL-SEQUENCER MODE)
55
Dans ce cas le séquenceur est divisé en 2 séquenceurs (machines d’état SEQ1
et SEQ2).
Le déclenchement du SEQ1 se fait par EVA alors que celui de SEQ2 se fait par
EVB.
Les résultats de SEQ1 sont envoyés vers les registres RESULT0 à RESULTS7
alors que les résultats de SEQ2 sont envoyés vers les registres RESULT8 à
RESULTS15.
Dans le cas où les deux séquenceurs sont déclenchés en même temps un
arbitre donne la priorité à SEQ1.
Fréquence du convertisseur :
Figure 4. 13: Fréquence du convertisseur
56
La fréquence d’horloge du ADC notée ADCCLK est donnée par :
Il y’a des limites pour la mise en place du temps de conversion ADC.
Premièrement, l’horloge de base pour l'ADC est l’horloge interne HSPCLK.
On
ne
peut
pas
utiliser
la
vitesse
d'horloge
que
nous
voulons.
La fréquence est limitée à 150MHZ.
La deuxième limite est la fréquence maximale pour "FCLK» comme étant le signal
d'entrée interne pour l'unité ADC qui est limité à 25 MHZ.
Une troisième limite est le « sampling window »
contrôlé par le champ
"ACQ_PS".
Ce groupe de bits définit la longueur de la fenêtre qui est utilisé entre le
commutateur de multiplexeur et le moment où on échantillonne la tension d'entrée.
HSPCLK
FCLK
HSPCLK
(2 * ADCCLKPS ) =
ADCCLK =
=
(CPS + 1)
(CPS + 1)
(2 * ADCCLKPS )* (CPS + 1)
(4.5)
 Si le bit CPS est mis à 1, alors FCLK sera divisée par deux.
 S’il est mis à zéro, alors on aura ADCCLK=FCLK.
La fréquence FCLK est reliée à la fréquence horloge interne et sera programmée par
les 4 bits ADCCLKPS du registre ADCTRL3.
La programmation du temps d’acquisition (sampling window) est calculée suivant la
formule suivante :
1


sampling window = 
 * ( ACQ _ PS + 1)
 ADCCLK 
(4.6)
Les différents registres associés au module ADC
Les différents registres associés au convertisseur ADC sont donnés dans le tableau cicontre :
57
Figure 4. 14: Les différents registres associés au convertisseur ADC
Les registres programmables sont :
ADC Control Register 1, ADC Control Register 2, ADC Control Register 3
ADCMAXCONV, ADCCHSELSEQ1, ADCCHSELSEQ2, ADCCHSELSEQ3, et
ADCCHSELSEQ4,
58
Figure 4. 15: Configuration de ADC control register Upper Byte
o Le bit 14 “RESET” est utilisé pour réinitialisé le module ADC à son état
initial.
o Il est toujours bon d'appliquer une commande RESET avant de travailler avec
le module ADC.
o Les bits 13 et 12 définissent le mode de fonctionnement de l’ADC.
o Les 4 bits suivants définissent la durée du temps d’acquisition.
Figure 4. 16: Configuration de ADC control register 1 Lower Byte
59
o Le bit “CPS” est utilisé pour diviser la fréquence d’entrée par 1 ou 2.
o Le bit 6 ("CONT_RUN") définit si l'auto-séquenceur commence à la fin d'une
séquence (= 0) et attend un autre déclencheur ou si la séquence doit tout
recommencer immédiatement (= 1).
o Bit 5 ("SEQ1_OVRD") définit deux options différentes pour le mode continu.
o Enfin le bit 4 définit le mode Séquenceur, Dual mode ou Cascaded mode.
ADC control register 2 :
Figure 4. 17: Configuration de ADC control register 2 Upper Byte
60
 La moitié supérieure de ADCTRL2 registre est chargé de contrôler le
mode de fonctionnement du séquenceur 1.
o Le bit 15 est spécifique pour le mode « cascaded mode »
o Avec bit14 "RST_SEQ1" on peut réinitialiser la machine d'état de SEQ1 à son
état initial.
Cela signifie que le prochain déclenchement recommencera à partir CHSELSEQ1.
o Lorsqu’on a le bit 13 "SOC_SEQ1" à 1, on
commence le processus de
conversion.
o Les bits 11 et 10 définissent le mode d'interruption de SEQ1.
 Nous pouvons préciser si nous avons une demande d'interruption pour
chaque "fin de la séquence" (EOS : End Of Sequence ) ou tous les autres
(EOS).
o Le bit 8 "EVA_SOC_SEQ1" est le bit de masque pour activer ou désactiver la
capacité de gestionnaire d'événements de A à déclencher une conversion.
Figure 4. 18: Configuration de ADC control register 2 Lower Byte
61
 L'octet inférieur d’ADCTRL2 est similaire à sa moitié supérieure.
Il contrôle le séquenceur SEQ2
o Le bit 7 signale l’évènement qui a déclenché la procédure de conversion.
o Le reste est identique à la moitié supérieure.
ADC control register 3 :
Figure 4. 19: Configuration de ADC control register 3
o Le bit 7, 6, 5 contrôlent le statut d’ADC : allumé ou éteint.
o Les 4 bits suivantes contrôlent le clock d’ADC.
o Le bit 0 sélectionne le mode de fonctionnement, si le bit est mis à 0, on
effectuera un mode séquentiel, si il est mis a 1 on effectuera un mode
simultané.
62
 "MAXCONV" définit le nombre d'états par déclencheur.
Figure 4. 20: Configuration de ADC registre MAXCONV
Figure 4. 21: Configuration de registre ADC input channel select sequencing
63
Ce sont les registres ADCCHSELSEQ1, ADCCHSELSEQ2, ADCCHSELSEQ3,
ADCCHSELSEQ4,
Dans le registre ADCCHSELSEQ1 on peut programmer les 4 premières chaines du
séquenceur qui sont "CHSEL00" (CONV00), "CHSEL01" (CONV01), "CHSEL02"
(CONV02) et "CHSEL03" (CONV03).
La chaine "CHSEL00" (CONV00) sera la première scrutée par le séquenceur.
On a 4 bits correspondants à cette chaine qui sont les
Bits 0,1,2,3 du registre
ADCCHSELSEQ1 (0X007103).
Ces 4 bits permettent donc de sélectionner l'une des 16 entrées analogiques à
connecter à cette chaine.
Si on veut associer à cette chaine l'entrée ADCINA3, on doit mettre ces Bits à la
valeur 4(0100).
Lecture du résultat de conversion
Le résultat de conversion sera exprimé sur 12 bits dans les registres à 16 bits
ADCRESULT0 à ADCRESULT15.
 Le résultat sera stocké dans les bits 4 à 15.
Figure 4. 22: Configuration de registre ADC conversion result
64
On doit alors décaler de 4 bits à droite les bits stockés afin de faire une lecture
correcte.
Ce décalage permet donc de lire le résultat sur les bits définis de 0 à 11.
Décalage des 4 bits à droite
Le code permettant de faire ce décalage est :
Uint16 value; // unsigned value
Value = AdcRegs.ADCRESULT0>>4;
65
4. Ré sultats expé rimentaux :
Afin de valider l’approche théorique présentée dans la section précédente, on a relevé
quelques signaux des sorties de l’onduleur, ainsi les signaux de commandes du DSP.
Figure 4. 23: Tension entre phases
Figure 4. 24: Courant de sortie de l'onduleur
66
Figure 4. 25: Valeur de tension simple(Van)_en jaune
En bleu le courant en sortie de l'onduleur
Figure 4. 26: Zoom de la figure précédente
67
Figure 4. 27: Courants des sorties de l'onduleur dans la phase 1 et la phase 2
Figure 4. 28: Courants des sorties de l'onduleur dans la phase 1 et la phase 3
68
Figure 4. 29: Temps mort pour deux signaux de commande de deux interrupteurs
appartenant au même bras de l'onduleur
5. Conclusion :
Le TMS320F2812, équipé de tous ces modules ces unité et ces registres, nous
offre une grande souplesse et facilité pour la programmation de la MLI vectorielle et
de l’acquisition des courants.
Ainsi une bonne configuration des registres du DSP est considérée comme une étape
indispensable pour atteindre des bonnes performances techniques et dynamiques.
69
Conclusion et perspectives :
Dans ce projet on a développé une commande numérique et embarquée d’un
onduleur triphasé de tension. Cette commande est basée sur l’utilisation du principe
de la MLI vectorielle. La plateforme de commande est basée sur l’utilisation du DSP
TMS 320F2812 de Texas Instruments et le software Code Composer. Comme travail
additionnel, on a développé une carte d’acquisition des courants dans la charge et
aussi un algorithme d’acquisition permettant de contrôler en temps réel de ces
courants.
Durant l’élaboration de ce travail, on est passé par 3 étapes :
En première étape, on a introduit l’onduleur triphasé et sa structure, puis on a
expliqué la commande de type MLI vectorielle. on aussi
développé les calculs
nécessaires pour l’implémentation numérique.
En deuxième étape, on a détaillé la structure générale du DSP TMS320F2812,
son architecture interne et ses principaux modules.
En troisième étape, on s’est intéressé par l’acquisition des courants, on a
élaboré une étude détaillée sur les capteurs de courant et leurs principes de
fonctionnement.
Finalement, on a éclairci notre méthodologie pour la configuration des
différents registres de notre DSP, le développement de notre code pour la partie MLI
vectorielle
aussi
la partie acquisition et conversion.
Quelques résultats
expérimentaux ont été introduits pour valider le travail développé.
Comme premier intérêt, ce travail nous a permis de maitriser cette famille de
processeurs de traitement de signal et notamment leur programmation avancée basée
essentiellement sur la configuration de leurs registres. D’un autre côté, ce travail
servira par la suite à l’implémentation des lois de commande avancées pour le
contrôle des entrainements électriques aussi que le développement d’autre lois de
modulation.
70
Bibliographie
71
Bibliographie
Ouvrages électroniques
1.
Geneviève Baudoin-Fériel Virolleau LES DSP famille TMS320C54X: développement
d'applications
Disponible sur :< Bibliothèque ENISo > [consulté le 07-04-2011].
2.
Guy Sturtzer, Eddie Smigiel Modélisation et commande des moteurs triphasés
commande vectorielle des moteurs synchrones commande numérique par contrôleurs DSP
Disponible sur : Bibliothèque ENISo [consulté Avril-2011].
3.
Guy Sturtzer ; Eddie Smigiel, Electrotechnique : Modélisation et commande des
moteurs triphasés : commande vectorielle des moteurs synchrones commande numérique
par contrôleurs DSP
Disponible sur : Bibliothèque ENISo [consulté Avril-2011].
Travaux universitaires
4.
Slimene Majdi : Implémentation sur DSP d'une loi de commande d'un onduleur
triphasé :Mémoire de projet de fin d’études, ENISo, 2009.
Sites web consultés
WIKIPEDIA. Onduleurs. <http://fr.wikipedia.org/wiki/Onduleur> [Mars 2011]
E-LEE.
Commande
MLI
de
l’onduleur
triphasé.
Disponible
sur
<http://sites.uclouvain.be/elee/FR/realisations/ElectroniquePuissance/Onduleurs/CdeMLI/Triphase/Triphase.htm
> [Avril 2011].
WIKIPEDIA.
Digital
signal
<http://en.wikipedia.org/wiki/Digital_signal_processing> [Aril 2011].
processing.
SCRIBD. La commande pleine onde des onduleurs. Disponible sur <
http://www.scribd.com/doc/31321152/La-Commande-Pleine-Onde-Des-OnduleursAssociation-Avec-Une-Machine-Asynchrone> [Aril 2011].
72
Annexes
73
Annexes
Annexe 1 : LTS 25-NP
74
75
76
Annexe 2 : Schéma de routage et d’impression des cartes
77
78
79
Plateforme de développement :
80
Résumé
Les systèmes d’entrainement triphasé à vitesse variable trouvent un champ
d’application très vaste dans le domaine industriel.
L’onduleur de tension triphasé est l’un des structures de conversions utilisées dans
ce contexte et notamment dans le domaine des faibles et moyennes puissances.
Outre la souplesse de développement, l’utilisation d’un système de commande
embarqué de l’onduleur, permet d’avoir une plateforme de commande plus robuste et
moins encombrante.
Dans ce contexte, on se propose d’implémenter sur un DSP une MLI vectorielle
permettant de contrôler la fréquence et la valeur efficace de l’onduleur triphasé pour
alimenter un récepteur triphasé.
Comme deuxième objectif, on se propose de faire la conception et la réalisation
d’une carte d’acquisition des courants de la charge et implémenter un programme sur
le DSP permettant de suivre en temps réel l’évolution de ces courants.
Mots-clés :
Onduleur triphasé
DSP (Digital Signal Processor) TMS320F2812
MLI vectorielle
Acquisition