1.3 Futures générations du réseau d`accès optique

Remerciements
Mes premiers remerciements vont au professeur Jean Louis De Bougrenet de la Tocnaye
pour avoir accepté d'être mon directeur de thèse, Anne Cécile Réau-Thomas et Stéphane
Gosselin pour m'avoir proposé cette thèse à France Télécom Division Recherche et
Développement et pour avoir mis à ma disposition tous les moyens pour mener à bien cette thèse.
Je tiens également à remercier vivement Philippe Chanclou pour son encadrement
pendant ces années de thèse et qui a fortement contribué à la bonne évolution de mes travaux de
recherche et avec qui le travail en laboratoire a été une véritable source d'enrichissement. Il a su
m'accorder une parfaite autonomie tout en restant présent et réactif à tout moment durant cette
période.
J'adresse ma gratitude aux membres du jury, à Didier Erasme et Ammar Sharaiha pour
avoir accepté d'être rapporteurs de ce mémoire de thèse et également à Tim Gyselings et Jean
Claude Simon pour avoir répondu favorablement en qualité d'examinateurs pour l'évaluation de
mes travaux de recherche.
Je remercie également Naveena Genay pour son aide, sa rigueur et sa méticulosité lors de
tous les moments qu'on a pu partager à la fois pour la relecture des articles en anglais et pour le
bon déroulement des tests et expérimentations au laboratoire.
Je dois des remerciements à Franck Payoux, Thomas Soret et Hugues Lebras qui ont su
me faire une place parmi eux et m'ont aidé à trouver mes marques rapidement dans le laboratoire
dès les premiers jours de ma présence au sein de l’unité.
Je souhaite remercier également Fabienne Saliou qui m'a aidé pour la réalisation et
l'obtention de résultats expérimentaux lors de ses deux stages d'ingénieur et master de recherche
et à qui je souhaite une bonne continuation durant ces deux années de thèse restantes.
Je ne saurais oublier dans ma liste de remerciements de nommer mon cher collègue de
bureau, Roman Glatty, avec qui j'ai eu des discussions et des interrogations existentielles au cours
desquelles nous avons plusieurs fois refait le monde.
Merci à toutes les personnes de l’URD ANA (anciennement NOA) qui m'ont permis de
consolider mes connaissances sur le réseau d’accès optique et de vivre une belle expérience
humaine en leur compagnie. Je pense en particuliers à Laurent Guillo, Anna Pizzinat, Benoît
Charbonnier, Alexandra Pitel, Fabrice Bourgart, Philippe Niger, Philippe Guignard (le physicien
et le musicien), Bernard Landousies, Julio Orozco, Frederic Jounay, Jackie Etriallard.
-1-
Merci aussi à tous les stagiaires, thésards et post-docs pour la bonne humeur et l'ambiance
chaleureuse dans laquelle nous avons travaillé et échangé aussi bien à l’intérieur qu’à l’extérieur
des bâtiments de France Télécom : Thomas (papi), Fabi (mami), Romek (S..polonais), Hary,
Pierre, Mathieu, Guillaume (Maurice 1), Florian, Thanhnga, Edouard, Mervin, Qian, Sébastien
(Maurice 2), Léonora, Ikram, Vasilis, Charlotte, Ibrahim, Liv, Walid, Julien, Arnaud,…(Un clin
d'œil particulier au fan club de "Ginette Belle-quiche")
Merci aussi à mon ancien voisin, Cyril pour sa gentillesse et sa serviabilité. Merci à Sabrina
pour sa bonne humeur et son fou rire communicatif.
Un grand merci à tous les amis qui ont régulièrement pensé à moi pendant ces années de
thèse, je pense particulièrement à Meryam, Eloïse, Yannick et tous les autres.
Je remercie Gwenaëlle Girault avec qui j'ai travaillé en binôme dans le cadre du pôle de
compétitivité « Images et Réseaux » et qui m'a apporté de très bons conseils au début de la
rédaction de ce manuscrit.
Je remercie affectueusement Charles Marais pour m'avoir accompagné tout au long de ces
trois années de thèse, je ne saurais le remercier suffisamment pour son écoute, sa curiosité, son
aide continue et sa participation à l'élaboration de ce travail. J'adresse également mes chaleureux
remerciements à toute sa famille qui m'a toujours encouragé dans mon travail.
Et pour finir, un grand merci à mes parents et mon frère au Maroc, ma sœur aux USA et
à toute ma famille qui m'a soutenue tout au long de mes études malgré les kilomètres qui nous
séparent dans la vie de tous les jours.
2
Table des matières
Remerciements ........................................................................................................................... 1
Table des matières ...................................................................................................................... 3
Table des figures ........................................................................................................................ 6
Table de tableaux ..................................................................................................................... 10
Introduction générale................................................................................................................ 12
1
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès ........................................ 16
1.1
Le réseau d'accès .............................................................................................. 16
1.1.1 Terminologie du réseau d'accès........................................................................ 16
1.1.2 Accès cuivre ..................................................................................................... 17
1.1.3 Accès sans fil.................................................................................................... 17
1.1.4 Evolution du réseau d'accès optique................................................................. 18
1.2
Différentes architectures pour les réseaux d'accès optique .............................. 19
1.2.1 L'architecture Point à Point .............................................................................. 19
1.2.2 L'architecture du réseau point à multipoints passif : PON ............................... 19
1.2.3 Caractéristiques de systèmes normalisés BPON, GPON, EPON..................... 21
1.3
Futures générations du réseau d'accès optique................................................. 29
1.3.1 PON avec multiplexage en longueur d'onde (WDM) ...................................... 29
1.3.2 Architecture PON WDM avec un ONU achromatique .................................... 31
1.3.3 PON hybride WDM/TDM ............................................................................... 31
1.3.4 PON avec multiplexage temporel (TDM) à 10Gbit/s ...................................... 32
1.3.5 PON TDMA avec une coexistence d'un double débit pour la voie montante :
1.25/10 Gbit/s ............................................................................................................... 33
1.3.6 Réseaux PON étendus ...................................................................................... 34
1.3.7 Nouvelles techniques de multiplexage pour les futurs réseaux d'accès optique
36
2
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques....................... 44
2.1
Fibre optique .................................................................................................... 44
2.1.1 Transmission de la lumière dans une fibre optique.......................................... 44
2.1.2 Fibre multimode et fibre monomode................................................................ 44
2.1.3 Atténuation ....................................................................................................... 45
2.1.4 Dispersion......................................................................................................... 45
2.2
Composants passifs présents dans les architectures PON ................................ 46
2.2.1 Isolateurs .......................................................................................................... 46
2.2.2 Circulateurs ...................................................................................................... 47
2.2.3 Multiplexeurs et Démultiplexeur ..................................................................... 49
2.3
Transceivers ..................................................................................................... 50
2.4
Sources Lasers.................................................................................................. 51
2.4.1 Diodes laser de type Fabry-Pérot ..................................................................... 51
2.4.2 Lasers à contre réaction répartie (DFB) ........................................................... 52
2.4.3 VCSEL ............................................................................................................. 52
2.5
Photodiodes ...................................................................................................... 53
2.5.1 Photodiodes PIN............................................................................................... 53
2.5.2 Photodiode APD............................................................................................... 53
2.6
Bloc d'émission pour les sens montant et descendant ...................................... 54
2.6.1 Emetteurs en mode rafale présents à l'ONU..................................................... 54
3
2.6.2 Emetteurs présents à l'OLT .............................................................................. 56
2.7
Module de réception......................................................................................... 57
2.7.1 Module de réception à l'ONU........................................................................... 57
2.7.2 Module de réception à l'OLT ........................................................................... 57
2.8
Circuit de récupération d'horloge ..................................................................... 61
2.8.1 Approche électrique ......................................................................................... 61
2.8.2 Approche optoélectrique : Verrouillage par injection optique direct d'un photooscillateur (Direct Optical Injection Locking ou D-OILO).......................................... 62
2.9
Pénalités de la transmission par fibre optique dans le réseau d'accès .............. 63
2.9.1 Effets linéaires dus à l'augmentation du débit .................................................. 63
2.9.2 Effets non-linéaires dus à l'augmentation de la puissance optique .................. 70
3
Architectures PON-TDM réalisées............................................................................... 82
3.1
Critères de qualité d'une transmission.............................................................. 83
3.1.1 Facteur de qualité Q et taux d'erreurs binaires ................................................. 83
3.1.2 Taux d'extinction .............................................................................................. 85
3.1.3 Facteur de bruit................................................................................................. 85
3.2
Amplificateurs introduits dans les architectures du réseau d'accès.................. 87
3.2.1 Les SOAs (Semi-conductor Optical Amplifier)............................................... 87
3.2.2 Le RSOA .......................................................................................................... 88
3.2.3 Les EDFAs (Erbium Doped Fibre Amplifier).................................................. 89
3.2.4 Le ROPA : Remote Optical Pumped Amplifier............................................... 89
3.2.5 L'EDWA : Erbium Doped Waveguide Amplifier ............................................ 90
3.3
Mise en place du mode rafale........................................................................... 91
3.3.1 Analyseur de la qualité du signal MP 1800...................................................... 91
3.3.2 Mode rafale : de l'émission à la réception à 1.25 Gbit/s .................................. 92
3.3.3 Mise en place d'une transmission en mode rafale à 10 Gbit/s.......................... 96
3.4
ONUs achromatiques avec un débit montant de 1.25Gbit/s ............................ 98
3.4.1 ONUs avec des amplificateurs et des modulateurs à électro-absorption ......... 98
3.4.2 ONUs avec des RSOAs.................................................................................. 103
3.5
Introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM............................. 108
3.5.1 Amplification bidirectionnelle en ligne.......................................................... 108
3.5.2 Amplification unidirectionnelle en ligne et au central ................................... 112
3.6
La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s ............................................................. 114
3.6.1 Emission à 1550 nm et réception avec une PIN............................................. 114
3.6.2 Emission à 1310 nm et réception avec un APD ............................................. 118
4
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des
bruits d'une transmission bidirectionnelle .............................................................................. 128
4.1
Introduction .................................................................................................... 128
4.2
Configuration des modèles réalisés................................................................ 128
4.2.1 Emission laser à l'OLT ................................................................................... 129
4.2.2 Récepteurs ...................................................................................................... 130
4.2.3 Multiplexeur AWG ........................................................................................ 130
4.2.4 Propagation..................................................................................................... 130
4.2.5 Transmetteur à l'ONU .................................................................................... 131
4.3
Modèle numérique du SOA............................................................................ 132
4.3.1 Equation d'évolution de la densité de porteur ................................................ 132
4.3.2 Propagation dans le SOA ............................................................................... 134
4.3.3 Bruit de l'émission spontanée amplifiée......................................................... 135
4.3.4 Modulation directe ......................................................................................... 135
4.3.5 Résultats de la simulation............................................................................... 136
4
4.4
Modèle numérique du RSOA......................................................................... 138
4.4.1 RSOA à doubles électrodes............................................................................ 139
4.4.2 RSOA à triple électrodes................................................................................ 141
4.5
Analyse théorique de la rétrodiffusion de Rayleigh....................................... 141
4.5.1 Influence sur la qualité de la transmission ..................................................... 142
4.5.2 Rétrodiffusion de Rayleigh et amplification à l'ONU.................................... 144
4.6
Conclusion...................................................................................................... 145
Conlusion ............................................................................................................................... 148
A
Annexes ...................................................................................................................... 152
A.1
Annexe 1 ........................................................................................................ 152
A.1.1
Calcul de la dispersion chromatique .......................................................... 152
A.2
Annexe 2 ........................................................................................................ 155
A.2.1
Calcul de la distance effective.................................................................... 155
A.3
Annexe 3 ........................................................................................................ 157
A.3.1
Théorie des bruits de détection................................................................... 157
A.3.1.3 Bruit de battement ...................................................................................... 158
B
Tableau d'acronymes .................................................................................................. 162
C
Publications personnelles ........................................................................................... 166
5
Table des figures
Figure 1 : Terminologie du réseau d'accès ............................................................................... 16
Figure 2 : Catégories de réseaux sans fil [] .............................................................................. 18
Figure 3 : Architecture Point à Point optique........................................................................... 19
Figure 4 : Architecture PON unidirectionnelle ........................................................................ 20
Figure 5 : Architecture PON bidirectionnelle .......................................................................... 20
Figure 6 : Format de trame B-PON asymétrique à 622/155Mb/s, (a) descendant et (b) montant
[] ............................................................................................................................................... 22
Figure 7 : Illustration de secteurs temporels de puissance optique différente en réception sur
l'OLT avec un contrôle automatique du gain en réception []................................................... 24
Figure 8 : Présentation du partitionnement de la trame ........................................................... 25
Figure 9 : Structure de la trame du G-PON [] .......................................................................... 25
Figure 10 : Subdivision du temps d'en-tête de la trame montante du G-PON ......................... 26
Figure 11 : Structure de la trame E-PON ................................................................................. 28
Figure 12 : Architecture PON WDM unidirectionnelle "broadcast and select"....................... 29
Figure 13 : Architecture PON WDM bidirectionnelle "broadcast and select"......................... 30
Figure 14 : Architecture PON WDM unidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde .. 30
Figure 15 : Architecture PON WDM bidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde .... 30
Figure 16 : Principe de la technique de modulation déportée avec SLED et RSOA pour le sens
montant [] ................................................................................................................................. 31
Figure 17 : Architecture d'un réseau PON hybride WDM/TDM ............................................. 32
Figure 18 : Photographie du module de réception développé par NTT pour la voie montante à
10Gbit/s .................................................................................................................................... 33
Figure 19 : Architecture illustrant un réseau PON avec la coexistence d'un double débit :
1.25/10.3Gbit/s [] ..................................................................................................................... 33
Figure 20 : Configuration du module de réception à double débits [14] ................................. 34
Figure 21 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant deux amplificateurs SOAs [17].. 34
Figure 22 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant un amplificateur à fibre dopée en
praseodymium [19] .................................................................................................................. 35
Figure 23 : Architecture PON WDM avec un REAM-SOA dans le module ONU [] ............. 35
Figure 24 : Montage de 2 transpondeurs tête bêche bidirectionnel (a) photo d'un montage au
laboratoire, (b) schéma du montage test................................................................................... 36
Figure 25 : OCDMA temporel ................................................................................................. 37
Figure 26 : OCDMA en longueur d'onde ................................................................................. 38
Figure 27 : OCDMA hybride ................................................................................................... 38
Figure 28: Spectre de perte typique d'une fibre optique silice en fonction de la longueur
d'onde ....................................................................................................................................... 45
Figure 29 : Evolution de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde [Annexe
1]............................................................................................................................................... 46
Figure 30 : Illustration de la dispersion chromatique et intermodale....................................... 46
Figure 31 : Fonctionnement du rotateur de Faraday en direction passante.............................. 47
Figure 32 : Schéma de fonctionnement d'un circulateur optique ............................................. 47
Figure 33: Photographie et schéma d'un circulateur utilisant la séparation de faisceaux ........ 48
Figure 34 : Schéma d'une transmission bidirectionnelle utilisant des coupleurs, des isolateurs
(a) et des circulateurs (b) .......................................................................................................... 48
Figure 35 : Exemples de modules SFP et SFF fabriqués par Zenkotechnologies []................ 50
6
Figure 36 : Transceivers bidirectionnels (a) duplexeur et (b) triplexeur [].............................. 50
Figure 37 : Architecture simplifiée du module ONU intégrant une émission feedforward [37]
.................................................................................................................................................. 55
Figure 38 : Architecture simplifiée d'une émission feedback présente dans l'ONU [38] ........ 55
Figure 39 : Architecture d'un émetteur à couplage capacitif avec une liaison différentielle
entre la diode laser et son driver [42] ....................................................................................... 56
Figure 40 : Synoptique d'un réseau PON [].............................................................................. 57
Figure 41 : Récepteur différentiel optique []............................................................................ 58
Figure 42 : Architecture différentielle "électronique"[] ........................................................... 58
Figure 43 : Récepteur à couplage capacitif []........................................................................... 59
Figure 44 : Variation du seuil de décision du récepteur à couplage capacitif [] ...................... 59
Figure 45 : Récepteur à couplage direct avec un circuit à rétroaction [].................................. 60
Figure 46 : Circuit détecteur de puissance ............................................................................... 60
Figure 47 : Récepteur à couplage direct avec un circuit "à priori" [49]................................... 60
Figure 48 : Régénération des données reçues à l'aide d'une CDR []........................................ 61
Figure 49 : Principe d'une PLL pour la récupération d'horloge ............................................... 62
Figure 50 : Génération de la fréquence d'horloge avec (a) une porte XOR, (b) un circuit
différentiateur/redresseur ......................................................................................................... 62
Figure 51 : Circuit de photo-oscillateur avec la technique D-OILO........................................ 63
Figure 52 : Récupération d'horloge par verrouillage optique du signal de données NRZ [50] 63
Figure 53 : Elargissement temporel d'une impulsion d'enveloppe Gaussienne après
propagation dans une fibre [].................................................................................................... 65
Figure 54 : Largueur temporelle à mi hauteur d'une impulsion à enveloppe gaussienne (1550
nm) en fonction de la distance de transmission et pour différents débits [58]......................... 66
Figure 55 : Distance maximale en fonction de la longueur d'onde .......................................... 69
Figure 56 : Diagramme d'énergie pour la description de l'effet Raman (a) génération d'un
signal de Srokes (b) génération d'un signal anti-Stokes........................................................... 72
Figure 57 : Schéma expérimental pour la mesure de l'effet Brillouin...................................... 75
Figure 58 : Tracé des puissances et comparaison par rapport à la puissance transmise sans
effet Brillouin ........................................................................................................................... 75
Figure 59 : Spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour des puissances injectées de -3, 6
et 10 dBm sur 20 km de fibre ................................................................................................... 76
Figure 60 : Puissance de seuil de Brillouin en fonction de la longueur de fibre...................... 76
Figure 61 : Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin en fonction de la longueur de la fibre.. 77
Figure 62 : Répartition des densités de probabilité V(t) .......................................................... 83
Figure 63 : Taux d'erreurs binaires en fonction du facteur de qualité Q .................................. 85
Figure 64 : Principe de la modulation de gain croisée dans un SOA....................................... 88
Figure 65 : Structure de l'amplificateur dopé à l'erbium à guide d'onde.................................. 90
Figure 66 : Photos de l'analyseur de la qualité du signal de chez Anritsu : MP 1800 ............. 91
Figure 67 : Configuration PON utilisant l'analyseur MP 1800 pour l'évaluation des voies
montante et descendante []....................................................................................................... 91
Figure 68 : Plan de connexion pour le test du trafic montant [74]........................................... 92
Figure 69 : Schéma bloc des circuits du module SFF et sa carte pour la gestion électronique 93
Figure 70 : Commande électrique et sortie optique de l'émetteur en mode rafale ................... 93
Figure 71 : Exemple de trames temporelles en réception avant et après le récepteur.............. 94
Figure 72 : Sortie électrique du récepteur mode rafale à l'OLT et le signal RESET ............... 95
Figure 73 : Photo de la CDR intégrée avec sa carte d'évaluation ............................................ 95
Figure 74 : Diagramme temporel des trames en entrée et en sortie de la CDR ....................... 96
Figure 75 : Lasers DFB (a) avec modulateur intégré (b) avec modulation directe .................. 96
Figure 76 : Puce électronique VSC7965 et sa carte d'évaluation............................................. 97
7
Figure 77 : Source de contrôle en courant de lasers................................................................. 97
Figure 78 : Architecture d'un réseau PON hybride TDM/WDM (a) descendant et (b) montant
.................................................................................................................................................. 98
Figure 79 : Architectures d'un PON hybride avec un ONU achromatique composé d'un MEA
et deux amplificateurs optiques................................................................................................ 98
Figure 80 : Courbes de gain et de NF pour le SOA et le PDFA .............................................. 99
Figure 81 : Trames temporelles du signal montant capturées après le récepteur avec (a) une
échelle temporelle de 2 µs/div et (b) 20ns/div ....................................................................... 100
Figure 82 : Courbes de TEB pour a) la référence GPON avec ONU standard et b) avec 20 km
de fibre bidirectionnelle ......................................................................................................... 100
Figure 83 : Illustration des différents signaux de Rayleigh dans l'architecture étudiée ......... 100
Figure 84 : Spectre optique et diagramme de l'œil de la voie montante ................................ 101
Figure 85 : Différents scenarii testés pour l'architecture PON hybride (1) bifibre avec un
coupleur et (2) bifibre avec un circulateur optique ................................................................ 101
Figure 86 : Courbes de TEB pour a) la référence, b) avec circulateur, c) avec coupleur et d)
avec 20 km en bidirectionnelle............................................................................................... 102
Figure 87 : Schéma de l'architecture WDM/TDM PON utilisant des RSOAs pour la partie
émission de l'ONU ................................................................................................................. 103
Figure 88 : Photos du RSOA utilisé dans un module TO-CAN et en boitier SFF................. 104
Figure 89 : Gain et facteur de bruit (NF) des deux RSOAs utilisés @ Pin = -25 dBm .......... 104
Figure 90 : Paquets optiques en sortie des RSOAs : (a) ONU1 et ONU2 ; (b) zoom sur l'entête .......................................................................................................................................... 105
Figure 91 : Architecture WDM/TDM incluant un circulateur avec (a) une seule bobine de
fibre bidirectionnelle (b) avec deux bobines de fibre............................................................. 105
Figure 92 : Courbes de BER pour la transmission de la voie montante à partir de deux RSOAs
................................................................................................................................................ 106
Figure 93 : Architecture pour la mesure de l'OSNR en fonction de la puissance reçue des
données montantes ................................................................................................................. 107
Figure 94 : Variations de l'OSNR (dB) en fonction de la puissance reçue (dBm) pour un TEB
à 10-9 ....................................................................................................................................... 107
Figure 95 : Architecture testée avec un budget optique fidèle à la classe GPON B+ ............ 108
Figure 96 : Architecture testée avec un seul SOA en fonctionnement bidirectionnel ........... 108
Figure 97 : (a) Trames en mode rafale en provenance de l'ONU 1 et l'ONU 2 avant
amplification, (b) zoom sur l'en-tête ...................................................................................... 109
Figure 98 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue (dBm) pour les voies montante
et descendante respectivement à 1.25Gbit/ et 2.25Gbit/s avec un budget étendu de 14 dB .. 110
Figure 99 : Schéma de principe de mesure du gain et du NF en fonctionnement bidirectionnel
................................................................................................................................................ 111
Figure 100 : Gain et facteur de bruit du SOA (1530 nm) en fonctionnement bidirectionnel
avec un signal descendant λ1 = 1550 nm et un signal montant λ2 = 1570 nm ....................... 111
Figure 101 : Seuil de détectivité (dBm) en fonction du budget optique (dB) pour la voie
montante ................................................................................................................................. 111
Figure 102 : Architectures de différents scénarii de la future génération PON amplifié [82]113
Figure 103 : Architecture PON en modulation à 10 Gbit/s pour la voie montante................ 114
Figure 104 : Signal optique capturé avant la réception à l'OLT avec deux temps de garde : 115
Figure 105 : Courbes de TEB du flux montant provenant de l'ONU1 et sans fibre............... 116
Figure 106 : Pénalités mesurées en fonction de la longueur de fibre pour un TEB @ 10-9 ... 116
Figure 107 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la longueur de la fibre................... 117
Figure 108 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la valeur de l'atténuation en ligne. 117
Figure 109 : Architecture du réseau PON à 10.7 Gbit/s @ 1310 nm..................................... 118
8
Figure 110 : Combinaisons entre le temps de mesure Tm et le temps total de la trame Tpck .. 118
Figure 111 : Les trois combinaisons avec un rapport Tm/Tpck = 60%, 80% et 100%.......... 119
Figure 112 : Pénalités optiques pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport Tm/Tpck pour
différents Tg ............................................................................................................................ 119
Figure 113 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode et pour
différents temps de garde ....................................................................................................... 120
Figure 114 : Courbes de TEB de la voie montante avec ∆P = 0 dB ...................................... 120
Figure 115 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ∆P = 7 dB ................ 121
Figure 116 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ∆P =15 dB ............... 122
Figure 117 : PON amplifié à l'aide d'un SOA à 10.7 Gbit/s .................................................. 122
Figure 118 : Courbes de gain et de NF pour le SOA en fonction de la puissance d'entrée
@1310nm et pour I= 450mA ................................................................................................. 123
Figure 119 : Trames montantes (a) avant et (b) après le SOA ............................................... 123
Figure 120 : Evolutions du budget étendu en fonction du budget d'accès ............................. 124
Figure 121 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue........................................... 124
Figure 122 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions ......................... 128
Figure 123 : Trafic montant dans un réseau PON WDM....................................................... 129
Figure 124 : Schéma bloc du récepteur modélisé................................................................... 130
Figure 125 : Schéma du SOA................................................................................................. 132
Figure 126 : Profils du gain local g f : Théorique et numérique ............................................ 136
Figure 127 : Spectres optiques à l'entrée (vert) et à la sortie (noir) du SOA ......................... 136
Figure 128 : Variation du gain en fonction de la puissance d'entrée...................................... 137
Figure 129 : Signal modulé à la sortie du SOA...................................................................... 137
Figure 130 : Spectres optiques des niveaux haut (bleu) et bas (rouge).................................. 137
Figure 131 : Diagramme de l'œil du signal de sortie du SOA pour différents débits ............ 138
Figure 132 : Schéma du RSOA .............................................................................................. 138
Figure 133 : Diagrammes de l'œil du signal de sortie du RSOA pour différents débits ........ 139
Figure 134 : RSOA à double électrodes : (a) modulation du côté réfléchissant (b) modulation
du côté entrée/sortie ............................................................................................................... 140
Figure 135 : Facteur Q en fonction du débit pour un RSOA à double électrodes.................. 140
Figure 136 : Diagrammes de l'œil du RSOA double électrodes à 7.5 Gbit/s......................... 140
Figure 137 : Schéma d'un RSOA à triple électrodes et courbe du facteur Q ......................... 141
Figure 138 : Courbes de TEB pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R
(dB) dans le cas cohérent [93]................................................................................................ 143
Figure 139 : Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction de
RS − R [93]................................................................................................................................ 144
Figure 140 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions ......................... 144
Figure 141 : Facteur Q pour une transmission bidirectionnelle en fonction du gain de l'ONU :
Rx-1 seul, Rx-1 et Rx-2 [93].................................................................................................. 145
Figure 142 : Variation de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde....... 154
Figure 143 : Evolution de la distance effective en fonction de la distance réelle .................. 156
Figure 144 : Schéma de principe d'un system G-PON avec partage temporel. ..................... 175
Figure 145 : architecture de PON TDM amplifié .................................................................. 176
Figure 146 : courbes de gain et NF ........................................................................................ 176
Figure 147 : Trames de données en mode burst avant amplification, a) zoom sur l'en tête et b)
la différence d'amplitude entre deux paquets successifs ........................................................ 176
Figure 148 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue par l'OLT, a) avec SOA et b)
avec PDFA ............................................................................................................................. 177
Figure 149 : Evolution de l'architecture avec un amplificateur de type PDFA...................... 177
9
Table de tableaux
Tableau 1 : Récapitulatif des performances des PON normalisés ........................................... 21
Tableau 2 : Nombre de cellules ATM disponibles dans une trame en voies descendante et
remontante pour les 16, 32 ou 64 clients.................................................................................. 22
Tableau 3 : En-tête de la couche Physique en amont dans le réseau optique passif G-PON [] 26
Tableau 4 : Attribution recommandée des temps d'en-tête en mode rafale pour les fonctions de
la terminaison de ligne optique ................................................................................................ 27
Tableau 5 : Les différents temps de l'en-tête E-PON ............................................................... 27
Tableau 6 : Synthèse sur les technologies de Multiplexeurs.................................................... 49
Tableau 7 : Distance maximum pour Chirp = 6 avec pénalité <1dB ....................................... 67
Tableau 8 : Distance maximum pour Chirp = 5 avec pénalité <1dB ....................................... 67
Tableau 9 : Distance maximum pour Chirp = 4 avec pénalité <1dB ....................................... 67
Tableau 10 : Distance maximum pour Chirp = 3 avec pénalité <1dB ..................................... 68
Tableau 11: Paramètres de la PMD aux maximums tolérés en fonction du débit ................... 70
Tableau 12 : Exemple de PMD pour quelques composants optiques ...................................... 70
Tableau 13: Valeurs de budget optique mesurées avec et sans amplification dans le but de
déterminer le budget étendu ................................................................................................... 110
Tableau 14 : Récapitulatif des budgets étendus en fonction du type d'amplificateur [82]..... 113
Tableau 15 : Définitions des différents paramètres du laser .................................................. 129
Tableau 16 : Définitions des différents paramètres du SOA.................................................. 133
10
Introduction générale
- 11 -
Introduction générale
Introduction générale
La diffusion massive que connait le déploiement de la fibre jusqu'au plus près de l'utilisateur tient
son origine de l'augmentation incessante des services multimédias via le réseau internet. En effet,
avec l'arrivée de la télévision très haut débit, l'augmentation des tailles des photos et vidéos
numériques, la multiplication du nombre des jeux vidéos haute qualité en ligne et le besoin de
partager et d'échanger des fichiers entre internautes le plus rapidement possible et depuis
n'importe quel terminal dans le monde, le besoin de bande passante est en constante croissance.
Les fournisseurs d'accès à internet ont pour objectif d'assouvir ce besoin et d'offrir un réseau de
plus en plus symétrique en débit montant et descendant.
Globalement, c'est la technologie xDSL (Disgital Subscriber Line) qui domine aujourd’hui le
marché d'accès haut débit. Le xDSL commence cependant à céder du terrain face aux
technologies FTTx qui, seules, peuvent répondre aux futurs besoins de services exigeant un très
haut débit.
L’architecture FTTH (Fiber To The Home) qui a été retenue par France Télécom est une
architecture PON (Passive Optical Network) dans sa variante G-PON (Gigabit PON).
Typiquement, le G-PON permet les combinaisons de débits 2.5 Gb/s descendants et 622 Mb/s
ou 1.25 Gb/s remontants. Le choix du G-PON permet d'optimiser l'occupation du génie civil.
En effet, chaque fibre optique est posée dans des alvéoles composant l'infrastructure civile d'un
opérateur. Les technologies PON pour leur topologie point à multipoints permettent de
minimiser la place occupée pour les fibres dans les alvéoles. Sur le plan de l'ingénierie, les études
technico-économiques sur les différents scénarii de déploiement d’une architecture point à
multipoint ont montré l'impact important de l'occupation des interfaces PON sur les coûts. Au
niveau du déploiement opérationnel, les règles d'ingénierie doivent être simples, fiables et
robustes, et garantir un équilibre entre une montée en charge des clients sur ce réseau et un
investissement raisonnable les premières années. L'objectif visé par France Telecom est
d'atteindre 1 million de clients raccordables en 2009 pour un CAPEX cumulé de 270 M€.
La montée en débit est un sujet majeur des organismes de normalisation comme le FSAN (Full
Service Access Network) qui rassemble les principaux opérateurs historiques, dont France
Télécom, ainsi que les équipementiers. Pour rappel, le FSAN est un groupe de pré-normalisation
pour l'ITU. Sue cette thématique, un groupe de travail y a été formé en 2006 pour étudier
l'évolution du G-PON et établir les caractéristiques de la future génération des réseaux d'accès
optique. S'il est pratiquement acté que la future norme utilisera un flux de 10 Gbit/s descendant,
le débit de la voie montante reste à définir. Différentes options sont possibles : le 2.5, 5 ou 10
Gbit/s.
L'IEEE est aussi un office de normalisation travaillant sur l'accès optique. Elle a également
normalisé le E-PON (Ethernet PON) permettant un débit symétrique (montant/descendant) de
1.25 Gbit/s partagé entre 16 ou 32 utilisateurs. L'augmentation du débit global à 10 Gbit/s est
envisagée par ce groupe de normalisation avec la future norme attendue : 10G-EPON.
Ces futures normes sont à mettre en perspective avec les faisabilités technologiques à venir,
l'infrastructure déjà installée et les coûts de déploiement. En effet, il est indispensable que la
future norme permette la réutilisation des infrastructures optiques aujourd'hui déployées en
GPON.
Le panorama mondial du FTTx (source IDATE) place le Japon comme leader en la matière.
Depuis 3 ans, l'installation du FTTH dépasse celle de l'ADSL avec pour objectif d'atteindre 20
millions d'abonnés en 2010 (contre 11 millions en 2007). Cette migration est favorisée par les prix
12
Introduction générale
et les techniques de déploiement en aérien. Aux USA, les déploiements sont poussés par les
opérateurs historiques et on compte 1.3 million d'abonnés pour 8.5 millions de prises
raccordables. En Europe, 201 projets sont répertoriés (dont 88 nouveaux projets depuis 2005)
générant aujourd'hui 1 million d'abonnés sur 5 millions de prises raccordables FTTx. 86 % des
abonnés sont aujourd'hui concentrés dans 5 pays: Suède, Italie, Norvège, Pays-Bas et Danemark.
En France, 2009 devrait être l’An 1 du Très Haut Débit (THD) avec quelques centaines de
milliers de clients fin 2009 grâce à un environnement favorable: une technologie maîtrisée, un
cadre réglementaire en cours de définition et des opérateurs télécoms motivés et actifs. S'ajoute à
cela des nouvelles applications clés très haut débit et une base de 15 millions de clients ADSL
Haut Débit, familiers pour plus de 40 % d’entre eux avec les usages "multiplay" (40 % des
abonnés IPTV dans le monde sont en France).
Afin de permettre à France Télécom de connaître les avantages et contraintes des différentes
technologies de la future génération du réseau d'accès optique, et pour anticiper la migration et
l'évolutivité d'un premier réseau en cours d'installation, des études de recherche sont menées au
sein de la division recherche et développement de l'opérateur historique.
Cette thèse est basée sur l'augmentation des capacités (débit, portée, nombre de clients raccordés)
de la future génération du réseau d'accès optique de type PON basé sur le multiplexage temporel.
Dans ce manuscrit, le premier chapitre présente une description générale du réseau d'accès avec
un rappel des différentes terminologies et architectures concernant les réseaux d'accès en cuivre,
sans fil et optiques. De plus, un résumé des différentes caractéristiques des systèmes normalisés
est présenté rappelant les spécifications de la couche physique et celles d'encapsulation et de
structure de trames. Un aperçu des futures architectures PON est abordé en résumant les
différentes études en cours concernant :
La montée en débit
L'introduction de solution pour l'extension du budget optique
La combinaison du TDM et du WDM dans un réseau dit "hybride"
L'utilisation de source achromatique (indépendante à la longueur d'onde) pour faciliter
l'utilisation du WDM
Le deuxième chapitre dresse un panorama général des technologies utilisées dans le réseau d'accès.
Chaque élément de ce réseau est analysé en établissant ses avantages et ses inconvénients. De plus,
l'émission et la réception du trafic montant en mode rafale, spécifiques aux PONs, sont présentés
dans ce chapitre en insistant sur la conception physique de chacune de ces parties. La dernière
partie de ce chapitre est consacrée aux pénalités principales de la transmission dans la fibre
optique. Elles sont présentées et discutées avec comme fil conducteur la montée en débit.
Le troisième chapitre présente les différentes architectures réalisées et testées durant ces travaux
de thèse. La partie commune à toutes les architectures présentées et l'émission et la réception des
données, provenant des modules présents au plus prêt du client et notés ONU (Optical Network
Unit)., en mode rafale. Deux architectures clés sont détaillées : la première est un réseau PON
hybride, ralliant le multiplexage temporel et le multiplexage en longueur d'onde, avec une
présence d'une source achromatique à l'ONU. La seconde est un réseau PON étendu jusqu'à 10
Gbit/s. Ces architectures relèvent de la future génération du réseau PON noté NG-PON (Next
Generation-PON).
Enfin, le quatrième chapitre décrit un modèle numérique présentant les résultats de la modulation
directe dans les SOAs et les RSOAs. Une nouvelle génération de RSOAs est introduite : les
13
Introduction générale
RSOAs à multiples électrodes. Dans ce chapitre, la théorie des pénalités dues à la transmission
bidirectionnelle et, plus précisément, à la rétrodiffusion de Rayleigh sont étudiées avec une
présentation des conséquences sur la qualité du signal transmis.
14
Chapitre 1
Contexte et Evolution de l'Architecture du
Réseau d'Accès
15
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1 Contexte et Evolution de l'Architecture du
Réseau d'Accès
1.1 Le réseau d'accès
1.1.1 Terminologie du réseau d'accès
ONU
Central
Point
d'éclatement
ONU
ONU
Figure 1 : Terminologie du réseau d'accès
Dans une architecture cuivre, le Central représente le NRA (Nœud de Raccordement d'Abonnés)
qui désigne une co-localisation de plusieurs équipements. Le central contient, plus
particulièrement, le DSLAM (Digital Subscriber Line Access Multiplexer) qui est la partie
émettrice des signaux descendants et réceptrice des signaux montants des technologies x-DSL. Le
point d'éclatement, appelé SR (Sous Répartiteur), est usuellement le point d'éclatement des paires
de cuivre. Ce point d'éclatement peut être suivi d'autres points de répartition (PC: Points de
Concentration) depuis le central. La partie "client" contient le modem (ADSL, data sur RTC,
RNIS…).
Dans les réseaux d'accès optique, le central comporte l'OLT (Optical Line Termination) qui est
l'équipement d'émission - réception. Le point d'éclatement contient, dans le cas de l'optique
partagée, le coupleur ou un élément de multiplexage optique pour un réseau WDM. La partie
"client" est généralement appelée ONU (Optical Network Unit) si elle est partagée entre plusieurs
clients et suivi d'une transmission secondaire (cas des FTTCab/Curb/Building) sinon elle porte le
nom ONT (Optical Network Termination) si elle est mono client FTTH. C'est la partie réceptrice
des signaux descendants et émettrice des signaux montants. Il s'agit également de CPE (Customer
Premises Equipment) mais ce terme désigne le module physique de réception situé derrière
l'ONT chez le client.
Les deux directions de transmission optique dans un réseau optique sont le sens descendant pour
une transmission du central (OLT) vers les clients (ONU) et montant pour une transmission
inverse.
Tout d'abord, nous allons dresser un panorama de l'accès en général (cuivre, sans fil et optique).
16
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.1.2 Accès cuivre
En France, quasiment 100% des foyers français sont raccordables en ADSL à 512kbit/s. En
revanche, même si l'ADSL 2+ peut délivrer 15 Mbit/s, l'ADSL quad 30 Mbit/s, le VDSL 50
Mbit/s et le VDSL2+ 100Mbit/s, les distances de transmission à ces débits sont très courtes.
Pour avoir 100 Mbit/s par les paires de cuivre, il faudra être très proche du DSLAM (150 ou 200
mètres) ce qui est problématique pour raccorder tous les clients à ce débit.
L'éligibilité d'une offre xDSL dépend du rapport signal sur bruit. Ce dernier dépend en premier
lieu de la distance, la qualité de la paire cuivre, des perturbations électromagnétiques…
1.1.3 Accès sans fil
Le réseau d'accès sans fil se répartit en quatre catégories illustrées sur la Figure 2. Ces catégories
se distinguant d'une part par la fréquence d'émission utilisée et d'autre part par le débit et la
portée des transmissions.
Le réseau personnel sans fil (Wireless Personal Area Network) concerne les réseaux sans fil d'une
faible portée : de l'ordre de quelques dizaines de mètres. Ce type de réseaux sert généralement à
relier des périphériques (imprimante, téléphone portable, appareils domestiques, ...) ou un
assistant personnel (PDA) à un ordinateur sans liaison filaire ou bien à permettre la liaison sans fil
entre deux machines très peu distantes. Il existe plusieurs technologies utilisées pour les WPAN
dont principalement le Bluetooth fonctionnant à un débit théorique de 1 Mbit/s pour une
trentaine de mètres maximum.
Le réseau local sans fil (Wireless Local Area Network) permet de couvrir un réseau d'une portée
d'environ une centaine de mètres. Parmi les technologies utilisées dans ce type de réseaux on note
le Wi-Fi qui offre des débits allant jusqu'à 54Mbps sur une distance de plusieurs centaines de
mètres en espace ouvert. Ainsi, des opérateurs commencent à irriguer des zones à fortes
concentrations d'utilisateurs (gares, aéroports, hôtels, trains, ...) avec des réseaux sans fil. Les
travaux de la norme sont actifs pour faire évoluer le débit vers quelques 100Mbit/s.
La norme de réseau métropolitain sans fil (Wireless Metropolitan Area Network) la plus connue
est le WiMAX, permettant d'obtenir des débits de l'ordre de 70 Mbit/s sur un rayon de plusieurs
kilomètres. Un des usages possibles du WiMAX consiste à couvrir la zone dite du «dernier
kilomètre» et fournir un accès à internet haut débit aux zones non couvertes par les technologies
filaires classiques.
Le réseau étendu sans fil (Wireless Wide Area Network) est également connu sous le nom de
réseau cellulaire mobile. Il s'agit des réseaux sans fil les plus répandus puisque tous les téléphones
mobiles sont connectés à un réseau étendu sans fil. Les principales technologies sont le GSM
(Global System for Mobile Communication ou en français Groupe Spécial Mobile), GPRS
(General Packet Radio Service) et l'UMTS (Universal Mobile Telecommunication System). Cette
dernière technologie permet par exemple un accès à 384kbit/s et les évolutions futures vont vers
des débits de 2Mbit/s.
17
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Figure 2 : Catégories de réseaux sans fil [1]
1.1.4 Evolution du réseau d'accès optique
Depuis le développement de l'xDSL, des liens optiques sont déjà déployés pour collecter les flux
des sous répartiteurs vers les centraux. Les "gros" clients, nécessitant des connexions à très haut
débit, sont d'ores et déjà raccordés optiquement aux réseaux métropolitains.
L'avènement de la technologie Ethernet dans les réseaux d'accès depuis 2002 a permis le
déploiement à grande échelle de raccordements optiques résidentiels à 10 ou 100 Mbit/s voire le
1 Gbit/s pour la future génération FTTH (Fiber To The Home) par des opérateurs asiatiques.
NTT cible 20 millions de raccordements en FTTH en 2010, et actuellement plus de 10 millions
de résidentiels disposent au Japon d'une connexion optique à 100Mbit/s.
Etant donné que l'affaiblissement linéique de la fibre est moins important que celui du cuivre, une
solution est d'amener la fibre au plus près du client et donc d'ajouter un équipement actif tel
qu'un mini DSLAM entre le NRA et le client. On parle alors du FTTCab/Curb si la fibre arrive
jusqu'au SR et du FTTBuilding si le mini-DSLAM se trouve en pied d'immeuble. Un
inconvénient du FTTC est la nécessité de nouvelles sources d'alimentation électrique dans les SRs.
En pied d'immeuble, le problème de l'alimentation ne se pose pas pour la fourniture de l'énergie
électrique.
Une autre solution envisageable pour offrir 100Mbit/s, voire plus, à chaque client est de faire du
FTTH, donc des réseaux d'accès complètement optiques, ce qui ne nécessite plus d'équipement
actif entre le NRA et le client, mais des composants optoélectroniques chez le client.
Ainsi dans le paragraphe suivant, nous nous intéresserons aux différentes architectures de réseaux
d'accès optique, en détaillant les avantages et les inconvénients de chacune.
18
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.2 Différentes architectures pour les réseaux d'accès optique
1.2.1 L'architecture Point à Point
Le point à point est l'architecture la plus simple en topologie physique. Elle consiste à avoir un
lien physique en fibre optique directement entre le central et l'abonné (généralement bi-fibre). La
fonction de concentration est assurée par un équipement au NRA.
Figure 3 : Architecture Point à Point optique
Une telle architecture offre plusieurs avantages, tout d'abord, parce qu'elle est aussi bien adaptée
pour les clients résidentiels que pour les entreprises. Ensuite, dans une structure point à point, il
n'y a pas de composant optique entre l'OLT et l'ONT. Par conséquent, le budget optique est
traduit par une distance de transmission pouvant atteindre 100km sans amplification pour des
débits jusqu'à 10Gbit/s. De plus la gestion du réseau est simplifiée. En revanche, cela implique
une absence de mutualisation de la fibre et une multiplication du nombre des interfaces
optoélectroniques.
1.2.2 L'architecture du réseau point à multipoints passif : PON
1.2.2.1 PON avec transmission temporelle
Le PON (Passive Optical Network) représente la solution Point à Multi-Point optique permettant
de mutualiser une partie de l'infrastructure entre plusieurs clients. L'élément clé de l'architecture
est un coupleur optique passif 1 vers N qui divise la puissance optique vers autant de ports de
sortie.
La norme ITU-T actuelle, la plus avancée concernant les PON, est la série G.984.n [2] définissant
le GPON (Giga PON) qui utilise un multiplexage temporel (TDM) pour 32 ou 64 voire 128
utilisateurs qui se partagent un débit de 2.5 Gbit/s pour le sens descendant et 1.25Gbit/s pour le
sens montant. Le multiplexage temporel alloue des périodes, dans une trame, pour chaque client.
Chacun de ces derniers reçoit toutes les informations mais n'est autorisé à lire que les données qui
lui sont destinées. Dans le sens montant, chaque client a un intervalle de temps bien précis pour
émettre afin de ne pas interférer avec un autre client.
Une composante WDM est déjà présente dans les PON TDM de la norme G.984.2 puisque le
signal descendant est à 1.49 µm et le signal montant à 1.31 µm.
19
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
La Figure 4 représente une liaison unidirectionnelle où une fibre est dédiée pour le sens montant
et une autre pour le sens descendant.
ONU
Emission
OLT
Emission
Coupleurs 1:N
1
Réception
λ1
Emission
Réception
2
Réception
λ2
λ1 : 1.49 µm
λ2 : 1.3 µ m
Emission
Réception
N
Figure 4 : Architecture PON unidirectionnelle
Pour simplifier le réseau, économiser de la fibre et limiter les points de raccordements, une liaison
bidirectionnelle peut être utilisée. L'utilisation d'un duplexeur est alors nécessaire (Figure 5). Il
peut s'agir d'un coupleur, d'un circulateur ou d'un multiplexeur en longueur d'onde, ce dernier est
celui qui est le plus utilisé.
Mux/Demux
ONU
Emission
OLT
Mux/Demux Coupleur 1:N
Réception
1
λ2
Emission
Emission
Réception
2
Réception
λ1
λ1 : 1.49 µm
λ2 : 1.3 µ m
Emission
Réception
N
Figure 5 : Architecture PON bidirectionnelle
Une architecture de type PON offre la possibilité de partager l'infrastructure en utilisant un seul
OLT pour 32, 64 ou 128 clients dans le cadre d'une structure passive. Cependant, le coupleur
consomme une partie du budget optique. En effet, les pertes du coupleur sont proportionnelles
au nombre de sorties. Cette architecture a aussi pour complexité la synchronisation des secteurs
temporels pour le sens montant. En réalité, un récepteur en mode rafale est utilisé à l'OLT. Ce
récepteur permet de récupérer et de synchroniser rapidement l'horloge avec les données venant
d'utilisateurs situés à des distances différentes, donc avec des phases temporelles différentes. De
plus, le gain de l'amplificateur transimpédance qui suit la photodiode s'adapte en fonction de la
puissance optique reçue, car elle varie à chaque trame d'utilisateur en fonction de la distance
séparant l'utilisateur de l'OLT. Cela permet de modifier le seuil de décision et de récupérer
correctement les données. Il s'agit de la réception en mode rafale de la voie montante qui sera
détaillée plus tard dans ce manuscrit.
20
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.2.3 Caractéristiques de systèmes normalisés BPON, GPON, EPON
Outre le GPON qui utilise un mécanisme d'encapsulation multi protocole (GEM: GPON
Encapsulation Method, protocole issu du Generic Framing Protocol), il existe, de façon
normalisée, le BPON (Broadband PON) qui peut transmettre tout service sur encapsulation de
type ATM et l'EPON (Ethernet PON) qui supporte uniquement l'Ethernet. Le G-PON et le BPON sont issus du groupe de pré-normalisation FSAN et sont normalisés par l'ITU-T. Le
système E-PON est quant à lui issu de la normalisation IEEE.
Nous mènerons dans ce paragraphe une description des caractéristiques de la couche physique et
des caractéristiques de la trame permettant la synchronisation et la gestion des périodes
temporelles du multiplexage TDMA pour les différents systèmes.
1.2.3.1
Caractéristiques de la couche physique des systèmes
Le Tableau 1 récapitule les principales caractéristiques de la couche physique des trois systèmes
PON.
BPON
GPON
EPON
Standard
ITU G983
ITU G984
IEEE 802.3ah
Débit des données
Descendant:
Descendant:
Descendant:
(Mbps)
1244, 622, 155
2488, 1244
2500
Montant:
Montant:
Montant:
622, 155
2488, 1244, 622, 155
1250
Modes de trafic
ATM
GEM (ATM , Ethernet, TDM, )
Ethernet
Nombre de clients
64 max
128 max
32 max
Distance "logique"
20 km
60 km max, 20 km différentiel
10km, 20 km
Descendant:
Descendant:
Descendant:
1490 nm
1490 nm
1490 nm
Vidéo analogique
Vidéo analogique
Vidéo analogique
Longueur d'onde
1550 nm
1550 nm
1550 nm
Montant:
Montant:
Montant:
1310 nm
1310 nm
1310 nm
Budget optique
15/20/25 dB
15/20/25/28 dB
15/20 dB
Tableau 1 : Récapitulatif des performances des PON normalisés
Notons que la différence concerne principalement le débit et le nombre de clients desservis par
chaque standard ainsi que la couverture en nombre de kilomètres de fibre parcourue. Les
longueurs d'onde, montante et descendante, sont les mêmes pour les trois groupes de
normalisation.
1.2.3.2
1.2.3.2.1
Méthodes d'encapsulation et structures de trame
B-PON
La couche physique du B-PON repose sur le protocole ATM. Les flux descendant et montant
sont composés de trames de 153µs. Ces trames sont structurées en cellules ATM. La taille de ces
cellules pour les sens descendant et montant est respectivement de 53 et 56 octets. Des cellules
PLOAM (Physical Layer Operation Administration and Maintenance) sont contenues dans les flux
21
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
descendant et montant. Les PLOAM gèrent l'identification, la synchronisation et l'allocation de la
bande passante des ONU pour le flux montant. Elles arbitrent également la gestion des
opérations de maintenance et d'administration entre les ONU et l'OLT. (Cf. Figure 6).
(a)
(b)
Figure 6 : Format de trame B-PON asymétrique à 622/155Mb/s, (a) descendant et (b) montant [3]
Plus le débit augmente plus le nombre de cellules ATM transportées dans une trame, augmente.
Pour un système à 155Mbit/s, la trame remontante propose 53 cellules ATM pour les N clients
(16, 32 ou 64). Le tableau ci-dessous synthétise le nombre de cellules ATM disponibles dans une
trame en voies descendante et remontante pour les différents débits.
débits
Voie descendante Voie remontante
155 Mbit/s
54
53
622 Mbit/s
216
212
1.25 Gbit/s
432
424
Tableau 2 : Nombre de cellules ATM disponibles dans une trame en voies descendante et
remontante pour les 16, 32 ou 64 clients
Concernant la trame descendante, les N utilisateurs reçoivent les cellules PLOAM et les cellules
ATMs. Chaque utilisateur récupère son débit utile à la lecture des cellules ATM correspondantes.
Un algorithme de codage permet de masquer les données d'un utilisateur aux autres utilisateurs.
L'allocation des cellules ATM vers leur destinataire n'est pas gérée par la trame descendante du BPON. Cette allocation est effectuée directement dans l'en-tête ATM. Tous les ONUs doivent
donc lire les en-têtes de l'ensemble des cellules ATM pour récupérer leur débit utile.
Concernant la trame montante, les N utilisateurs émettent consécutivement et de manière
contrôlée et synchronisée des cellules ATM et 3 octets d'en-tête par cellule. Cette émission est
dite en mode rafale. Les 3 octets (24 bits) d'en-tête contiennent 4 bits de temps de garde, un
préambule et un délimiteur. Le temps de garde permet d'assurer une distance suffisante entre les
cellules consécutives pour éviter leur collision. Le préambule permet le recalage en phase des bits
envoyés par paquets par les différents utilisateurs ONUs vers l'OLT ainsi que l'adaptation du gain
de la chaîne de photo-détection aux différents niveaux d'amplitude des ONUs. Le délimiteur
permet la synchronisation dans la trame elle-même.
22
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
L'attribution de la bande passante amont est réalisée par le central en allouant plus ou moins
des 53 cellules aux 16, 32 ou 64 clients. La méthode d'attribution consiste à l'envoi du plan
d'allocation à l'ensemble des utilisateurs par l'intermédiaire des PLOAM du flux descendant.
Nous avons vu qu'une cellule PLOAM est insérée toutes les 28 cellules ATM à l'intérieur de la
trame descendante. Cette cellule contient des autorisations d'émission pour répartir les périodes
temporelles entre les utilisateurs. Chaque cellule PLOAM comporte 27 autorisations d'émission.
La synchronisation d'une transmission utilisant le TDM est une partie essentielle pour le bon
fonctionnement d'un système avec N utilisateurs. Cette synchronisation se retrouve :
- sur l'asservissement des horloges des N utilisateurs par une horloge de référence au central,
- sur la synchronisation et la récupération de l'horloge du module d'abonné,
- sur la synchronisation et la récupération de l'horloge du module au central,
L'asservissement des horloges des utilisateurs sur une horloge de référence est nécessaire pour
conserver un système synchrone. C'est-à-dire que l'ensemble des modules utilisateurs a le même
temps bit. Cette synchronisation permet de simplifier la détection des cellules (secteurs temporels)
de chaque client au central, la cadence de l'information étant identique. Cette synchronisation de
l'horloge des clients est assurée en continu par les cellules PLOAM.
La synchronisation et la récupération de l'horloge de l'ONU
La récupération de l'horloge à partir de la trame descendante codée en NRZ est un problème
conventionnel de la transmission optique. Un module de récupération d'horloge (détaillé dans la
suite du document) permet cette fonction. De manière identique, la synchronisation de trame est
réalisée par la connaissance de marqueur de début et de fin de trame.
La synchronisation et la récupération de l'horloge de l'OLT
La problématique de cette synchronisation au central est associée au fait que les N utilisateurs
vont émettre vers le même module de réception dans des slots temporels différents. Le calage des
différentes périodes temporelles permet d'éviter les collisions de ces secteurs pour le bon
fonctionnement. Ainsi et pour assurer le contrôle de l'émission des différents ONU sans
provoquer de chevauchement, une mesure comparative du temps de propagation de chacun des
utilisateurs est effectuée par l'OLT lors de l'initialisation d'un ONU dans le système. Cette mesure
est vérifiée aussi en cours de fonctionnement du système B-PON. Le temps d'aller-retour est de
l'ordre de 200µs pour 20 Km de fibre. La mesure consiste à analyser le délai de réception d'un
marqueur dans une fenêtre de 100µs. Ensuite, l'OLT suppose que le premier ONU connecté est à
20 km du central et constitue la référence du procédé de réglage des temps d'émission de chacun
des ONUs. Ces derniers sont alors autorisés à émettre par rapport à ce référentiel et en tenant
compte du temps de propagation mesuré pour chacun d'entre eux. Cependant, la précision de la
mesure du délai de propagation est à 1 temps bit prés pour un temps de garde entre chaque ONU
de 4 bits.
L'étape suivante est d'effectuer un réglage fin de la phase temporelle de chaque trame de la voie
montante. En effet, le calage réalisé à partir d'une mesure faite à la mise en service, est susceptible
de subir des variations parce que les caractéristiques des composants des équipements
d'extrémités (température, variation des tensions d'alimentation,…) et le temps de propagation à
l'intérieur de la fibre (vieillissement, température…) changent.
L'imprécision de la mesure du temps de propagation apporte un décalage du temps bit en
réception par rapport à l'horloge de référence de ±0.5 temps bit.
Afin de situer l'ordre de grandeur de ces variations de phase, rappelons la sensibilité en
température du temps de propagation dans la fibre monomode qui est de l'ordre de 0.1ns/°C/km.
23
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Soit pour une variation de température de 10°C et 20 km de fibre, un décalage du temps de
propagation de 20ns. La durée du temps bit du débit amont est respectivement de 6.4ns pour le
155Mbit/s et 1.6ns pour le 622Mbit/s. Cette variation par rapport au temps bit est donc
respectivement d'un ordre 3 et 12. Il est donc nécessaire de réaliser une récupération de phase de
chaque ONU. Il faut que l'amplitude de ce calage soit suffisante pour rattraper ces dérives et
qu'elle soit reconfigurée très régulièrement. Nous verrons que de plus ce circuit de rattrapage de
phase doit tolérer une gigue sur les données. En effet, une gigue et un dérapage des temps
d'horloge peuvent se produire sur la ligne de transmission (récupération d'horloge à l'ONU, gigue
des PLLs)
Différentes solutions ont été développées pour effectuer ce réglage. De manière succincte, les
solutions utilisées par les systèmes B-PON fonctionnent par mémorisation des paramètres de
calage en supposant que cette variation de phase est lente. Un buffer à un temps bit plus élevé
(typiquement 8 fois) permet de mémoriser les données reçues à l'OLT. Cette mémoire est ensuite
comparée avec 8 niveaux de phase temporelle correspondant chacun à un multiple de 1/8 de
temps bit. La meilleure solution est conservée en mémoire. Nous avons donc un jeu de mémoire
correspondant au temps de phase le plus adéquat pour chaque utilisateur (ONU). Ce jeu est
utilisé en fonction de la provenance (client, ONU) des données reçues.
Le contrôle automatique du gain
La dernière problématique des systèmes TDM à fibre partagée sur la voie montante est associée
aux différents budgets optiques des clients. Ces budgets peuvent varier en fonction de la distance
qui les sépare du central (20km soit 6dB possible de variation) et du nombre d'étages de
coupleurs qui les différencie. La norme préconise un différentiel de 15 dB sur l'itinéraire optique.
La Figure 7 illustre ces séquences de puissances différentes. Nous rappelons aux lecteurs que les
valeurs de temps de trame, précisées sur la figure, ne correspondent pas à la norme B-PON.
Figure 7 : Illustration de secteurs temporels de puissance optique différente en réception sur l'OLT
avec un contrôle automatique du gain en réception [4]
Nous détaillerons dans le chapitre associé les différentes solutions utilisées en réception à l'OLT
pour adapter le gain de l'amplificateur trans-impédance (TIA TransImpedance Amplifier) après la
photo-détection. Ce contrôle du gain permet d'assurer un niveau électrique constant en sortie.
Cela nécessite un temps dans l'en-tête de la trame.
L'ensemble des fonctions de synchronisation et de contrôle automatique du gain est effectué dans
l'en-tête pendant une durée de moins de 20 bits (3 octets (24 bits) au total moins les 4 bits de
garde). En effet, sur la durée de 20 bits, il reste à inscrire les bits de délimitation de trame. L'entête B-PON sur le débit remontant consomme 3/56 (5.4%) du débit en ligne. Comme l'en-tête de
24
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
la structure ATM est elle-même de 5 octets, le total des en-têtes du débit remontant consomme
8/56 (14.3%) du débit en ligne.
Temps de garde
4 bits
Préambule
X bits
Délimiteur
Y bits
Cellule ATM
53 octets
Temps de l'en-tête 24 bits (3 octets)
Figure 8 : Présentation du partitionnement de la trame
Dans cette partie, les principes généraux du mode de fonctionnement en TDM des systèmes BPON ont été expliqués. Nous avons également présenté les paramètres structurant la trame et
l'adaptation de la couche physique. Cette architecture est pratiquement reprise pour des débits
plus élevés du G-PON. En revanche, pour le système B-PON, si un même ONU se voit attribuer
plusieurs cellules consécutives, la trame et les en-têtes restent inchangés et sont répétés à chaque
cellule alors que pour le système G-PON, l'en-tête de la couche physique n'apparaît qu'une seule
fois.
1.2.3.2.2
G-PON
Contrairement au B-PON dont la couche physique repose sur l'ATM, le G-PON prend en
compte des flux en mode paquet (Ethernet, TDM) avec des tailles variables pour la charge utile
appelée "payload".
Pour la trame descendante, les informations de type PLOAM sont contenues dans l'en-tête. Cet
en-tête doit nécessairement comporter des informations supplémentaires, en comparaison avec
l'en-tête du B-PON, étant donné la taille variable de la charge utile et parce que la trame
comporte à la fois des cellules ATM et des trames GEM (Gigabit Encapsulation Method).
Pour la trame amont, elle est divisée en secteurs temporels partagés entre les ONUs. La structure
de la trame montante peut aussi contenir des cellules ATM, des trames GEM et des rapports
pour l'allocation dynamique de bande passante (DBA). La Figure 9 illustre la structure des voies
descendante et montante pour le système G-PON. La durée des deux trames descendante et
montante est fixée à 125µs quelque soit le débit.
TP-Frame = 125 µS
Downstream
PCBd
n
Payload n
PCBd
n+1
Payload
n+1
1 byte
Upstream
Slot
R
Slot
0
Slot
1
Slot
R
Slot
0
US Virtual Frame TX Interval
Figure 9 : Structure de la trame du G-PON [5]
25
Slot
1
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Un en-tête précède les rafales du trafic montant. Comme pour le B-PON, cet en-tête est employé
pour assurer divers processus physiques de calage de phase, de contrôle automatique du gain et
de délimitation de trame. Dans le tableau ci-dessous est indiquée la longueur de l'en-tête de la
couche physique pour tous les différents débits binaires en amont:
Débit binaire en
amont
155.52 Mbit/s
622.08 Mbit/s
1244.16 Mbit/s
2488.32 Mbit/s
Octets d'en-tête
4
8
12
24
Tableau 3 : En-tête de la couche Physique en amont dans le réseau optique passif G-PON [6]
La norme G.984.2 donne des informations sur les processus physiques qui doivent être effectués
pendant le temps d'en-tête de la couche physique, ainsi que quelques lignes directrices pour
l'emploi optimisé d'un tel temps. Ce temps d'en-tête de la couche physique est employé pour
assurer cinq processus physiques dans le réseau PON. Ces processus sont les suivants: le temps
d'activation/désactivation (Ton/Toff) du laser, la récupération du niveau de puissance optique, la
récupération du temps d'horloge et le début de délimitation du signal utile de la rafale.
Paquet à forte
puissance optique
Niveau 1
Tplo, temps de l'en-tête
Tg, temps garde
Toff
Ton
Tp, Préambule
Td, Délimiteur
Temps de
reconnaissance
du niveau de
puissance
Séquence avec :
50% de 1
50% de 0
Paquet à faible
puissance
optique
Niveau 1
Niveau 0
Figure 10 : Subdivision du temps d'en-tête de la trame montante du G-PON
26
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Dans le Tableau 4 sont énumérées les valeurs normatives des temps d'activation et de
désactivation de l'émission de la terminaison ONU, ainsi que, pour référence, le temps d'en-tête
de la couche physique.
Activation de Désactivation Temps de Temps du Temps de
Temps
Débit de données
l'émission, de l'émission,
garde,
préambule, délimitation,
total,
en amont (Mbit/s)
Ton (bits)
Toff (bits)
Tg (bits)
Tp (bits)
Td (bits)
Tplo (bits)
155,52
2
2
6
10
16
32
622,08
8
8
16
28
20
64
1244,16
16
16
32
44
20
96
2488,32
32
32
64
108
20
192
Notes
Maximum
Maximum
Minimum Proposé
Proposé
Obligatoire
Tableau 4 : Attribution recommandée des temps d'en-tête en mode rafale pour les fonctions de la
terminaison de ligne optique
1.2.3.2.3
E-PON
En janvier 2001, le groupe de normalisation de l'IEEE a lancé des études sur l'avènement de la
technologie Ethernet dans le réseau d'accès, à la fois pour les réseaux résidentiels et les réseaux
professionnels. L'E-PON (Ethernet PON) est un réseau PON transportant du trafic sur
encapsulation Ethernet comme défini dans la norme IEEE 802.3. Le codage en ligne utilisé est le
8b/10b. Ce codage consiste à coder, à l'aide d'une table de correspondance, une série de 8 bits en
un symbole de transmission de 10 bits. La norme est aussi basée sur une infrastructure passive
(coupleur) de type point à multipoint pour un maximum de 16 clients. Comme pour les systèmes
PON précédents, deux longueurs d'ondes différentes ont été utilisées pour diviser le trafic
descendant (1490 nm) et remontant (1310 nm). La portée du système a été définie dans deux
gammes : 10km et 20 km. Les données sont diffusées depuis l'OLT vers les ONU en paquets de
1518 octets (IEEE 802.3 ah à 1.25 Gbit/s). Chacun des ONU ne prend en compte que les
paquets qui le concernent. Le trafic montant utilise une répartition dans le temps (TDMA), en
synchronisation avec les flux descendants. La structure de la trame E-PON est plus large en
temps que la trame G-PON. En effet, le temps d'en-tête est réparti comme indiqué sur le tableau
suivant.
1000Base
10 ou 20 km
Ton ns
(max)
Treceiver_settling
(max) en ns
Tcdr(max)
en ns
Tcode_group_align
(max) en octet
Toff ns
(max)
512
400
400
4
512
Tableau 5 : Les différents temps de l'en-tête E-PON
Ces différents temps d'en-tête sont définis comme :
Ton et Toff : temps d'allumage et d'extinction de la source de lumière (souvent un laser
Fabry-Perrot à 1310 nm) au niveau des ONUs.
Treceiver_settling : temps nécessaire à la chaîne de réception pour que le signal détecté
soit dans les recommandations des spécifications. Ces spécifications sont données cidessous.
27
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Tcdr : intervalle de temps nécessaire à la chaîne de réception de l'OLT pour acquérir la
phase et la fréquence des données remontantes en mode rafale. Ce temps est défini pour
un verrouillage de l'horloge (phase et fréquence) et un maintien par rapport à la gigue du
signal avec un taux d'erreurs de 10-4 ou de10-12, respectivement avec ou sans un code
correcteur d'erreurs.
Tcode_group_align correspond au délimiteur de début et de fin de la séquence du
paquet ou d'une partie du paquet
La figure suivante représente la structure temporelle de la trame E-PON incluant les différents
temps d'en-tête présentés plus haut.
Figure 11 : Structure de la trame E-PON
28
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.3 Futures générations du réseau d'accès optique
A l'heure à laquelle les fournisseurs d'accès en Europe et aux USA se lancent dans des opérations
de pré-déploiement de l'architecture déjà normalisée du réseau PON, des études sur les futures
générations sont en cours de discussion dans les groupes internationaux de normalisation, tels
que l'IEEE et le FSAN (Full Service Access Network), ce dernier est l'organisme de prénormalisation de l'ITU (International Telecommunication Union).
Dans ce paragraphe, nous allons nous attarder sur quelques architectures types de la future
génération du réseau PON qui sont en cours d'étude dans plusieurs sujets de recherche.
1.3.1 PON avec multiplexage en longueur d'onde (WDM)
L'introduction du multiplexage en longueur d'onde "WDM" est d'abord la réponse à une
augmentation des débits et du taux de partage dans le réseau d'accès. Le WDM est une solution
qui permet le partage du réseau en utilisant la longueur d'onde comme composante de
multiplexage. En effet, la limite en débit imposée par le TDM peut être évitée en introduisant le
WDM et en affectant, par exemple, une longueur d'onde par utilisateur, ce qui revient à faire du
point à point en longueur d'onde. Nous cumulons ainsi les avantages du point à point et de la
mutualisation de la fibre.
Il existe principalement deux techniques de PON WDM, l'une utilisant un coupleur comme
composant de répartition, il s'agit alors du "broadcast and select", l'autre utilisant un multiplexeur
et faisant appel à du démultiplexage spatial.
1.3.1.1 Architecture PON WDM "broadcast and select"
Dans ce type d'architecture, nous remarquons la présence du même élément principal que dans
un PON TDM, c'est-à-dire le coupleur passif achromatique qui va diffuser les longueurs d'onde
vers tous les ONU ("broadcast"). Chaque abonné reçoit toutes les longueurs d'onde mais un filtre
optique différent chez chaque client (ou un filtre optique accordable) permet de sélectionner la
longueur d'onde qui lui est attribuée ("select"). Il existe une configuration unidirectionnelle avec
deux fibres, une pour chacune des voies montante et descendante. Cf. Figure 12 et Figure 13.
ONU
OLT
λ'1
Coupleur 1:N
Emission
Filtre
optique
λ1, λ2, … , λn
Emission
Réception
Emission
λ'2
Filtre
optique
Réception
1
λ1
2
Réception
λ2
λ'1, λ'2, … , λ'n
λ'n
Emission
Filtre
optique
N
Réception
λn
Figure 12 : Architecture PON WDM unidirectionnelle "broadcast and select"
29
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Mux/Demux
λ'1
OLT
Mux/Demux Coupleur 1:N
λ1, λ2, … , λn
ONU
Emission
Filtre
optique
1
Réception
λ1
λ'2
Emission
Emission
Réception
Filtre
optique
λ'1, λ'2, … , λ'n
2
Réception
λ2
λ'n
Emission
Filtre
optique
N
N
Réception
λn
Figure 13 : Architecture PON WDM bidirectionnelle "broadcast and select"
1.3.1.2 Architecture PON WDM avec démultiplexage des longueurs d'onde
Le composant qui effectue la répartition des flux descendants n'est pas un coupleur mais un
démultiplexeur qui va orienter chaque longueur d'onde vers son destinataire.
ONU
OLT
Multiplexeur/
Démultiplexeur
λ1, λ2, … , λn
Réception
λ'1
λ1
Emission
λ'2
Réception
λ2
Emission
λ'n
Emission
Emission
1
2
Réception
λ'1, λ'2, … , λ'n
N
Réception
Figure 14 : Architecture PON WDM unidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde
ONU
OLT
Emission
Réception
Multiplexeur/
Démultiplexeur
λ1, λ2, … , λn
Réception
λ'1
λ1 1
Emission
λ'2
Réception
λ2
Emission
λ'n
Emission
2
λ'1, λ'2, … , λ'n
N
Réception
Figure 15 : Architecture PON WDM bidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde
Cette structure permet d'atteindre un maximum d'efficacité en bande passante par client. De plus,
les pertes optiques du multiplexeur sont indépendantes du nombre de ports de sortie. Toutefois,
le prix du démultiplexeur reste très élevé pour l'instant.
30
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.3.2 Architecture PON WDM avec un ONU achromatique
Plusieurs études ont été menées pour approcher la notion d'un réseau PON achromatique. Il
s'agit essentiellement de rendre le module présent chez les clients indépendant de la longueur
d'onde pour réduire les coûts d'inventaire et de maintenance dans une architecture basée sur le
WDM. Par conséquent, la cohabitation entre le partage temporel (TDM) et le multiplexage en
longueurs d'onde (WDM) sera envisageable.
L'idée de base repose sur l'utilisation de sources lasers accordables présentes au central. Ainsi la
longueur d'onde est fixée à l'installation avec une possibilité de reconfiguration en cas de
migration ou d'évolution du maquettage en longueur d'onde du réseau déployé.
Cependant, les lasers accordables restent trop chers pour les intégrer dans le réseau d'accès. Une
alternative serait d'utiliser une source large hachée par un démultiplexeur (Spectrum Slicing).
Cette technique permet donc le partage d'une seule source entre plusieurs utilisateurs. La source
large peut être constituée par l'émission spontanée amplifiée d'un amplificateur optique à fibre
dopée Erbium (EDFA) ou par une diode superluminescente (SLED) [7]. Cette dernière solution
est privilégiée par son coût 10 fois inférieur à celui de la source spontanée d'un amplificateur à
fibre dopée. Le spectre est haché par un démultiplexeur et chaque ONU reçoit donc une
"tranche" spectrale dont la forme correspond à celle du filtre du multiplexeur et la longueur
d'onde centrale au port du multiplexeur. Ce signal est alors amplifié par le RSOA, modulé avec
les données montantes et renvoyé dans la fibre. Les différents signaux montants sont ensuite
multiplexés au point de répartition puis démultiplexés au central pour être détectés séparément.
La Figure 16 illustre le principe de cette technique de modulation déportée pour le sens montant
avec un RSOA à l'ONU et une SLED au central pour la génération des multiples longueurs
d'onde.
Figure 16 : Principe de la technique de modulation déportée avec SLED et RSOA pour le sens
montant [8]
Des études récentes sur la montée en débit de la voie montante ont démontré l'utilisation d'un
RSOA jusqu'à 5 Gbit/s pour une bande passante de 28 nm [9]. Cela permet de prévoir un
multiplexage de 32 longueurs d'onde espacées de 100 Ghz pour une distance totale de 20 km de
fibre standard.
Dans le cadre de ces travaux de thèse, nous avons testé un module ONU intégrant un RSOA.
1.3.3 PON hybride WDM/TDM
Le concept de l'architecture du réseau PON, dans la majorité des opérations de déploiements en
cours en Europe, aux USA et en Asie, repose sur le partage temporel d'une seule longueur d'onde
entre plusieurs utilisateurs. Pour augmenter la bande passante allouée à chaque utilisateur, le
mariage entre le partage temporel et le partage en longueur d'onde dans la même architecture
représente une des solutions futures pour la nouvelle génération du réseau d'accès. On parle alors
d'un PON hybride WDM/TDM. Il est important de noter que l'avènement du WDM dans le
31
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
réseau d'accès ne pourrait se faire brusquement. En effet, il est essentiel pour les opérateurs et
fournisseurs d'accès, qui déploient actuellement le réseau PON TDM, de rentabiliser le réseau en
cours de déploiement et donc de réintégrer les équipements déjà installés dans la nouvelle
génération. La Figure 17 illustre un futur réseau PON de type hybride intégrant le multiplexage
en longueur d'onde et le multiplexage temporel.
Emission 1
1
OLT
Mux/Demux
Emission
N
2
1:N
Mux/Demux
2
Réception
Emission N
N
Réception N
AWG
1
Emission
Réception 1
Emission 1
1
2
Réception 1
M
1:M
Réception
1
2
M
Emission M
Réception M
Figure 17 : Architecture d'un réseau PON hybride WDM/TDM
Ce type d'architecture permettra de mutualiser le nombre de kilomètres de fibre parcourue par
plusieurs réseaux TDM ainsi que la concentration de tous les OLT dans le même central. Des
études sont menées sur des PON hybrides avec un débit de transmission à 10 Gbit/s et un
nombre de clients desservis qui s'élève à 1088 pour une portée de 110 km. [10].
L'introduction de l'amplification optique avec un taux de partage aussi important et une portée
autour de 100 km est tout à fait envisageable.
1.3.4 PON avec multiplexage temporel (TDM) à 10Gbit/s
L'augmentation du débit des réseaux PON jusqu'à 10 Gbit/s représente l'évolution logique pour
le multiplexage temporel afin d'accroître la bande passante de chaque utilisateur. La
problématique est en cours de discussion au sein des groupes de normalisation afin de trouver les
solutions techniques pour une telle évolution. En effet, le défi est de concilier la montée en débit
et la réutilisation de l'infrastructure existante. Pour le sens descendant où le flux de données
émises est continu, il est techniquement possible d'obtenir un multiplexage temporel à 10 Gbit/s.
Pour le sens montant, la difficulté réside dans la conception de modules optoélectroniques bas
coût, à l'émission et à la réception à 10 Gbit/s. Plusieurs études sont menées à travers le monde
dans des laboratoires de recherche et plus particulièrement au Japon où dès 2005, les premiers
modules optoélectroniques ont été prototypés avec un débit de modulation à 10.3 Gbit/s [11-12].
Un nouveau récepteur pour le sens montant en mode rafale à 10 Gbit/s, dont la photographie est
présentée sur la Figure 18, a été développé par NTT [13]. Ce module comporte une photodiode
APD avec un seuil de détectivité égal à -24.8 dBm à 10.3 Gbit/s pour un budget optique total de
27.8 dB. Avec l'introduction d'un code correcteur d'erreur (FEC : Forward Error Correction)
utilisant un codage très répandu RS (255, 239), le budget optique est augmenté de 5 dB car le
seuil de détectivité de la photodiode est décalé à -29.8 dBm.
Le prix d'un tel module reste prohibitif pour son intégration dans le réseau d'accès. De plus des
efforts de miniaturisation et de mise sous forme de transceivers seront nécessaires pour les
déploiements futurs de la génération PON à 10 Gbit/s.
32
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Vue de derrière
Vue de devant
Figure 18 : Photographie du module de réception développé par NTT pour la voie montante à
10Gbit/s
1.3.5 PON TDMA avec une coexistence d'un double débit pour la voie
montante : 1.25/10 Gbit/s
La coexistence de deux débits montants, 1.25/10 Gbit/s, dans la même architecture PON est une
première idée de migration vers la future génération des réseaux d'accès optiques
La difficulté d'un tel dispositif sera la réalisation d'un récepteur à l'OLT capable de gérer les deux
flux montants en mode rafale avec deux débits différents.
Figure 19 : Architecture illustrant un réseau PON avec la coexistence d'un double débit :
1.25/10.3Gbit/s [14]
Une nouvelle étude japonaise, illustrée par la Figure 19, utilise deux modules de récupération
d'horloge (CDR : Clock and Data Recovery) dans le même module de réception afin de gérer
deux flux à deux débits différents derrière la photodiode APD. Ces deux CDRs sont montés en
parallèle derrière la photodiode APD avec un circuit qui joue le rôle d'aiguilleur et qui contrôle le
débit de chaque trame temporelle pour l'acheminer vers le module de récupération d'horloge le
plus approprié en fonction du débit. (Cf. Figure 20). Le temps de réponse de ce prototype est de
l'ordre de 26 ns pour un seuil de détectivité égale à -30 dBm et -24 dBm pour les données à 1.25
Gbit/s et à 10 Gbit/s respectivement. Une telle avancée technologique jouera un rôle essentiel
dans la migration des architectures déployées dans le but de faire coexister deux générations de
PON à débit différents.
33
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
Figure 20 : Configuration du module de réception à double débits [14]
1.3.6 Réseaux PON étendus
Afin de répondre à une future couverture très dense du réseau FTTH, des nouvelles solutions
permettant la mutualisation des infrastructures et la maximalisation du taux de partage sont en
cours de développement. Il s'agit essentiellement de regrouper plusieurs centraux en un seul
équipement NRA. Cette solution serait couplée avec le besoin d'accroissement du taux de partage
et de la portée. Pour ce faire le concept de "l'extender box" est en cours de normalisation sous
ITU-T Recommendation G.984.6 [ 15 ]. C'est un dispositif qui englobera les possibilités de
rallongement du budget par le biais de solutions d'amplification ou de régénération opto-électrooptique.
Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons nous attarder sur ces deux types de PON
étendus, à la fois par amplification optique et par régénération.
1.3.6.1 Introduction de l'amplification dans le réseau d'accès optique
Deux types de technologies sont exploités dans la recherche de l'augmentation du budget optique
par amplification : l'amplification à base de fibres dopées et l'amplification utilisant des
amplificateurs à semi-conducteurs (SOA). Les budgets optiques atteints pour ces deux types
d'amplification sont respectivement de l'ordre de 46.5dB [16] et 54dB [17]. Cette augmentation de
budget optique permettra de couvrir des zones plus denses en nombre de clients desservis et en
longueur de fibre.
La Figure 21 illustre une architecture d'un réseau GPON amplifié utilisant un SOA pour chacun
des sens montant et descendant. Notons que pour le sens montant, le gain du SOA utilisé est
supérieur à 27 dB. En effet, si à 1490 nm l'atténuation dans la fibre standard est de l'ordre de 0.2
dB/km, à 1310 nm, les pertes linéiques dans la même fibre atteignent environ 0.35 dB/km. Par
conséquent, pour une distance de 60 km, le SOA amplifiant le signal montant devrait combler 9
dB supplémentaires en comparaison avec le SOA amplifiant le signal descendant. D'où l'intérêt
de développer une nouvelle génération de SOA à fort gain pour la bande O [18].
Figure 21 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant deux amplificateurs SOAs [17]
34
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
La Figure 22 illustre un réseau PON amplifié [19 ] fonctionnant à 10 Gbit/s pour la voie
montante. Il s'agit d'un amplificateur à fibre dopée en praseodymium. Cet amplificateur offre un
gain de 17 dB pour la voie montante à 1310 nm. Les résultats montrent qu'un budget optique de
42.8 dB est réalisé. En introduisant un code correcteur d'erreurs, le budget optique total atteint
50.4 dB.
Cette architecture représente la future génération des réseaux PON, non seulement par
l'introduction de l'amplification mais aussi par la montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s. Le test
comprend deux modules d'émission en mode rafale et un module de réception intégrant une
photodiode à avalanche (APD), un amplificateur trans-impédance et un amplificateur limiteur
[20]. Le principe de fonctionnement de l'émetteur et le récepteur en mode rafale sera détaillé
ultérieurement.
Figure 22 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant un amplificateur à fibre dopée en
praseodymium [19]
1.3.6.2 PON amplifié avec une modulation déportée pour la voie montante et un
ONU réflectif
Des travaux de recherche sont menés à l'université de Cork pour une future génération de réseau
PON utilisant un module intégré monolithiquement [21]. L'idée principale repose sur la
réalisation de la modulation déportée de la voie montante. Cela est possible grâce au tandem
regroupant un modulateur à électro-absorption et un amplificateur à semiconducteur réflectif ;
"R-EAM-SOA". Les résultats sont focalisés sur la voie montante. Celle-ci est modulée à 10
Gbit/s pour un taux de partage de 128 et sur une distance de transmission de l'ordre de 100 km.
La Figure 23 décrit l'architecture étudiée. Des amplificateurs sont implémentés dans cette
architecture et ils sont localisés dans l'ancien NRA (Local Exchange "LE" sur la Figure 23). Une
faible pénalité de l'ordre de 0.5 dB pour un taux de partage de 128 a été mesurée. Cette pénalité
est due à la rétrodiffusion de Rayleigh pour une puissance injectée dans le R-EAM-SOA
comprise entre -17 et -4 dBm. En revanche, l'architecture est bi-fibre et pourrait éventuellement
devenir mono fibre grâce à l'introduction des codes correcteurs d'erreur (FEC).
Figure 23 : Architecture PON WDM avec un REAM-SOA dans le module ONU [21]
35
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
1.3.6.3 Introduction des répéteurs 2R/3R dans le réseau d'accès optique
Les répéteurs appelés couramment transpondeurs sont composés de 2 transceivers montés têtebêche. Cf. Figure 24. Leur rôle est d'effectuer une conversion opto–électro-optique des signaux
provenant de l'OLT et des ONT. Dans le cas d'une régénération 2R, cette conversion
s'accompagne d'une réamplification et d'une remise en forme des signaux reçus. Une fonction
supplémentaire de resynchronisation est réalisée avec un répéteur 3R. Ils peuvent être employés
aussi bien en bidirectionnel qu'en monodirectionnel et sont généralement insérés en ligne. À
l'instar de l'amplification en ligne, le réseau PON perd également son aspect passif dans le sens
strict du terme puisqu'il faut alimenter les 2 transceivers. Toutefois, dans l'optique d'une
migration de réseau, le transpondeur vient remplacer l'OLT existant et permet de remonter ce
dernier dans un central en amont. Dans la perspective de mutualisation des équipements et de la
fibre, il est tout à fait naturel d'utiliser le répéteur en fonctionnement bidirectionnel. D'autant plus
que le test de cette architecture a permis de réaliser une extension de 28 dB du budget optique
initial fixé par la norme GPON à 30 dB pour la classe C.
(a)
(b)
Figure 24 : Montage de 2 transpondeurs tête bêche bidirectionnel (a) photo d'un montage au
laboratoire, (b) schéma du montage test
1.3.7 Nouvelles techniques de multiplexage pour les futurs réseaux
d'accès optique
Le format de modulation NRZ (Non Return to Zero) se retrouve limité lorsqu'il s'agit
d'augmenter la portée et le débit dans le réseau d'accès. En effet, la modulation directe de lasers
courants engendre des signaux sensibles à la dispersion chromatique. Cette pénalité est liée au
chirp des lasers qui est souvent supérieur à 4. La distance de transmission est donc limitée sur la
fibre monomode standard (SMF) ayant une dispersion de 16ps/nm.km autour de la longueur
d'onde de 1550 nm
1.3.7.1 OFDM
L'OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) est une technique de transmission de
données analogiques apparue dans les années 1970s. C'est un type de modulation de signaux
numériques par répartition en fréquences orthogonales. Elle est bien adaptée aux réseaux locaux
ou métropolitains, particulièrement aux canaux de transmission radio sur longues distances sans
transmission d'ondes multiples (échos). Depuis quelques années, cette modulation est utilisée et
36
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
adoptée comme une technique efficace dans les systèmes de communication standardisés comme
le Wifi [22], le Wimax, DAB et DVB-T.
L'OFDM, qui est largement utilisé dans les systèmes de transmission radio et la transmission
UWB [23], est devenu attractif pour le réseau d'accès optique. Ceci est prouvé par les publications
notamment dans les conférences OFC [24] et ECOC [25] (2007/2008). Le premier intérêt de ce
type de modulation pour le réseau d'accès optique est la densité spectrale élevée (Bit/s/Hz) grâce
aux codages QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) ou m-QAM (Quadrature Amplitude
Modulation). Avec cette propriété, nous pouvons augmenter le débit sans changer le coût des
composants électriques. Un signal de 10 Gbit/s peut être contenu dans une bande passante
moins élevée. Cela implique que des composants ayant une faible bande passante et moins
onéreux pourraient être modulés directement. De plus, l'OFDM est une technique de modulation
multi-porteuses, il est donc robuste aux effets de dispersion chromatique. Cette propriété est bien
adaptée au système 10 Gbit/s pour le réseau d'accès optique. L'intérêt le plus important du
format de modulation OFDM est l'implémentation basée sur la technique DSP (Digital Signal
Processing) qui peut réduire le coût des composants dans le système. En effet, comme l'OFDM
est utilisé dans les systèmes de transmission radio depuis 1995 il y a eu beaucoup de
développements sur ce format de modulation. Cette maturité est profitable pour le réseau d'accès
optique. Enfin, l'introduction d'un code correcteur d'erreur (FEC) peut améliorer la transmission
du signal.
1.3.7.2 Multiplexage de codes et PON OCDMA
Cette technique appelée AMRC (Accès Multiple à Répartition de Code ou Code Division
Multiplexing Access, CDMA) est très connue dans les systèmes de radiocommunication
cellulaires. Le principe de base dans le domaine électrique est de multiplier le signal numérique à
transmettre par une séquence de N éléments binaires de durée très inférieure à celle du signal, ce
qui a pour effet d'étaler le spectre. A la réception, la multiplication par la séquence identique à
celle d'émission restitue le signal d'origine alors que la multiplication par une séquence différente
élargira encore le spectre. Pour extraire le signal original un simple filtre passe bas est nécessaire.
S'il est possible de transporter sur une fibre optique du CDMA "électrique", il existe aussi un
CDMA optique appelé OCDMA. Deux principales solutions sont généralement retenues :
l'OCDMA temporel et l'OCDMA en longueurs d'onde.
L'OCDMA temporel (Figure 25): La technique consiste à effectuer un codage dans le domaine
du temps, en générant des codes constitués de séquences particulières d'impulsions optiques
ultra-courtes. La durée correspondant à la période du signal numérique de base est alors
découpée en un grand nombre de "slots" temporels, et un élément binaire est transmis sous la
forme d'une séquence d'impulsions optiques, chaque impulsion se logeant dans un de ces "slots".
(la longueur totale de la séquence correspondant au temps-bit). Un dispositif adapté, permet en
réception, d'identifier les informations destinées à un utilisateur particulier par reconnaissance de
la séquence correspondante.
Figure 25 : OCDMA temporel
37
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
L'OCDMA en longueur d'onde : Dans ce cas, le jeu de codes est un ensemble de signatures
spectrales ou, exprimé différemment, chaque signature correspond à un "code-barres" constitué
de raies à différentes longueurs d'onde. Le code peut être généré à l'émission par un ensemble de
sources à spectre étroit, qui sont allumées ou non suivant le code à émettre, ou par une source
large derrière laquelle est placé un jeu de filtres correspondant aux raies spectrales retenues.
Figure 26 : OCDMA en longueur d'onde
L'OCDMA hybride : Il s'agit d'une technique mixte, utilisant les deux dimensions : temps et
longueurs d'onde (Figure 27). En fait, cette configuration peut simplement être une conséquence
de la technologie et de l'organisation des modules de codage et de décodage dans le cas de
l'OCDMA en longueur d'onde (filtres en cascade ou non), qui impose une dimension temporelle
au mode de codage.
Figure 27 : OCDMA hybride
L'OCDMA peut être utilisé dans une configuration de PON avec un coupleur N vers N qui
diffuse toutes les informations à tous les utilisateurs. Comme pour tous les systèmes diffusés, de
type "broadcast and select", chaque utilisateur reçoit l'ensemble des informations véhiculées par
le réseau, et sélectionne celles qui lui sont destinées. Si les outils mis en œuvre dans les techniques
WDMA permettent un filtrage efficace des données sélectionnées et un rejet des autres
informations, le principe même de l'OCDMA rend cette sélection plus délicate. Pour un
utilisateur donné, l'ensemble des informations destinées aux autres utilisateurs constitue un bruit
qui vient se superposer au signal correspondant à ses propres données, bruit que l'on appelle
Interférence d'Accès Multiple (IAM). L'IAM, qui augmente avec le nombre d'utilisateurs du
réseau, va constituer la principale limitation des performances des systèmes OCDMA. Quelque
soit l'approche considérée pour l'OCDMA, il est nécessaire de construire un code avec une
différence (ou une "distance") entre les mots la plus grande possible, ceci afin d'améliorer
l'extraction du signal souhaité parmi le bruit, essentiellement constitué par l'interférence d'accès
multiple (IAM) due à la superposition des signaux liés aux différents utilisateurs. Dans le domaine
électrique, les signaux peuvent être positifs, négatifs ou nuls, et l'orthogonalité stricte entre les
mots de code peut être obtenue. En revanche, dans le domaine optique, (et hormis en optique
cohérente, trop complexe aujourd'hui à mettre en œuvre dans ce contexte), seul le niveau de
38
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
puissance lumineuse est détecté et il n'y a donc que des signaux positifs ou nuls. L'orthogonalité
stricte ne peut plus être atteinte, et il faut se contenter d'une quasi orthogonalité, moins favorable
pour de bonnes performances en décodage. Une des difficultés de la technique réside donc dans
l'élaboration de codes permettant d'obtenir les meilleures performances. La nouveauté
technologique sur l'OCDMA est la création de réseaux de Bragg avec des discontinuités de phase
permettant d'utiliser la phase comme paramètre supplémentaire de codage.
1.3.7.3 Le multiplexage de sous porteuses SCM
Le multiplexage de sous-porteuses ou Sub-carrier Multiplexing (SCM) est un multiplexage
optique qui permet le passage d'un multiplex RF électrique à un signal optique modulé en
puissance. Le laser est modulé directement par le multiplex électrique auquel s'ajoute une
intensité continue qui permet d'atteindre le point de fonctionnement. Il est donc possible de
transmettre plusieurs signaux optiques sur une porteuse optique et l'intérêt réside dans la
simplicité de récupération des signaux puisque de simples filtres électriques sont suffisants après
démodulation de la porteuse optique.
L'inconvénient est que c'est un multiplexage fragile dans la mesure où le rapport signal sur bruit
par porteuse diminue avec le nombre de porteuses et il est, de par sa nature (multiplex
fréquentiel), très sensible aux non linéarités. Le laser doit donc être exclusivement modulé dans sa
partie linéaire.
Le SCM est donc une technique de multiplexage intéressante pour transporter des signaux RF sur
fibre optique (application avec la technologie ADSL) mais ses capacités en nombre de porteuses
sont trop limitées pour penser à adresser un grand nombre d'utilisateurs par allocation d'une
fréquence électrique par client. Néanmoins cette technique pourrait être une solution en
association avec du WDM.
1.3.7.4 Multiplexage statistique et commutation optique
Une voie possible pour répartir les données entre utilisateurs à très haut débit est celle de la
commutation optique. Cela revient à faire de l'optical burst switching dans le réseau d'accès avec
un équipement qui en lisant seulement des en-têtes pourrait commuter les ports de sortie afin
d'orienter les paquets optiques sans toucher à ceux-ci. Un multiplexage statistique peut alors être
utilisé pour multiplexer les données. Ce mode de fonctionnement a le désavantage d'ajouter un
équipement actif dans le réseau ce qui n'est pas souhaitable, mais a néanmoins un intérêt dans le
cas d'un réseau d'accès plus étendu.
39
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
[1] http://www.commentcamarche.net/wireless/wlintro.php3
[2] ITU-T,"Réseaux optiques passifs gigabitaires : Spécification de la couche dépendante du support physique",
G.984.2, Mars 2003
[3] Recommandation ITU-T G.983.1
[4] "FSAN GPON Upstream Burst Mode Transmission Experiments", X.Z. Qiu et. al., ECOC2004, paper We2.6.4
[5] Recommandation ITU-T G.984.3
[6] Recommandation ITU-T G.984.2
[7] "WDM-PON with Colorless ONUs", F. Payoux et al., Optical Fiber Communication conference 2007, invited
paper OTuG5, March 2007
[8] "Etude des réseaux d'accès optiques exploitant le multiplexage en longueurs d'onde", thèse de Franck Payoux N°
d'ordre 2006telb0016, soutenu le 28 août 2006
[9] "Demonstration of RSOA-based remote modulation at 2.5 and 5 Gbit/s for WDM PON", Philippe Chanclou et
al., OFC 2007, 25-29 March 2007, paper OWD1
[10] "10 Gbit/s Hybrid DWDM/TDM PON For Long Reach Optical Access", E. K. MacHale, G. Talli and P. D.
Townsend, The Second International Conference on Access Technologies 2006, 21-22 June 2006 Page : 37 – 40
[11] "First Single Fiber Bi-directional XFP Transceiver for Optical Metro/Access Networks, T.Yoshida et al.,
ECOC2005, Vol.3, We4.P.021
[12] "Experimental Study on 10Gbit/s E-PON System Using XENPAK-based burst mode transceivers, K. Tanaka et
al., ECOC 2005, Vol.2, Tu 1.3.2
[13] "High Sensitivity APD Burst-mode Receiver for 10Gbit/s TDM-PON System", T. Nakanishi et al., IEICE
2007/9/10-14, paper B-08-009, pp. 161
[14] "A 1.25/10.3-Gbit/s AC-coupled Dual-rate Burst-mode Receiver without Reset Signals", Kazutaka Hara et al.,
ECOC2008
[15] ITU-T Recommendation G.984.6, to be standardized
[16] "Amplified gigabit PON systems", K-I. Suzuki, Y. Fukada, D, Nesset, and R. Davey, JON 6, 422-433 (2007)
[17] "Extended Reach GPON using High Gain Semiconductor Optical Amplifiers", D. Nesset et. al., OFC2008,
paper JWA107
[18] "High-Performance Semiconductor Optical Amplifier Modules at 1300 nm", A. E. Kelly, C. Michie, I.
Armstrong, I. Andonovic, C. Tombling, J. McGeough, and B. C. Thomsen, IEEE PLT, Vol. 18, Issue 24, pp.26742676
[19] "Burst-mode Optical Amplifier for Long reach 10Gbit/s PON application", Ken-Ichi Suzuki et. al., OFC2008,
paper OthL3
[20] "10.3125 SiGe BiCMOS burst-mode 3R receiver for 10G-EPON systems", S. Nishihara, et. al., OFC2007, paper
PDP8
[21] "Extended-Reach PON employing 10Gbit/s Integrated Refelctive EAM-SOA", E.K MacHale et al., ECOC2008
[22] Norme IEEE802.11a pour les réseaux locaux sans fil
40
Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès
[23] ISO/IEC DIS26908 UWB standard
[24] "Demonstration and Design of High Spectral Efficiency 4Gb/s OFDM System in Passive Optical Networks"
Y.-M. Lin, OFC 2007, Paper OThD7
[25] "Experimental Demonstration of a Novel OFDM-A Based 10Gb/s PON Architecture", Dayou Qian et. al.,
ECOC 2007, Paper Tu5.4.1
41
Chapitre 2
Panorama des technologies utilisées dans les
réseaux d'accès optiques
43
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2 Panorama des technologies utilisées dans
les réseaux d'accès optiques
2.1 Fibre optique
La fibre optique est considérée comme le meilleur média de communication. En effet, la fibre est
immunisée contre toute perturbation électromagnétique. Elle permet la propagation du signal
optique sur une très grande distance avec très peu de déformation. Un signal optique peut se
propager sur une centaine de kilomètres de fibre avant de subir une atténuation le rendant
difficilement détectable. Une amplification ou régénération peut être nécessaire pour augmenter
la portée de la transmission.
2.1.1 Transmission de la lumière dans une fibre optique
Une fibre optique est un mince fil de verre de silice du diamètre d'un cheveu humain. En réalité,
c'est un très étroit et très long cylindre de verre aux caractéristiques très particulières. Quand la
lumière entre à une extrémité, elle est confinée à l'intérieur et transmise jusqu'à l'autre extrémité.
Ce verre en silice se caractérise par son indice de réfraction n, cet indice est obtenu par le rapport
entre la vitesse de la lumière dans le vide et dans la fibre. (n = c/v). La fibre est constituée de
deux parties : le cœur et la gaine. Le cœur est un cylindre très fin et la gaine qui entoure le cœur
est d'indice de réfraction légèrement inférieur. Ainsi l'interface entre la gaine et le cœur agit
comme un miroir parfait. La lumière est confinée par ce miroir qui entoure le cœur même si la
fibre est courbée. La fibre peut être à gradient d'indice de telle sorte que l'indice de réfraction du
cœur varie lentement de l'axe de la fibre à la gaine, contrairement à la fibre à saut d'indice.
2.1.2 Fibre multimode et fibre monomode
Il existe deux types de fibres optiques, la fibre multimode et la fibre monomode. Concernant la
fibre multimode, si une extrémité de ce genre de fibre est illuminée, seul un nombre fini de
chemins est possible. Il s'agit des modes de la fibre. Le nombre de modes augmente avec le
diamètre du cœur. En effet, la fibre multimode possède un cœur de diamètre beaucoup plus
grand que pour la fibre monomode. Pour une fibre multimode, le diamètre du cœur peut être
compris entre 50 et 62.5 µm pour un diamètre de la gaine de 125 µm, tandis que pour une fibre
monomode, il est compris entre 5 et 10 µm.
44
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.1.3 Atténuation
L'atténuation dans la fibre est due aux impuretés du verre qui peuvent absorber la lumière. De
plus, les uniformités de la silice provoquent de la diffusion. Les taux d'absorption et de diffusion
dépendent de la longueur d'onde et des caractéristiques du verre. Les caractéristiques
d'atténuation d'une fibre en silice en fonction de la longueur d'onde sont données sur la Figure 28.
Figure 28: Spectre de perte typique d'une fibre optique silice en fonction de la longueur d'onde
2.1.4 Dispersion
La dispersion d'un signal optique correspond à l'étalement temporel de l'impulsion lors de sa
transmission dans une fibre. En effet, tout signal optique, même monochromatique, possède
plusieurs composantes spectrales. Ces dernières ont des vitesses de propagation différentes dans
la fibre et atteignent le photorécepteur après des temps de propagations différents.
2.1.4.1 Dispersion chromatique
La dispersion chromatique se divise en deux types, celle du matériau et celle du guide d'onde.
Concernant la dispersion du matériau, comme l'indice de réfraction de la fibre dépend de la
longueur d'onde, la vitesse de propagation des différentes composantes spectrales du signal sera
différente. Ce type de dispersion représente une part importante dans la dispersion chromatique.
Toutefois, la deuxième source est la dispersion du guide d'onde. Afin de comprendre ce
deuxième paramètre, il est essentiel de noter que le profil d'une fibre a une forte influence sur la
vitesse de groupe. Aussi, la valeur de l'indice effectif de la fibre vu par l'onde dépend de
l'extension du mode propagé dans la gaine. Si la majorité de la puissance transmise est confinée
dans le cœur de la fibre, l'indice effectif sera plus proche de la valeur de l'indice du cœur et
inversement. L'extension du mode dans la gaine dépend de la longueur d'onde transmise. Plus la
longueur d'onde est grande plus l'extension dans la gaine est importante. Ainsi les courtes
longueurs d'onde voient un indice supérieur aux longues longueurs d'onde. Par conséquent, les
grandes longueurs d'onde vont plus vite que les courtes. D'où la dispersion d'un signal ayant une
large bande spectrale.
La Figure 29 illustre l'évolution de la dispersion de guide et de matériau en fonction de la
longueur d'onde. Le régime dit "normal" de la dispersion est représenté à gauche de la dispersion
nulle sur la Figure 29. Dans ce régime, les grandes longueurs d'onde se déplacent plus vite que les
courtes. On parle d'un glissement en fréquence positif. Pour le régime de dispersion dit
"anormal" c'est la partie de la courbe à droite de la dispersion nulle dans laquelle les courtes
longueurs d'onde se propagent plus vite que les longues. Dans ce cas, il s'agit d'un glissement en
fréquence négatif.
45
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
35
Dispersion de guide
Dispersion du matériau
Dispertion totale
Dispersion (ps/nm/km)
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
1,2
1,25
1,3
1,35
1,4
1,45
1,5
Longueur d'onde (µm)
1,55
1,6
1,65
Figure 29 : Evolution de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde [Annexe 1]
2.1.4.2 Dispersion intermodale
Pour les fibres multimodes, la dispersion intermodale domine. Elle est responsable de la
limitation des systèmes avant l'atténuation ou d'autres formes de dispersion.
Quand un pulse est injecté dans une fibre multimode, il se décompose en plusieurs modes et
chaque mode parcourt une distance différence. Ainsi certaines composantes du pulse vont arriver
avant d'autres créant de la dispersion. On parle alors de la dispersion intermodale.
La figure suivante illustre les deux types de dispersions chromatique et intermodale.
Figure 30 : Illustration de la dispersion chromatique et intermodale
2.1.4.3 Dispersion de polarisation de mode (PMD)
Dans une fibre monomode, la lumière est constituée d'une combinaison de deux polarisations
orthogonales. Lors de sa propagation dans la fibre, la lumière passe d'une polarisation à l'autre
d'une façon aléatoire. Ces deux états de polarisation n'ont pas la même vitesse car la fibre apparaît
comme une lame biréfringente avec une différence d'indice suivant chacune des polarisations.
Cette biréfringence se traduit par la différence d'indice effectif entre les deux axes, lent et rapide,
de la fibre et la dispersion résultant de cette biréfringence est nommée la dispersion de
polarisation de mode.
Dans le réseau l'accès optique, nous nous intéressons surtout à la dispersion chromatique.
2.2 Composants passifs présents dans les architectures PON
2.2.1 Isolateurs
Les isolateurs optiques sont utilisés dans le réseau pour réduire les effets de réflexions de la
lumière dans la fibre elle même (rétro diffusion de Rayleigh) ou aux interfaces avec les
connecteurs ou composants. Ils sont également associés aux lasers pour éviter les retours
46
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
d'énergie dans le laser lui-même. Ces retours peuvent provoquer des fluctuations d'amplitude, des
variations de la fréquence, une limitation de la bande passante, du bruit et même un
endommagement des lasers.
Un isolateur transmet la lumière sur une seule direction. Il est constitué d'un rotateur de Faraday
et de deux polariseurs. Le rotateur de Faraday consiste en un matériau magnéto optique placé
dans un champ magnétique.
2.2.1.1 Principe de Fonctionnement
La lumière du laser, polarisée ou non, entre dans le polariseur d'entrée et devient polarisée
linéairement, disons verticalement (0°). Elle entre ensuite dans le rotateur de Faraday, conçu pour
faire tourner la plan de polarisation de 45°, disons dans le sens des aiguilles d'une montre. La
lumière traverse alors un polariseur de sortie dont l'axe est à 45°. Elle sort de l'isolateur et des
réflexions qui constituent la lumière réfléchie apparaissent.
Figure 31 : Fonctionnement du rotateur de Faraday en direction passante
Cette lumière réfléchie rentre à nouveau dans l'isolateur via le polariseur de sortie qui le polarise
une deuxième fois à 45°. Le passage à travers le rotateur fait tourner la polarisation encore de 45°,
toujours dans le sens des aiguilles d'une montre, ce qui fait un total de 90° par rapport au
polariseur d'entrée (0°). On obtient donc une extinction de la lumière dans la direction retour.
2.2.2 Circulateurs
Un circulateur optique est un composant à 3 ports permettant de transmettre la lumière d'un port
au suivant avec un maximum d'intensité, tout en bloquant la transmission dans l'autre sens.
Figure 32 : Schéma de fonctionnement d'un circulateur optique
47
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Tout comme les isolateurs optiques, les circulateurs sont basés sur l'effet de Faraday de rotation
non réciproque de la polarisation.
La photo suivante représente un produit commercial de chez JDS, utilisant la technique décrite
sur le schéma en dessous.
Figure 33: Photographie et schéma d'un circulateur utilisant la séparation de faisceaux
Les isolateurs et circulateurs trouvent leur place aussi bien dans les réseaux de transmission
bidirectionnels qu'unidirectionnels.
Pour les architectures avec transmission bidirectionnelle, la technique habituelle est d'utiliser un
coupleur 50/50 avec un isolateur sur la branche connectée au laser pour empêcher l'injection de
puissance lumineuse de la voie opposée dans le laser. Cf. Figure 34 (a). L'intérêt de cette solution
réside dans le fait qu'elle est peu coûteuse mais les pertes optiques sont environ de 4dB à chaque
extrémité, ce qui affecte grandement le budget de liaison. La diaphonie du coupleur étant
inférieure à 50 dB, seule une faible partie de la puissance émise revient directement dans le
récepteur contigu.
Pour améliorer cette solution en terme de budget, le circulateur semble être le meilleur candidat
puisque les pertes optiques au passage à travers un circulateur se montent à environ 1dB et que
son isolation, généralement supérieure à 40 dB, évite d'utiliser un isolateur du coté de l'émetteur.
Cf. Figure 34 (b). En revanche, le prix du circulateur reste élevé en comparaison avec le prix total
d'un isolateur et d'un coupleur 50/50.
(b)
Figure 34 : Schéma d'une transmission bidirectionnelle utilisant des coupleurs, des isolateurs (a) et
des circulateurs (b)
Pour la transmission unidirectionnelle, les lasers restent très sensibles à la réflexion des ondes
lumineuses. Pour des applications à haut débit et longue distance, les lasers type Butterfly ont un
isolateur intégré, l'intégration de cet isolateur implique un coût supplémentaire. C'est pour cette
raison les modules transceivers bas-coût (SFP et XFP) n'intègrent aucun isolateur. Certains
48
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
transceivers ont même une connectique de type PC (Physical Contact) au lieu d'une APC (Angled
Physical Contact) qui évite les réflexions multiples. Ce type de transceivers est donc sensible aux
réflexions.
2.2.3 Multiplexeurs et Démultiplexeur
Il existe deux méthodes principales pour séparer plusieurs longueurs d’onde véhiculées dans une
même fibre : le filtrage séquentiel et la diffraction. Aujourd’hui, quatre technologies basées sur un
de ces deux principes semblent prédominer dans ce domaine :
Optique diffractive en espace libre (bulk optic)
Filtres interférentiels en couches minces (TFF)
Filtre de Bragg sur fibre (FBG)
Phasar planaire en silice sur silicium (AWG : Array Waveguide Grating ou Phasar:
PHASed ARray)
Nous avons dressé le tableau qui suit afin de comparer ces quatre technologies pour des
paramètres tels que les pertes d'insertion, la sensibilité à la polarisation et le coût par canal.
Technologies
Paramètres
Optique
diffractive
TFF
FBG
Pertes d'insertion
Moyenne 3 dB
Faible 1.2 dB
Faible 0.1 dB
Séparation spectrale
< 50 Ghz
Dépend de la
technologie
utilisée
100 Ghz
100 Ghz
Moyenne 3 à 5
dB
25 Ghz
< 0.2 dB
< 0.5 dB
< 0.5 dB
Sensibilité à la
polarisation
AWG
Limites
technologiques
Forte capacité
N> 80 canaux
Faible capacité
4<N<8 canaux
Faible capacité
4<N<8 canaux
Forte capacité
8<N<80
canaux
Coût/canal
100$ par canal
Elevé car
assemblage
délicat
Elevé car intègre
des circulateurs
100$ par canal
Tableau 6 : Synthèse sur les technologies de Multiplexeurs
Les multiplexeurs AWG sur silicium de type PLC (planar lightwave circuit) sont, à ce jour, les
plus intéressants car ils utilisent des techniques de réalisation issues des composants silicium. Des
AWG à plus de 1080 ports obtenus par mise en cascade de deux étages de multiplexeurs ont été
démontrés en 2002 utilisant des guides à faible rayon de courbure. L'indépendance à la
polarisation est désormais mature, en revanche des efforts restent à fournir pour la sensibilité à la
température. Par conséquent, les dérives thermiques doivent être prises en compte dans les
applications à fort taux de mutualisation; par exemple dans des applications du réseau d'accès.
Les AWG polymères utilisent également les techniques issues du silicium et sont potentiellement
les moins chères. Les pertes sont environ deux fois plus élevées que celles des AWG silice sur
silicium (7 dB au lieu de 3.8 pour les meilleurs). En contrepartie, ils présentent des possibilités
d'intégration très intéressantes avec des dispositifs polymères non linéaires (commutateurs
électro-optiques, par exemple). Ils sont également insensibles à la polarisation et athermiques.
Les multiplexeurs utilisant les filtres à cristaux photoniques intégrés en cascade sur monolithes
InP avec les composants actifs sont les seules solutions capables de rivaliser avec les
49
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
multiplexeurs à base d'AWG. Cette perspective n'est possible que si des techniques
lithographiques moins coûteuses sont développées.
Enfin, les techniques de multiplexage par interleavers utilisant des coupleurs en cristaux
photoniques sont également prometteuses car performantes et intégrables.
2.3 Transceivers
Parmi les différents modules optoélectroniques développés pour les applications de réseaux
d'accès, on trouve les modules SFP en version "prêt à brancher" dite "pluggable (Small Form
factor Pluggable optical transceiver) et les SFF (Small Form Factor optical transceiver) à souder
sur la carte support.
Il s'agit de modules combinant un transmetteur et un récepteur, avec les systèmes d'électronique,
dans un support compact, de largeur 13.6mm, de longueur 501mm et de hauteur 9.6mm.
L'appellation française de ces modules serait transcepteurs. Nous les appellerons dans ce
manuscrit par la terminologie anglaise communément utilisée : transceivers.
Figure 35 : Exemples de modules SFP et SFF fabriqués par Zenkotechnologies [26]
Ces transceivers peuvent être bifibres, dans ce cas, ils disposent d'une fibre pour le sens
descendant et d'une autre pour le sens montant. Ainsi, l’émetteur et le récepteur sont connectés
chacun sur une fibre. Contrairement aux modules bidirectionnels, aucune fonction de séparation
de faisceaux ne se trouve sur les transceivers bifibres.
Un des moyens de réduire les coûts de l’accès optique est de partager la fibre. Ce partage peut
être en longueur d’onde et/ou en direction ce qui permet de limiter le nombre de fibres lors d’un
déploiement. On parle alors de modules bidirectionnels.
Ces modules intègrent au moins trois fonctions opto-électroniques dans le même boîtier :
Le module d'émission
Le module de réception
La partie séparation de faisceaux montant et descendant pour les modules bidirectionnels
L’intérêt de ce type de module intégrant ces trois fonctions est d’offrir un coût de revient plus
faible qu’avec l’utilisation de trois composants séparés. Ceux-ci sont typiquement des duplexeurs
et des triplexeurs.
(a)
(b)
Figure 36 : Transceivers bidirectionnels (a) duplexeur et (b) triplexeur [27]
50
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
La Figure 36 illustre deux transceivers bidirectionnels. Le duplexeur comporte un élément de
multiplexage pour séparer les deux longueurs d'ondes montante (1.31µm) et descendante
(1.49µm). Le triplexeur contient deux éléments de multiplexage car une troisième longueur
d'onde supplémentaire fixée à 1.55µm est dédiée à la vidéo analogique. Notons que ces modules
ne comportent aucune fonction de régulation de la température. En effet, le dispositif de contrôle
de température engendre un surcoût important sur le module d'émission. En revanche, les
transceivers contiennent des outils de diagnostic permettant à l'administrateur de connaître les
puissances transmise et reçue par le laser et la photodiode en temps réel. L'outil de diagnostic
permet aussi d’obtenir les évolutions en temps réel de la température et de la tension
d’alimentation de chaque module. Une alarme est programmée en fonction du niveau de
puissance relevée et de la température mesurée.
2.4 Sources Lasers
Les diodes lasers sont des composants primordiaux de l'optoélectronique d'aujourd'hui. Elles ont
connu un développement important durant les deux dernières décennies et cela grâce au
développement des techniques d'épitaxie. Elles ont bénéficié du développement des
télécommunications par fibre optiques et de l'émergence de l'interconnexion optique. Notons que
LASER est l'acronyme de "Light Amplification by the Stimulated Emission of Radiation"
2.4.1 Diodes laser de type Fabry-Pérot
Il s'agit d'une structure laser comportant un guide amplificateur dans un résonateur. La réalisation
pratique d'un résonateur de Fabry-Pérot est relativement simple dans le cas de diodes à
semiconducteurs. En effet, l'indice de réfraction des semiconducteurs est très élevé par rapport à
l'indice de l'air. La différence d'indice entre un semiconducteur et l'air implique une réflexion
partielle d'environ 40% de tout faisceau perpendiculaire. Ainsi la surface du semiconducteur
constitue un miroir semi-transparent naturel.
Les diodes lasers Fabry-Pérot émettent sur plusieurs raies et le taux de suppression des modes
latéraux (Side Mode Suppression Ratio : SMSR) ne dépasse pas 20dB. Ceci limite la bande
passante en transmission. Concernant la dérive en température, les diodes Fabry-Pérot sont très
instables (0.5nm/°C), elles sont généralement non refroidies donc utilisées dans des applications
supportant des spectres larges et des dérives en longueur d'onde élevées.
De nombreuses études ont été entreprises pour tenter d'améliorer la stabilité de ces diodes et
diminuer l'élargissement du spectre lors de la modulation [28-29] ou lors des dérives thermiques
pour pouvoir augmenter la portée d'émission par réduction des effets de la dispersion
chromatique et du bruit de partition de mode. Les solutions proposées nécessitaient des
montages très difficilement industrialisables ou étaient insuffisamment performantes.
En s'appuyant précisément sur la proportionnalité de la puissance optique émise avec la puissance
de l'émission spontanée de même fréquence, est rapidement apparue l'idée d'injecter dans la
cavité, une puissance optique sur une raie stable pour faire émettre au laser cette même raie
(lasers à injection). Cela permet au second laser un fonctionnement quasi-monomodal sur la raie
principale du laser maître, permettant une modulation à 500 MHz ou plus (1 Ghz) [30].
Cette technique "injection locking" a été proposée par des équipes coréennes pour les
applications bas coût pour l'accès WDM-PON en 2003 [ 31 ]. C'est pratiquement la seule
technique qui a véritablement permis de réduire très efficacement l'élargissement spectral
dynamique.
51
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.4.2 Lasers à contre réaction répartie (DFB)
Les lasers à contre réaction répartie permettent un fonctionnement sur une seule raie. Ce sont les
lasers DFB pour Distributed FeedBack. Dans un laser DFB, la contre réaction optique n'est pas
obtenue par la réflexion des faces de la cavité mais par une contre réaction distribuée le long de la
cavité. Cette contre réaction est obtenue grâce à un réseau de diffraction de Bragg enterré de long
de la cavité. La réalisation de ce réseau, gravé à la surface d'une couche déposée sur la couche
active, permet une variation périodique de l'indice de réfraction effectif. Cette variation d'indice
provoque une réflexion partielle de l'onde qui se propage à chaque variation de l'indice. Ces
réflexions partielles interfèrent de façon constructive si le réseau est en accord avec la longueur
d'onde. Il y a donc réflexion pour une longueur d'onde unique; celle qui correspond au pas ou à
un multiple du pas du réseau de Bragg. Il y a donc sélectivité d'une seule longueur d'onde, d'où
une émission monomodale.
Des puissances jusqu'à 20dBm peuvent être obtenues pour ces dispositifs grâce à une parfaite
maîtrise des procédés de gravure, de reprise d'épitaxie et d'optimisation des géométries de
couplage. Les avancées technologiques dans la fabrication de ces lasers ont permis aussi de
réduire des largeurs dynamiques de spectres jusqu'à 0.3nm autour de 1.5µm alors qu'une largeur
d'environ 10 nm était atteinte en laser FP [32]
Pour des applications dans le réseau accès, les contraintes sur la largeur de raie émise (0.3nm), la
stabilité en longueur d'onde avec la température (0.1nm/°C) ou le vieillissement sont
déterminantes pour ce choix technologique mais aussi pour l'évolution de ces systèmes vers des
applications futures plus gourmandes en débit.
Le réseau d'accès peut profiter de la maturité de ces technologies, désignées sous le terme de laser
DSML (Dynamic Single Mode semiconductor Laser), maîtrisées dans les applications cœur pour
faire baisser les prix des modules fonctionnels d'émission notamment en les couplant aux
techniques d'intégration avec les éléments passifs et la mise en boîtier d'un système optique
interfacé Ethernet par exemple.
2.4.3 VCSEL
Le VCSEL est une diode laser à cavité verticale émettant par la surface (VCSEL : vertical-cavity
surface-emitting laser). Il s'agit d'un type de diode laser à semiconducteur émettant un rayon laser
perpendiculairement à la surface, contrairement aux lasers conventionnels à semiconducteur
émettant par la tranche.
Le résonateur laser est constitué de deux miroirs de Bragg parallèles à la surface du wafer, et,
entre eux, d'une région active constituée d'un ou plusieurs puits quantiques permettant la
génération du faisceau laser. Les miroirs de Bragg sont faits de couches alternant haut et bas
indices de réfraction. L'épaisseur de chaque couche est du quart de la longueur d'onde du laser
dans le matériau, permettant ainsi d'obtenir un facteur de réflexion supérieur à 99%. Dans les
VCSEL, des miroirs à haut facteur de réflexion sont nécessaires pour compenser la faible
longueur du milieu amplificateur.
Des recherches sont menées sur des systèmes VCSEL utilisant des matériaux nouveaux. Dans ce
cas, le milieu amplificateur peut être pompé par une source lumineuse externe de plus courte
longueur d'onde (en général, un autre laser). Cela permet de présenter le fonctionnement d'un
VCSEL sans y ajouter le problème de réalisation de bonnes performances électriques. Cependant,
ces dispositifs ne sont pas transposables à la plupart des applications courantes.
Les avantages principaux des VCSELs par rapport aux dispositifs émettant par la tranche sont :
une réalisation entièrement monolithique avec contrôle fonctionnel avant d'être découpé
en dispositifs individuels, ce qui réduit considérablement les coûts de production.
52
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Le faible courant de seuil (de quelques µA à 1 mA) permet également d'obtenir des
bandes passantes à forte modulation intrinsèque [33]
Une dépendance avec la température comparable à celle des DFB [34]
Une haute efficacité de couplage avec une fibre grâce à une grande ouverture de sortie des
VCSEL qui produit un angle de divergence du faisceau plus petit.
Un autre avantage non négligeable pour les applications en accès optique, concerne la faiblesse du
courant de modulation nécessaire en modulation directe. Ce courant peut être de l'ordre du mA
voire moins suivant le courant de seuil du laser utilisé, ce qui est un argument de poids.
L'ensemble de ces avantages est cependant contrecarré par l'impossibilité de réaliser des
structures émettant à 1.55µm à puissance suffisante, notamment, à cause de la difficulté de
réaliser des miroirs de Bragg efficaces dans le système GaInAsP/InP et à cause des pertes de
porteurs.
Dans le réseau d'accès optique, le laser DFB est majoritairement choisi car son prix est identique
à celui des Fabry-Pérot.
2.5 Photodiodes
Les photo-détecteurs effectuent la transformation d'un flux de photons en signal électrique
utilisable dans un circuit électronique. Pour les transmissions par fibre optique, les contraintes
sont la faible puissance optique reçue et le faible diamètre du faisceau lumineux en sortie de la
fibre. Il faut donc disposer de photo-détecteurs capables de détecter de faibles signaux, adaptés
aux modes optiques en sortie de la fibre et qu'ils représentent des caractéristiques de rapidité
compatibles avec les débits de transmission. De plus, il est essentiel que ces dispositifs soient peu
couteux, fiables dans le temps et alimentés sous des tensions faibles. Les dispositifs retenus sont
les photodiodes à base de semiconducteurs. Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons
rappeler brièvement le principe de fonctionnement des photodiodes PIN et APD.
2.5.1 Photodiodes PIN
Une photodiode PIN représente une jonction où un matériau extrinsèque positif est mis en
contact avec un autre matériau extrinsèque négatif en intercalant une zone non dopée dite
intrinsèque entre ces deux zones. L'intérêt de cette région intrinsèque est de pouvoir augmenter la
largeur de la zone de charge d'espace afin d'augmenter la fréquence de coupure lors de la
photodétection ce qui permet leur utilisation pour des bandes passantes élevées. Cependant, les
photodétecteurs de type PIN sont naturellement limités en détectivité.
2.5.2 Photodiode APD
Une photodiode à avalanche, dite APD, est un dispositif de réception capable de multiplier de
façon interne le courant obtenu par absorption photonique. Une APD permet de gagner en seuil
de détectivité par rapport à une PIN. En revanche, l'amplification interne du courant contribue à
l'augmentation du bruit et à la limitation de la bande passante.
Le principe de fonctionnement de ce type de photodiode repose sur l'augmentation du champ
sous polarisation inverse afin de créer des paires électron-trou sous le mécanisme de
multiplication par avalanche.
Dans le réseau d'accès optique, l'APD est majoritairement présente dans les transceivers car son
coût est intéressant en production de masse.
53
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.6 Bloc d'émission pour les sens montant et descendant
Dans cette partie, nous allons détailler les principales fonctions intégrées dans les modules
d'émission présents à l'ONU et à l'OLT.
2.6.1 Emetteurs en mode rafale présents à l'ONU
Un réseau PON, fonctionnant dans un mode point à multipoint, partage pour le sens montant
une seule longueur d'onde entre plusieurs modules d'émission. Par conséquent, chaque laser ne
doit émettre un signal optique que pendant la durée de sa fenêtre d'émission qui lui est allouée
par le système d'allocation dynamique de la bande passante géré au central. De ce fait, le module
d'émission optique, présent dans chaque ONU, représente un des éléments clé dans la
transmission en mode rafale dans les réseaux de type PON.
La puissance de sortie de l'émetteur dépend de la température et du vieillissement du laser, par
conséquent un contrôleur (dit "driver") des courants de polarisation et de modulation est
implémenté dans les modules d'émission. Son rôle essentiel étant de garder une puissance
moyenne constante en sortie du laser ainsi qu'un taux d'extinction constant supérieur à 10 dB.
La principale qualité requise de ce contrôleur de courant du laser fonctionnant en mode rafale est
la stabilisation rapide de la puissance de sortie. Rappelons que le temps maximum d'activation de
l'émission précisé dans la norme GPON [35] est égal à 13 ns.
Le bloc d'émission doit fournir un courant de polarisation compris entre 1 et 160 mA [36] pour
une température ambiante comprise entre -40 et +85 °C. Ces valeurs sont programmées dans les
circuits imprimés du driver du laser. Cela permet de réduire les coûts de calibration. De plus, le
couplage direct (Dc-coupling) entre la diode laser et le driver est nécessaire afin de gagner en
rapidité de temps de traitement. Notons que contrairement aux systèmes GPON, l'Ethernet
PON utilise un couplage capacitif (Ac-coupling) entre le driver et la diode laser. Ceci explique les
temps d'allumage et d'extinction du laser qui s'élèvent chacun à 512 ns prévus par la norme EPON.
Généralement, deux types de montages sont utilisés pour le maintien de la puissance de sortie et
le taux d'extinction. Un montage "à priori" dit feedforward [37] et un autre avec une rétroaction
dit "feedback" [38]. Les paragraphes suivants détaillent ces deux types d'émetteurs.
2.6.1.1 Emetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la puissance en
"feedforward"
La Figure 37 donne le schéma de l'émetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la
puissance optique (APC) en mode feedforward. Le contrôle des courants de polarisation et de
modulation (Ibias et Imod) est basé sur une table de valeurs enregistrées en fonction de la
température dans une mémoire de type EPROM.
Un prototype d'un émetteur optique "feedforward" en mode rafale à 10Gbit/s a été conçu par
Mitsubishi Electric [39]. Ce prototype fonctionne dans une plage de températures ambiantes du
boîtier de 0 à 70°C pour une puissance de sortie supérieure à +3.3dBm et un taux d'extinction
supérieur à 8dB. Pour la gestion des trames temporelles, seules 6 ns sont nécessaires pour
l'allumage du laser avant la stabilisation totale de la puissance de sortie. Ce temps est équivalent
au délai de mise en oscillation d'une diode laser de type DFB. Le même prototype possède un
temps de désactivation de l'émission quasi nul.
54
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Figure 37 : Architecture simplifiée du module ONU intégrant une émission feedforward [37]
2.6.1.2 Emetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la puissance en
"feedback"
En ce qui concerne le module d'émission feedback, il se compose d'une diode laser et d'un
chipset (ensemble de puces électroniques) intégrant plusieurs fonctions pour le contrôle du
courant de polarisation et de la puissance de sortie de la diode laser. La Figure 38 illustre le
diagramme en bloc de l'émetteur en mode rafale intégrant une boucle de rétroaction.
Figure 38 : Architecture simplifiée d'une émission feedback présente dans l'ONU [38]
Le driver laser est programmable avec 10 bits pour chacun des courants de polarisation (Ibias) et
de modulation (Imod). La puissance optique émise par la diode laser est capturée par une
photodiode afin de comparer les niveaux de modulation via le "level monitoring". La
comparaison s'effectue par rapport aux deux références IRéf "0" et IRéf "1". Ces références
correspondent aux niveaux de puissance désirés pour les bits "0" et "1". La présence de cette
photodiode engendre une capacité parasite qui peut atteindre une valeur de 15 pF et causer ainsi
un réel problème de vitesse en ralentissant le traitement des données par le comparateur de
niveaux. Par conséquent, un nombre de bits identiques et consécutifs est nécessaire pour la
bonne détection des petites variations de la puissance optique. Le nombre de ces bits consécutifs
peut atteindre 40 bits pour chacun des niveaux à "1" et à "0" [40]. Des études ont été menées
pour baisser ce nombre à 16 bits pour les bits à "1" et 31 pour les bits à "0" [38].
Le bloc "pattern detection" sonde les séquences consécutives de "0" et de "1" durant lesquelles
des mesures précises sont effectuées par le "level monitoring" et écoute le message envoyé par ce
55
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
dernier. Si le message indique que le signal émis est très élevé ou très bas par rapport à la
référence, la différence est alors injectée dans le contrôleur automatique de la puissance "APC".
Ce dernier recalcule des nouvelles valeurs pour les courants Ibias et Imod.
Il est essentiel de noter que pour un émetteur à couplage direct, la diaphonie électrique, entre la
diode laser et son driver, augmente proportionnellement à l'augmentation du débit [41]. Cette
diaphonie est due à des impédances parasites entre la diode laser et le driver, également, à la
présence de résonance dans la cavité de l'émetteur. Pour réduire les causes de cette diaphonie
électrique, une étude récente montre l'avantage d'utiliser une liaison différentielle à couplage
capacitif entre la diode laser et son driver [42]. La Figure 39 illustre cette architecture. Le temps
de réponse de cet émetteur est de 500 ps. Il s'agit d'un record pour les temps d'activation et de
désactivation d'une diode laser en mode rafale à 10 Gbit/s. La puissance de sortie s'élève à +4.4
dBm pour un taux d'extinction égale à 7.9 dB. Ce prototype est composé d'éléments standards
disponibles dans le commerce tel que le driver de la diode laser. Comme le montre la figure, deux
signaux continus et différentiels sont établis à partir des sorties Data et Data inversée. Le
commutateur connecté à la cathode de la diode laser permet de contrôler son courant de
polarisation. Ce commutateur est piloté par le signal inverse de "Tx-disable". Le courant de
modulation alterne entre deux valeurs "High" et "Low" en fonction du signal inverse de "Txdisable"
Figure 39 : Architecture d'un émetteur à couplage capacitif avec une liaison différentielle entre la
diode laser et son driver [42]
L'avantage d'une liaison différentielle réside dans le fait qu'elle permet de réduire les radiations du
signal transmis grâce au faible taux du mode commun. Ainsi, la diaphonie entre les différents
composants du montage est supprimée.
2.6.2 Emetteurs présents à l'OLT
Pour le sens descendant, la source laser comporte un laser DFB modulé directement pour des
débits jusqu'à 2.5 Gbit/s et pour une puissance de sortie égale à 5 dBm au maximum. Il s'agit
d'une modulation en mode continu. Pour la norme G-PON, la durée de la trame descendante est
fixée à 125 µs quelque soit le débit. L'entête de cette trame contient des informations sur la
configuration et la gestion de l'attribution des trames entre les différents utilisateurs.
Avec l'augmentation du débit de transmission, certaines études intègrent un modulateur externe
et un amplificateur SOA afin de réaliser des portées de l'ordre de 100 km et un taux de partage de
1088 clients pour un débit de 10 Gbit/s [43].
56
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.7 Module de réception
La photo-détection repose sur le principe de la transformation d'un flux de photons en signal
électrique utilisable dans un circuit électronique. Pour les transmissions par fibre optique, les
contraintes sont la faible puissance optique reçue et le faible diamètre du faisceau lumineux. Il
faut donc disposer de photo-détecteurs capables de détecter des faibles signaux, qu'ils soient
adaptés aux modes optiques sortant de la fibre et qu'ils représentent les caractéristiques de
rapidité en fonction des débits de transmission. Nous utilisons principalement des photodiodes à
base de semiconducteurs. Ces photodiodes se présentent sous la forme d'une jonction PN ou
PIN pour "Positif Intrinsec Negatif" ou encore APD pour "Avalanche Photo-Diodes".
Dans cette partie, nous allons détailler les principales fonctions intégrées dans les modules de
réception présents à l'ONU et à l'OLT. La Figure 40 illustre un exemple de trames transmises
dans le réseau PON pour le sens montant et le sens descendant.
Figure 40 : Synoptique d'un réseau PON [44]
2.7.1 Module de réception à l'ONU
Les données reçues par le photorécepteur à l'ONU sont des trames temporelles continues. Un
module classique de réception est prévu pour cet effet. Il est composé d'une photodiode PIN ou
APD large bande, suivie d'un préamplificateur transimpédance et d'un postamplificateur limiteur.
2.7.2 Module de réception à l'OLT
La conception des récepteurs optiques présents dans les OLT est très différente des récepteurs
traditionnels. En effet, la diversité des signaux optiques reçus, due aux divers chemins parcourus
par chacun d'eux, exige l'utilisation d'un récepteur optique permettant de retranscrire le signal
correctement et instantanément. Comme le montre la Figure 40, les signaux optiques, de la voie
montante, possèdent des taux d'extinction assez importants et différents, ainsi que des puissances
optiques de bit "0" variables et des niveaux de décisions différents à corriger et à rendre constant
pour la partie CDR.
Les récepteurs optiques des trames de la voie montante en mode rafale des réseaux PON peuvent
être distingués en trois familles:
• Récepteurs différentiels
• Récepteurs à couplage capacitif dit "AC coupled"
• Récepteurs à couplage direct dit "DC-Coupled". Ces derniers se divisent en deux
catégories : récepteurs intégrant une boucle à rétroaction "feedback" ou récepteurs
intégrant un circuit "à priori" dit en anglais "feedforward".
57
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.7.2.1 Récepteur différentiel
2.7.2.1.1
Récepteur différentiel "optique"
Il s'agit de régénérer le signal de base à partir de deux signaux décalés dans le temps. Ces signaux
sont obtenus par la différence du signal de base. Cette différence du signal de base peut être
obtenue avec des photodiodes "équilibrées" comme l'illustre la Figure 41.
Les principaux avantages de ce type de récepteur sont de pouvoir accepter des signaux avec des
taux d'extinction importants, d'être instantané et de fonctionner à des débits différents. La
régénération du signal est effectuée par un signal flip flop.
Figure 41 : Récepteur différentiel optique [45]
Les plus hauts débits obtenus par cette architecture sont 10 Gbit/s avec un codage Manchester et
1.25 Gbit/s avec un codage NRZ.
2.7.2.1.2
Récepteur différentiel "électronique"
La différence de signal peut également être obtenue "électroniquement" en sortie d'un
amplificateur différentiel. Le schéma de principe est donné par la Figure 42.
Figure 42 : Architecture différentielle "électronique"[46]
2.7.2.2 Récepteur à couplage capacitif
L'architecture des récepteurs à couplage capacitif est identique à celle des transmissions où le taux
d'extinction reste constant. La Figure 43 montre que ce type de récepteur comporte un
condensateur de liaison, entre l'amplificateur trans-impédance et l'amplificateur limiteur, pour
isoler les niveaux continus du signal reçu.
58
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Figure 43 : Récepteur à couplage capacitif [47]
Les avantages que présente cette architecture sont l'obtention d'un seuil de sensibilité optique
important ainsi que la facilité de la réalisation à partir de composants classiques. En revanche, à
cause des temps de charge et décharge du condensateur implémenté dans ce type de récepteur, la
variation des tensions de décision vers la valeur de référence de l'amplificateur limiteur ne sera
pas assurée rapidement. Cf. Figure 44. Pour augmenter les temps de charge et décharge τ du
condensateur de liaison, il faut pouvoir diminuer la valeur de la capacité C, (τ=RC). Or une faible
valeur tronquerait une bonne partie du spectre basse fréquence du signal à transmettre. Le plus
haut débit atteint est de 1.25Gbit/s.
Figure 44 : Variation du seuil de décision du récepteur à couplage capacitif [48]
2.7.2.3 Récepteur à couplage direct
Les récepteurs à couplage direct ne possèdent pas de capacité de liaison. Cela permet de prendre
en compte la variation des tensions de décision instantanément, en détectant les niveaux "haut" et
"bas" des différents paquets de signal et de ne pas subir les temps de charge et décharge des
condensateurs présents dans les récepteurs à couplage capacitif.
L'architecture à couplage direct se décompose en deux types : circuit à rétroaction (feedback) et
circuit à priori (feedforward).
2.7.2.3.1
Récepteur intégrant un circuit à rétroaction (feedback)
L'architecture du récepteur intégrant un circuit à rétroaction comme illustré sur Figure 45, utilise
un préamplificateur trans-impédance (TIA) différentiel et un circuit détecteur de puissance. Ce
dernier, Figure 46, détermine instantanément les variations de la tension de décision en sortie du
TIA pour la boucler en entrée du même amplificateur. Pour maintenir constante l'amplitude de la
tension de sortie, un post-amplificateur limiteur (LIA) différentiel est associé à la sortie du TIA.
59
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
LIA
TIA
Figure 45 : Récepteur à couplage direct avec un circuit à rétroaction [49]
Figure 46 : Circuit détecteur de puissance
2.7.2.3.2
Récepteur intégrant un circuit "à priori"(feedforward)
Pour ce récepteur, le signal reçu est tout d'abord amplifié par l'amplificateur trans-impédance.
Ensuite, celui-ci est divisé en deux parties. La première est directement associée à l'entrée de
l'amplificateur limiteur et la seconde traverse un détecteur de puissance. Une tension de
correction, prélevée sur les niveaux haut et bas du signal, est ramenée à la deuxième entrée de
l'amplificateur LIA. Cette tension en sortie du détecteur de puissance permet d'extraire
instantanément le seuil de chaque trame temporelle reçue par la photodiode. Cf. Figure 47.
TIA
LIA
Figure 47 : Récepteur à couplage direct avec un circuit "à priori" [49]
60
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.8 Circuit de récupération d'horloge
La procédure de récupération des signaux d’horloge et des données est connue sous le sigle
"CDR" (Clock and Data Recovery). Un module CDR contient un circuit de récupération
d'horloge et un circuit de décision, comme le montre la Figure 48. L’extraction et le traitement du
signal d'horloge sont faits à partir du signal reçu. Le circuit de récupération d’horloge se situe
après le module de réception.
Figure 48 : Régénération des données reçues à l'aide d'une CDR [50]
Le circuit de récupération d’horloge comporte deux principales fonctions : l’extraction de la
fréquence et l’alignement en temps ou en phase.
Le processus d’extraction consiste à obtenir un signal d’horloge de même fréquence que celle des
données issues de la photo-détection. L’alignement en temps consiste à ajuster la phase d’horloge
de sorte que le signal de données soit échantillonné à l’instant optimum par le circuit de décision.
Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons présenter brièvement les deux approches
électrique et optoélectronique du circuit de récupération d'horloge.
2.8.1 Approche électrique
2.8.1.1 Boucle à verrouillage de phase (Phase-Locked Loop ou PLL)
Plusieurs architectures du circuit de récupération d’horloge ont été proposées dans différentes
technologies et pour divers domaines d’applications. Dans la plupart des cas, ce sont des circuits
utilisant le principe de boucle à verrouillage de phase ou PLL (Phase-Locked Loop).
Cette approche est très répandue dans la réalisation des circuits de récupération d'horloge. La
PLL permet, à la fois, d'extraire la fréquence et de synchroniser la phase grâce à une boucle
d'asservissement. En effet, un oscillateur local à fréquence variable génère un signal d'horloge
dont la phase sera "verrouillée" avec celle des données d'entrée [51].
Une PLL est constituée de trois éléments principaux (Cf. Figure 49 ) :
Un oscillateur commandé en tension (Voltage Controlled Oscillator VCO)
Un comparateur de phase
Un filtre de boucle
Le VCO produit un signal qui sera comparé avec le signal d'entrée de référence. La différence de
phase entre ces deux signaux sera convertie à la sortie du comparateur en signal d'erreur. Ce
dernier sera ensuite filtré par le filtre de boucle généralement de type passe bas afin d'obtenir une
valeur moyenne en tension basse fréquence. Celui-ci sera utilisé pour commander le VCO qui va
61
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
délivrer un signal avec la fréquence correspondante. Ce signal sera comparé de nouveau avec le
signal de référence jusqu'à ce que la différence devienne nulle. A cet instant, on obtient, à la sortie
du VCO, le signal d'horloge synchronisé en fréquence et en phase avec le signal d'entrée.
Signal de
référence
Comparateur
de phase
Filtre de
boucle
VCO
Signal
d'horloge
Figure 49 : Principe d'une PLL pour la récupération d'horloge
2.8.1.2 Récupération d'horloge avec filtre à résonateurs diélectriques
Une autre configuration du circuit de récupération d'horloge intègre un circuit non linéaire et un
filtre passif électrique [52]. Cette technique demande un facteur de surtension "Q" du filtre
supérieur à 1000. Ce facteur de surtension étant défini comme le rapport de la fréquence centrale
sur la largeur à 3 dB du filtre. Si pour un codage NRZ (Non Retour à Zéro), majoritairement
utilisé pour les systèmes de transmissions par fibre optique, le spectre des raies se réduit à une
raie à la fréquence centrale pour le codage RZ (Retour à Zéro) le spectre de puissance présente
des raies à des fréquences multiples de l'inverse du temps bit (Fb = 1/Tb). Cette fréquence
représente la fréquence d'horloge à récupérer. Ainsi, la caractéristique spectrale du signal codé en
NRZ ne permet pas de récupérer directement la fréquence d'horloge. Une opération non linéaire
permet d'obtenir la fréquence d'horloge recherchée. Il s'agit de doubler la fréquence du signal
NRZ afin de retrouver sa fréquence d'horloge (1/Tb). Deux méthodes sont majoritairement
utilisées pour cela, une porte logique XOR (ou exclusif) combinée avec un module de retard ou
bien un circuit différentiateur suivi d'un redresseur. Cf. Figure 50.
(a)
(b)
Figure 50 : Génération de la fréquence d'horloge avec (a) une porte XOR, (b) un circuit
différentiateur/redresseur
2.8.2 Approche optoélectrique : Verrouillage par injection optique
direct d'un photo-oscillateur (Direct Optical Injection Locking ou
D-OILO)
Pour l'approche optoélectronique du circuit de récupération d'horloge, il s’agit d’un « photooscillateur » qui réalise à la fois la photo-détection et la récupération du signal d’horloge. Cette
approche permet une synchronisation en fréquence et en phase du signal d’horloge avec le signal
optique de données.
Ce circuit est composé d’un phototransistor qui assure l’auto-oscillation, par une configuration
émetteur commun avec rétroaction en série, des lignes coplanaires et des capacités (Cf. Figure
51 ). La fréquence d’oscillation libre (free-running) du transistor (F0) est fixée au plus proche de
62
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
celle des données émises (Fref). Lorsque le phototransistor reçoit le signal optique modulé par le
signal de données, il génère un signal électrique de sortie qui est automatiquement verrouillé avec
le signal optique, c’est-à-dire que la fréquence F0 coïncide avec Fref.
Figure 51 : Circuit de photo-oscillateur avec la technique D-OILO
Plusieurs travaux sur des circuits de récupération d’horloge ont été réalisés en utilisant ce principe
[53-54-55]. De plus, l’efficacité en terme de bruit du photo-oscillateur a été démontrée. [56]
Cependant, cette technique nécessite une opération supplémentaire pour un signal de données
codées en NRZ. En effet, ce codage numérique présente un inconvénient qui est l’absence de la
raie spectrale à la fréquence d’horloge à extraire. Une solution consiste à générer optiquement
cette fréquence à l’aide d’un interféromètre Mach-Zehnder (MZI) et d'un circuit en optique
planaire ou à fibre, à travers l’opération de OU-exclusif [ 57 ]. Le schéma général de la
récupération d’horloge avec le principe D-OILO est présenté ci-dessous. Par souci de simplicité,
les amplificateurs ne sont pas présentés sur le schéma.
Figure 52 : Récupération d'horloge par verrouillage optique du signal de données NRZ [50]
2.9 Pénalités de la transmission par fibre optique dans le
réseau d'accès
Afin de répondre aux besoins croissants en bande passante, les futures générations du réseau
d'accès proposent une augmentation du débit de transmission. Cependant, des problèmes
pourraient apparaître lorsque le débit sera augmenté. Les limites de transmission en considérant
les effets linéaires et non-linéaires seront détaillées dans les paragraphes suivants.
2.9.1 Effets linéaires dus à l'augmentation du débit
Une étude de la montée en débit pour une transmission monocanal est présentée. Cette étude est
menée afin de déterminer les limites d'une transmission basée sur le multiplexage temporel.
63
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
2.9.1.1 Effet de la dispersion chromatique
Dans ce paragraphe, nous allons présenter une analyse simple de l'effet de la dispersion
chromatique de la fibre optique sur la forme des impulsions au cours de leur propagation. Cette
analyse sera effectuée pour différents débits de transmission et aussi sur plusieurs kilomètres de
fibre.
Considérons par exemple le cas d'une impulsion Gaussienne. Dans le domaine temporel,
l'équation de l'impulsion d'entrée sera la suivante :
En z=0 : A(0, t ) = exp(−
t²
)
2T0 ²
Où T0 représente la moitié de la largeur de l'impulsion à 1/e de l'intensité.
Après la propagation sur une distance z, l'équation de l'impulsion devient la suivante :
En z≠0 : A( z , t ) =
T0
t²
exp(−
)
2[T0 ² + iβ 2 z ]
T0 ² + iβ 2 z
Où β2 (ps²/km) est la dérivée seconde du vecteur d'onde en fonction de la fréquence ω. β2 est
nommé la dispersion de la vitesse de groupe (GVD).
On constate que l'impulsion reste Gaussienne. En revanche, son amplitude diminue, sa largeur
augmente avec z et sa phase varie en fonction de t².
La moitié de la largeur de l'impulsion à 1/e en cours de sa propagation dans la fibre s'écrit
comme suit :
β ²z²
T1 = T0 1 + 2 4
T0
On définit la longueur de dispersion comme la longueur de propagation pour laquelle l'intensité
de l'impulsion s'élargit de 2 telle que :
LD =
T0 ²
β2
En utilisant l'expression de la distance de dispersion, la largeur de l'impulsion devient :
 z 
T1 = T0 1 +  
 LD 
2
Pour z = LD ,
T1 ( z = LD ) = T0 2
Ainsi, si une impulsion dont la largeur temporelle est égale à 25ps en entrée de la fibre, cette
largeur sera égale à 35ps après le parcours de la distance de dispersion égale à 30.6km pour une
fibre monomode standard ( k2 (1.55µm) = −20.4 ps 2 / km ).
La Figure 53 montre le profil temporel d'une impulsion Gaussienne avant et après sa propagation
dans un milieu dispersif. L'évolution du spectre fréquentiel montre la baisse de l'amplitude de
64
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
l'impulsion. Cette baisse d'amplitude affecte le rapport signal sur bruit optique qui diminue à son
tour.
Figure 53 : Elargissement temporel d'une impulsion d'enveloppe Gaussienne après propagation
dans une fibre [58]
Un phénomène d'interférence entre canaux adjacents peut se rajouter si l'élargissement de
l'impulsion dépasse le quart du temps bit [59].
Cette condition peut être traduite sous l'équation suivante :
1
B β2 L ≤
4
Où B représente le débit de transmission du système et L la longueur de fibre utilisée.
Dans cette formule, la dérivée seconde du vecteur d'onde peut être écrite en fonction du
dτ
2πc
paramètre de la dispersion chromatique D. En effet, D ( ps / nm / km) = g = − 2 β 2
λ
dλ
On en déduit alors la longueur de fibre maximale pour éviter les problèmes de recouvrement
entre symboles :
2πc
Lmax, DC ≤ 2 2
4 B D λ2
Dans une fibre monomode standard avec un paramètre D = −17 ps / nm / km , la distance de
transmission maximale sera égale à environ 29km pour un débit à 10Gbit/s tandis qu'elle ne sera
que de 1.8 km à 40G bit/s.
La Figure 54 montre l'évolution de la largeur temporelle à mi-hauteur de l'amplitude d'une
impulsion Gaussienne en fonction de la distance de fibre parcourue et pour différents débits de
transmission. Ces courbes sont tracées pour une transmission à 1.55µm et un paramètre de
dispersion égal à D = 21.89 ps / nm / km .
La largeur à mi-hauteur de l'impulsion d'entrée est prise égale à l'inverse du débit pour des soucis
de simplification. Cette courbe nous révèle que pour une distance de 100 km, l'élargissement de
l'impulsion à 5 et 10 Gbit/s reste négligeable. En effet, la distance de dispersion pour ces deux
débits est respectivement de 517km et 129km. En revanche, pour un débit de 80 Gbits/s la
distance est seulement égale à 2 km. Après une transmission sur 32 km, la largeur de l'impulsion à
80 Gbit/s dépasse celle de 5 Gbit/s. Cela rend la transmission impossible à ce débit pour 1.55
µm.
65
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Figure 54 : Largueur temporelle à mi hauteur d'une impulsion à enveloppe gaussienne (1550 nm) en
fonction de la distance de transmission et pour différents débits [58]
2.9.1.2 Effet du chirp laser dans une modulation directe
Lorsqu'un laser est modulé directement, la fréquence subit un changement dû aux variations de
gain dans la cavité laser. Ces variations sont induites par les fluctuations de la densité de porteurs.
Ces dernières provoquent aussi des variations de l'indice de réfraction et de la phase du signal
optique. En effet, l'indice de réfraction dépend de la densité de porteurs.
Les fluctuations dans la densité de porteurs sont converties en fluctuations de fréquence. Le
paramètre de "chirp" ou coefficient de couplage amplitude-phase détermine le rapport entre le
changement d'indice de réfraction et le gain :
dn / dN
α chirp =
dG / dN
Où:
n : est l'indice de réfraction de la cavité laser
N : est le nombre de porteurs
G : est le gain du laser
Le chirp provoque un changement dans la fréquence instantanée. Il prend des valeurs de 3 à 8
pour différents types de laser à semiconducteurs. Le paramètre de chirp peut aussi être défini
pour des modulateurs externes (modulateurs Mach-Zehnder et électro-absorption) auquel cas, il
n'est pas seulement positif mais aussi négatif.
L'élargissement spectral lors d'une modulation directe de laser est proportionnel au paramètre de
chirp.
La variation instantanée de la fréquence est donnée par l'équation suivante [60] :
δν (t ) =
α
chirp
4π
 d


 dt ln P(t ) + χP(t )



Où;
P(t )
: est la variation de la puissance
χ
: est une constante liée au matériau. Elle peut prendre les valeurs comprises entre 0 à
quelques dizaines.
Le premier terme dans l'équation est le chirp instantané et le second terme est le chirp
adiabatique.
Le chirp provoque un élargissement spectral qui interagit avec la dispersion chromatique. Le
signal optique est très sensible à la dispersion chromatique, tant que la longueur d'onde du signal
est éloignée de la longueur d'onde de dispersion nulle. L'effet de la dispersion chromatique
66
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
(erreurs dues à l'interférence inter-symboles) peut être compensé par les techniques de correcteur
d'erreurs (FEC).
Une étude basée sur une simulation a été effectuée en considérant un laser DFB modulé
directement. La fibre utilisée est la fibre SMF standard. La simulation prend en compte
uniquement la pénalité associée à la dispersion chromatique. Pour cette étude, les valeurs du chirp
laser varient entre 3 et 6. Les tableaux suivants résument les distances pour une pénalité <1 dB
par rapport à une courbe de référence pour un taux d'erreur binaire (TEB) égale à 10-9.
Débit (Gbit/s)
Longueur
d'onde (µm)
1.3
1.4
1.5
1.6
1.25
2.5
10
20
>1000 km
1000 km
800 km
500 km
1000 km
600 km
300 km
150 km
200 km
20 km
5 km
5 km
60 km
5 km
2 km
1 km
Tableau 7 : Distance maximum pour Chirp = 6 avec pénalité <1dB
Débit (Gbit/s)
1.25
Longueur
d'onde (µm)
1.3
1.4
1.5
1.6
2.5
10
20
>1000 km >1000 km 200 km 80 km
>1000 km >1000 km 25 km 10 km
800 km
400 km
10 km 2 km
600 km
200 km
5 km
1 km
Tableau 8 : Distance maximum pour Chirp = 5 avec pénalité <1dB
Débit (Gbit/s)
1.25
Longueur
d'onde (µm)
1.3
1.4
1.5
1.6
2.5
10
20
>1000 km >1000 km 300 km 150 km
>1000 km 1000 km 30 km 15 km
>1000 km 500 km
12 km
4 km
700 km
300 km
5 km
2 km
Tableau 9 : Distance maximum pour Chirp = 4 avec pénalité <1dB
67
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Débit (Gbit/s)
1.25
Longueur
d'onde (µm)
1.3
1.4
1.5
1.6
2.5
10
20
>1000 km >1000 km 500 km 400 km
>1000 km >1000 km 40 km 20 km
>1000 km 700 km
15 km
5 km
900 km
400 km
10 km
3 km
Tableau 10 : Distance maximum pour Chirp = 3 avec pénalité <1dB
Les simulations montrent qu'aux longueurs d'onde de 1.3 µm à 1.4 µm et pour un débit de 10
Gbit/s, il est possible de réaliser une transmission sur 20 km pour une valeur de chirp courante
égale à 6. Cependant, à des longueurs d'onde égales ou supérieures à 1.5 µm, la distance de 20 km
n'est pas atteinte avec ce type de laser pour une pénalité inférieure à 1dB pour un TEB à 10-9.
La modulation directe n'est pas possible au-delà de 20Gbit/s à cause de la bande passante limitée
des lasers modulés directement. Pour augmenter la bande passante du laser simulé, la valeur de la
longueur de la section active dans les paramètres du laser est diminuée. Pour les simulations, une
longueur de la puce de 200µm est utilisée sauf pour 20Gbit/s où une longueur de 100 µm est
utilisée.
Pour une transmission à 10 Gbit/s, la modulation directe de la source laser, émettant à 1310nm,
en mode rafale a été démontrée [61] dans le cadre des travaux réalisés dans cette thèse. Nous
avons atteint une distance de transmission égale à 85km pour laquelle une pénalité de 1 dB a été
mesurée pour un TEB à 10-9. Les résultats seront détaillés dans le chapitre suivant.
2.9.1.3 Effet du chirp laser pour une modulation externe
La pénalité dans le cas d'une modulation externe est donnée par :
 D L
Bλ 

 2πc 
1/ 2
≤ δ s , chrom [61]
Où,
B
: est le débit du signal
λ
: est la longueur d'onde
δs,chrom : est la fraction du signal qui s'étale en dehors du bit de période T. Comme pour le cas du
spectre large, cette fraction prend les valeurs suivantes (spécifiées dans la norme ITU G.957 et
Telecordia GR-253 [62]) :
δs,chrom=0.306 pour une pénalité de puissance inférieure à 1 dB
δs,chrom=0.491 pour une pénalité de puissance inférieure à 2 dB
On peut déduire la distance maximale de transmission en fonction du débit et de la dispersion par
la formule suivante :
δ s2, chrom 2πc
Lmax ≤
B 2λ2 D
A partir de cette dernière équation, nous avons tracé deux courbes de distance maximale pour les
débits 2.5 et 10 Gbit/s et en fonction de la longueur d'onde. La valeur de pénalité prise en
compte pour la réalisation de ces courbes est considérée inférieure à 1dB. Pour les valeurs de la
dispersion chromatique, nous les avons calculés pour une fibre dont le diamètre du cœur est de
l'ordre de 5 µm en fonction de la longueur d'onde [Annexe 2]
68
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
1000
B = 10Gbit/s
900
B = 2,5Gbit/s
800
Distance (km)
700
600
500
400
300
200
100
0
1,2
1,3
1,4
1,5
Longueur d'onde (µm)
1,6
1,7
Figure 55 : Distance maximale en fonction de la longueur d'onde
D'après la courbe de la Figure 55, la distance maximale est environ égale à 40 km pour 1,55 µm et
à un débit de 10Gbit/s.
2.9.1.4 Limitation par la dispersion de modes de polarisation (PMD)
En général, une fibre optique ne possède pas une symétrie parfaitement circulaire. Des déviations
de la structure idéale vont provoquer une biréfringence et la création de deux modes de
polarisation orthogonaux nommés états principaux de polarisation. Dans ce cas, la fibre
monomode devient bimodale. La différence dans les indices de réfraction et les constantes de
propagation entre les deux modes de polarisation donnera lieu à un décalage de la phase pendant
la propagation. Ce décalage de phase est vu à travers le retard différentiel de groupe dit "DGD"
(differential group delay) entre les axes rapide et lent. Ce retard augmente linéairement avec la
longueur de la fibre. Par conséquent, la largeur totale de l'impulsion optique sera dispersée. La
PMD donne lieu à l'interférence entre symboles à cause de l'élargissement des impulsions
temporelles comme c'est le cas dans la dispersion chromatique.
La PMD de premier ordre est caractérisée par le coefficient DP1 exprimé en ps/(km)1/2 qui est un
paramètre statistique variant avec le temps et les conditions d'opération. Le retard total accumulé
entre les états principaux de polarisation s'accumule de manière aléatoire et est proportionnel
à L . Ce retard est donné par
∆τ P1 = 3 DP1
L [60]
<DP1> est la valeur moyenne du coefficient de la PMD avec des valeurs typiques de 0.01 à
quelques ps/(km)1/2. Cette valeur peut être augmentée par le câblage ainsi que les conditions
d'environnement. La dépendance par rapport à L1/2 entraîne un effet moindre que par la
dispersion chromatique
La PMD du premier ordre est la partie dominante de la dispersion modale de polarisation et
provoque l'élargissement et la distorsion. Cette approche reste vraie si on n'excède pas un débit
de 10 Gbit/s.
Dans la recommandation ITU-T, il est spécifié que l'élargissement de spectre dû à la PMD doit
avoir pour valeur maximale 0.30 pour que la pénalité en puissance soit inférieure à 1 dB.
On peut donc écrire que :
∆τ P1
≤ 0.30
T
Cela équivaut à écrire :
69
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
3 D P1
L ≤ 0.3T et donc DP1
L ≤ 0.1T
Où T est le temps bit.
En utilisant cette relation, on peut estimer la PMD tolérée en fonction de différents débits
Débit (Gbit/s)
Temps bit (ps)
2.5
10
40
400
100
25
DP1
L (ps)
40
10
2.5
∆τ P1 (ps)
120
30
7.5
Tableau 11: Paramètres de la PMD aux maximums tolérés en fonction du débit
Par exemple, à 10 Gbit/s pour une distance de 40 km, la PMD dans une fibre serait égale à 0.632
ps si on considère que le coefficient <Dp1>est égal à 0.1 ps/(km)1/2. Donc la PMD est négligeable
si on ne tient compte que des effets de la fibre. Les effets deviennent importants lorsque la
transmission se passe sur une distance supérieure à 1000 km pour ce débit. Cependant des
composants peuvent contribuer à la PMD totale comme résumé dans le tableau ci-dessous :
Module
PMD (ps)
Amplificateur optique
0.15-0.3
Module de compensation de dispersion
0.25-0.7
Switch optique
0.2
Isolateur optique
Jusqu'à 0.02
Tableau 12 : Exemple de PMD pour quelques composants optiques
La contribution des différents éléments à l'élargissement spectral est donnée par l'équation
suivante :
1/ 2
 J

σ PMD ,addit =  ∑ σ i2,PMD  [63]
 i

où σ i, PMD (en ps) sont les contributions à l'effet PMD des différents éléments. Pour tenir compte
des effets de la fibre ainsi que des éléments dans la liaison, on utilise la formule suivante :
[3 D
]
2
P1
2
L + σ PMD
, addit < 0.3T [63]
En conclusion, les effets de la PMD sur la transmission dans un réseau d'accès à 10 Gbit/s et
pour 100 km seraient négligeables.
2.9.2 Effets non-linéaires dus à l'augmentation de la puissance optique
Les effets non-linéaires dans la fibre sont dus à une forte intensité du signal de propagation. En
effet, si la puissance optique est augmentée pour conserver un rapport signal sur bruit suffisant,
des effets non-linéaires peuvent apparaître.
Il y a deux groupes d'effets non-linéaires :
ceux liés à l'indice de réfraction non-linéaire qui sont basés sur l'effet Kerr
ceux liés aux rétrodiffusions non-linéaires du signal
Ces effets non-linéaires altèrent la qualité du signal transmis en provoquant de la diaphonie entre
les différents canaux transmis dans la même fibre. Ils sont également à l'origine de distorsions des
signaux optiques. Notons que les effets non-linéaires dépendent également de la longueur et de
70
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
l'aire de la fibre de transmission. L'interaction non linéaire sera plus élevée pour une fibre optique
de grande longueur et de section faible.
2.9.2.1 Les effets non linéaires basés sur l'effet Kerr
2.9.2.1.1
L'automodulation de phase
L'effet Kerr se traduit par une dépendance de l'indice de réfraction à l'intensité lumineuse. Même
si la fibre standard en silice est faiblement non-linéaire, sa très faible atténuation permet de
maintenir des intensités importantes sur des longues distances. Ainsi, le déphasage non linéaire
cumulé devient important et induit un élargissement de la fréquence pour causer des pénalités
dans la transmission du canal. De plus, comme le rapport signal sur bruit optique doit être
supérieur à une valeur de seuil pour assurer une bonne qualité de la liaison, les effets de
l'automodulation de phase ou SPM (Self Phase Modulation) deviennent importants aux hauts
débits. En effet, lorsque le débit augmente, la durée de l'impulsion transmise diminue et par
conséquent sa puissance va augmenter.
La SPM provoque du chirp sur toute la durée de l'impulsion. Cet élargissement agit en
conjonction avec la dispersion chromatique. Il peut ainsi renforcer l'élargissement temporel en
régime normal de la dispersion lorsque les fréquences les plus basses se propagent plus vite que
les fréquences les plus élevées; (le "rouge" va plus vite que le "bleu"). Pour le régime anormal de
la dispersion chromatique, l'automodulation de phase peut s'opposer à l'élargissement de
l'impulsion car les basses fréquences créées en tête seront plus lentes que les hautes fréquences
qui sont en queue et si le déphasage non linéaire a la bonne valeur, l'impulsion pourrait se
conserver.
2.9.2.1.2
La modulation de phase croisée
La modulation de phase croisée ou XPM (Cross Phase Modulation) est présente lorsque plusieurs
canaux optiques transportent des informations différentes dans la même fibre. L'effet Kerr induit
par les impulsions d'un canal peut perturber la vitesse de propagation des autres canaux et causer
ainsi une gigue dans les instants d'arrivée des impulsions, ce qui altère la qualité du signal reçu.
2.9.2.1.3
Le mélange à quatre ondes
Le mélange à quatre ondes ou FWM (Four Wave Mixing) est un autre phénomène induit par
l'effet Kerr par lequel deux porteuses de fréquences différentes modulent l'indice de réfraction à
la fréquence de battement de ces deux porteuses. Cela donne lieu à la génération de nouvelles
fréquences "parasites" se propageant simultanément que le signal à transmettre. Par conséquent,
il crée de la diaphonie dans un système WDM si une longueur d'onde est déjà présente à la
fréquence du signal "parasite". Cependant, le mélange à quatre ondes nécessite un accord de
phase entre les différentes ondes et n'est donc important qu'au voisinage du zéro de dispersion
chromatique.
2.9.2.2 Les effets non linéaires basés sur la rétrodiffusion
Les effets de rétrodiffusion sont causés par l'interaction entre la lumière et le matériau. Il existe
deux types : l'effet Raman et l'effet Brillouin. Le premier provoque des transferts d'énergie entre
différentes longueurs d'onde et par conséquent provoque de la diaphonie entre les canaux dans
un système WDM. Le second, entraîne un couplage entre la puissance transmise et des ondes se
71
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
propageant dans le sens inverse de la propagation. L'effet Brillouin limite ainsi la puissance
transmise pour un système TDM.
Dans les paragraphes qui suivent nous allons nous attarder sur ces deux phénomènes de
rétrodiffusion.
2.9.2.2.1
L'effet de Raman
L'effet Raman se manifeste par un échange d'énergie entre le photon incident et la fibre de
transmission via la création ou l'annihilation d'un phonon optique. Aussi la lumière diffusée n'a
pas la même longueur d'onde que le signal incident. On distingue deux cas; l'apparition d'un
signal dit de Stokes dont la longueur d'onde est plus grande et un signal dit anti-Stokes dont la
longueur d'onde est plus petite. La Figure 56 illustre le diagramme d'énergie pour la description
de l'effet Raman.
(a)
(b)
annihilé
créé
Figure 56 : Diagramme d'énergie pour la description de l'effet Raman (a) génération d'un signal de
Srokes (b) génération d'un signal anti-Stokes
Dans une fibre optique, il existe deux variantes de l'effet Raman : le spontané et le stimulé. Le
premier existe de par la simple présence d'un signal laser dans la fibre. Ce laser aurait le rôle d'une
pompe optique et la fibre standard en silice serait le milieu amplificateur. Ce phénomène
consomme une faible part de la puissance fournie par le laser de pompe et va générer un signal
avec un décalage en fréquence de 13THz (≈100nm) avec le signal de pompe dans la fibre en silice.
L'effet Raman spontané n'est perceptible que si la puissance de pompe est très importante pour
compenser au maximum les pertes de la fibre. Pour une longueur d'onde de 1.55µm, la puissance
d'amorçage minimale est de l'ordre de 30mW. Il faut bien plus de puissance pour que le signal
généré soit du même ordre que le signal de pompe. Pour cela, la puissance de seuil de pompe doit
être comprise entre 800mW et 1.5W.
Le deuxième effet Raman présent dans la fibre est l'effet stimulé. C’est l’effet recherché pour
l'amplification optique. Il s'agit de provoquer la mécanique de l'effet Raman en injectant dans la
même fibre un signal de pompe et le signal à amplifier. L'excitation de la fibre va favoriser le
changement de la longueur d'onde des photons issus de la pompe pour obtenir des photons à la
longueur d'onde du signal. On a donc un phénomène de "duplication de photons" à la longueur
d’onde du signal, qui correspond à la notion d'amplification. Ce phénomène peut être utilisé dans
le domaine des transmissions à grandes distances, dans la mesure où il permet d'amplifier des
signaux qui ont été affaiblis par la propagation. Cependant, cette technique présente des effets
nuisibles dans les systèmes de transmission utilisant plusieurs canaux à des fréquences différentes.
Ces effets peuvent provoquer de la diaphonie par des transferts de puissance d'un canal à l'autre
ou une atténuation anormale sur le canal qui a servi de pompe. Comme sa puissance de seuil est
élevée, l'effet Raman n'est pas à craindre. D'autant plus que l'efficacité de cet effet dépend de la
72
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
polarisation des signaux qui interagissent entre eux. Il faut absolument que la direction de la
polarisation de ces signaux soit identique.
Pour le réseau PON-TDM intégrant un signal de télévision dit CATV (CAble TeleVision) à
1550nm en co-propagation avec les données descendantes à 1490 nm, l'effet Raman stimulé peut
altérer la qualité du signal CATV transmis. En effet, la fluctuation de l'intensité lumineuse du
signal des données, due à la modulation en amplitude du signal descendant, est transférée sur le
signal CATV. Par conséquent, le rapport signal à bruit est détérioré. Plusieurs solutions sont
proposées pour réduire les effets négatifs de ce phénomène. Par exemple, la réduction de l'espace
spectral entre les longueurs d'onde du signal CATV et les données descendantes, mais la marge
de manœuvre reste faible car l'attribution des longueurs d'onde est déjà prédéfinie par les normes
du réseau d'accès (par exemple, 1480-1500 nm pour la voie descendante et 1550-1560 nm pour le
CATV dans la norme ITU-T GPON 983.3). Une deuxième solution serait de baisser la puissance
optique du signal descendant au détriment du budget optique, cela se traduirait par une baisse de
la portée du réseau d'accès déployé ou par une baisse du nombre de clients desservis. Une autre
solution a été étudiée par un laboratoire Coréen. Il s'agit d'intégrer un brouilleur de polarisation
dans l'émetteur du signal CATV et un soustracteur électrique dans le récepteur de la voie
descendante [64]. En effet, le brouilleur de polarisation permet de dépolariser le signal CATV afin
de réduire l'efficacité de l'effet Raman ensuite le soustracteur permet de compenser
électriquement la diaphonie entre le signal CATV et les données. Cette expérience a permis une
baisse de 9 dB de la diaphonie due à l'effet Raman dans un réseau de type PON-TDM.
2.9.2.2.2
L'effet de Brillouin
L'effet Brillouin a lieu lorsqu'un signal optique interagit avec des phonons thermiques. Dans ce
cas un signal optique incident réfléchit le signal dans le sens opposé de la propagation. La
puissance du canal est transférée vers une onde se propageant dans le sens opposé au sens de
propagation. Lorsqu'un signal optique est élevé, l'effet Brillouin passe du régime spontané vers le
régime stimulé. Le signal incident interagit avec le signal de Stokes et crée un signal d'une
fréquence de battement ω B donnée par
ωB = ωP − ωS ²
Où :
ω P est la fréquence du signal incident
ω S est la fréquence du signal de Stokes
La puissance correspondant au seuil de l'effet Brillouin est donnée par l'équation suivante [65]:
PBth ≈
21KAeff
g B max Leff
Où;
Leff est la longueur effective [Annexe 2]
g B max est la valeur du coefficient de gain de Brillouin
Aeff est l'aire effective
K est le degré de liberté de l'état de polarisation
73
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Une valeur estimée de seuil de puissance est 7,5dBm avec les valeurs suivantes :
Paramètres
Valeurs
Leff (km)
13
g B max (m/W)
4,6E-11
Aeff (µm2)
80
K
2
Dans le cas précédent, on suppose que la source a une largeur spectrale très faible et est dans la
bande passante de 20 MHz du gain par effet Brillouin. La puissance de seuil de l'effet Brillouin
est augmentée si la source optique a une plus grande largeur spectrale. Ainsi la plupart de la
puissance de la source est en dehors de la bande passante de Brillouin qui est de 20 MHz.
La pénalité liée à l'effet Brillouin peut être diminuée en augmentant la largeur de raie de la source
optique par une modulation.
Par conséquent, le seuil Brillouin est augmenté et sa valeur approximative est donnée par
l'équation suivante [65] :
PBth ≈
21KAeff  ∆ν laser
1 +
g B max Leff 
∆ν SBS



Où :
∆ν SBS est la bande passante de gain de l'effet Brillouin, telle que 50 Mhz ≤ ∆ν SBS ≤ 100 MHz.
∆ν laser est la largeur de laser augmentée par la modulation directe.
Lorsque ∆ν laser >100 MHz, le seuil de laser est suffisamment augmenté pour qu'il y ait moins
d'effet Brillouin. Par exemple en modulation directe du laser à 200 MHz, avec ∆ν SBS = 50 Mhz ,
le seuil de l'effet Brillouin se retrouve augmenté et est égal à 14,3 mW (11,5dBm).
Notons que l'effet Brillouin est plus prononcé à 1550nm qu'à 1330 à cause d'une atténuation
linéique de la fibre plus élevée à 1310nm.
2.9.2.2.2.1
Impact sur l'architecture PON
Lorsqu'on utilise la modulation déportée dans l'architecture PON, un signal continu est émis du
central. Ce signal est modulé à l'ONU et constitue le signal remontant. Sur la voie remontante, il
y a trois sources de bruit qui contribuent à la diaphonie à la réception au central : le bruit
provoqué par la rétrodiffusion de Rayleigh, le bruit dû à l'effet de Brillouin et le bruit des
réflexions sur les composants en ligne. Dans cette partie, nous allons présenter les résultats de
mesures des rétrodiffusions de Rayleigh et de Brillouin.
Le schéma de principe est illustré sur la Figure 57. Un laser DFB émet un signal continu à travers
20 km de fibre. Un circulateur permet de séparer le signal injecté du signal rétrodiffusé. La fibre
utilisée est la SMF G652 qui présente une atténuation de 0,2 dB/km.
74
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Signal
2
1
3
20 km
Laser DFB
Rétrodiffusion de Rayleigh
Rétrodiffusion de Brillouin
OSA
Figure 57 : Schéma expérimental pour la mesure de l'effet Brillouin
La Figure 58 nous montre les courbes de la puissance rétrodiffusée et la puissance transmise à
travers 20 km. Deux courbes de la puissance transmise y figurent. En effet, il s'agit de comparer
la puissance transmise réelle mesurée en sortie de la fibre et la valeur théorique attendue après
20km en ne tenant compte que de l'atténuation linéique qui est de l'ordre de 0.2dB/km.
Puissances rétrodiffusée et transmise(dBm)
15
10
5
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
Puissance transmise mesurée
puissance rétrodiffusée
puissance théorique transmise sans SBS
-35
-40
-4
-2
0
2
4
6
8
Puissance injectée(dBm)
10
12
14
Figure 58 : Tracé des puissances et comparaison par rapport à la puissance transmise sans effet
Brillouin
En comparant les deux courbes de transmission réelle et théorique, nous constatons qu'en
dessous d'une certaine valeur, les deux courbes se superposent. Nous appellerons cette valeur la
puissance d'amorçage de l'effet Brillouin. Cet amorçage est également tangible sur la courbe de la
puissance rétrodiffusée. Comme le montre cette dernière, en dessous de la dite puissance
d'amorçage, la puissance rétrodiffusée connaît une évolution constante et parallèle à la puissance
transmise. Il s'agit de l'effet de rétrodiffusion de Rayleigh. En effet, en dessous de 6 dBm de
puissance injectée dans la fibre, seul l'effet Rayleigh est prédominant. Le rapport du signal en
sortie de fibre sur le signal rétrodiffusé (Pf/Pr) reste constant car l'effet Rayleigh est linéaire. A 6
dBm de puissance injectée, la puissance du signal Brillouin est égale à la puissance du signal de
Rayleigh. Au-dessus de la puissance de 6 dBm, il y a un amorçage de l'effet Brillouin qui devient
prédominant et le rapport Pf/Pr diminue à cause des effets cumulés de Rayleigh et Brillouin.
Notons que la puissance transmise sature à une valeur de 4,2 dBm et qu'au-delà d'une valeur de
puissance injectée de 9,3 dBm il y a déplétion du signal. Pour une puissance injectée de 10,5 dBm,
la puissance transmise est égale à la puissance rétrodiffusée. Cette puissance est définie comme la
puissance de seuil de Brillouin.
La Figure 59 montre les spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour plusieurs puissances
injectées.
75
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Pin = -3dBm
0
Signal injecté(-3dBm)
Signal rétrodiffusé
Signal injecté(6dBm)
0
10
Signal rétrodiffusé
-10
Puissance (dBm)
-20
-20
-30
-30
-40
-40
-50
-50
-60
1547,6
1547,8
1548
1548,2
1548,4
1548,6
1548,8
1549
Signal rétrodiffusé
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
Signal injecté(10dBm)
0
Puissance (dBm)
Puissance (dBm)
-10
Pin = 10 dBm
20
Pin = 6 dBm
10
-60
-70
1547,8
Longueur d'onde (nm)
1548
1548,2
1548,4
1548,6
1548,8
1549
1549,2
-70
1548,6
Longueur d'onde (nm)
1548,8
1549
1549,2
1549,4
1549,6
1549,8
1550
Longueur d'onde (nm)
Figure 59 : Spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour des puissances injectées de -3, 6 et 10
dBm sur 20 km de fibre
Pour -3dBm de puissance injectée dans 20km de fibre, le spectre du signal rétrodiffusé est
constitué seulement du signal de Rayleigh qui est à la même longueur d'onde que le signal
transmis. A partir de 6dBm, le spectre du signal rétrodiffusé nous révèle la présence d'un
deuxième pic. Il s'agit de l'amorçage de l'effet de Brillouin. Ce dernier se manifeste par un signal
possédant une longueur d'onde supérieure à celle du signal transmis. Pour une puissance injectée
de 10 dBm, le signal de Brillouin devient très important.
Une expérience consistant à mesurer la puissance du signal rétrodiffusé en fonction de différentes
longueurs de fibre a été menée. Des mesures ont été effectuées sur différentes longueurs de fibre
de 5 km à 100 km. La Figure 60 illustre l'évolution de la puissance de seuil de l'effet Brillouin en
fonction des longueurs de fibre. Rappelons que ce seuil représente la valeur de puissance pour
laquelle il y a égalité entre la puissance transmise et la puissance rétrodiffusée.
20
Puissance de seuil (dBm)
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
0
20
40
60
Longueur de fibre(km)
80
100
Figure 60 : Puissance de seuil de Brillouin en fonction de la longueur de fibre
La puissance de seuil Brillouin diminue lorsque la longueur de fibre augmente de 5 km à 40 km.
Ensuite, elle reste quasiment constante jusqu'à 80 km, où elle commence à augmenter. L'effet
Brillouin ne pourra pas être négligé dans la zone de 20 km à 80 km où la valeur de la puissance de
seuil est égale où inférieure à 10 dBm.
La puissance d'amorçage de l'effet Brillouin est aussi un paramètre important car il permet de
définir une valeur au dessus de laquelle on n'est plus en présence du bruit de Rayleigh
uniquement. La figure 29 donne la courbe de la puissance d'amorçage en fonction de la longueur
de fibre. Cette puissance permet d'avoir une estimation du rapport signal sur bruit connaissant la
puissance injectée. (Cf. Figure 61)
Remarquons que les valeurs de puissance d'amorçage les plus petites sont obtenues pour des
longueurs de fibre entre 20 et 80km.
76
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin (dBm)
12
10
8
6
4
2
0
0
20
40
60
80
100
Longueur de fibre (km)
Figure 61 : Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin en fonction de la longueur de la fibre
En conclusion, la mesure de la puissance rétrodiffusée dans la fibre nous a permis de mettre en
évidence les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh et de Brillouin.
Dans le cas de la rétrodiffusion de Rayleigh, le rapport de puissance transmise et puissance
rétrodiffusée est une constante pour une longueur de fibre donnée quelque soit la puissance
injectée. De plus, la puissance transmise dans la fibre n'est pas limitée. En revanche, le signal
rétrodiffusé est à la même longueur d'onde que le signal injecté.
Dans le cas du signal Brillouin, la puissance rétrodiffusée est fonction de la puissance du signal
injecté et de la longueur de fibre. De plus, une saturation due à la déplétion du signal au profit du
signal de Brillouin, se traduit par l'apparition d'un plafond du signal transmis.
Dans le cadre du réseau PON et pour une architecture où des signaux continus sont transmis du
central en vue d'être modulé en réflexion chez l'abonné avant d'être renvoyé au central, il est
nécessaire de sur-moduler le signal CW de quelques MHz pour augmenter le seuil de Brillouin.
Par conséquent, l'effet Brillouin sera éliminé, ce qui limitera la déplétion du signal. Néanmoins,
l'effet de Rayleigh sera toujours présent.
Pour une transmission d'un signal modulé du central vers l'abonné, l'utilisation d'une modulation
externe peut engendrer des pénalités dues à l'effet Brillouin. En effet, afin de répondre au cahier
des charges du budget optique (multiplexeur en ligne, coupleurs etc..), des puissances élevées
seront transmises dans le réseau. L'effet Brillouin n'affecte pas les autres canaux dans une
transmission WDM sauf si un espacement de 11 GHz est utilisé. Dans ce cas, il y aura de la
diaphonie qui se comportent comme une source de bruit qui s'ajoute linéairement au système [66].
Ce bruit est appelé bruit "inband" ou bruit intrabande.
77
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
[26] http://zenkotech.com/optical.htm
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78
Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques
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79
Chapitre 3
Architectures PON-TDM réalisées
81
Architectures PON-TDM réalisées
3 Architectures PON-TDM réalisées
La fibre jusqu'à la maison représente une des technologies des plus attractives en terme de haut
débit grâce au concept de la large diffusion pour tous (Broadband for all). Durant les dernières
années et jusqu'à aujourd'hui, le nombre de maisons raccordées à la fibre et le développement des
infrastructures pour le réseau d'accès ne cessent d'augmenter rapidement. La technologie PON
est une solution utilisant le partage temporel d'une seule longueur d'onde par tous les utilisateurs.
De plus, la mutualisation de l'infrastructure représente un avantage économique important aux
yeux des opérateurs menant les opérations de déploiements actuelles.
France Télécom sous la marque Orange a fait le choix du standard GPON, dont les
spécifications imposent une distance maximale entre l'OLT et l'ONU fixée à 60 km et 20 km celle
entre les deux utilisateurs les plus éloignés l'un de l'autre avec une différence de budget optique
de 15 dB entre les deux. Il s'agit de la classe B+ de la norme G.984.3
L'évolution du réseau déployé actuellement sera basée sur l'augmentation du budget optique dans
le but d'accroître la portée et le nombre d'utilisateurs partageant le même équipement au central
et la même fibre de transmission. Plusieurs solutions technologiques sont envisagées parmi elles,
l'introduction de l'amplification optique dans le réseau d'accès optique. Cependant, le mode rafale
de la voie montante rajoute une difficulté supplémentaire sur l'amplification du signal optique. En
effet, les différents paquets optiques provenant des différents terminaux (ONUs) sont détectés
consécutivement au central avec des puissances optiques différentes (15dB). Un temps de garde
(absence de signal), très court, sépare chacun des paquets (typiquement 20 ns). Ainsi, le point de
fonctionnement de l'amplificateur varie en fonction de la puissance de chacun des paquets et du
temps de garde qui les sépare.
Dans ce chapitre, nous allons tout d'abord rappeler les différents critères de mesure de qualité
d'une transmission à fibre optique avant de présenter un bref descriptif des différents
amplificateurs optiques introduits dans le réseau d'accès. Ensuite, nous allons détailler notre
méthode de mise en place d'une modulation en mode rafale de la voie montante à deux débits
différents : 1.25 et 10 Gbit/s. Dans la partie suivante, consacrée aux travaux réalisés dans le cadre
de cette thèse, nous allons présenter les architectures testées avec les différents résultats obtenus.
La première architecture présente les performances d'un réseau PON "hybride" obtenues en
combinant le multiplexage TDM et WDM pour un débit montant de 1.25 Gbit/s. Le premier
PON testé de ce type intègre des ONUs achromatiques composés d'un modulateur à électroabsorption entourés de deux amplificateurs optiques. Le deuxième utilise des RSOAs pour
l'émission de la voie montante.
L'introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM représente la deuxième étude abordée
dans cette thèse. Il s'agit d'une solution d'extension du budget optique grâce à l'utilisation
d'amplificateurs optiques en ligne ou au central pour des configurations bidirectionnelle ou
unidirectionnelle.
La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s dans un réseau PON-TDM avec une modulation en mode
rafale sera la troisième étude abordée dans ce chapitre. L'étude porte essentiellement sur la mise
en place du mode rafale de la voie montante à 10 Gbit/s et de sa réception à l'OLT. L'extension
du budget optique à 10 Gbit/s sera réalisée grâce à l'utilisation de SOA en ligne pour
l'amplification de la voie montante.
82
Architectures PON-TDM réalisées
3.1 Critères de qualité d'une transmission
Lors de la transmission d'un signal optique dans un réseau fibré, le signal subit plusieurs
dégradations. Afin de juger la qualité du signal transmis, des critères sont utilisés après la
réception du signal. Ces critères représentent des paramètres de tests en laboratoire dans le but
d'évaluer la qualité de la transmission. Dans tous nos tests, nous avons utilisé un codage à partir
d'une séquence électrique de bits dite "pseudo aléatoire" ou PRBS (Pseudo Random Bit
Sequence). Cette séquence possède un nombre d'éléments connus sous la forme 2n-1 et permet
de couvrir toutes les combinaisons possibles de successions de bits avec autant de symboles à "1"
qu'à "0".
3.1.1 Facteur de qualité Q et taux d'erreurs binaires
Chaque chaîne de transmission comporte un récepteur en fin de liaison qui convertit la puissance
optique en courant électrique. Ce récepteur comporte plusieurs éléments, comme nous l'avons
détaillé précédemment. La qualité du signal transmis est révélée par le dispositif de prise de
décision présent dans le récepteur. Ce détecteur de seuil compare la tension reçue à un seuil
préétabli et décide si le symbole binaire reçu est un "1" ou un "0" en fonction du résultat de la
comparaison. Du fait des fluctuations dues au bruit de la liaison, une erreur est produite chaque
fois que la tension reçue sera au-dessous du seuil lorsqu'un "1" a été émis ou au-dessus du seuil
lorsqu'un "0" a été émis.
Notons V (t ) la tension électrique proportionnelle à l'énergie du signal optique et Pr (V ) la
densité de probabilité de V (t ) .
Vseuil
Figure 62 : Répartition des densités de probabilité V(t)
Comme le montre la Figure 62, une erreur est commise chaque fois que V (t ) > Vseuil si un "0" est
envoyé ou si V (t ) < Vseuil si un "1" est envoyé.
83
Architectures PON-TDM réalisées
En admettant que les erreurs successives sont indépendantes les unes des autres, la moyenne du
taux d'erreurs binaires (TEB) est alors égale à la probabilité d'erreur Pe définie par l'expression
suivante [67]:
Pe = Pr ("0" ) Pr (V > Vseuil ) + Pr ("1" ) Pr (V < Vseuil )
Où :
Pr ("1" ) et Pr ("0" ) sont respectivement les probabilités d'émissions des symboles "1" et "0".
Pr (V > Vseuil ) et Pr (V < Vseuil ) sont respectivement les probabilités de détecter un "1"quand un
"0" est émis et inversement de détecter un "0" quand un "1" est émis.
En considérant que le bruit dans les transmissions optiques suit des statistiques de lois
1
Gaussiennes et si le codage PRBS est équilibré avec Pr ("0" ) = Pr ("1" ) = alors le TEB s'écrit
2
comme suit :
TEB = Pe =
1
erfc
4 
 < V1 > −Vseuil 

 + erfc
 σ 2


1

 Vseuil − < V0 > 


 σ 2

0


Où :
< V1 > et < V0 > sont respectivement les tensions moyennes de "1" et "0".
σ 1 et σ 0 sont respectivement les variances de "1" et "0".
Avec erfc, la fonction erreur complémentaire :
erf ( x) =
2
π ∫
∞
x
exp(−t 2 )dt
Le TEB est minimal pour une valeur de tension de seuil optimal égale à :
optimal
Vseuil
=
< V1 > σ 1 + < V0 > σ 0
σ 0 + σ1
Dans ce cas, le TEB obtenu est défini par la formule suivante :
1
TEB = erfc
2
<V > − <V > 1 
0
 1
 = erfc  Q 

 2 (σ 1 + σ 0 )  2 
 2 


Avec le facteur de qualité :
Q=
< V1 > − < V0 >
(σ 1 + σ 0 )
Le facteur Q représente une estimation de la séparation entre les distributions de probabilités des
signaux représentant les différents symboles binaires. Une probabilité d'erreur de 10-9 correspond
à un facteur de qualité de 6. Pour une telle valeur, la transmission optique est considérée sans
erreur. La Figure 63 représente la variation du TEB en fonction du facteur de qualité Q.
84
Architectures PON-TDM réalisées
1
0,01
0,0001
TEB
1E-06
1E-08
1E-10
1E-12
1E-14
1E-16
0
2
4
6
Facteur Q
8
10
Figure 63 : Taux d'erreurs binaires en fonction du facteur de qualité Q
Pour mesurer la qualité d'une transmission optique, on trace les courbes d'évolution du TEB en
fonction de la puissance optique reçue. Pour interpréter la dégradation due à la ligne de
transmission, on trace également la courbe dite de "Back To Back" notée B2B. Cette dernière
représente la courbe de taux d'erreurs binaires pour une liaison ne comprenant que l'émission et
la réception. A partir de la courbe B2B, on mesure le seuil de détectivité de la photodiode pour
un TEB de 10-9. L'écart mesuré en dB entre le seuil de détectivité à 10-9 et la courbe de TEB de la
liaison étudiée représente la pénalité de la transmission.
3.1.2 Taux d'extinction
Le taux d'extinction est le rapport des puissances moyennes des niveaux "1" et "0" en prenant en
compte le niveau de bruit correspondant à la puissance mesurée lorsqu'il n'y a pas de lumière en
entrée de l'appareil de mesure. On appelle ce bruit le "dark level". Les mesures du taux
d'extinction sont effectuées par des oscilloscopes à entrée optique en affichant le diagramme de
l'œil du signal transmis.
 < 1 > − darklevel 
TEdB = 10 Log 

 < 0 > − darklevel 
Pour minimiser les pénalités en puissance reçue, le TE doit être maintenu à une valeur typique
au-dessus de 10 dB jusqu'à 2.5 Gbit/s et 8 dB à 10 Gbit/s. Cela revient à garder une ouverture du
diagramme de l'œil constante sans qu'il ait augmentation de la puissance moyenne des symboles
"0".
3.1.3 Facteur de bruit
Le facteur de bruit, noté NF pour "Noise Factor", est un paramètre révélateur de la qualité de
bruit rajouté sur le signal par un amplificateur. On définit le facteur de bruit par le rapport
suivant :
NF =
SNRin
OSNRout
Avec SNRin et OSNRout (Optical Signal Noise Ratio) les rapports signal à bruit respectivement en
entrée et en sortie de l'amplificateur.
85
Architectures PON-TDM réalisées
Après développement et simplification, on obtient la formule suivante [68]:
NF =
1  < PASE > 
1 +

G  hν s BOSA 
Où :
G est le gain à la longueur d'onde définie
< PASE > est la valeur moyenne de l'ASE (émission spontanée amplifiée)
BOSA est la résolution de l'OSA
h est la constante de Planck
ν s est la fréquence correspondant à la longueur d'onde utilisée
Cette formule permet d'obtenir une valeur approchée du facteur de bruit en utilisant un analyseur
de spectre optique noté OSA pour Optical Spectrum Analyser.
A partir du spectre optique affiché sur l'OSA, on mesure la valeur moyenne de la puissance de
bruit PASE ce qui permet ensuite de calculer le facteur de bruit NF.
86
Architectures PON-TDM réalisées
3.2 Amplificateurs introduits dans les architectures du réseau
d'accès
Des études sur l'introduction de l'amplification dans le réseau d'accès, sur les systèmes de type
GPON, ont été menées dans nos laboratoires. Tout d'abord, nous nous sommes focalisés sur des
solutions basées sur l'amplificateur SOA. Ces amplificateurs sont disponibles dans les bandes de
longueur d'onde du réseau GPON. De plus, ils peuvent être utilisés en configuration
bidirectionnelle pour réduire le coût du système en permettant le partage d'une seule fibre de
l'OLT à l'ONU. En revanche, le réseau PON perd son caractère passif avec l'introduction du
SOA. De plus, l'amplification de deux longueurs d'onde différentes, montante et descendante,
peut créer des effets de diaphonie.
Les deuxièmes amplificateurs étudiés dans une architecture PON sont l'amplificateur à fibre
dopée à l'erbium et au praseodymium dit pour le premier EDFA pour Erbium Doped Fiber
Amplifier et pour le second PDFA. Ceux-ci possèdent de meilleures performances en gain et en
NF par rapport au SOA. De plus, ils n'introduisent pas de diaphonie pour l'amplification de
signaux WDM.
Des études sur différents types d'amplificateurs ont été menées en parallèle. Les candidats retenus
sont le SOA, le RSOA pour Reflective Semiconductor Optical Amplifier, l'EDWA pour Erbium
Doped Waveguide Amplifier et le ROPA pour Remote Optical Pumped Amplifier.
Dans les paragraphes suivants, nous allons présenter brièvement chacun de ces amplificateurs
avant de dévoiler les différentes architectures testées dans le cadre de cette thèse et intégrant
certains de ces amplificateurs.
3.2.1 Les SOAs (Semi-conductor Optical Amplifier)
Un SOA est essentiellement une jonction PN. La couche de déplétion à la jonction agit comme la
région active. La lumière est amplifiée par émission stimulée quand elle se propage dans la région
active. Les SOAs diffèrent des amplificateurs à fibre dopée dans la manière dont l'inversion de
population est obtenue. On ne parle pas ici d'atomes à différents niveaux d'énergie mais de paires
électrons-trous dans un matériau à semi-conducteur. L'inversion de population est obtenue par
polarisation directe de la jonction PN. Dans le cas d'un matériau de type N, les électrons sont
porteurs de majorité et les trous sont porteurs de minorité alors que c'est l'inverse dans le cas d'un
matériau de type P.
Le SOA présente un effet gênant appelé diaphonie ou "crosstalk" qui se produit lorsque deux
longueurs d'onde différentes (dans la bande d'amplification du SOA) sont injectées en même
temps. La présence d'un signal va épuiser la concentration en porteur de minorité par le
processus d'émission stimulée. L'inversion de population vue par l'autre signal sera réduite. Ainsi
l'autre signal ne sera pas amplifié de la même façon et peut même être absorbé si la concentration
de porteur de minorité n'est pas très large. Le gain vu par un signal sur un canal varie selon la
présence ou l'absence de signaux sur les autres canaux.
Ce phénomène dépend du temps de vie des porteurs lors de leur transition en émission
spontanée. Plus ce temps de vie sera grand, en comparaison avec le temps bit du signal d'entrée,
moins la diaphonie entre canaux sera perceptible.
Pour les SOAs, ce temps de vie est de l'ordre de quelques picosecondes tandis qu'il est de l'ordre
de la dizaine de millisecondes pour les EDFAs. Ce qui privilégie l'utilisation des EDFAs dans les
systèmes WDM afin d'éviter ce phénomène de diaphonie.
87
Architectures PON-TDM réalisées
La diaphonie dans les SOAs permet de les utiliser pour le traitement tout optique du signal
transmis et notamment comme portes optiques pour des fonctions de régénération et de
conversion de longueur d'onde. Pour cela, la saturation du gain du SOA est provoquée en
augmentant la puissance d'entrée d'un signal pompe. Ainsi le gain du SOA suit la modulation du
signal pompe qui le traverse et si un deuxième signal parcourt également le SOA, il est par
conséquent lui-même modulé en sortie de l'amplificateur. On parle de l'effet de la modulation
croisée, XGM ou CGM pour Cross Gain Modulation. La Figure 64 schématise cet effet.
Signal
λ pompe
Modulation
λ pompe
Filtre λp
Signal
λp
Densité de
porteur
Gain
SOA
Signal
λ sonde
Signal de
sortie λ sonde
Temps
Figure 64 : Principe de la modulation de gain croisée dans un SOA
Comme les mouvements des porteurs dans le SOA sont très rapides, de l'ordre de la picoseconde,
le gain répond à des fluctuations bit par bit pour des systèmes à 10Gb/s. Cependant, le SOA
ajoute de l'émission spontanée amplifiée au signal, avec un NF de 7 à 10 dB. Ce qui peut dégrader
l'OSNR. De plus, le taux d'extinction est limité par la compression du gain et reste inférieur à 10
dB.
Pour le réseau PON, les SOAs représentent une solution à bas coût intéressante pour sa large
bande d'amplification (40 à 50 nm). De plus, son fonctionnement en bidirectionnel permet de
réduire la complexité du système et le coût des transmissions en partageant une seule fibre de
l'OLT à l'ONU.
3.2.2 Le RSOA
Un RSOA est un SOA dont l'une des faces a été traitée à haute réflexion pour constituer un
miroir et l'autre avec un traitement anti reflet. Les particularités de cet amplificateur optique sont
qu'il fonctionne en réflexion et qu'il peut être modulé. Le RSOA permet donc de moduler le
signal qui lui est injecté, de l'amplifier et de le réfléchir.
La modulation externe est réalisée en modulant directement le courant d'alimentation.
Les RSOAs disponibles aujourd'hui montrent une modulation jusqu'à 5 Gbit/s avec des gains de
l'ordre de 20 dB sur une bande de 60 nm [69]. La conversion de longueurs d'onde basée sur un
RSOA a été démontrée à un débit de 2,5 Gbit/s [70]. Les SOAs peuvent être indépendants ou
non de la polarisation du signal optique injecté suivant le matériau utilisé et la technologie de
fabrication employée. Les SOAs avec une couche active en matériau massif (bulk) sont
généralement utilisés pour avoir une faible dépendance en polarisation, à condition d'avoir une
contrainte en tension de cette couche active (low-tensile-strained bulk). En effet, le gain TE
(Transverse Electrical) est naturellement plus élevé que le gain TM (Transverse Magnetical) et en
contraignant la couche active, la différence de gain s'amenuise [71]. L'inconvénient de ce type de
SOA est que la dépendance à la température est importante et qu'il est nécessaire d'avoir un
système de régulation de la température. Les SOAs avec une région active incluant des multi puits
quantiques combinent la faible dépendance à la température et à la polarisation [72].
88
Architectures PON-TDM réalisées
3.2.3 Les EDFAs (Erbium Doped Fibre Amplifier)
Dans cette partie, nous présentons les principes généraux de fonctionnement des amplificateurs à
fibre dopée à l'erbium. L'EDFA consiste en une longueur de fibre en silice dont le cœur est dopé
avec des atomes ionisés de l'élément rare Erbium (Er3+). Le signal est amplifié par l'interaction
avec les ions dopants.
Un laser à semi-conducteurs est utilisé comme source de pompage à 1480 nm ou 980 nm pour les
amplificateurs à fibre dopée Er3+
Le principe d'opération d'un EDFA peut s'approximer par un système à 4 niveaux d'énergie avec
un pompage à 980 nm ou 1480 nm qui donne une bande d'amplification d'une largeur d'environ
50 nm autour d'un pic à 1532 nm. L'amplification est possible grâce à l'émission stimulée de
photons des ions dopants. Le laser de pompe excite les ions dans un état d'énergie plus élevé où
ils peuvent se recombiner et donner lieu à l'émission stimulée d'un photon à la longueur d'onde
du signal à un niveau d'énergie inférieur. Les ions excités peuvent aussi se recombiner
spontanément et donner lieu à l'émission spontanée. A cause de l'émission spontanée, l'efficacité
de l'amplification diminue. La fenêtre d'amplification dépend des ions dopants.
La conception d'un EDFA nécessite l'emploi de composants optiques supplémentaires. Un
multiplexeur en entrée de l'amplificateur pour combiner le signal du laser de pompe et le signal
d'entrée. Un deuxième multiplexeur en sortie pour séparer le signal amplifié du signal de pompe.
Deux isolateurs sont utilisés, un à l'entrée et un autre à la sortie de l'amplificateur pour éviter les
réflexions à l'intérieur du système qui pourraient augmenter le facteur de bruit.
Les EDFAs se révèlent très intéressants en terme de facteur de bruit (de l'ordre de 5dB), ce qui
promet une transmission à un bon taux d'erreurs pour un fort gain (de l'ordre de 35 dB à 45 dB).
L'inconvénient de l'introduction des EDFAs dans un réseau PON reste le coût de revient du
système par rapport à une solution avec des SOAs.
Pour l'amplification d'un signal dans la bande O aux alentours de 1300 nm, il existe des
amplificateurs à fibre dopée au praseodymium. Toutefois, ces longueurs d'onde n'ont pas
connues un usage commercial significatif dans les réseaux longues distances et n'ont pas permis
un développement de ces amplificateurs comme les amplificateurs dopés à l'erbium.
3.2.4 Le ROPA : Remote Optical Pumped Amplifier
Le ROPA est basé sur la technologie d'amplificateur optique à fibre dopée à l'erbium avec une
pompe éloignée du milieu amplificateur. On parle alors d'amplification déportée. Dans ce cas, la
pompe située à l'extrémité de la fibre permet d'obteir une amplification des signaux se propageant
en ligne tout en maintenant le réseau PON passif.
Dans une architecture PON, une solution est d'insérer le signal de pompe au central qui génère
de l'amplification dans la fibre erbium située plus loin dans la ligne tout en conservant un réseau
passif. Étant donné que le signal est transmis dans les deux sens de la fibre, la pompe peut être
utilisée pour deux amplificateurs correspondant chacun à l'un des deux sens de transmission. En
effet, un coupleur divise la puissance de pompe qui est injectée dans les deux sections de fibres
amplificatrices. L'intérêt d'un tel montage est d'utiliser une seule pompe en adaptant
l'amplification déportée à la transmission bidirectionnelle.
89
Architectures PON-TDM réalisées
3.2.5 L'EDWA : Erbium Doped Waveguide Amplifier
L'EDWA consiste en des guides d'ondes enterrés dans un substrat en verre dopé à l'erbium. Les
atomes d'erbium donnent du gain au verre dans la zone de 1,55 µm. Le guide d'onde est réalisé
par une augmentation de l'indice de réfraction du verre. La Figure 65 présente la structure de cet
amplificateur.
L'EDWA présente l'avantage d'être compact. Il ne nécessite pas d'avoir une fibre de plusieurs
mètres pour réaliser l'amplification. La compacité de l'EDWA permet de l'intégrer dans des
environnements où l'espace est limité. Les performances des EDWAs sont en amélioration
continue. Par exemple, celui de Teem Photonics offre un gain d'au moins 13 dB pour la bande
"1530-1560 nm". Le facteur de bruit est inférieur à 7 dB. La puissance en sortie est de 10 dBm.
[73]
Figure 65 : Structure de l'amplificateur dopé à l'erbium à guide d'onde
90
Architectures PON-TDM réalisées
3.3 Mise en place du mode rafale
Dans cette partie nous allons décrire les méthodes appliquées pour la mise en place du mode
rafale dans les différentes architectures testées pour des débits montants à 1.25 Gbit/s et 10
Gbit/s.
3.3.1 Analyseur de la qualité du signal MP 1800
La mise en place d'une architecture de type PON dans nos laboratoires repose essentiellement sur
la génération électrique de trames en mode rafale de la voie montante. Pour atteindre ce but,
nous utilisons l'analyseur de la qualité du signal MP 1800 de chez Anritsu. La Figure 66 montre
deux photos de cet analyseur, la première de face et la deuxième de côté.
Figure 66 : Photos de l'analyseur de la qualité du signal de chez Anritsu : MP 1800
Cet appareil regroupe deux générateurs de séquence PRBS notés PPG (Pulse Pattern Generator),
afin de simuler un trafic montant avec deux ONUs, un détecteur d'erreurs noté ED (Error
Detector) pour la mesure du taux d'erreurs binaires et un générateur de signal d'horloge réglable
jusqu'à 12.5 Ghz. Ainsi les trames générées sont synchrones et possèdent le même signal
d'horloge produit par un seul synthétiseur. La Figure 67 montre une configuration PON avec
deux ONUs et un OLT. Le MP 1800 est utilisé pour la réalisation de la transmission de la voie
montante tandis qu'un autre équipement noté MT 1810 est utilisé pour la transmission continue
du trafic descendant auquel nous ne nous intéresserons pas dans cette partie.
Figure 67 : Configuration PON utilisant l'analyseur MP 1800 pour l'évaluation des voies montante
et descendante [74]
91
Architectures PON-TDM réalisées
La Figure 68 résume le plan de connexion des différentes sorties du MP 1800. Sur cette figure, on
constate la présence d'une sortie notée "Gate" derrière un convertisseur ECL/TTL, ce signal
"Gate" sert à commander le courant de polarisation des lasers présents à l'ONU, par conséquent,
à gérer l'allumage de ces lasers pendant des courtes périodes temporelles.
Lors du test des modules SFF, compatibles avec le mode rafale, une entrée est prévue sur leurs
cartes d'évaluation et est directement branchée à la sortie du convertisseur ECL/TTL. Ce denier
permet de convertir le niveau d'amplitude électrique du signal "Gate" pour être compatible avec
les niveaux TTL.
Figure 68 : Plan de connexion pour le test du trafic montant [74]
Le signal "Reset" est un signal de réinitialisation nécessaire aux récepteurs des trames temporelles
en mode rafale. Il permet de décharger le circuit de contrôle automatique de gain et de
réinitialiser la CDR entre deux paquets consécutifs.
3.3.2 Mode rafale : de l'émission à la réception à 1.25 Gbit/s
3.3.2.1 Emission
Pour un débit montant standard égal à 1.25 Gbit/s, les lasers à l'ONU sont équipés d'un
contrôleur (dit "driver") des courants de polarisation et de modulation.
Lorsque nous avons testé des architectures avec un débit montant à 1.25 Gbit/s, nous avons
choisi d'utiliser des modules fabriqués par l'industriel Optoway incluant un SFF et une carte
électronique pour la gestion de l'émission et la réception des trames temporelles.
92
Architectures PON-TDM réalisées
Emission
Optical
fiber
Alimentation
Réception
Figure 69 : Schéma bloc des circuits du module SFF et sa carte pour la gestion électronique
La Figure 69 présente le schéma bloc des circuits électroniques pour établir une émission en
mode rafale pour les trames montantes en utilisant un module SFF de chez Optoway [75]. Ce
schéma bloc comporte trois parties, une pour la réception de la voie descendante, une pour la
voie montante et une troisième pour l'alimentation de l'émission et la réception.
En observant le bloc d'émission en mode rafale, on remarque qu'elle comporte deux connecteurs
pour les données à transmettre : Tx+et Tx-. Un troisième connecteur portant le nom de BEN
(Burst ENable control) représente l'entrée pour le contrôle du mode rafale de l'émission. Cette
entrée nécessite un niveau électrique LVTTL qui, quand il est haut, cela signifie que la diode laser
est activée et quand le niveau est bas, la diode laser est éteinte.
La Figure 70 présente le signal optique en sortie de la diode laser suite à la combinaison des deux
commandes électriques BEN et Tx+.
Tx+
BEN
DA
Sortie
optique
BA
BDL
Figure 70 : Commande électrique et sortie optique de l'émetteur en mode rafale
Le module de transmission présent à l'ONU doit transmettre des données en mode rafale. Dans
le but de maximiser l'efficacité de la transmission, le temps d'allumage de la diode laser doit être le
plus petit possible. Ceci permet de débuter la transmission optique le plutôt possible. Le signal
BEN commande l'allumage de la diode laser.
La Figure 70 présente la trame optique typique au transmetteur de l'ONU, trois types de signaux
sont présents. Le premier est l'amplitude des données optiques DA (Data Amplitude) contrôlées
93
Architectures PON-TDM réalisées
par l'entrée Tx+. Le second est le signal de bias BA (Bias Amplitude) qui reste constant dans la
même trame et qui doit disparaître dès que le paquet à transmettre est fini. Le troisième noté
BDL (Background DC Light) est incontrôlable. Il s'agit d'un bruit de fond dû au couplage direct
de la lumière. A la réception des données montantes à l'OLT, le cumul du signal BDL de
plusieurs modules ONUs dégrade les performances du récepteur et devient nuisible pour la
qualité de la transmission. Ce signal est réduit au maximum en appliquant un courant de
polarisation à la diode laser.
3.3.2.2 Réception
Pour la réception du signal montant, nous utilisons un deuxième module SFF compatible avec le
mode rafale. Ce module comporte un laser pour l'émission continue des trames descendantes et
une photodiode APD pour la réception des trames montantes. Le module utilisé est compatible
avec la norme GPON et précisément les spécifications de la Class B+ de cette norme. A savoir
que le récepteur autorise un temps de garde entre les trames de 32 bits et une différence de
puissance maximum de 15 dB entre les paquets optiques. La Figure 71 présente un exemple de
deux paquets temporels successifs espacés de 25 ns et avec une différence de la puissance optique
de 15 dB.
Signal électrique en
sortie du récepteur
Signal optique en
entrée du récepteur
Figure 71 : Exemple de trames temporelles en réception avant et après le récepteur
Contrairement au récepteur présent à l'ONU, celui de l'OLT voit des trames temporelles
discrètes avec des variations de la puissance optique durant des courtes périodes temporelles.
Lors de la conception du récepteur à l'OLT, il y a des paramètres importants à prendre en
compte tels que la différence de puissance optique, l'espacement temporel entre deux trames
voisines et le cumul du signal BDL nommé plus haut. Bien que les émetteurs de la voie montante
en mode rafale soient conçus pour réduire la composante continue à l'émission, un cumul de
bruit subsiste à partir de tous les émetteurs. Par conséquent, le récepteur présent à l'OLT doit
avoir une tolérance à cette composante continue confondue avec les données utiles. Cette
composante continue peut causer des problèmes tels que la distorsion du signal et des pénalités
au niveau de la détectivité de la photodiode.
94
Architectures PON-TDM réalisées
Généralement, les récepteurs des paquets en mode rafale ont besoin d'un signal de réinitialisation
dit "Reset Pulse" pour décharger le circuit de contrôle automatique de gain entre deux paquets
consécutifs comme le montre la Figure 72. Un autre signal de reset est nécessaire pour initialiser
le décalage des registres de la CDR. Le rapport de phase entre les deux signaux de reset est à
maintenir ce qui complique le fonctionnement du récepteur. Les fabricants des modules
"Optoway" que nous utilisons ont fait le choix d'éliminer un de ces deux "Reset Pulse" et ont
concentré leurs efforts sur la conception d'un récepteur mode rafale qui ne nécessite pas ce signal
d'initialisation entre deux trames provenant de deux ONUs différents.
Sortie électrique du
récepteur
Temps
de garde
Signal RESET
Figure 72 : Sortie électrique du récepteur mode rafale à l'OLT et le signal RESET
3.3.2.3 Module de récupération d'horloge
Pour la récupération du signal de l'horloge, nous utilisons une CDR fabriquée par l'industriel
Zenko Technologies compatible avec les données montantes d'un système GPON. Avec cette
CDR, le signal reçu par le photorécepteur est synchronisé et aligné avec le signal d'horloge de
référence durant les 16 premiers bits de chaque trame. La Figure 73 montre une photo de la CDR
utilisée avec sa carte d'évaluation.
Lock+, Lock-
Reset
Data IN
Data Out
Clk Out
1/8 Clk IN
Figure 73 : Photo de la CDR intégrée avec sa carte d'évaluation
Cette CDR nécessite une référence de 1/8 du signal d'horloge en entrée avec les données
électriques à régénérer.
La Figure 74 montre un exemple d'une resynchronisation de deux paquets provenant de deux
ONUs avec un débit fixé à 1.25 Gbit/s pour les deux émissions. Ce diagramme rappelle les
différentes valeurs temporelles telles que : Շg, le temps de garde de 25 ns entre deux paquets
successifs, ՇRXset, le temps nécessaire à l'allumage du laser, Շreset, l'impulsion temporelle de 5 temps
bits nécessaire à la réinitialisation de la CDR entre deux paquets et ՇL, 16 temps bits pour le
verrouillage de la CDR.
95
Architectures PON-TDM réalisées
Une fois la CDR verrouillée à l'horloge de référence, le signal en sortie de l'indicateur Lock+/
Lock- passe au niveau haut et les données synchronisées apparaissent sur les sorties ODATA+ et
ODATA-.
La localisation du front descendant du signal Reset est arbitraire. Ce front descendant peut
apparaître durant le temps de garde ou en début de trame comme le montre le diagramme suivant.
ONU1
ONU2
Trames en entrée de la CDR
Reset
Temps de verrouillage
Trames récupérées en sortie
de la CDR
Figure 74 : Diagramme temporel des trames en entrée et en sortie de la CDR
3.3.3 Mise en place d'une transmission en mode rafale à 10 Gbit/s
En attendant la finalisation de la future norme du réseau d'accès optique par les instituts IEEE
[ 76 ] et, par conséquent, la commercialisation de modules transceivers émettant à un débit
montant de 10 Gbit/s avec une modulation en mode rafale, pour les expérimentations à 10
Gbit/s, nous avons fait le choix d'utiliser des lasers DFB dont on peut voir une photo sur la
figure suivante.
Dans un premier temps, nous avons utilisé le module 1915 LMM de chez Avanex intégrant un
laser DFB et un modulateur à électroabsorption noté EA-ILM. La tension de modulation est
appliquée sur la section du modulateur tandis que le DFB fonctionne en continu. Ce module
d'émission fonctionne à un débit de 10 Gbit/s pour une longueur d'onde d'émission aux
alentours de 1550 nm. L'amplitude maximum de la tension de modulation est de 2 volts crête à
crête pour un taux d'extinction et une puissance de sortie respectivement égaux à 10 dB et 2 dBm.
(a)
(b)
Figure 75 : Lasers DFB (a) avec modulateur intégré (b) avec modulation directe
Nous avons ensuite utilisé un deuxième DFB fabriqué par Emcore. Ce dernier représente un
laser DFB à modulation directe noté DML avec une puissance de sortie maximum de +13 dBm.
Avec une telle puissance de sortie, nous avons augmenté le budget optique de 10 dB par rapport
au module de chez Avanex présenté plus haut. Il s'agit d'un module fortement rentable en
comparaison avec le prix de revient d'une émission combinant un laser et un modulateur externe
à Niobate de Lithium (LiNbO3). Ce DML autorise une transmission sur 60 km de fibre standard
pour une longueur d'onde d'émission aux alentours de 1310 nm.
96
Architectures PON-TDM réalisées
Avant de présenter en détails les différentes architectures qui englobent chacun des deux lasers
Avanex et Emcore, nous allons décrire notre méthode pour la mise en place d'un contrôle de
l'émission laser en mode rafale. Les données électriques sont connectées à l'entrée de type GPO
sous la forme de trames temporelles contenant une succession de séquences PRBS 2n -1 pendant
une durée temporelle minimum de 3 µs. C'est la durée minimum acceptée par le logiciel interne
du comparateur d'erreurs de transmission pour établir un taux d'erreurs binaires. Pour éviter que
les lasers DFB restent allumés en dehors du temps de paquet à transmettre, nous avons utilisé
deux contrôleurs de courant de polarisation. Ces contrôleurs génèrent un signal avec un fort
courant et de la même taille que l'enveloppe temporelle de la trame à transmettre via la
modulation du laser. Le premier module de contrôle utilisé est une puce électronique de chez
l'industriel Vitesse portant la référence VSC7965. (Cf. Figure 76)
Figure 76 : Puce électronique VSC7965 et sa carte d'évaluation
Cette puce est incorporée à une carte d'évaluation et délivre un courant de polarisation de 80 mA
pour une plage de température de fonctionnement entre -40 et +100 °C [77]. A cause du faible
courant de sortie du modèle VSC7965, nous l'avons remplacé par un autre instrument de
contrôle à base de microprocesseur. Il s'agit du LDP-3811 de ILXlightwave [78] (Cf. Figure 77).
Il offre deux niveaux de courants en sortie: 200 et 500 mA, avec une impulsion de largeur
programmable.
Figure 77 : Source de contrôle en courant de lasers
Avec ce dispositif, le réglage des durées d'allumage et d'extinction des lasers DFBs en
configuration PON est très pratique. Nous l'utilisons en mode "Trigger" extérieur, en branchant
l'entrée de la face arrière, "Trigger In", avec le signal "Gate" du générateur des trames PRBS. Le
courant du signal de sortie "Trigger out" est ensuite fixé à 100 mA et connecté à la broche
"courant de polarisation" du laser.
Dans les paragraphes suivants, nous allons nous attarder sur les différentes architectures PON
étudiées et testées dans le cadre de ces travaux de recherche intégrant l'émission en mode rafale
telle qu'elle a été présentée plus haut.
97
Architectures PON-TDM réalisées
3.4 ONUs achromatiques avec un débit montant de 1.25Gbit/s
Dans cette partie, nous allons présenter les résultats d'un PON dit "hybride" (Cf. Figure 78)
alliant un double avantage, à la fois une infrastructure partagée TDM et un routage en longueur
d'onde reposant sur le multiplexage WDM.
L'originalité réside dans l'utilisation d'un module ONU achromatique. En effet, le but étant de
tester une voie montante en mode rafale sans présence de laser chez le client, un tel ONU
facilitera l'intervention et la maintenance du réseau par l'opérateur.
2
2
Coupleu
1
3
1
3
2
1
Coupleur
2 3
2
3
3
1
3
2
λ3 λ2 λ1
λ1
Demultiplexer
2
λ2
(b)
2
r
λ3
λ3
1
3
Coupleu
Multiplexer
Coupleur
λ3 λ2 λ1
Multiplexer
2 3
2
1
r
Démultiplexeu
r
1
3
(a)
3
λ2
2
1
2
3
λ
1
1
λ1
1
3
λ2
λ3
1
Coupleur
1
Coupleur
Figure 78 : Architecture d'un réseau PON hybride TDM/WDM (a) descendant et (b) montant
Dans un premier temps, nous avons testé un ONU achromatique regroupant un modulateur à
électro-absorption entouré d'un PDFA et un SOA. Nous avons ensuite introduit des RSOAs
dans les ONUs pour l'émission de la voie montante en mode rafale et pour un débit à 1.25
Gbit/s.
3.4.1 ONUs avec des amplificateurs et des modulateurs à électroabsorption
Dans ce travail, nous nous concentrerons sur la voie montante et présenterons un ONU
achromatique basé sur la modulation déportée. Il s'agit de l'utilisation d'un signal continu envoyé
à partir du central et modulé à l'ONU. Ce dernier intègre un modulateur à électro-absorption
(MEA) et deux amplificateurs optiques. La Figure 79 illustre l'architecture testée dans laquelle 20
km de fibre séparent l'OLT de l'ONU. Cette fibre est utilisée pour une transmission
bidirectionnelle. Nous avons optimisé la combinaison entre le courant de polarisation et le gain
des amplificateurs optiques du module achromatique afin d'obtenir un maximum de budget
optique avec une modulation en mode rafale.
OLT
Tx 1.49 µm
20km
**Rx 1.49 µm
Coupleur 2:N
CWDM
*Rx 1.31 µm
CWDM MUX.
Cw 1.31 µm
CWDM MUX.
ONU
PDFA
MEA
SOA
1.31µm
Budget optique en dB
Figure 79 : Architectures d'un PON hybride avec un ONU achromatique composé d'un MEA et
deux amplificateurs optiques
98
Architectures PON-TDM réalisées
Le module de réception présent à l'OLT est un composant commercial opérant à 1310 nm pour
un débit montant maximum de 1.25 Gbit/s.
L'ONU achromatique fonctionne à 1310 nm et se compose d'un MEA qui possède une grande
bande passante électrique (> 10 GHz), ses pertes intrinsèques s'élèvent à 16 dB et son taux
d'extinction est de 10 dB. A cause de ses pertes élevées, l'utilisation de 2 amplificateurs optiques
est nécessaire [79].
Le premier est un amplificateur à fibre dopée en praseodymium possédant 25 dB de gain, il
permet d'amplifier le signal continu provenant d'un laser DFB présent à l'OLT. Il amplifie le
signal continu provenant du DFB à l'OLT. La puissance en sortie de ce laser DFB s'élève à -0.5
dBm sans régulation en température. Par conséquent, la longueur d'onde de sortie n'est pas stable
avec le temps ce qui nous oblige à utiliser un multiplexage CWDM au lieu d'un multiplexage
DWDM. La bande passante de ce multiplexeur CWDM est de 17 nm pour des pertes
intrinsèques de 2 dB.
Le deuxième amplificateur optique présent à l'ONU est un amplificateur optique à
semiconducteur (SOA) qui amplifie les trames temporelles en sortie du MEA. Le gain maximum
du SOA utilisé est de 18 dB pour un courant de polarisation maximum égal à 250 mA. Cependant,
dans notre expérimentation, nous avons optimisé la valeur du courant de polarisation du SOA
pour l'architecture testée et un faible courant a été appliqué dans le but de maintenir un
comportement linaire du gain du SOA. De plus, quand le courant de polarisation baisse, le niveau
de l'ASE baisse également.
La Figure 80 présente les courbes de gain et de NF du PDFA et du SOA utilisés dans le module
achromatique. Pour le SOA, ces courbes sont obtenues pour un courant de polarisation égal à
250 mA. Le SOA utilisé présente un fort facteur de bruit ce qui n'est pas sans conséquence pour
la qualité des résultats de la transmission.
Gain SOA
NF SOA
Gain PDFA
NF PDFA
30
Gain, NF (dB)
25
20
15
10
5
0
-50
-40
-30
-20
-10
0
Pin (dBm)
Figure 80 : Courbes de gain et de NF pour le SOA et le PDFA
Le MEA présent à l'ONU est modulé à 1.25 Gbit/s avec un paquet dont l'entête comporte 44
bits de préambule suivis de 20 bits de délimiteurs puis de 28 séquences binaires pseudo-aléatoires
(PRBS 27) non-retour-à-zéro (NRZ). Notons que le temps de garde n'a pas été pris en compte
dans cette configuration car notre architecture ne contient qu'un seul ONU. Les temps
d'allumage et d'extinction du laser (Ton et Toff) ne sont donc pas implémentés. La rapidité de ces
temps est essentiellement limitée par le besoin d'un switch possédant un courant de modulation
électrique élevé. Par exemple, ces temps doivent être inférieurs à 10 ns [80]. Le temps total du
paquet s'élève à 3 µs. La figure suivante illustre ce trafic en mode rafale.
99
Architectures PON-TDM réalisées
Zoom sur l'entête
Séquence PRBS 27
2 µs/div.
Entête
20 ns/div.
Figure 81 : Trames temporelles du signal montant capturées après le récepteur avec (a) une échelle
temporelle de 2 µs/div et (b) 20ns/div
Les résultats obtenus pour cette architecture sont représentés sous la forme de courbes de TEB.
Nous avons tracé une courbe de référence de la transmission entre un OLT et un ONU standard
comportant un transceiver SFF configuré en mode rafale. Il s'agit de la courbe (a) dans la figure
suivante. Cette courbe servira de référence afin de prélever des pénalités de notre architecture
testée pour un TEB égale à 10-9.
-4
b) fibre bidirectionnelle
-5
Log(BER)
-6
-7
-8
4.8 dB
-9
-10
-11
a) référence
-12
-36
-35
-34
-33
-32
-31
-30
-29
-28
Puissance reçue (dBm)
Figure 82 : Courbes de TEB pour a) la référence GPON avec ONU standard et b) avec 20 km de fibre
bidirectionnelle
On mesure 4.8 dB de pénalité pour une transmission bidirectionnelle. Ces pénalités ont deux
origines : le cumul de bruit dû à l'ASE des deux amplificateurs et la rétrodiffusion de Rayleigh
dans la fibre bidirectionnelle. Rappelons que les courbes de TEB sont mesurées seulement pour
la séquence PRBS sans tenir compte du temps d'entête.
La Figure 83 schématise la présence des deux types de signaux dus à la rétrodiffusion de Rayleigh
qui en s'additionnant avec le bruit de l'ASE représente la principale source de bruit de
transmission.
Signal continu 1.31µm
ONU
Tx 1.49 µm
20km
**Rx 1.49 µm
Coupleur 2:N
CWDM
*Rx 1.31 µm
CWDM MUX.
Cw 1.31 µm
CWDM MUX.
OLT
PDFA
MEA
SOA
1.31µm
Signal à 1.31µn amplifié et modulé
Figure 83 : Illustration des différents signaux de Rayleigh dans l'architecture étudiée
100
Architectures PON-TDM réalisées
Le premier est le signal réfléchi du laser continu présent à l'OLT et le second est le signal dû à la
"boucle retour" créée à l'ONU par la rétrodiffusion du signal montant modulé puis réinjecté dans
le MEA et amplifié de nouveau avec le signal continu provenant de l'OLT.
Le cumul de l'ASE des deux amplificateurs représente une source de bruit supplémentaire. La
Figure 84 illustre le spectre optique de la voie montante. On constate la part importante de l'ASE
dans le signal transmis après le passage par le multiplexeur CWDM. Le diagramme de l'œil
confirme que le signal est très bruité.
0
1 µs
-10
Puissance
-20
-30
20 nm
-40
-50
-60
-70
1290
1295
1300
1305
1310
1315
1320
1325
1330
Longueur d'onde
(nm)
Figure 84 : Spectre optique et diagramme de l'œil de la voie montante
A cause des différents facteurs de bruit détaillés plus haut, nous avons obtenu un faible budget
optique de 16 dB pour l'architecture testée avec une fibre en transmission bidirectionnelle.
Dans le but de séparer les différentes sources de bruit dans cette architecture et de quantifier
expérimentalement les pénalités dues à chacune d'entre elle, nous avons transformé la ligne de
transmission en rajoutant une deuxième fibre de 20 km afin de séparer le signal continu du signal
modulé montant. La première architecture avec deux fibres inclut un coupleur et la deuxième un
circulateur. La Figure 85 montre ces deux configurations.
OLT
ONU
20km
CWDM MUX.
Cw 1.31 µm
CWDM MUX.
coupleur
2:1
**Rx 1.49 µm
coupleur 2:N
CWDM
Tx 1.49 µm
CWDM MUX.
*Rx 1.31 µm
PDFA
MEA
SOA
1.31µm
20km
Budget Optique en dB
OLT
ONU
20km
CWDM MUX.
Tx 1.49 µm
CWDM MUX.
Circulateur
Cw 1.31 µm
**Rx 1.49 µm
coupleur 2:N
CWDM
CWDM MUX.
*Rx 1.31 µm
PDFA
MEA
SOA
1.31µm
20km
Budget Optique en dB
* Récepteur mode rafale à l'OLT
** Récepteur mode continu à l'ONU
Figure 85 : Différents scenarii testés pour l'architecture PON hybride (1) bifibre avec un coupleur et
(2) bifibre avec un circulateur optique
101
Architectures PON-TDM réalisées
Les courbes de TEB des architectures montrées sur la Figure 85 sont insérées dans le graphique
suivant : courbe b) pour l'architecture avec un circulateur et courbe c) pour celle avec un coupleur.
Nous avons tracé également les courbes de référence a) et celle pour la transmission
bidirectionnelle d) déjà montrée plus haut.
-4
-5
-6
Log(BER)
-7
-8
0.8dB 1 dB
4 dB
-9
d)
-10
c)
-11
-12
a) référence
b)
-13
-36
-32
-35
-31
-34
-30
-33
-29
-32
-28
-31
-27
-30
-26
-29
-25
-28
-24
Puissance reçue (dBm)
Figure 86 : Courbes de TEB pour a) la référence, b) avec circulateur, c) avec coupleur et d) avec 20
km en bidirectionnelle
Pour la configuration avec un circulateur, les deux signaux rétrodiffusés, continu et modulé, sont
bloqués grâce au principe de fonctionnement du circulateur. Par conséquent, la pénalité prélevée
sur la courbe b), s'élevant à 0.8 dB, est uniquement due au bruit de l'émission spontanée amplifiée
et à la large bande passante du filtre CWDM.
En remplaçant le circulateur par un coupleur (courbe c), une pénalité supplémentaire de 1 dB est
rajoutée à cause de la rétrodiffusion de Rayleigh du signal modulé.
Nous avons obtenu un budget optique d'une valeur de 21 dB pour les deux configurations à
double fibre contre seulement 16 dB pour le cas bidirectionnelle.
Les résultats obtenus montrent que l'architecture achromatique proposée nécessite des
améliorations afin d'être compatible avec les spécifications de la norme G984.3 qui concerne le
budget optique. Ce dernier s'élève au maximum à 28 dB pour un PON standard de la classe B+.
102
Architectures PON-TDM réalisées
3.4.2 ONUs avec des RSOAs
Rx- up λ32
Rx- up λ2
Rx- up λ1
Dans cette partie nous allons présenter une deuxième architecture hybride ralliant le
fonctionnement TDM et WDM dans une arborescence de type PON. Les modules ONU
incluent des RSOAs évitant ainsi la présence de sources lasers chez le client. Les RSOAs utilisés
permettent de réaliser une modulation déportée d'un signal en provenance du central dont la
largeur spectrale est de 40 nm autour de 1550 nm. Avec un tel dispositif, les modules
achromatiques gagnent en simplicité et en prix de revient en comparaison avec la configuration
présentée précédemment (Ampli+ MEA+ Ampli).
La figure suivante présente le schéma de principe de l'architecture testée avec une modulation en
mode rafale de la voie montante à 1.25 Gbit/s.
Mux DWDM
Mux R/B
B
A
10km
A
A
RSOA
ONU-1
Rx
λ 1; λ a
λ 2; λ b
1:8
B
Mux R/B
Tx-dwn λb
Mux DWDM
Tx-dwn λa
B
Mux R/B
CW- λ32
A
AWG
CW- λ2
Mux DWDM
CW- λ1
λ32; λz
B
A
B
B
RSOA
ONU-2
Rx
A
Tx-dwn λz
Figure 87 : Schéma de l'architecture WDM/TDM PON utilisant des RSOAs pour la partie émission
de l'ONU
Les RSOAs amplifient, modulent et réfléchissent le signal continu provenant de sources lasers
situées au central. La superposition des longueurs d'onde est obtenue grâce à un multiplexeur
AWG. On associe à chaque canal de cet AWG les deux longueurs d'onde descendante et
montante des différents arbres PON multiplexés. L'AWG utilisé possède 32 sorties avec un
espacement spectral de 0.8 nm pour des pertes d'insertion de 4 dB. Avant la réception des flux
montant et descendant, la séparation des longueurs d'onde est effectuée par des multiplexeurs
CWDM qui agissent comme des filtres passe-bande. Sur la Figure 87, ces filtres sont notés Mux
R/B. Notons que la propriété passive du PON a été conservée car nous utilisons uniquement des
éléments passifs dans notre réseau : une fibre monomode standard dont l'atténuation linéique
s'élève à 0.2 dB/km à 1550 nm, un coupleur 1 vers 8 et le multiplexeur AWG.
Les RSOAs utilisés sont intégrés dans un module SFF avec des dimensions identiques à celles des
transceivers présentés dans le deuxième chapitre de ce manuscrit. (Cf. Figure 88). En effet, ce
module regroupe la partie émission, assurée par le RSOA, ainsi qu'un récepteur du trafic
descendant en modulation continue.
La réception des signaux montants est assurée par une photodiode APD configurée pour la
réception de trames temporelles en mode rafale à 1550 nm pour un débit de 1.25 Gbit/s.
103
Architectures PON-TDM réalisées
Figure 88 : Photos du RSOA utilisé dans un module TO-CAN et en boitier SFF
Les deux RSOAs utilisés dans notre expérience présentent un gain de 19 dB, un facteur de bruit
(NF) de 9 dB et un taux d'extinction de 11 dB. La Figure 89 présente les courbes de gain et de
NF des RSOAs utilisés en fonction de la longueur d'onde pour une puissance d'entrée de -25
dBm.
25
NF et Gain (dB)
20
15
10
5
0
1500
Gain RSOA 1
NF : RSOA 1
Gain RSOA 2
NF : RSOA 2
1520
1540
1560
1580
Longueur d'onde (nm)
Figure 89 : Gain et facteur de bruit (NF) des deux RSOAs utilisés @ Pin = -25 dBm
Notons que la longueur d'onde utilisée pour la voie montante ne correspond pas à celle de la
norme GPON qui est à 1310 nm. En effet, les RSOAs disponibles possèdent un spectre centré
autour de 1550 nm avec une bande passante de 40 nm à -3 dB.
Notre test comporte un seul laser DFB partagé entre deux RSOAs pour simuler le partage
temporel en mode rafale.
La composition des données montantes est sous la forme d'une trame temporelle contenant une
entête de 128 bits suivie de 39 séquences PRBS 27 pour un débit de transmission de 1.25 Gbit/s.
La durée totale du paquet est de 4 µs et le temps de garde est pris en compte dans l'entête de
chaque trame.
104
Architectures PON-TDM réalisées
Շ g =50 ns
25 ns
∆P
ONU 2
Allumage
ONU 1
1 µs
PRBS :
En-tête 128 bits
39 X 27 -1
Figure 90 : Paquets optiques en sortie des RSOAs : (a) ONU1 et ONU2 ; (b) zoom sur l'en-tête
Notons la différence de puissance optique entre les deux paquets successifs ∆P. Le but étant de
tester notre architecture pour un ∆P = 15 dB et pour un budget optique maximal de 28 dB. Ces
valeurs correspondent à la distribution de la puissance optique prévue par la classe B+ de la
norme GPON. La différence de puissance ∆P se traduit par une différence dans la topologie de
l'architecture entre l'ONU le plus proche et le plus loin de l'OLT.
Deux architectures ont été testées. Comme le montre la figure suivante, nous avons comparé la
transmission pour une architecture bidirectionnelle avec une seule fibre, Figure 91 a), et une
deuxième, unidirectionnelle avec deux fibres, Figure 91 b).
Dans la première architecture, 10 km de fibre sont partagés par le signal continu descendant et
celui modulé et réfléchi par les RSOAs dans le sens montant. Dans ce cas de figure, la qualité de
la transmission est, une nouvelle fois et comme pour l'architecture présentée dans le paragraphe
précédent, limitée par la rétrodiffusion de Rayleigh. Comme illustré sur la figure, la réception du
signal utile sera perturbée par la rétrodiffusion du signal continu et celle du signal modulé et
amplifié. Afin de limiter les effets de cette rétrodiffusion, nous avons imaginé la même
architecture avec deux fibres de transport avant le circulateur. Ce dernier bloque alors le retour
des signaux rétrodiffusés.
a)
b)
Signal continu
10km
*Rx
Tx
Att.
Att.
RSOA ONU1
**Rx
CW-DFB
Mux AWG.
10km
Mux AWG.
CW-DFB
OLT
Signal continu
RSOA
ONU2
**Rx
Signal modulé et amplifié
OLT
*Rx
Tx
10km
Att.
Att.
RSOA ONU1
**Rx
RSOA
ONU2
**Rx
Signal modulé et amplifié
* Récepteur du trafic montant en mode rafale
** Récepteur du trafic descendant en mode continu
Figure 91 : Architecture WDM/TDM incluant un circulateur avec (a) une seule bobine de fibre
bidirectionnelle (b) avec deux bobines de fibre
105
Architectures PON-TDM réalisées
La qualité de la transmission est appréciée grâce aux courbes suivantes qui décrivent l'évolution
du TEB en fonction de la puissance reçue pour la voie montante.
-3
-4
b)
b)
c)
-5
Log(BER)
B2B RSOA 1
B2B RSOA 2
Double fibres : RSOA 1
Double fibres : RSOA 2
Fibre bidirectionnelle : RSOA 1
Fibre bidirectionnellle : RSOA 2
a)
-6
-7
a)
-8
2.5dB
c)
-9
-10
-11
-32
-31
-30
-29
-28
-27
Puissance reçue (dBm)
-26
-25
-24
Figure 92 : Courbes de BER pour la transmission de la voie montante à partir de deux RSOAs
Les pénalités de transmission sont prélevées à partir des courbes de référence pour un TEB de
10-9. Ces courbes de référence, notées a) sur le graphique, sont obtenues pour une transmission
sans fibre pour les signaux en provenance des RSOAs 1 et 2. On mesure une différence de
quelques 0.5 dB pour un TEB de 10-9 entre ces deux courbes de références. Cela serait dû aux
différences de gain et du NF entre les deux RSOAs constatées sur les courbes de la Figure 89.
Les courbes (b) sont celles de l'architecture à double fibre et dont le budget optique maximal
s'élève à 22 dB avec ∆P = 2 dB et les courbes (c) sont celles de l'architecture avec une seule fibre
bidirectionnelle dont le budget optique maximal est de 20 dB avec ∆P = 2 dB.
Malgré la séparation des signaux continus et modulés par l'utilisation de deux fibres, on mesure 1
dB de pénalités entre les courbes (a) et les courbes (b). Cette pénalité s'explique par un facteur de
bruit élevé des RSOAs utilisés : 9 dB.
L'utilisation d'une seule fibre bidirectionnelle rajoute une pénalité supplémentaire de 1.5 dB au
maximum. Cette pénalité est due au cumul de deux signaux rétrodiffusés : premièrement les
réflexions du signal continu et deuxièmement les réflexions dues à la boucle retour créée à l'ONU
par le signal montant.
La différence de puissance optique maximale ∆P, entre les deux paquets montants dans cette
expérience est de 2 dB. Aucune augmentation de cette différence n'était possible. Par conséquent,
si le budget optique maximum pour l'architecture bidirectionnelle est de 20 dB pour le RSOAONU1, le RSOA-ONU2 possède un budget optique au minimum de 18 dB. Toute baisse de ce
budget optique, en dessous de 18 dB, entrainait une rafale d'erreurs à la mesure du TEB.
Pour expliquer cette limitation, nous accusons la combinaison d'un faible taux d'extinction des
données montantes qui s'élève à 10 dB et d'un fort facteur de bruit de 9 dB des RSOAs. Afin de
justifier cette accusation et de comprendre cette limitation, nous avons réalisé une expérience
utilisant les deux RSOAs, précédemment intégrés dans l'architecture PON testée, comme source
de bruit d'émission spontanée amplifiée. Comme le montre la Figure 93, chacun des deux ONUs
se compose d'un couple de RSOA et DFB.
106
Architectures PON-TDM réalisées
ONU-2
ONU-1
Variation
Att.
OSNR
Att.
TxData en rafale
DFB-1
RSOA-1 Module de contrôle
ASE
émission en rafale
Figure 93 : Architecture pour la mesure de l'OSNR en fonction de la puissance reçue des données
montantes
Le DFB est modulé en mode rafale et joue le rôle de la source laser dans l'ONU tandis que le
RSOA représente une source de bruit contrôlée également en mode rafale sans aucune
modulation. Nous avons placé un atténuateur variable juste derrière le RSOA afin de faire varier
le niveau de bruit de l'ASE et par conséquent le rapport OSNR. Un deuxième atténuateur
variable est présent sur la branche commune du coupleur qui combine le signal laser et le bruit de
l'ASE. Ce deuxième atténuateur sera utilisé pour faire varier la puissance optique totale de l'ONU
et par conséquent le ∆P. Nous avons réalisé deux ONUs avec la même configuration, le but étant
de connaître les valeurs de l'OSNR pour une transmission sans erreur et pour différentes valeurs
de ∆P.
Nous avons tracé les courbes de variation de l'OSNR en fonction de la puissance reçue par la
photodiode pour un TEB mesuré égal à 10-9. Trois courbes sont présentées sur la Figure 94 pour
trois configurations : un seul ONU, deux ONUs avec un ∆P = 6 dB et deux ONUs avec un
∆P=15 dB.
Les courbes suivantes représentent les mesures effectuées sur les données de l'ONU le plus
atténué.
34
1 seul ONU
Deux ONUs : ∆P=6dB
30
OSNR (dB)
Deux ONUs : ∆P=15dB
26
22
18
14
10
-32
-31
-30
-29
Puissance reçue (dBm)
-28
-27
Figure 94 : Variations de l'OSNR (dB) en fonction de la puissance reçue (dBm) pour un TEB à 10-9
A partir de la Figure 94, on constate que si on cherche à atteindre un ∆P de l'ordre de 15 dB avec
des ONUs achromatiques, il faut que les RSOAs fournissent un signal montant dont le rapport
signal sur bruit est au moins supérieur à 18 dB pour un seuil de puissance reçue à -28 dBm.
De plus, lorsque la valeur de l'OSNR baisse, la puissance reçue pour un TEB de 10-9 augmente et,
par conséquent le budget optique total de la ligne de transmission diminue.
A partir de ces données, on déduit que pour la réalisation d'un réseau PON achromatique avec de
tels RSOAs, des compromis sont à faire au niveau du budget optique. Un budget maximum de 28
dB et une différence de puissance optique de 15 dB entre les clients en extrémité du réseau nous
107
Architectures PON-TDM réalisées
étaient impossibles à réaliser. Les pénalités engendrées par la rétrodiffusion de Rayleigh sont
également à prendre en compte.
Des études sont en cours afin d'améliorer les caractéristiques des RSOAs en matière de gain et de
bruit. Dans l'état actuel des RSOAs testés, l'architecture proposée possède un budget maximum
de 20 dB en configuration bidirectionnelle avec une petite différence de puissance optique entre
les différents ONUs sur le réseau imaginé. Une telle configuration semble être adaptée à une
zone géographique à haute densité de population située dans un périmètre de 5 km autour de
l'OLT (1dB) avec un AWG (4 dB pour 32 sorties) et un coupleur de 32 branches (15 dB).
3.5 Introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM
L'introduction de l'amplification dans le réseau PON semble être nécessaire dans l'optique de
couvrir une zone géographique plus large et plus dense en nombre de clients desservis.
L'amplification en ligne introduisant un seul amplificateur pour les trafics descendant et montant
semble être la plus intéressante. L'amplification permettra d'augmenter le budget optique pour
étendre la distance entre le central et les ONUs et également pour augmenter le taux de partage
[81]. La figure suivante illustre une architecture répondant aux critères d'atténuation de la classe
GPON B+.
Atténuation 28 dB
Marge
Descendant
:
2.5 Gbit/s
Tx : 1310 nm
Coupleur
Rx
ONU-1
Rx
OLT
Att.
MUX
CWDM
Tx : 1490 nm
MUX
CWDM
Montant :
1.25 Gbit/s
Tx : 131 0nm
ONU-2
Rx
Atténuation 13 dB
Marge
Figure 95 : Architecture testée avec un budget optique fidèle à la classe GPON B+
3.5.1 Amplification bidirectionnelle en ligne
Dans cette partie, notre étude porte sur l'introduction d'un SOA bidirectionnel (Cf. Figure 96)
dans une architecture PON-TDM, le signal descendant est à 1550 nm en continu et le signal
montant est à 1570 nm en mode rafale.
Budget étendu
Descendant :
2.5 Gbit/s
Atténuation 28 dB
Gain + Marge
Tx : 1570 nm
Splitter
Rx
Rx
Att.
OLT
Tx : 1550 nm
MUX
CWDM
Montant :
1.25 Gbit/s
Un seul SOA
ONU-1
MUX
CWDM
Tx : 1570 nm
Gain + Marge
ONU-2
Rx
Budget étendu
Atténuation 13 dB
Figure 96 : Architecture testée avec un seul SOA en fonctionnement bidirectionnel
108
Architectures PON-TDM réalisées
Notons que nous avons modifié les longueurs d'onde d'un PON standard (1490 nm descendant
et 1310 nm montant) car nous avons choisi des longueurs d'onde centrées dans la bande passante
du SOA introduit dans cette architecture. Il s'agit d'un amplificateur commercialisé dont la bande
spectrale s'étend sur 60 nm (à -3 dB) pour un pic de gain à 1530 nm. Les lasers présents à l'OLT
et à l'ONU sont des DFBs avec un taux d'extinction de 10 dB. Celui à l'OLT est modulé
directement à 2.5 Gbit/s avec une séquence PRBS (27-1) continue.
Les deux lasers situés à l'ONU sont modulés à 1.25 Gbit/s avec un paquet temporel contenant
une entête dont 64 bits sont consacrés au temps de garde suivis de 44 bits pour le préambule et
de 20 bits pour le délimiteur. 39 séquences PRBS (27-1) suivent cet entête.
La puissance de sortie du laser à l'OLT est égale à 2.8 dBm et pour les lasers à l'ONU, cette
puissance vaut -1.8 dBm et -2 dBm, respectivement pour l'ONU1 et l'ONU2. Le récepteur de la
voie montante possède un pré-amplificateur intégré suivi d'un amplificateur limiteur. Ces deux
amplificateurs fonctionnent en mode rafale. Pour le multiplexage en longueur d'onde, il est assuré
par un WDM dont les pertes d'insertion sont de 1.5 dB. Un atténuateur optique variable est mis
en ligne afin de simuler les pertes linéiques pour une transmission avec fibre. Après le SOA, une
architecture typique d'un PON-TDMA est constituée à l'aide d'un coupleur plus la fibre.
L'ONU1 est localisé en terme de budget optique à 28 dB d'atténuation derrière le SOA. L'ONU2,
est localisé à 13 dB d'atténuation. Ces valeurs correspondent aux spécifications de la norme
GPON B+. Ainsi, le SOA est traversé par un signal continu à 2.5 Gbit/s pour une longueur
d'onde de 1550 nm et un signal en mode rafale à 1.25 Gbit/s pour une longueur d'onde de 1570
nm. La différence de budget optique entre les paquets est de 15 dB pour la voie montante. La
figure suivante illustre le trafic montant avant amplification.
(a)
(b)
ONU2 :
Forte puissance
ONU2 :
13 dB atténuation
ONU2 :
Forte puissance
ONU1 :
Faible
puissance
ONU1 :
28 dB atténuation
2 µs/div
50 ns/div
Figure 97 : (a) Trames en mode rafale en provenance de l'ONU 1 et l'ONU 2 avant amplification, (b)
zoom sur l'en-tête
Les résultats obtenus en budget optique sont détaillés dans le Tableau 13. Nous appellerons
"marge du budget", l'excès en budget optique des voies descendante et montante dans
l'architecture testée sans amplification par rapport aux valeurs précisées dans la classe B+. Nous
avons nommé "budget étendu", la valeur atteinte grâce à l'introduction de l'amplification optique
en ligne. Il s'agit des différentes valeurs d'atténuation obtenues à l'aide de l'atténuateur variable
situé avant la réception des signaux montants. Pour mesurer la valeur réelle du gain en budget
étendu, nous retranchons la valeur de la marge optique au budget étendu. Le résultat de cette
soustraction nous permet de quantifier l'extension obtenue pour l'architecture testée. Le Tableau
13 résume les valeurs obtenues pour les budgets optiques correspondant à une transmission sans
erreur (TEB = 10-9) dans les deux sens. A partir des résultats, la configuration commune obtenue
est un budget étendu de 16 dB. Pour cette valeur, tous les signaux sont transmis sans erreur
jusqu'aux récepteurs.
109
Architectures PON-TDM réalisées
Atténuation [dB]
Marge sans
amplification[dB]
Budget étendu avec
amplification [dB]
Descendant
1550 nm
28
Descendant
1550 nm
13
Montant
1570 nm
28
Montant
1570 nm
13
4.6
16.5
4.2
19.4
14
25.2
14
24
9.4
8.7
9.8
4.6
Gain [dB] =
Budget étendu - Marge
Tableau 13: Valeurs de budget optique mesurées avec et sans amplification dans le but de
déterminer le budget étendu
Nous avons choisi de tracer les courbes d'évolution du TEB en fonction de la puissance reçue
pour les voies montante et descendante pour un budget étendu de 14 dB. Sur chacune des
courbes qui suivent, nous avons tracé la courbe de B2B pour une transmission sans présence du
SOA en ligne. A partir de ces courbes de B2B, nous avons mesuré les pénalités en dB sur les
puissances reçues pour les signaux montant et descendant. Ces pénalités sont mesurées pour un
TEB de 10-9.
Courbes de TEB du signal descendant
Courbes de TEB du signal montant
-4
Sans SOA
Avec SOA : ONU2@13dB
Avec SOA : ONU1@28dB
-4
-5
-5
-6
Log( BER)
-6
Log(BER)
Sans SOA : ONU1@28dB
Avec SOA : ONU1@28dB
Sans SOA : ONU2@13dB
Avec SOA : ONU2@13dB
-7
-8
7 dB
-9
-7
-8
4 dB
-9
2 dB
-10
4 dB
-10
-11
-11
-33
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
-24
-23
-22
-21
-20
Puissance reçue (dBm)
-34
-32
-30
-28
-26
-24
-22
Puissance reçue (dBm)
-20
-18
-16
Figure 98 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue (dBm) pour les voies montante et
descendante respectivement à 1.25Gbit/ et 2.25Gbit/s avec un budget étendu de 14 dB
Remarquons que le signal montant à 1570 nm avec 13 dB d'atténuation est dégradé de 2 dB pour
un TEB de 10-9 à -30 dBm. Tandis que celui atténué à 28 dB est dégradé de 7 dB pour une
puissance reçue à -25 dBm. Une erreur de ± 1 dB est à prendre en compte lors de la lecture des
valeurs de la puissance en mode rafale. Cette erreur est due à des incertitudes du banc de mesure
des données montantes.
Pour le signal descendant à 1550 nm, la pénalité est de 4 dB après 13 ou 28 dB d'atténuation avec
une sensibilité de la photodiode à l'ONU1 de -26 dBm et de celle à l'ONU2 de -24dBm.
La différence de pénalité entre la voie montante et la voie descendante est due à l'utilisation du
SOA en amplification bidirectionnelle de deux longueurs d'onde avec des niveaux de puissance
différents. En effet, nous avons mesuré le gain et le facteur de bruit (NF) de ce SOA lorsqu'il est
traversé par deux signaux à 1570 nm et 1550 nm sans modulation. La Figure 100 représente le
schéma de mesure du gain et du NF du SOA en fonctionnement bidirectionnel.
110
Architectures PON-TDM réalisées
λ1 = 1550 nm
Att.
Att.
SOA Bidirectionnel
λ2 = 1570 nm
Figure 99 : Schéma de principe de mesure du gain et du NF en fonctionnement bidirectionnel
On constate que si le gain du SOA utilisé est de 21 dB lors d'une transmission unidirectionnelle, il
chute de quelques dB pour atteindre 15 dB lorsque la puissance de λ2 = -1.3 dBm sur une plage
de puissance inférieure à -10 dBm pour λ1. Quant au NF, il augmente de 2 dB pour atteindre 10
dB dans le pire des cas rapportés sur la Figure 100.
16
22
20
14
18
12
NF (dB)
Gain (dB)
16
14
12
unidir
Pinλ2 = -28dBm
Pinλ2 = -20dBm
Pinλ2 = -13dBm
Pinλ2 = -8dBm
Pinλ2 = -5dBm
Pinλ2 = -1,3dBm
10
8
6
10
unidir
Pinλ2 = -28dBm
Pinλ2 = -20dBm
Pinλ2 = -13dBm
Pinλ2 = -8dBm
Pinλ2 = -5dBm
Pinλ2 = -1,3dBm
8
6
4
4
-40
-30
-20
-10
-40
0
-30
-20
-10
0
Pin λ1 (dBm)
Pin λ1 (dBm)
Figure 100 : Gain et facteur de bruit du SOA (1530 nm) en fonctionnement bidirectionnel avec un
signal descendant λ1 = 1550 nm et un signal montant λ2 = 1570 nm
Pour mieux comprendre les conséquences dues à l'utilisation du SOA en transmission
bidirectionnelle, nous avons décidé de tracer l'évolution de la puissance reçue à l'OLT pour
laquelle le TEB mesuré est à 10-6 et 10-9 pour différents budgets optiques étendus. Pour établir
une comparaison, nous avons mesuré cette puissance reçue dans le cas où seul le signal montant
traverse le SOA et aussi dans le cas d'une bidirectionnalité. La Figure 101 résume les résultats
obtenus.
-24
Avec le signal descendant @BER 10-9
Sans le signal descendant @BER 10-9
Avec le signal descendant @BER 10-6
Seuil de détectivité (dBm)
Sans le signal descendant @BER 10-6
-25
TEB 10-9
TEB 10-6
-26
Effets de XGM bas
Effets de XGM élevés
-27
6
7
8
9
10
11
12
Budget optique étendu (dB)
13
14
15
Figure 101 : Seuil de détectivité (dBm) en fonction du budget optique (dB) pour la voie montante
111
Architectures PON-TDM réalisées
On constate que l'allure générale des courbes est identique pour les deux TEB. Pour une
transmission bidirectionnelle, les valeurs du budget étendu obtenues varient de 10 dB à 14 dB
pour un taux de TEB fixe à 10-6 ou 10-9, tandis que pour une transmission unidirectionnelle la
plage de variation du budget étendu est plus large et varie de 7 dB à 14 dB.
Pour les deux configurations, la limite supérieure du budget étendu est à 14 dB. Cette limite
correspond à une puissance de seuil de la photodiode de -25 dBm comme le montre la Figure 98.
En revanche, la limite inférieure du budget étendu est différente en fonction du type de
transmission. Lorsque le SOA est en mode unidirectionnel, on mesure un budget étendu
minimum de 7 dB. Cette limite inférieure est dictée par le paquet le moins atténué provenant de
l'ONU2. En effet, le laser situé à l'ONU2 émet une puissance de -2 dBm, après une atténuation
de 13 dB en ligne, le signal traverse le SOA pour être amplifié avec un gain de 20 dB. Avec un
rapide calcul, on déduit que le signal en sortie du SOA est de l'ordre de + 5 dBm. Toute
atténuation inférieure à 7 dB donnera un signal d'une puissance supérieure à -2 dBm par
conséquent la photodiode à l'OLT est saturée et la réception des deux paquets est interrompue.
Lors d'une transmission bidirectionnelle, la limite inférieure du budget optique étendu est 10 dB.
Le laser à l'OLT émet une puissance de +2.8 dBm, après une atténuation de 10 dB, le niveau de
puissance en entrée du SOA est à -7.2 dBm. A partir des courbes de la Figure 100, on constate
que le SOA est en saturation avec une chute du gain jusqu'à 16 dB et une augmentation du NF
jusqu'à 12 dB. En effet, le signal descendant sature le gain du SOA et par conséquent le signal
montant est bruité. Nous sommes en présence du phénomène de la modulation croisée du gain
(XGM : Cross Gain Modulation) lors de cette transmission bidirectionnelle. Pour un budget
étendu au-delà de 12 dB, les effets du XGM ont moins d'influence sur l'évolution du seuil de
détectivité. Ce dernier prend une valeur aux alentours de -25 dBm à la fois pour une transmission
bidirectionnelle et unidirectionnelle pour une valeur de budget optique.
En conclusion, grâce à l'utilisation d'un seul amplificateur SOA, nous avons réalisé une extension
de 14 dB du budget optique pour une architecture PON fidèle à la configuration de la classe B+.
Ce budget optique étendu se traduirait par un étage de couplage supplémentaire de 8 branches (9
dB) et une distance supplémentaire de 20 km (5 dB) pour un total de 64x8 = 512 clients et 60+20
= 80 km de fibre.
3.5.2 Amplification unidirectionnelle en ligne et au central
Une étude parallèle a permis de comparer plusieurs types d'amplificateurs : ROPA, EDFA,
EDWA et SOA. Ces amplificateurs ont été introduits dans des futurs scenarii de migration de
l'architecture PON [82]. La figure suivante résume ces scénarii : (a) représente l'architecture
GPON B+ de base, (b) est une architecture avec amplification en "booster" pour le signal
descendant et en pré-amplification pour le signal montant, (c) est une architecture avec une
amplification en ligne en propagation unidirectionnelle et (d) représente l'architecture que nous
avons testé avec amplification en ligne et propagation bidirectionnelle.
Dans chacune des trois architectures (b), (c) et (d), les quatre amplificateurs optiques cités plus
haut ont été testés.
Ce test est établi avec un DFB pour chacune des voies montante et descendante. Les deux DFB
sont utilisés en modulation directe (PRBS 27-1) avec un taux d'extinction de 13 dB. Notons que le
trafic montant est en modulation continue et non en rafale contrairement à notre test présenté
précédemment. Le débit de la transmission est fixé respectivement à 1.25 et 2.5 Gbit/s et les
longueurs d'onde des signaux à 1570 et 1550 nm pour les transmissions montante et descendante.
112
Architectures PON-TDM réalisées
(a)
(b)
(c)
(d)
Figure 102 : Architectures de différents scénarii de la future génération PON amplifié [82]
Les résultats obtenus sont résumés sur le tableau suivant dans lequel les différents budgets
étendus sont répertoriés en fonction de la nature de l'architecture et pour chacun des
amplificateurs optiques utilisés.
Architecture (b) Architecture (c) Architecture (d)
(dB)
(dB)
(dB)
SOA
2
16
15.5
EDFA
10.6
32.8
NA
EDWA
3
11.5
NA
ROPA
NA
11.5
NA
Tableau 14 : Récapitulatif des budgets étendus en fonction du type d'amplificateur [82]
L'amplificateur EDFA est le plus intéressant car il présente le maximum de budget étendu. Cela
s'explique par sa puissance de saturation élevée et son faible facteur de bruit NF, mais le prix de
l'EDFA reste prohibitif pour envisager de l'intégrer dans un réseau PON. Avec un SOA, le
budget étendu pour une architecture bidirectionnelle est de 15.5 dB, on note une addition de 1.5
dB en comparaison avec le résultat obtenu pour une modulation montante en mode rafale (14
dB). En architecture bidirectionnelle, seule l'utilisation du SOA est possible, ce qui représente un
avantage conséquent pour une architecture PON basée sur la transmission bidirectionnelle et cela
malgré les inconvénients dus à la modulation croisée de gain. Concernant le ROPA et même si
son principe de fonctionnement est similaire à celui de l'EDFA, le budget étendu est seulement
de 11.5 dB car le signal de la pompe, déportée au central, subit la même atténuation que le signal
à transmettre. L'EDWA présente un avantage seulement en amplification en ligne avec un budget
de 11.5 dB.
Malgré que les données montantes soient en modulation continue, les résultats de cette étude
permettent de connaître les avantages et les inconvénients de chacune des architectures
proposées. Celles à retenir sont les architectures avec un amplificateur en ligne. En effet, la
présence de l'amplification optique au central abouti à un faible budget étendu à cause de la
saturation de la photodiode pour le signal montant. On note que pour l'amplification
bidirectionnelle, le SOA est le seul amplificateur compatible avec une telle configuration.
113
Architectures PON-TDM réalisées
3.6 La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s
Dans ce paragraphe, nous présentons les différentes architectures imaginées et testées pour un
débit montant à 10 Gbit/s.
Les tests portent essentiellement sur la mise en place du mode rafale de la voie montante à 10
Gbit/s à l'aide de composants discrets prévus essentiellement pour une modulation continue.
Deux combinaisons seront présentées : une émission à 1550 nm avec une réception à l'aide d'une
photodiode PIN et une autre à 1310 nm reçue avec une APD. Nous avons également introduit
une amplification à base de SOA pour le trafic montant afin de maximiser le budget optique.
3.6.1 Emission à 1550 nm et réception avec une PIN
Dans cette étude nous avons imaginé et par la suite testé dans notre laboratoire une architecture
de ce que pourrait être la future génération des réseaux PON. Il s'agit ici de tester une
transmission montante en mode rafale à 10 Gbit/s avec une émission et une réception
comportant chacune des composants discrets utilisés pour la modulation continue. Le schéma de
principe est présenté sur la figure suivante.
Burst Controller 1
ONU-1
Vitesse VSC 7965
Burst-Data 1
Pulse Pattern
Generator (PPG)
Avanex
DFB 1
Att 1
1915LMM
Att
Fibre
Burst-Data 2
Pulse Pattern
Generator (PPG)
Avanex
DFB 2
Att 2
Photodiode
Nortel PP10G
Bias -T
Electrical
amplifier
MiTEQ
Error
Detector
CDR
VM10CRM ou
1915LMM
OLT
MC310-107
Burst Controller 2
Vitesse VSC 7965
ONU-2
Figure 103 : Architecture PON en modulation à 10 Gbit/s pour la voie montante
La transmission a été testée avec l'introduction de quelques dizaines de kilomètres de fibre
standard SMF (Single Mode Fiber) entre les ONUs et l'OLT. Les lasers utilisés dans les ONUs
sont des DFBs déjà présentés dans ce chapitre intégrant un modulateur à électro-absorption et
fabriqués par Avanex. Leur longueur d'onde centrale est aux alentours de 1550 nm avec une
fréquence de coupure à -3 dB de 8 Ghz. La modulation en mode rafale est appliquée directement
au modulateur tandis que le courant de polarisation de la puce DFB est contrôlé par la carte VSC
7965 comme le rappelle la Figure 103.
L'OLT est équipé d'un module de réception comportant tout d'abord une photodiode PIN-TIA
normalement conçue pour la réception d'un trafic continu par Nortel. Notons qu'aucun contrôle
automatique du gain n'est implémenté dans le bloc de réception. La photodiode est suivie par un
bias-T qui permet de couper la composante continue du signal électrique en sortie de la
photodiode. Un amplificateur électrique MiTEQ est placé derrière ce Biat-T, il permet d'effacer la
différence d'amplitude entre les deux paquets. En effet, les trames optiques montantes possèdent
15 dB de différence en amplitude pour simuler une configuration de la classe B+.
114
Architectures PON-TDM réalisées
Deux modèles pour la récupération d'horloge ont été implémentés : le premier, VM10CRM,
inclut un filtre "Q" pour la stabilité en température et fonctionne à 9.95 Gbit/s, le deuxième est
une PLL-CR fabriquée par NEL et fonctionnant à 10.7 Gbit/s dont la référence est MC310-107.
3.6.1.1 Caractérisation du récepteur sans fibre
Dans un premier temps, nous avons décidé de tester le bloc de réception avec un trafic en mode
rafale avant d'introduire de la fibre. Les deux lasers, présents à l'ONU, sont modulés en mode
rafale avec un débit de 9.95 Gbit/s ou 10.7 Gbit/s en fonction de la CDR utilisée. Les données
électriques sont constituées de séquences PRBS NRZ avec une durée totale pour chaque paquet
égale à 4 µs. Le temps de garde a été implémenté. En revanche, aucun préambule n'a été pris en
compte dans l'en-tête de chaque trame.
La figure suivante présente les deux configurations testées en fonction des temps de garde
appliqués.
200ns/div
(a
10ns/div
ONU-2
ONU-1
(b
ONU-1
Tg=950ns
ONU-1 off
ONU-2
Tg=30ns
ONU-2 on
ONU-1 off
ONU-2 on
Figure 104 : Signal optique capturé avant la réception à l'OLT avec deux temps de garde :
(a) 950 ns et (b) 30 ns
Comme le montre ces images prises sur l'oscilloscope, la configuration (a) présente des trames
temporelles, provenant de l'ONU1 et l'ONU2, avec un temps de garde de 950 ns entre les deux
paquets. Sur la configuration (b) ce temps de garde est réduit et ne s'élève plus qu'à 30 ns. Le but
étant de quantifier les pénalités dues à un long temps de garde à la réception des données
montantes par notre bloc récepteur.
La photodiode PIN reçoit un trafic avec une différence d'amplitude optique entre les deux
paquets supérieure à 15 dB. En effet, dans notre expérience, le laser de l'ONU1 émet à -19.5
dBm et celui de l'ONU2 émet à -3 dBm. Les photos présentées sur la Figure 104 ne tiennent pas
compte de cette différence d'amplitude.
Pour chaque valeur du temps de garde, nous avons évalué la qualité de la réception selon trois
dispositions : sans présence de récupération d'horloge, avec la PLL-CR et avec la CR incluant un
filtre. Nous avons tracé les courbes de BER pour les 6 combinaisons. Le graphique suivant
présente ces courbes.
115
Architectures PON-TDM réalisées
-2
-3
-4
Log(BER)
-5
-6
-7
Tg=30ns w/o CR
Tg=30ns with PLL-CR
Tg=30ns with"Q" filter CR
Tg=950ns w/o CR
Tg=950ns with PLL-CR
Tg=950ns with "Q" filter CR
-8
-9
-10
-11
-26
-25
-24
-23
-22
-21
Puissance reçue (dBm)
-20
-19
Figure 105 : Courbes de TEB du flux montant provenant de l'ONU1 et sans fibre
A partir de ces courbes, on déduit que le seuil de détectivité de la photodiode PIN est à -20 dBm
(± 0.2 dB) pour les deux temps de garde : 950 et 30 ns. Par conséquent, et pour le reste de notre
étude, nous avons fait le choix de n'utiliser que le module de récupération d'horloge PLL-CR avec
une modulation à 10.7 Gbit/s. Ce module est le plus adapté pour une architecture PON.
3.6.1.2 Introduction de la fibre dans l'architecture
Afin de déterminer le maximum de portée kilométrique que peut supporter notre architecture,
nous avons introduit la fibre dans notre test avec la PLL-CR pour la récupération d'horloge.
Nous avons constaté que la fibre optique introduit des pénalités croissantes en fonction des
kilomètres de fibre utilisés pour les temps de garde : 30 et 950 ns.
La figure suivante résume ces pénalités calculées pour les données provenant de l'ONU1 pour un
TEB à 10-9 pour, à la fois une modulation continue, courbe notée CW PLL, et la modulation en
mode rafale.
Penalty (dB) @ BER 10-9
4
CW PLL
Burst Tg=950ns PLL-CR
Burst Tg=30ns PLL-CR
3
Pénalités due
à la fibre
2
1
Pénalités due au
mode rafale
0
10
20
30
40
Fibre (km)
50
60
Figure 106 : Pénalités mesurées en fonction de la longueur de fibre pour un TEB @ 10-9
Tout d'abord, remarquons que pour une longueur de 20 km, une pénalité aux alentours de 1 dB
est mesurée pour la modulation en mode rafale tandis qu'elle est quasi nulle pour une modulation
continue. Cette pénalisation croit avec la longueur de fibre pour atteindre 1.5 dB à 50 km en
modulation continue alors que les DFBs utilisés sont vendus pour avoir 1.5 dB de pénalité à
116
Architectures PON-TDM réalisées
80km de fibre et avec un débit de modulation de 9.953 Gbit/s. Cette différence peut être
expliquée par le débit 10.7 Gbit/s, choisi dans notre expérience. Pour le trafic en mode rafale, la
pénalité est deux fois plus grande à 50 km et atteint respectivement 3 et 3.6 dB pour les trames
avec 950 et 30 ns de temps de garde.
Pour mieux comprendre les causes de ces pénalités en modulation rafale, nous avons prélevé
plusieurs diagrammes de l'œil optique à différentes longueurs de fibre. La figure suivante présente
ces diagrammes.
0 km
20 km
40 km
a) Tg = 30 ns
50 km
0 km
20 km
40 km
b) Tg = 950 ns
50 km
Figure 107 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la longueur de la fibre
Notons que les quelques points de bruit qui apparaissent sur les digrammes sont dus au signal
d'horloge utilisé pour le déclenchement de l'oscilloscope. Ce signal, récupéré en sortie du module
de récupération d'horloge PLL-CR, possède un déphasage durant les cents premiers bits de
transmission. Ces cents premiers bits ne sont pas pris en compte dans la mesure du taux d'erreur
binaire. En dépit de ce problème de visualisation, on remarque que le diagramme de l'œil est plus
étroit pour le temps de garde à 30 ns que celui à 950 ns. Dans notre modèle, les pénalités
mesurées sont inversement proportionnelles au temps de garde. Ces pénalités sont dues à la
combinaison de la dispersion chromatique et aux effets d'allumage et d'extinction des lasers DFB
contrôlés par la carte VSC 7965 pour la mise en place du mode rafale de l'émission. Ainsi, la
longueur de fibre maximum est limitée à 50 km dont l'atténuation s'élève à 13 dB (avec un taux
d'atténuation de 0.26 dB/km à 1550 nm) alors que le budget optique total de cette architecture,
mesuré à l'aide d'un atténuateur variable, est de 22 dB.
Nous avons décidé de prélever les diagrammes de l'œil optique, du trafic montant, en remplaçant
la fibre par un atténuateur variable avec une atténuation réglée à des valeurs équivalentes aux
différentes longueurs de fibre déjà utilisée plus haut. Ainsi, la Figure 108 montre les diagrammes
de l'œil de la voie montante pour des atténuations variant de 0 à 13 dB pour les deux
configurations du temps de garde.
0 dB
5 dB
10 dB
a) Tg = 30 ns
13 dB
0 dB
5 dB
10 dB
13 dB
b) Tg = 950 ns
Figure 108 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la valeur de l'atténuation en ligne
En comparant la Figure 107 et la Figure 108, on constate que les diagrammes de l'œil optiques
sont plus fermés lorsque la fibre est implémentée, ce qui confirme la limitation due à la dispersion
chromatique. De plus, la Figure 108 confirme que la qualité du signal transmis avec un Tg = 950
ns est meilleure que pour un Tg = 30 ns surtout pour le maximum d'atténuation à 13 dB. Cela
s'explique par notre méthode utilisée pour forcer les lasers DFB en émission rafale en utilisant le
contrôleur du courant de polarisation. Lorsque le temps de garde est de l'ordre de 300 temps bit,
la perturbation due à l'extinction et l'allumage du laser affecte la qualité du signal transmis.
117
Architectures PON-TDM réalisées
Suite à cette expérimentation, des questions ont été soulevées, à savoir jusqu'à quelle limite
supérieure du temps de garde, le bloc de réception pourrait récupérer le signal d'horloge et
permettre une transmission sans erreur avec une dynamique de la puissance optique de 15 dB?
Qu'advient-il de la pénalité mesurée précédemment si la mesure des erreurs binaires ne prend pas
en compte les premières dizaines de bits de chaque paquet montant?
3.6.2 Emission à 1310 nm et réception avec un APD
Pour répondre à toutes ces interrogations, nous avons décidé de garder la même structure que le
réseau testé et de changer la longueur d'onde d'émission des lasers utilisés dans les ONUs pour
une transmission à 1310 nm compatible avec la norme GPON. Les lasers choisis sont les DFB
avec modulation directe notés DML (Direct Modulation Laser) décrits précédement dans ce
chapitre. Pour la mise en place d'une émission en mode rafale, nous avons utilisé le deuxième
contrôleur du courant de bias, le ILX-Lighwave LDP-3811, avec un courant de sortie maximum
de 200 mA. Dans le bloc de réception, la photodiode a été changé contre une APD/TIA
fabriquée par Picometrix (AT-12A) avec un seuil de détectivité de -27 dBm et une puissance de
saturation de – 4 dBm. Le débit de modulation est toujours égal à 10.7 Gbit/s avec le même
module de récupération d'horloge NEL PLL-CR.
Le schéma suivant résume l'architecture du réseau testé dans sa nouvelle configuration.
Burst DATA
PRBS 27-1
Burst DATA
PRBS 27-1
OLT
ONU1
Error
detector
ONU2
Att
APD
TIA
Att
DC
block
Electrical
amplifier
CDR
∆P dB
Figure 109 : Architecture du réseau PON à 10.7 Gbit/s @ 1310 nm
La mesure du TEB des données montantes a été effectuée pour plusieurs combinaisons entre le
temps de mesure noté Tm et le temps de garde noté Tg. Tandis que le temps total du paquet noté
Tpck est resté constant et égal à 4.8 µs. La figure suivante montre une image de l'écran de
l'oscilloscope avec les trames temporelles de la voie montante. Sur cette image, nous avons
superposé des exemples du temps de mesure et le paquet optique.
2µs
Tg
Tpck= 4.8µs
Tm
Figure 110 : Combinaisons entre le temps de mesure Tm et le temps total de la trame Tpck
118
Architectures PON-TDM réalisées
3.6.2.1 Caractérisation du récepteur sans fibre
Dans un premier temps, le test de l'architecture a été effectué en absence de toute fibre de
transmission afin de caractériser la nouvelle photodiode avec la réception d'un trafic montant en
mode rafale. Avant de présenter les résultats des mesures effectuées, nous allons préciser les trois
combinaisons retenues entre le Tm et le Tpck, pour ce test et pour lesquelles nous avons effectué
des mesures de pénalités en dB pour un TEB de 10-9.
2µs
2µs
2µs
Tpck=4.8µs
Tm=2.8µs
ONU2
Tg
ONU2
ONU1
ONU2
Tg
Tm=4.8µs
2
ONU1
ONU2 Tg
Tm=3.8µs
Tpck=4.8µs
ONU1
Tpck=4.8µs
Figure 111 : Les trois combinaisons avec un rapport Tm/Tpck = 60%, 80% et 100%
Nous allons présenter les courbes de pénalités pour les trois temps de mesure et également pour
plusieurs temps de garde Tg.
3
Pénalités (dB)
2,5
2
1,5
Tg=2µs
Tg=4µs
Tg=5µs
Tg=6µs
Tg=7µs
Tg=8µs
Tm : 4.8µs
Tm : 3.8µs
Tm : 2.8µs
1
0,5
0
50%
60%
70%
80%
90%
100%
110%
Rapport temporel (Tm/Tpck)
Figure 112 : Pénalités optiques pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport Tm/Tpck pour différents Tg
On constate que les courbes de pénalités ont des allures croissantes avec les temps de mesure et
de garde appliqués. Ainsi, pour un temps de mesure de 2.8 µs, la pénalité maximum est de 1 dB
pour un temps de garde égal à 8 µs. Pour ce même temps de garde, la pénalité croît pour atteindre
2.5 dB avec un temps de mesure égal à 100 % au temps du paquet temporel. En effet, lorsque le
TEB est mesuré sur la totalité du paquet, le temps d'en-tête est pris en compte dans cette mesure
et par conséquent les premiers bits pour l'établissement du signal optique sont comptés dans les
erreurs. Concernant la croissance de la pénalité avec le temps de garde, cela s'explique par
l'utilisation d'un module de récupération d'horloge compatible avec une modulation continue. Par
conséquent, la PLL-CR met plus de temps à récupérer le signal d'horloge et par conséquent les
pénalités augmentent avec l'augmentation du temps de garde.
La figure suivante présente les courbes de TEB pour un temps de mesure égal à 4.8 µs. Sur cette
courbe, on peut prélever les valeurs de pénalités pour un TEB à 10-9 à partir de la courbe du
signal continu tracé en noir sur le graphique. Pour un temps de garde égal à 8.5 µs, un plancher
d'erreurs apparait pour un TEB avoisinant les 10-5.
119
Architectures PON-TDM réalisées
-1
-2
-3
Log(BER)
-4
-5
-6
Signal Continue
Tg=2µs
Tg=4µs
Tg=5µs
Tg=6µs
Tg=7µs
Tg=8µs
Tg=8,5µs
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-36
-35
-34
-33
-32
-31 -30 -29 -28 -27
Puissance reçue (dBm)
-26
-25
-24
-23
Figure 113 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode et pour différents
temps de garde
La ligne rouge tracée, au niveau d'un TEB à 10-9, met en évidence le décalage en puissance reçue
entre les différentes configurations.
3.6.2.2 Introduction de la fibre dans l'architecture
Dans cette partie, nous allons présenter les résultats de la transmission en présence de quelques
dizaines de kilomètres de fibre. Le temps de mesure Tm dans tout le reste de cette partie sera fixé
à un maximum de 4.5 µs sur un temps de trame envoyée égal à 4.8 µs. Avec une telle
configuration temporelle, 300 ns de la trame envoyée seront consacrés à l'en-tête incluant les
temps d'allumage et d'extinction des lasers sans être pris en compte dans la mesure. Une
différence d'amplitude ∆P (dB) entre la puissance de sortie de l'ONU1 et l'ONU2 a été appliquée.
Dans un premier temps, nous avons mesuré le TEB pour différentes longueurs de fibre, jusqu'à
100km et sans différence d'amplitude entre les trames temporelles. Les courbes suivantes sont
mesurées sur les données provenant de l'ONU1 avec un ∆P = 0 dB.
ONU 1 - ∆P = 0dB
-1
-2
-3
Log (BER)
-4
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
0km
40km
85km
20km
60Km
100 km
-12
-35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23
Puissance reçue (dBm)
Figure 114 : Courbes de TEB de la voie montante avec ΔP = 0 dB
La courbe représentant la transmission avec 0 km de fibre sera la référence à partir de laquelle
nous allons mesurer les pénalités dues à la présence de la fibre dans notre réseau.
On constate que la pénalité est négative pour la transmission sur 20, 40 km et 60 km et est égale à
-0.5 dB. Cette pénalité devient positive pour une distance de fibre égale à 85 km et atteint +1 dB.
Ce dB de pénalité est annoncé par le constructeur pour une distance de 60 km pour une
120
Architectures PON-TDM réalisées
modulation en continu avec une séquence PRBS 223-1. Pour 100 km de transmission, un plancher
d'erreurs apparaît pour un TEB de 10-5.
Avec 60 km de fibre, les pertes optiques de l'architecture testée s'élève à 32.9dB. En effet, les
pertes linéiques de 60 km fibre à 1310 nm atteignent 23.4 dB. De plus, un total de perte égal à 9.5
dB est dû à la somme des pertes de couplage et de l'atténuateur optique utilisé pour la mesure du
budget optique. Par conséquent, une différence de puissance ∆P de 7 dB est possible. La figure
suivante présente les courbes de TEB pour les données provenant de l'ONU 1 avec une
atténuation supplémentaire de 7 dB par rapport à l'ONU 2. Sur la même courbe nous avons
rapporté la courbe de référence obtenue sans fibre et pour un ∆P = 0 dB. Les deux courbes sont
quasiment confondues. Une pénalité de -0.5 dB est introduite à cause de la fibre et de la
différence de puissance ∆P.
Nous avons également rajouté la courbe de saturation de la photodiode APD sur le même
graphique à partir de laquelle nous confirmons les données du constructeur à savoir une
saturation de l'APD à -4 dBm.
Les données provenant de l'ONU2 sont transmis sans erreur avec une puissance reçue sur la
photodiode égale à -20 dBm.
-1
B2B
60km
Saturation de l'APD
-2
-3
Log(BER)
-4
-5
-6
ONU 1 :
-27 dBm
ONU 2 :
-20 dBm
-7
-8
-9
∆P=7dB
-10
-11
-12
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2
0
Puissance reçue (dBm)
Figure 115 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ΔP = 7 dB
L'augmentation de la différence ∆P à 15 dB est possible au détriment de la distance parcourue.
En effet, en baissant le nombre de kilomètres de fibre à 40 km et par conséquent les pertes
linéiques, la différence de puissance optique entre les trames montantes augmente jusqu'à
atteindre 15 dB.
Sur le graphique qui suit, nous avons tracé les courbes de TEB pour différentes longueurs de
fibre, 0, 20 et 40 km avec un ∆P = 15 dB. La figure contient également la courbe de référence
notée B2B pour laquelle ∆P = 0 dB. Cette courbe de référence est obtenue avec 0 km de fibre en
ligne.
Toutes les courbes de TEB sont confondues et présentent une petite pénalité par rapport à la
courbe de référence. Les données provenant de l'ONU2 sont reçues par l'APD avec une
puissance moyenne de l'ordre de -12 dBm.
121
Architectures PON-TDM réalisées
-1
B2B
0Km
20km
40km
Saturation de l'APD
-2
-3
Log (BER)
-4
-5
ONU 1 : ONU 2 :
-27 dBm -12 dBm
-6
-7
-8
-9
∆P=15dB
-10
-11
-12
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2
0
Puissance reçue (dBm)
Figure 116 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ΔP =15 dB
L'architecture PON testée présente un budget optique total de 39.5 dB pour une transmission
sans erreur avec un TEB de 10-9 et pour un débit de modulation égal à 10.7 Gbit/s.
Ainsi, nous avons réalisé une amélioration de 9 dB par rapport à la dernière étude réalisée dans
les laboratoires japonais de NTT et dont la réception de la voie montante à 10 Gbit/s est obtenue
par un bloc de réception compatible avec le mode burst contenant une photodiode PIN dont le
seuil de détectivité est égal à -18 dBm [83].
3.6.2.3 Introduction d'un SOA pour l'amplification du trafic montant
Dans cette partie, nous allons introduire un amplificateur SOA dans l'architecture testée
précédemment. Encore une fois, nous nous sommes intéressés seulement au trafic montant dans
cette étude. Le budget optique total obtenu avec une telle configuration s'élève à 55 dB. La figure
suivante présente l'architecture testée.
Burst DATA
PRBS 27-1
Burst DATA
PRBS 27-1
ONU1
OLT
Error
detector
ONU2
Att
Att
SOA
Att
APD
TIA
DC
block
Electrical
amplifier
CDR
∆P dB
Budget d'accès
Budget
étendu
Figure 117 : PON amplifié à l'aide d'un SOA à 10.7 Gbit/s
Le SOA utilisé dans cette architecture, fabriqué par Alphion, possède un pic central à 1310 nm
avec une largeur de la bande d'amplification de 60 nm. Son gain est égal à 20 dB et son facteur de
bruit oscillant autour de 5 dB.
La Figure 118 résume l'évolution du gain et du NF du SOA en fonction de la puissance reçue.
122
Architectures PON-TDM réalisées
25
Gain (dB)
NF (dB)
NF et Gain (dB)
20
15
10
5
0
-40
-30
-20
-10
0
Pin (dBm)
Figure 118 : Courbes de gain et de NF pour le SOA en fonction de la puissance d'entrée @1310nm et
pour I= 450mA
Notons l'absence de tout filtre devant la photodiode de réception, par conséquent le bruit de
l'émission spontanée amplifiée du SOA n'est pas filtré.
Sur le schéma de l'architecture, nous appelons le budget d'accès celui avant l'amplification et le
budget étendu, celui obtenu après l'amplification et jusqu'à l'entrée dans le bloc de réception.
Les trames montantes se composent de séquences PRBS 27-1 avec un temps total du paquet égal
à 4.8 µs. Voici la photo des trames montantes avant et après le passage par le SOA.
ONU2
ONU2
2 µs
(a)
(b)
2 µs
∆P dB
ONU1
ONU2
ONU2
ONU1
∆P
6.5dB
Figure 119 : Trames montantes (a) avant et (b) après le SOA
La différence de puissance optique avant le SOA est maintenue à 15 dB, cette différence est
réduite à 6.5 dB après le passage par l'amplificateur.
En introduisant l'amplificateur dans l'architecture, le but principal est d'augmenter le budget
optique pour augmenter le nombre de clients partageant le même réseau et/ou augmenter la
portée en nombre de kilomètres parcourus avant la réception. Ainsi, nous avons choisi de
présenter l'évolution du budget étendu en fonction du budget d'accès sous forme de zone de
travail pour un TEB donné. La figure suivante présente les résultats obtenus.
Le but étant de déterminer la meilleure plage de budget total avec une transmission sans erreur.
Pour tracer les zones de TEB présentées sur la Figure 120, nous avons tout d'abord fixé le budget
d'accès à des valeurs variant de 16 à 40 dB, ensuite nous avons augmenté le budget étendu de 10
à 44 dB par un pas de 1 dB en mesurant le TEB pour chacune de ces valeurs. La couleur de
chaque zone permet de délimiter une aire avec un TEB fixe comme le résume la légende de la
figure.
123
Architectures PON-TDM réalisées
10-12≤ TEB <10-10
10-10≤ TEB <10-8
10-8≤ TEB <10-6
10-6≤ TEB <10-4
10-4≤ TEB <10-2
10-2≤ TEB <1
44
Budget étendu (dB) (SOA à OLT)
41
38
35
32
29
26
23
20
17
14
11
16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40
Budget d'accès (dB) (ONU à SOA)
Figure 120 : Evolutions du budget étendu en fonction du budget d'accès
La zone hachurée en orange représente la meilleure combinaison entre le budget d'accès et le
budget étendu. Un budget total de 55 dB est obtenu dans cette zone de travail et pour une
transmission sans erreur (TEB<10-9). Dans cette zone optimale, le budget d'accès est compris
entre 19 et 33 dB, tandis que le budget étendu est compris entre 18 et 23 dB.
Afin de visualiser l'évolution du TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode, nous
avons décidé de tracer quatre courbes de TEB pour quatre budgets d'accès fixés à : 22, 32, 34 et
36 dB.
-1
Budget d'acces 22 dB
Budget d'acces 32 dB
Budget d'acces 34 dB
Budget d'acces 36 dB
-2
-3
Log(BER)
-4
-5
Plancher d'erreurs
@ TEB 10-10
-6
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-32
-30
-28
-26
-24
-22
-20
-18
-16
-14
-12
-10
-8
-6
-4
-2
0
Puissance reçue (dBm)
Figure 121 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue
Pour chacune de ces quatre valeurs du budget d'accès, nous avons varié le budget étendu grâce à
l'atténuateur variable situé après le SOA.
A partir de la Figure 121, on constate que plus le budget d'accès est grand, plus le signal transmis
se détériore. En effet, en augmentant le budget d'accès, la puissance d'entrée dans le SOA
diminue et par conséquent le rapport signal sur bruit baisse également. Cela se reflète sur le
graphique par le décalage à droite des courbes et donc par la perte en sensibilité à la réception. Si
pour un budget d'accès égal à 22 dB, un TEB de 10-9 est obtenu pour une puissance reçue
mesurée égale à -23 dBm alors, pour un budget de 36 dB et pour le même TEB, la puissance
reçue baisse de 8 dB pour n'atteindre que -15 dBm.
124
Architectures PON-TDM réalisées
Un plancher d'erreurs apparaît sur toutes les courbes tracées quelque soit le budget d'accès fixé.
La source de ce plancher est la présence d'une part importante du bruit de l'ASE dans le signal
reçu par la photodiode à cause de l'absence de tout filtre avant la réception.
Revenons encore une fois au graphique présenté par la Figure 120, le TEB mesuré reste supérieur
à 10-8 dans la zone d'intersection du budget d'accès et le budget étendu inférieur à 22 dB pour le
premier et à 17 dB pour le deuxième. Cela s'explique par la saturation de la photodiode avec des
valeurs de la puissance reçue supérieures à -4 dBm. Le TEB augmente également lorsque les deux
types de budgets dépassent 38 dB car le seuil de sensibilité de la photodiode est de l'ordre de -27
dBm.
Les résultats obtenus à travers cette expérimentation font partie des premières ébauches au
niveau mondial concernant l'amplification à 10 Gbit/s dans le réseau d'accès. Plus précisément, il
s'agit de la première étude intégrant un SOA en ligne pour l'amplification du trafic montant en
mode rafale et dont le budget total atteint les 55 dB. Nous avons obtenu une amélioration de 12.2
dB du budget total par rapport aux derniers résultats publiés par le laboratoire japonais NTT [84].
Ces derniers utilisent un amplificateur à fibre dopée en Praseodymium pour l'amplification du
signal optique montant à 1310 nm. Ils ont ainsi obtenu un budget total de 42.8 dB.
Des études parallèles concernant l'utilisation de sources achromatiques à l'ONU fonctionnant à
10 Gbit/s sont menées. Une première expérience démontre une transmission de la voie montante
à 10 Gbit/s avec une modulation AMOOFDM (Adaptively Modulated Optical OFDM) d'un
RSOA dont la bande passante électrique est à 1 GHz [85]. Une deuxième étude démontre
l'utilisation d'un REAM-SOA à 10 Gbit/s pour la voie montante d'un PON achromatique [86].
125
Architectures PON-TDM réalisées
[67] " Communications numériques, introductions", A. Gravieux, M. Joindot, Masson, 1996
[68] "Optical fiber telecommunications IVA", Kaminow, Academic press, Elsevier, 2002
[69] "Demonstration of RSOA-based remote modulation at 2.5 and 5 Gbit/s for WDM PON", P.Chanclou et al.,
OWD1, OFC2007
[70]"Performance Analysis of Wavelength Conversion Based on Cross-Gain Modulation in Reflective
Semiconductor Optical Amplifiers", P. S. André et al., IMOC 2001, pp. 119-122
[71] "High performance 1.55µm polarisation-insensitive semiconductor optical amplifier based on low-
tensile-strained bulk GaInAsP", J-Y. Emery and al. , electronic letters, Vol. 33, n°12, 1997
[72] "16x1.25 Gbit/s WDM PON based on ASE-injected R-SOAs in 60°C temperature range", H.S. Shin and al,
OFC'06, paper OTuC5
[73] "http://www.teemphotonics.com/assets/files/PDF/metro.pdf"
[74] http://www.anritsu.co.kr/product/download_files/MP1800A_PON_EF1100-1205214359.pdf
[75] "NU-7B9B-CXX0-P, 3.3V, 1.244 Gbps Burst-Mode TX / 2.488 Gbps Continuous RX 2X5 SFF Package, ITU-T
G.984.2 Class B+ G-PON 2-Fiber ONU Transceiver", http://www.pinfet.com/html/products/PON_GPON.htm
[76] "IEEE P802.3av Task Force", http://www.ieee802.org/3/av/index.html
[77] http://www.vitesse.com/products/product.php?number=VSC7965
[78]http://www.ilxlightwave.com/pdfs/3811_brochure.pdf
[79] "Colourless ONU modules in TDM-PON and WDM-PON architectures optical carrier remote modulation", N.
Genay et al., ECOC 2005, Tu 1.3.6
[80] "Performance of upstream optical repeaters using semiconductor optical amplifiers for high-split long-distance
PONs", X.Z. Qiu et al., OFC98, 22-27 February 1998
[81] "60 km, 256-split Optically-amplified PON Repeatered Transmission using 1.24 Gbit/s Upstream and 2.5 Gbit/s
Downstream PON system", K.-I. Suzuki et al., ECOC2006, Mo4.5.3, 24th-28 th Sept. 2006
[82] "Solutions for Budget Increase for the Next Generation Optical Access Network", N.Genay et al., ICTON 2007,
Tu. A4.7, p-p 317-320
[83] "A 10.312-Gbit/s SiGe BiCMOS Burst Mode 3R Receiver for 10G-EPON Systems", S. Nishihara et al., PDP8,
OFC 2007
[84] "Burst-mode Optical Amplifier for Long-reach 10 Gbit/s PON application", Ken-Ichi Suzukiet al., OThL3,
OFC 2008
[85] "Experimental Demonstration of 10 Gbit/s Upstream Transmission by Remote Modulation of 1 Ghz RSOA
Using Adaptively Modulated Optical OFDM for WDM PON Single Fiber Architecture", T.Duong et al., PDP,
ECOC 08
[86] "10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber configuration up to 25 km SMF", G.
Girault et al., ECOC 2008
126
Chapitre 4
Modélisation numérique de la modulation
directe des SOAs et RSOAs et théorique des
bruits d'une transmission bidirectionnelle
127
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
4 Modélisation numérique de la modulation
directe des SOAs et RSOAs et théorie des
bruits d'une transmission bidirectionnelle
4.1 Introduction
Dans un réseau PON achromatique, la source laser du signal montant est située à l'OLT. Ce
signal optique traverse le réseau avant d'être modulé et amplifié pour être réinjecté dans le réseau
en direction du bloc de réception à l'OLT. Dans un tel réseau PON bidirectionnel avec une seule
fibre, les signaux continu CW et modulé sont affectés par des réflexions dues à la rétrodiffusion
de Rayleigh et également les réflexions discrètes des connecteurs, coupleurs, multiplexeurs et les
autres composants que rencontre le signal optique lors de sa propagation. Par conséquent, la
qualité du signal transmis est dégradée à sa réception à l'OLT. Comme nous l'avons mentionné
dans un chapitre précédent, il existe deux types de signaux dus à la rétrodiffusion de Rayleigh. La
figure suivante illustre ces deux signaux : Rx-1 représente les réflexions dues au signal continu et
Rx-2 représente le signal modulé réfléchi.
Rx-2
OLT
Modulé
ONU
CW
Rx-1
Figure 122 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions
Dans ce chapitre, les résultats de la modélisation d'un réseau PON, sous Matlab, seront présentés.
Cette modélisation a été réalisée en collaboration avec Leonora Ursini en thèse. Il s'agit
essentiellement d'un modèle PON achromatique avec des ONUs intégrant des SOAs ou des
RSOAs en modulation directe. Tout d'abord, nous allons rappeler le modèle choisi pour chaque
élément du réseau simulé. Ensuite nous allons présenter les résultats avec une modulation directe
d'un SOA avant de les comparer avec les résultats obtenus pour une modulation directe d'un
RSOA. Le dernier paragraphe sera consacré à l'analyse théorique des contraintes liées à la
rétrodiffusion de Rayleigh dans une transmission bidirectionnelle sur une seule fibre.
4.2 Configuration des modèles réalisés
La figure suivante présente le schéma général du système étudié. Il s'agit d'un réseau PON avec
un partage en longueur d'onde de telle sorte que chaque ONU possède une source laser présente
à l'OLT.
128
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Figure 123 : Trafic montant dans un réseau PON WDM
En effet, le réseau PON modélisé est basé sur une transmission en WDM avec une modulation
continue pour le trafic montant. Chaque bloc constituant l'architecture présentée sur la Figure
123 a été modélisé et intégré au programme MATLAB qui a servi à accomplir cette modélisation.
Dans les parties suivantes, l'implémentation de chacune de ces parties sera expliquée.
4.2.1 Emission laser à l'OLT
Pour être fidèle à une distribution WDM, une source laser monomode a été prévue (par exemple
un DFB) pour chaque signal montant. Ces sources lasers sont modélisées avec les équations du
champ électrique E et la densité de porteurs N comme suit : [87]
 g (N − N ) 1
dE 1
0
= (1 − jα l ) l
−
 1+ s E 2
τ pl
dt 2
l


 E + β Nξ
se


dN I1 N gl ( N − N 0 ) 2
= −
−
E
2
dt
e τ nl
1 + sl E
Ces équations ont été intégrées avec la méthode numérique de Runge Kutta.
Les différents paramètres sont définis dans le tableau suivant :
I1
τ nl
τ pl
Courant de polarisation (A)
Temps de vie des porteurs (s)
Temps de vie des photons (s)
gl
Coefficient du gain laser (s-1)
sl
h
vg
Coefficient de saturation du gain laser
Coefficient de couplage phase/amplitude ou
coefficient d'Henry
Facteur d'émission spontanée (s-1)
Charge de l'électron (1.6 10-19C)
Constante de Planck (6.62 10-34 j.s)
Vitesse de groupe de la lumière (m/s)
N0
Densité de porteur à la transparence
αl
β se
e
Tableau 15 : Définitions des différents paramètres du laser
129
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
4.2.2 Récepteurs
Le récepteur est composé d'une photodiode et d'un circuit de récupération d'horloge. La
photodiode peut être une APD ou une PIN et est caractérisée par les valeurs de sensibilité
(puissance de saturation) et de détectivité (puissance minimum pour un taux d'erreurs TEB 10-10).
Les bruits thermique et de grenaille sont également pris en compte. (Annexe 3).
Le signal reçu traverse ensuite un filtre passe bas dont la fréquence de coupure est égale au débit
de transmission. Vient ensuite un circuit de récupération d'horloge suivi d'un circuit de décision.
Une fois la séquence PRBS récupérée, la qualité de la transmission est mesurée via le facteur Q et
éventuellement le TEB.
Figure 124 : Schéma bloc du récepteur modélisé
4.2.3 Multiplexeur AWG
Il est essentiel de prendre en compte un dispositif de multiplexage et de démultiplexage dans un
réseau PON basé sur le multiplexage en longueur d'onde. Dans le modèle numérique accompli,
un MUX et un DEMUX sont implémentés dans le domaine fréquentiel. Si le MUX est défini
comme la somme de tous les canaux, en tenant compte des pertes intrinsèques, le DEMUX est
modélisé comme un filtre Fabry Pérot dont la fonction de transfert est la suivante :
T( f ) =
1
 2(2πf + (−1) N ch −1 ( N ch / 2)∆ ch ) 
1 − j

Bch


2 d +1
Avec d l'ordre du filtre, N ch , ∆ ch et Bch sont respectivement le nombre, l'espacement et la
largeur des canaux du DEMUX.
Dans le modèle considéré, seuls les MUX et DEMUX sont pris en compte sans aucun autre
composant pour la simulation de l'AWG. Les pertes intrinsèques sont aussi implémentées.
4.2.4 Propagation
Dans une fibre standard, la simulation de la propagation tient naturellement compte des
principaux paramètres tels que l'atténuation, la dispersion chromatique et l'effet Kerr. Egalement,
la rétrodiffusion de Rayleigh et les réflexions discrètes sont à intégrer dans la modélisation.
Le point de départ pour la simulation de la propagation est l'équation de Schrödinger. Equation
de la propagation du champ électrique dans le domaine temporel [88].
α
β ∂ 2 E (t , z )
∂E (t , z )
2
= − E (t , z ) − j 2
+ jγ E (t , z ) E (t , z )
2
2
2
∂z
∂t
130
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Où E est l'amplitude complexe du champ électrique qui varie dans l'espace (premier terme), au
cours du temps (troisième terme), z est la coordonnée longitudinale de la fibre. Les autres termes
sont définis comme suit :
α le coefficient d'atténuation dans la fibre.
β 2 est la dérivée d'ordre deux de la constante de propagation β par rapport à ω ( f =
Cette dérivée représente le coefficient de la dispersion chromatique.
Le facteur γ = kn2 Aeff est le paramètre de non linéarité de la fibre où k =
2π
λ
ω
).
2π
est le nombre
d'onde dans la fibre, n2 est l'indice de coefficient non-linéaire et Aeff est l'aire effective du
noyau de la fibre.
L'approche utilisée consiste à diviser la fibre de propagation en petite section et pour chacun de
ces segments, la propagation est réalisée avec la méthode numérique de "Split Step Fourier"
appelée en français méthode à pas fractionnaires basée sur la transformée de Fourier [88]. Dans
cette méthode, on suppose que les effets de dispersion et de non linéarité agissent séparément et
de façon indépendante sur le signal optique. Ainsi, les phénomènes linéaires dus à la propagation
dans la fibre (atténuation et dispersion) sont modélisés dans le domaine spectral via la
transformée de Fourier de la partie linéaire de l'équation notée plus haut tandis que les effets non
linéaires sont résolus dans le domaine temporel. La méthode à pas fractionnaires consiste à faire
alterner le coefficient de dispersion et celui de non-linéarité sur des distances élémentaires dz de
façon à supposer qu'il n'y a qu'un seul et unique de ces deux opérateurs qui agit sur cette distance
élémentaire.
Dans notre modèle, les réflexions sont prises en compte dans la partie linéaire et dans le domaine
fréquentiel. Pour la rétrodiffusion de Rayleigh, la réflexion dans chaque segment dz est
1
proportionnelle à 4 et le signal réfléchi se propage dans le sens inverse et est soumis aux
λ
atténuations dans la fibre. Pour les réflexions discrètes, elles sont prises en compte dans la section
où se trouve un point de réflexion.
4.2.5 Transmetteur à l'ONU
L'ONU joue le rôle du transmetteur des données montantes. Ainsi, le signal optique continu, CW,
provenant d'une source laser à l'OLT est modulé avec le signal électrique avant d'être réinjecté
dans la fibre pour une nouvelle propagation vers le récepteur de l'OLT. Pour pallier aux pertes
linéiques et dégradations du signal dues aux différentes réflexions, une amplification optique peut
être prévue dans l'ONU avant la réinjection du signal modulé dans le réseau. Dans cette étude de
modélisation, nous nous sommes intéressés aux amplificateurs à semi-conducteurs car non
seulement ils permettent d'amplifier le signal optique, mais ils permettent également une
modulation directe de la porteuse optique avec le signal électrique.
Deux types de modèles d'amplificateurs à semi-conducteurs ont été introduits dans cette étude
numérique, un SOA standard avec deux ports (1 entrée et 1 sortie) et un RSOA avec un seul port
qui joue le rôle d'entrée et de sortie du signal réfléchi sur la face traitée à haute réflexion.
Dans les paragraphes suivants, nous allons présenter les deux modèles numériques implémentés
dans cette étude pour les deux types d'amplificateurs SOA et RSOA.
131
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
4.3 Modèle numérique du SOA
Dans la modélisation du SOA plusieurs phénomènes sont à prendre en compte tels que la
dynamique du gain, son profil fréquentiel, la saturation du gain, l'émission spontanée amplifiée et
la modulation directe. Le but étant de réaliser un modèle numérique dans le domaine temporel.
Pour cela, le modèle utilisé est fortement inspiré de celui présenté dans une étude présentant un
modèle numérique de SOA pour des applications de multiplexage temporel optique [89].
Dans un premier temps, seulement la propagation unidirectionnelle dans le processus
d'amplification est prise en compte. Dans le sens de la propagation z , le SOA est divisé en
plusieurs sections de longueur dz . (Cf. Figure 125). Dans chacune des sections deux étapes sont
considérées : d'abord le gain local et le changement de la phase sont évalués. Ensuite, la
propagation du champ électrique à la section suivante est fournie en tenant compte de l'ASE et le
profil spectral du gain à travers l'implémentation d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR).
Figure 125 : Schéma du SOA
4.3.1 Equation d'évolution de la densité de porteur
Le point de départ est l'équation décrivant la variation de la densité de porteurs N dans un
matériel à semi-conducteurs [87] et qui s'écrit comme suit :
∂N I N σ g ( N − N 0 ) 2
= − −
E
∂t e τ n
hfσ m
Où tous les paramètres sont définis dans le tableau suivant.
132
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
I
τn
σg
Courant de polarisation (A)
Temps de recombinaison des porteurs (s)
Coefficient de gain différentiel (m²)
gp
Gain intrinsèque
Facteur de confinement
Aire de zone active (m²)
Γ
σm
αN
α int
Coefficient de phase
Pertes intrinsèques
Tableau 16 : Définitions des différents paramètres du SOA
Dans notre modèle simplifié, on considère que le gain local g p est linéaire et dépend de la
densité de porteur comme le montre la formule suivante :
g p (N ) =
Γσ g
V
( N − N0 )
L'équation d'évolution de la densité de porteurs s'écrit alors en fonction du gain local comme
suit :
Γσ p ( N un − N 0 ) g p E
=−
+
−
∂t
τn
V
τn
Psτ n
∂g p
Où
gp
2
Iτ n
est la valeur de densité de porteur non saturé
e
hfσ m
Ps =
est la puissance de saturation de l'amplificateur
N un =
σ gτ n
Avec cette équation, nous avons exprimé la variation du gain intrinsèque en fonction du
temps g p (t , z ) . Pour le domaine fréquentiel du gain, le profil parabolique suivant est utilisé [89]
  ω −ω ( N )  2 


p
g f (ω , N ) = g p ( N )1 − 
 
  ∆ω g ( N )  
Où
ω p ( N ) est la fréquence optique du pic du gain
∆ω g ( N ) est la largeur spectrale du profil du gain
Ces deux paramètres s'expriment en fonction de la densité de porteur comme suit [89] :
133
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
ω p ( N ) = ω0 + Cω ( N − N un )
∆ω g ( N ) = Cω ( N − N 0 )
Où
ω0 est la fréquence centrale du signal optique
∂∆ω g ∂ω p
Cω =
≈
∂N
∂N
4.3.2 Propagation dans le SOA
Dans cette partie, nous allons introduire l'équation de propagation du champ électrique E (t ) à
travers une section dz dans le domaine temporel [89].
E (t + dt , z + dz ) = {c1E (t , z ) + c2 E (t − dt , z ) exp(− j (ω p ( N ) − ω0 )dt )}exp[ j∆φ ]
Où
dt =
dz
est le pas d'échantillonnage temporel
vg
∆φ est le paramètre de changement de phase au sein d'un même segment dz
Dans notre modèle, seul le changement de phase induit par l'évolution de la densité de porteuse
est pris en compte tel que :
1
∆φ = Γα N g p ( N ) − g p ( N un ) dz
2
L'équation de propagation du champ électrique, notée précédemment, représente la réponse d'un
filtre à réponse impulsionnelle finie avec des coefficients c1 et c2 . Ces deux coefficients sont
calculés dans le domaine fréquentiel.
En appliquant la transformée de Fourier à l'équation du champ électrique, l'expression de champ
dans le domaine fréquentiel est la suivante :
[
]
E (ω , z + dz ) exp(iωdt ) = G (ω , N ) E (ω , z )
Pour simplification, la fréquence optique absolue ω + ω0 sera remplacée par ω ci-après. Ainsi,
l'équation du gain dans le domaine fréquentiel est la suivante :
[
]
G (ω , N ) = {c1 + c2 exp − j (ω − ω p )dt }exp[ j∆φ ]
Pour prendre en compte l'expression du profil parabolique du g f (ω , N ) , le calcul des coefficients
c1 et c2 est effectué en fonction des équations suivantes :
[
G (ω , N ) = exp (Γg f (ω , N ) − α int )dz
2
[
]
G (ω , N ) = c12 + c22 + 2c1c2 cos (ω − ω p ( N ))dt
2
134
]
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Pour des petites variations dz et dt , le développement approximatif du cosinus et de
l'exponentielle se fait comme suit :
[
]
G (ω , N ) ≈ (c1 + c2 ) 2 − c1c2 ω − ω p ( N ) dt 2
2
[
]
2
[
exp (Γg f (ω , N ) − α int )dz ≈ 1 + Γg f (ω , N ) − α int )dz
]
Après quelques opérations et en définissant les paramètres a et b comme suit :
[
]
a = 1 + Γg p ( N ) − α int dz
b=
Γg p ( N )dz
∆ω g2 ( N )dt 2
Les coefficients du filtre sont les suivants :
c1 =
1
2
[
a + a − 4b
]
b
c1
Ainsi, pour chaque section amplificatrice dz , ces coefficients sont évalués et l'équation de
propagation est calculée en conséquence.
c2 =
4.3.3 Bruit de l'émission spontanée amplifiée
Il est essentiel d'intégrer le bruit engendré par l'émission spontanée amplifiée dans notre modèle.
Pour cela, le champ de l'émission spontanée est rajouté au champ électrique pour être amplifié
dans les sections suivantes.
Le brui de l'ASE est défini comme un brui Gaussien blanc dont le champ s'écrit comme suit [90]:
ESE =
hωΓg p ( N )nsp ( N )dzδf
2
( x1 + jx2 )
Où :
N
est le facteur de l'émission spontanée
( N − N0 )
∂f est la largueur spectral du bruit
x1 et x2 sont générés numériquement avec une moyenne nulle et une variance est égale à
1.
nsp ( N ) =
4.3.4 Modulation directe
L'originalité dans cette étude numérique réside dans la modulation directe du SOA. Ainsi, le
courant I (t ) n'est pas une constante mais porte le signal à transmettre. Dans notre modèle,
l'information est modulée en NRZ. Dans cette étude de simulation, le but est de déterminer les
limites de la modulation directe du SOA pour des débits supérieurs à 1 Gbit/s.
135
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
4.3.5 Résultats de la simulation
Pour le calcul des coefficients c1 et c2 du filtre FIR, un compromis est à considérer afin
d'optimiser le temps de calcul mais également pour s'approcher au maximum du profil de gain
g f (N ) théorique. Ainsi pour tous les résultats de simulation présentés dans la suite de ce
chapitre, d (t ) , pas d'échantillonnage temporel, est fixé à 0.1 ps.
Les courbes suivantes permettent de comparer les profils de gain théorique (en rouge) et ceux
obtenus par simulation (noire d (t ) = 0.2 ps et bleue d (t ) = 0.1 ps ).
Figure 126 : Profils du gain local
g f : Théorique et numérique
4.3.5.1 Courant de polarisation constant
Dans un premier temps, nous avons testé le modèle pour une modulation continue. Le signal
optique d'entrée provient d'un DFB dont la longueur d'onde centrale est à 1550 nm. La longueur
du SOA est égale à 980 µm et le courant de polarisation est fixé à 150 mA. La figure suivante
présente le spectre du signal d'entrée (en vert) et celui du signal en sortie du SOA (noir).
Figure 127 : Spectres optiques à l'entrée (vert) et à la sortie (noir) du SOA
Sur la Figure 127, on constate que le niveau de bruit dû à l'ASE atteint -70 dBm sur le spectre du
signal de sortie du SOA. Sur la Figure 128, le gain maximum obtenu est de 28 dB avec une
puissance de saturation égale à -17 dBm. Le facteur de bruit du modèle simulé s'élève à 6.2 dB,
une valeur qui reste proche des SOAs actuels.
136
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Figure 128 : Variation du gain en fonction de la puissance d'entrée
4.3.5.2 Courant de polarisation modulé
Dans cette partie nous présentons les résultats obtenus pour une modulation directe du SOA via
le courant de polarisation en NRZ.
HL
LL
Figure 129 : Signal modulé à la sortie du SOA
La Figure 129 présente une partie des trames temporelles en sortie du SOA. Le débit de
modulation de ces trames est fixé à 1.25 Gbit/s avec une séquence PRBS 27-1.
La figure suivante présente le spectre optique des niveaux haut (HL) et bas (LL) des trames NRZ.
On constate que le bruit de l'ASE est différent pour ces deux niveaux : -67 dBm pour le HL et
-76 dBm pour le LL.
Figure 130 : Spectres optiques des niveaux haut (bleu) et bas (rouge)
Par conséquent, pour un fort niveau de courant, le bruit de l'ASE est plus haut comme il apparaît
clairement sur les bits à "1" de la Figure 129.
La réponse du SOA à plusieurs débits en modulation directe est présentée sous la forme de
plusieurs diagrammes de l'œil optique. Plus le courant de polarisation porte des fluctuations
137
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
rapides, plus le temps de réponse du matériel semi-conducteur est lent et par conséquent le signal
amplifié sera détérioré. Cela apparaît lorsque le débit est augmenté.
La figure suivante présente des diagrammes de l'œil pour des débits allant de 1.25 Gbit/s à 10
Gbit/s. Ces diagrammes montrent la détérioration progressive de la qualité de l'œil optique en
fonction du débit. Cette qualité est mesurée par le facteur de qualité Q. Pour un débit supérieur à
5 Gbit/s, le facteur Q est inférieur à 4 (TEB > 10-4). Ce phénomène semble être un problème
majeur pour la modulation directe du SOA.
Figure 131 : Diagramme de l'œil du signal de sortie du SOA pour différents débits
Des efforts restent à faire pour améliorer les paramètres internes du SOA afin de suivre des
fluctuations rapides du courant de modulation.
4.4 Modèle numérique du RSOA
L'introduction du RSOA dans les ONUs présente une configuration attractive de part la
simplicité du composant. Comme le montre la Figure 132, le RSOA possède un seul port avec
une face d'entrée/sortie traitée anti reflet (R1 = 10-6) tandis que la face opposée a été traitée à
haute réflexion (R2=0.8 ; 0.9) pour constituer un miroir.
Figure 132 : Schéma du RSOA
Un tel composant peut offrir un gain supérieur à 15 dB avec une faible dépendance à la
polarisation (<1 dB) [91].
138
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Le modèle numérique du RSOA est directement inspiré de celui du SOA introduit dans le
paragraphe précédent pour une transmission dans les deux directions : la propagation de la face
d'entrée au miroir réfléchissant (la réflexion du champ électrique) et la propagation du signal
réfléchi vers le port de sortie. Le comportement d'un RSOA dont la longueur est de L est
similaire à celui d'un SOA avec une longueur 2L. Pour un courant fixé à 100mA, le gain du
RSOA simulé est de l'ordre de 20 dB et un facteur de brui NF = 7dB.
La dégradation principale du facteur de qualité apparaît avec l'augmentation du débit de
modulation. Comme le montre les diagrammes de l'œil suivants, pour un débit égal à 1.25 Gbit/s,
le facteur Q atteint 15.9 tandis que pour un débit de 10 Gbit/s, le facteur Q ne dépasse pas 1 dB.
Figure 133 : Diagrammes de l'œil du signal de sortie du RSOA pour différents débits
Les résultats avec un RSOA sont comparables avec ceux obtenus en modulation directe du SOA
avec une dégradation supérieure due au bruit de l'ASE dans une structure réfléchissante.
Dans le paragraphe suivant, nous allons présenter la nouvelle génération des RSOAs à électrodes
multiples (deux voire trois). Cette nouvelle génération offre une bande passante supérieure en
fonction de la configuration géométrique de la puce semiconductrice.
4.4.1 RSOA à doubles électrodes
Une étude présentée récemment par un groupe de chercheurs français du groupe 3-5 Labs
(Alcatel Lucent) [91] présente un RSOA dit à double électrodes pour le courant de polarisation.
Plus précisément, un courant continu IDC est appliqué au RSOA assurant ainsi la fonction
d'amplification. Le courant modulé IHF est quant à lui utilisé pour moduler le signal continu
provenant d'une source laser à l'OLT. L'étude expérimentale montre qu'avec un tel type de
RSOA, la bande passante est augmentée.
Dans notre étude, une extension du modèle numérique à simple électrode a été effectuée. Ainsi,
le courant d'entrée a été différencié pour les deux électrodes dans les zones correspondantes.
Pour chacune de ces zones amplificatrices, le courant est porteur ou non des données électriques
et par conséquent le programme peut calculer les paramètres pour l'algorithme. L'électrode de
modulation peut être du côté entrée/sortie du RSOA ou du côté réfléchissant comme le montre
la figure suivante.
139
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
(b)
(a)
Figure 134 : RSOA à double électrodes : (a) modulation du côté réfléchissant (b) modulation du côté
entrée/sortie
Les choix de la disposition géométrique et du rapport IDC/IHF contribuent à l'amélioration de la
bande passante du RSOA à double électrodes. Dans notre étude numérique, les courant IDC et IHF
sont respectivement fixés à 100 mA et 20 mA [91] avec un gain de 20 dB. La longueur totale du
matériel semiconducteur est fixée à 500 µm.
Le but étant de mesurer le facteur Q en fonction de la position physique et de la longueur de
l'électrode HF. Pour cela, nous avons tracé les courbes de l'évolution du facteur Q en fonction du
débit pour plusieurs configurations.
Figure 135 : Facteur Q en fonction du débit pour un RSOA à double électrodes
Comme le montre la Figure 135, les courbes du graphique sont différenciées par la longueur LHF
par rapport à la taille totale L de la puce amplificatrice. De plus, pour la même longueur LHF, deux
courbes sont tracées en fonction de la position de l'électrode de modulation du côté entrée/sortie
(symboles vides) ou du côté réfléchissant (symboles pleins).
On constate que plus la longueur LHF diminue, plus le facteur Q augmente de telle sorte que Q =
17 à 10 Gbit/s si LHF =1/4 L.
L'utilisation d'une courte électrode HF permet de diminuer les constantes RC et par conséquent
de baisser le temps de vie des porteurs de densité. Cela se traduit par une augmentation de la
bande passante de modulation. Cette amélioration est illustrée sur les diagrammes qui suivent.
Figure 136 : Diagrammes de l'œil du RSOA double électrodes à 7.5 Gbit/s
140
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
On constate l'augmentation de l'ouverture du diagramme de l'œil lorsque LHF diminue avec une
baisse du bruit de l'ASE et une amélioration du temps de réponse. Les résultats de la simulation
montrent une indifférence à la position de l'électrode de modulation. Tandis que les résultats
expérimentaux avaient mis en évidence une influence due à la différence de l'ASE. Cette
contradiction serait justifiée par la simplicité du modèle numérique choisi. Un modèle détaillant le
traitement de l'ASE et l'évolution des densités de porteurs, en considérant la recombinaison
radiative et non radiative, donnera des résultats plus réalistes.
4.4.2 RSOA à triple électrodes
Une autre configuration de fabrication de RSOA pour la modulation directe consiste à utiliser
une triple électrodes comme le montre la figure suivante.
Figure 137 : Schéma d'un RSOA à triple électrodes et courbe du facteur Q
Dans ce type de RSOA, l'électrode de modulation est coincée entre deux électrodes continues.
Une telle configuration pourrait réduire les effets secondaires de la modulation dans l'une ou
l'autre extrémité du composant.
Dans le modèle simulé, les trois électrodes sont réparties symétriquement telles que LHF=1/3L.
Pour avoir un point de comparaison, l'évolution du facteur Q en fonction du débit a été tracée
pour un RSOA à double et tripe électrodes telle que LHF=1/3L pour les deux types de RSOA
modélisés.
On remarque alors que le RSOA à triple électrodes présente une amélioration du facteur Q
jusqu'à 6 Gbit/s. Pour un débit supérieur, le facteur Q reste identique à celui d'un RSOA à
double électrodes.
Pour conclure, les modèles numériques présentés dans ce paragraphe présentent un intéressant
point de vue sur la qualité de transmission utilisant une modulation directe du SOA et des
RSOAs et plus particulièrement des RSOAs à multiple électrodes. Les modèles utilisés restent un
premier essai et nécessitent une amélioration afin de réaliser une analyse détaillée et réaliste en
comparaison avec les résultats expérimentaux. Les résultats de la simulation confirment que pour
une modulation directe avec un RSOA à multiple électrodes, le paramètre le plus important est la
longueur de l'électrode de modulation.
4.5 Analyse théorique de la rétrodiffusion de Rayleigh
Dans une architecture mono-fibre, la propagation d'un signal laser dans cette fibre provoque une
onde rétrodiffusée due à l'effet Rayleigh. Ce signal rétrodiffusé présente une source de bruit pour
141
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
l'onde se propageant dans le sens inverse. Le rapport entre la puissance rétrodiffusée et la
puissance injectée augmente avec la distance parcourue et atteint un maximum de -32 dB pour 25
km pour la longueur d'onde 1550 nm et -34 dB pour 1300 nm [92].
4.5.1 Influence sur la qualité de la transmission
Dans cette partie, nous allons établir la relation entre le signal rétrodiffusé dû à l'effet Rayleigh et
le taux d'erreurs binaires TEB. Ce paragraphe a été largement inspiré des modélisations
théoriques des bruits du manuscrit de thèse de F. Payoux [93].
Seule l'influence du bruit cohérent va être abordée d'autant plus que ce bruit cohérent reste le
plus pénalisant pour la qualité de la transmission.
Les champs électriques du signal et de la rétrodiffusion de Rayleigh sont définis de la façon
suivante [94] :
ER exp[i (ωct + Φ S (t ) )] et ER exp[i (ωct + Φ R (t ) )]
Lorsque ces signaux sont détectés par la photodiode, le photocourant qui en résulte est donné
par :
i p = ES2 + 2 ES ER cos(Φ S (t ) − Φ R (t ) ) + ER2
Le premier et le dernier terme sont respectivement la puissance du signal reçu et du signal
rétrodiffusé. Le terme du milieu est le bruit de battement entre le signal et la rétrodiffusion.
Notons que les bruits thermique, de grenaille et les bruits électriques de la photodiode ne sont
pas pris en compte ici.
On suppose que le signal rétrodiffusé a une amplitude proportionnelle à celle du signal injecté
dans la fibre et une phase aléatoire : Φ R est une variable aléatoire équirépartie sur [− π , π ] ,
l'interférence est donc une variable de moyenne nulle. La variance du bruit de battement entre
signal et Rayleigh est [95]:
σ ² S − R = (2 ES ER )
2
1
2 I S2
2 2
⋅ = 2E S E R = 2I S I R =
RS − R
2
Où :
RS − R est le rapport de la puissance du signal sur la puissance de rétrodiffusion
Avec l'approximation du bruit gaussien, la probabilité d'erreur est donnée par :
1
Q
TEB = erfc
2
2
Cette expression peut être approchée par l'expression suivante, lorsque Q est assez grand
(Q > 4) :
−
1
TEB ≈
e
Q 2π
Q2
2
avec Q =
I1 − I 0
σ1 + σ 0
En supposant un taux d'extinction infini et en négligeant le bruit thermique sur les '0' :
142
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Q=
Q=
I1
σ1
IS
σ +σ +σ
2
2
R
th
2
Shot − S
2
2
+ σ Shot
−R + σ S −R
Où les termes du dénominateur représentent dans l'ordre :
σ th2 est la variance du bruit thermique
σ R2 est la variance du signal rétrodiffusé Rayleigh
2
σ Shot
− S est la variance du bruit de grenaille du signal
2
σ Shot
− R est la variance du bruit de grenaille du Rayleigh
σ S2− R est la variance du bruit de battement entre le signal et Rayleigh
Selon [93], le bruit du signal rétrodiffusé (second terme) ainsi que les bruits de grenaille (troisième
et quatrième termes) peuvent être négligés.
La figure suivante représente les courbes de TEB pour différentes valeurs de RS − R [93]
Figure 138 : Courbes de TEB pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R (dB)
dans le cas cohérent [93]
On constate que lorsque le rapport entre la puissance du signal et le bruit de rétrodiffusion
Rayleigh baisse, des pénalités apparaissent sur les courbes de TEB jusqu'à présenter un plancher
d'erreurs pour TEB = 10−9 pour un rapport RS − R = 19dB .
Pour des fortes valeurs de puissance optique, le bruit thermique peut également être négligé par
rapport au bruit de battement, le facteur Q s'exprime alors comme suit :
Q=
IS
σ
2
S−R
IS
=
2
2
S
I
RS − R
=
RS − R
2
Par conséquent et à forte puissance, le facteur Q dépend directement du rapport RS − R .
Le graphique suivant représente les pénalités théoriques de transmission prises pour un taux
d'erreurs de 10-9 en fonction de RS − R [93].
143
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Figure 139 : Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction de
RS − R
[93]
A partir de cette courbe, on constate que la pénalité augmente de façon exponentielle en dessous
de 22 dB. Elle est de 2 dB pour RS − R = 22dB et de 14 dB pour RS − R = 19dB .
Une étude expérimentale a été présentée dans [93] pour mesurer l'influence du bruit de
rétrodiffusion de Rayleigh sur le taux d'erreurs binaires du signal transmis afin de vérifier les
résultats théoriques. L'expérience a montré un plancher d'erreurs à 10-9 pour un RS − R = 16.5dB
avec une photodiode APD à la réception et RS − R = 18dB avec une PIN. Avec cette dernière, les
résultats expérimentaux semblent mieux s'accorder à la théorie. La différence constatée avec une
APD semble venir du calcul du facteur Q car l'amplification électrique des électrons dans l'APD
n'a pas été prise en compte.
4.5.2 Rétrodiffusion de Rayleigh et amplification à l'ONU
La rétrodiffusion de Rayleigh affecte la qualité du signal reçu et cela en augmentant le niveau de
bruit sur le récepteur. Le niveau de ce bruit dépend de la longueur d'onde et de la longueur de
fibre parcourue. Pour avoir une bonne détection du signal montant, le rapport signal sur bruit
doit être important. Par conséquent, la présence d'un système d'amplification via un SOA ou
RSOA à l'ONU joue un rôle essentiel, le gain de cette amplification permet d'augmenter le niveau
du signal reçu sur la photodiode à l'OLT et donc d'augmenter le SNR. Toutefois, le signal
amplifié, envoyé dans la fibre, va subir lui-même des réflexions et donc être réinjecté dans l'ONU
et amplifié à nouveau.
Rx-2
OLT
Modulé
ONU
CW
Rx-1
Figure 140 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions
La figure suivante présente l'évolution du facteur Q en fonction du gain de l'ONU pour une
transmission bidirectionnelle dont les pertes sont de 10 dB et en considérant seulement la
réflexion Rx-1 puis les deux réflexions Rx-1 et Rx-2.
144
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
Figure 141 : Facteur Q pour une transmission bidirectionnelle en fonction du gain de l'ONU : Rx-1
seul, Rx-1 et Rx-2 [93]
Pour des valeurs de Rx-1=Rx-2=-35 dB, l'allure des courbes montre que l'augmentation du gain
est souhaitable si seulement Rx-1 est pris en compte. En revanche, lorsque les deux types de
réflexions sont considérées, il existe une valeur de gain optimum, entre 10 et 20 dB. Le facteur Q
diminue si le gain augmente au delà de cette valeur.
4.6 Conclusion
Dans cette partie, nous avons présenté dans un premier temps les résultats de la modélisation
d'un PON possédant des ONUs achromatiques. L'essentiel du modèle présenté porte sur la
modulation directe d'un SOA et d'un RSOA pour plusieurs débits allant jusqu'à 10 Gbit/s. Une
nouvelle génération de RSOA à multiple électrodes a été également simulée. Cette nouvelle
génération de RSOA présente une meilleure bande passante en fonction de la disposition et de la
longueur de la zone de modulation.
Dans la deuxième partie, une analyse théorique des contraintes dues à la rétrodiffusion de
Rayleigh dans une transmission bidirectionnelle montre l'évolution du facteur de qualité et par
conséquent le TEB en fonction du rapport de la puissance du signal transmis sur la puissance du
signal rétrodiffusé. Les résultats montrent qu'un niveau d'amplification idéal existe pour réduire
les bruits dus à la rétrodiffusion Rayleigh et cela en présence d'un amplificateur à l'ONU.
145
Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits
d'une transmission bidirectionnelle
[87] "Fiber Optics Communication Systems", G. P. Agrawal, troisième édition, J. Wiley&Sons, 2002, ISBN (el) 0471-22114-7
[88] "Nonlinear Fiber Optics", G. P. Agrawal, Academic Press, 2001, ISBN 0-12-045143-3
[89] "Time-Domain Modeling of Semiconductor Optical Amplifiers for OTDM Applications", G. Toptchiyski et al.,
IEEE J. Light Tech., Vol. 14, No. 12, pp. 2577-2583, December 1999
[ 90 ] "Time-domain Amplified Spontaneous Emission Noise Model of Semiconductor Optical Amplifiers",
Alessandro M. Melo and Klaus Petermann, 19-22 Sept 2005, pp 127-128, NUSOD 05
[91] "High Modulation Bandwidth Reflective SOA for Optical Access Networks", R. Brenot et al., ECOC2007
[92] "Bidirectional Transmission for Optical Access Network - Conventional Techniques and Novel Alternatives", M.
Seimetz, NOC 2004
[93]" Etude des réseaux d'accès optiques exploitant le multiplexage en longueurs d'onde", F. Payoux, manuscrit de
thèse, N° d'ordre 2006telb0016, soutenue le 28 août 2006
[94] "Impact of Backreflection on Upstream Transmission in WDM Single Fiber loopback Access Networks", M.
Fujiwara et al., JLT, Vol. 24, N°2, February 2006
[95] "Effect of Backscattering and Backreflections on Upstream Remote Modulation in Bidirectional Link for WDMPON Applications", N. Genay et al., STREON 2005, paper O3-1
146
Conclusion
147
Conclusion
Conlusion
L'objectif des travaux de recherche réalisés durant cette thèse était l'étude de l'augmentation de la
capacité du réseau d'accès optique passif basé sur le multiplexage temporel. Trois points
principaux ont été abordés dans cette étude : l'utilisation de source achromatique (indépendante à
la longueur d'onde) pour faciliter l'introduction du WDM dans le réseau d'accès, l'introduction de
solutions pour l'extension du budget optique et la montée en débit. Le facteur commun à ces
trois points étant la mise en place de l'émission et la réception du trafic montant en mode rafale.
Après une description générale du réseau d'accès rappelant ses différentes terminologies et
architectures, nous avons résumé les caractéristiques des systèmes normalisés en rappelant les
spécifications de la couche physique et celles d'encapsulation et de structure de trames
temporelles des deux systèmes G-PON et E-PON. Nous avons rappelé les grandes différences
entre ces deux mécanismes telles que le « sur débit » présent dans l'E-PON à cause de son codage
en « 8b/10b » et sa structure plus large que celle du G-PON à cause d'un temps d'en-tête plus
grand.
Nous avons également dressé un panorama général des différents éléments, actifs et passifs,
intégrés dans le réseau d'accès. Une analyse détaillée des différentes technologies utilisées dans le
réseau PON pour la réalisation d'une transmission temporelle en mode rafale a été présentée.
L’augmentation de la puissance optique dans le réseau PON ainsi que la croissance du débit de
modulation nous ont ensuite conduit à une étude des différentes pénalités liées à la transmission
sur fibre optique.
Les premières architectures testées au laboratoire ont été consacrées au PON « hybride ». Il
s'agissait d'un réseau utilisant, à la fois une infrastructure partagée TDM et un routage en
longueur d'onde reposant sur le WDM. La présence d'une source achromatique à l'ONU
représente le point clé d'une telle combinaison TDM/WDM. L'originalité de notre
expérimentation se situe également dans la transmission de slots temporels en mode rafale dans le
sens montant. Deux solutions ont été présentées, une première où l'ONU achromatique est
composé d'un modulateur à électro-absorption et de deux amplificateurs optiques. Les résultats
de cette première configuration représentaient un grand écart en terme de budget optique avec les
spécifications de la norme : un budget total de 16 dB maximum pour une transmission
bidirectionnelle contre 28 dB préconisés par la norme. Pour la deuxième architecture « hybride »,
la configuration de l'ONU a gagné en simplicité par rapport à la précédente car des modules
RSOAs y ont été introduits. En revanche, seulement 20 dB de budget optique maximum pour
l'architecture bidirectionnelle ont été atteints. Des pénalités liées à la rétrodiffusion de Rayleigh et
au facteur de bruit des RSOAs encore élevé (10 dB) expliquent la faiblesse du budget optique
obtenu. Dans une telle configuration et avec un budget optique de 20 dB, cette architecture
semble être adaptée pour une zone géographique à haute densité avec des clients situés à 5 km (1
dB) de l'OLT en intégrant un AWG (4 dB pour 32 sorties) et un coupleur de 32 branches (15 dB)
dans l'architecture d'accès pour un total de 1024 clients.
La seconde architecture a pour objectif d'étendre le budget optique en introduisant un
amplificateur optique dans le réseau PON. Nous nous sommes intéressés à l'amplification en
ligne et en transmission bidirectionnelle. L'amplificateur optique choisi est un SOA. Afin
d'amplifier les deux signaux descendant et montant avec le même amplificateur, nous avons été
contraints d'utiliser des longueurs d'onde différentes de celles du standard G-PON. Notre choix
était respectivement 1550/1570 nm pour le sens descendant/montant au lieu de 1490/1310 nm
148
Conclusion
préconisés par la norme G 984.n. Grâce à l'introduction d'un seul SOA, une extension du budget
optique de 14 dB a été obtenue. Ce budget optique étendu se traduirait par un étage de couplage
supplémentaire de 8 sorties (9dB) et une distance de transmission et distribution de 20 km pour
un total de 512clients.
Une étude parallèle a permis de comparer plusieurs types d'amplificateurs : ROPA, EDFA,
EDWA et bien entendu le SOA. Les résultats montrent que l'amplificateur EDFA est le plus
intéressant car il présente un maximum de budget optique mais le prix d'un tel amplificateur reste
prohibitif pour envisager son intégration dans le réseau d'accès. De plus, seul le SOA permet de
garder le caractère bidirectionnel de la transmission dans un réseau PON lorsque le choix
d'amplification est en ligne.
Une étude de la montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s a été réalisée dans le cadre de ces travaux de
recherche. Il s'agit essentiellement de la mise en place du mode rafale de la voie montante à 10
Gbit/s à l'aide de composants discrets prévus pour une modulation continue. Deux
combinaisons ont été testées : une première avec une émission à 1550 nm et une réception à
l'aide d'une PIN et une deuxième utilisant une émission à 1310 nm avec une réception à l'aide
d'une APD. L'introduction de l'amplification avec un SOA a également été réalisée pour le trafic
montant pour la deuxième configuration.
Pour la première architecture, la photodiode PIN possède un seuil de détectivité de l'ordre de -20
dBm avec un budget optique total de l'architecture de 22 dB. En revanche, la distance de
transmission maximale est limitée à 50 km (13 dB de pertes). La dispersion chromatique affecte la
qualité du signal transmis avec l'introduction de la fibre.
Avec la deuxième configuration, laser à 1310 nm et APD en réception, on réalise un budget
optique total de l’ordre de 40 dB. En effet, la photodiode APD possède un seuil de détectivité de
-27 dBm et les lasers utilisés en modulation directe possèdent une puissance de sortie de 13 dBm.
Dans cette configuration, une transmission sur 80 km est assurée avec une pénalité de l’ordre du
dB. En introduisant un SOA en ligne, le budget optique s’étend à 55 dB.
Enfin, le quatrième chapitre décrit les résultats de la modélisation d’un réseau PON achromatique
avec des ONUs intégrant des SOAs ou des RSOAs en modulation directe.
Une nouvelle génération de RSOAs est introduite : les RSOAs à multiples électrodes. On
constate une amélioration du facteur Q en fonction de la longueur de l’électrode de modulation
pour des débits, en modulation directe, allant jusqu’à 10 Gbit/s.
Dans la deuxième partie de ce chapitre, la théorie des pénalités dues à la transmission
bidirectionnelle et, plus précisément, à la rétrodiffusion de Rayleigh montre l’évolution du facteur
de qualité et par conséquent le TEB. Les résultats obtenus affirment qu’un niveau d’amplification
idéale permettant de réduire les bruits dus à cette rétrodiffusion de Rayleigh est nécessaire.
Mon travail de thèse a donné lieu à plusieurs publications dans des conférences nationales et
internationales. (Cf. Publications)
Pour conclure, si la montée en débit vers le 10 Gbit/s semble réutiliser les mécanismes du GPON actuel, l'utilisation de nouveaux formats de modulation pourraient être intégrés dans le
futur. Dans un contexte d’optimisation de performance des transceivers et de la ligne de
transmission, des alternatives au format NRZ (Non Return to Zero) du TDMA actuel pourraient
être inspirés des technologies de traitement du signal du cuivre (DMT : Discrete Multi-Tone de
l’ADSL) ou de la radio (CDMA : Code Division Multiple Access et OFDM : Orthogonal
Frequency Division Multiple Access). Avec ces formats de modulations, il est possible
d’améliorer la robustesse du signal à la dispersion chromatique, la PMD, la rétrodiffusion de
Rayleigh et autres phénomènes pénalisant la transmission. De plus, ces formats de modulation
disposent d'un rendement bit/Hz important (4 typiquement), ce qui permet l’utilisation de
149
Conclusion
couples source-récepteur plus bas coût. Au sein du laboratoire, des études sont en cours, dans le
cadre de la thèse de Mlle Thanhnga Duong, avec signaux multi-porteuses à des débits de 10
Gbit/s sur des sources (VCSEL, laser FP, laser DFB) ayant une bande passante RF uniquement
de 1 à 2 Ghz.
150
Annexes
151
Annexes
A Annexes
A.1 Annexe 1
A.1.1 Calcul de la dispersion chromatique
La dispersion chromatique concernant la fibre monomode a deux origines distinctes que nous
avons évoquées précédemment. Il s'agit de la dispersion du guide et de la dispersion du matériau.
Cette dispersion provoque un élargissement de l'impulsion et limite le débit de transmission.
Dans ce paragraphe, nous allons mesurer la variation de la dispersion chromatique en fonction de
la longueur d'onde.
Le temps de propagation de groupe représente le temps mis par le centre de l'enveloppe pour
parcourir l'unité de longueur l :
τg =
Sachant que λ =
2πc
ω
l
dβ
=l
= lβ1
vg
dω
, le temps de groupe peut être exprimé comme suit :
τg = −
λ20l dβ
(Equation 1)
2πc dλ
Le paramètre de la dispersion est défini par la relation suivante :
D=
dτ g
dλ
Où :
D est exprimé en ps/nm/km : D correspond à l'élargissement d'une impulsion par kilomètre de
fibre et par nanomètre de largeur spectrale. β 2 est exprimé en ps²/km lorsque c est en nm/ps et
λ est en nm.
En utilisant l'équation 1, on peut montrer que le paramètre de dispersion D peut s'écrire comme
suit :
dτ
l
dβ
d 2β
D= g =−
( 2λ
+ λ2 2 ) (Equation 2)
dλ
2πc
dλ
dλ
Lorsque n1, indice du cœur, est peu différent de n2, indice de la gaine, on définit la constante de
propagation normalisée par la relation suivante :
b≈
Où :
k=
2π
λ
et le paramètre de guidage ∆ ≈
β − kn2
k (n1 − n2 )
(n1 − n2 )
n2
152
Annexes
On en déduit alors que :
β≈
2πn2
λ
(1 + b∆) (Equation 3)
A.1.1.1 Dispersion du guide
dβ
(Equation 2) ainsi
dλ
que l'expression de β en fonction de λ (Equation 3). Nous avons donc les outils nécessaires pour
évaluer la dispersion D. Cependant cette tâche peut se révéler compliquée si l'on tient compte de
la dispersion du matériau. En d'autres termes, si on tient compte de la dépendance en λ de n1 et
n2 et donc de ∆ . Dans un premier temps, nous allons négliger la dispersion du matériau pour ne
s'intéresser qu'à la dépendance en λ de b. C'est la dispersion du guide que nous appellerons Dg
qui est donnée par les équations 1 et 2 où n2 et ∆ sont considérés constants par rapport à λ .
Pour connaître la dépendance en λ de b, nous allons utiliser la relation empirique de Rudolph et
Neumann (1976) où on exprime b par l'équation qui suit :
Nous avons donc établi l'expression de la dispersion D en fonction de
b = ( A − Bλ ) 2 (Equation 4)
Avec
A = 1.428 et B =
1
2πan1 2∆
Où a est le rayon de la fibre.
On note V la fréquence normalisée de la fibre, telle que : V =
2πan1
λ
2∆
Cette relation est précise à plus de 0.2% pour 1.5 < V < 2.5
Sachant que n1 ≈ n2 et en calculant les dérivées première et seconde de l'équation 3 par rapport à
λ , la dispersion du guide Dg s'écrit :
Dg = −
λ
4π a 2 n1c
2
A.1.1.2 Dispersion du matériau
Dans cette partie, nous n'allons nous intéresser qu'à la dépendance en λ de l'indice de réfraction.
Pour cela, nous négligerons la dispersion du guide. Cela revient à négliger la dépendance en λ de
b. Les variations de ∆ en longueur d'onde seront aussi négligées.
Tout se passe comme si le mode se propageait dans un milieu d'indice n, compris entre n1 et n2.
Posons :
β=
2π
λ
n (λ )
153
Annexes
En intégrant cette égalité dans l'équation 2, nous trouvons que
2
λd n
Dm = −
c dλ2
Afin d'évaluer la dispersion du matériau nous prenons comme loi de variation de l'indice n celle
de la silice pure proposée par Paek, Peterson et Carnevale (1981) :
n(λ ) = C0 + C1λ2 + C2λ4 +
Avec
C3
C
+ 2 4 2
λ − l (λ − l )
2
C0 = 1.4508554
C1 = −0.0031268
C2 = −0.0000381
C3 = 0.0030270
Et λ est exprimée µm.
C4 = −0.0000779
l = 0.035
A.1.1.3 Dispersion totale
La dispersion totale est approximativement la somme de la dispersion du guide Dg et de la
dispersion du matériau Dm .
D ≈ Dg + Dm
La courbe suivante représente l'évolution de la dispersion chromatique dans une fibre monomode
en fonction de la longueur d'onde. Il s'agit d'une application numérique du calcul détaillé dans
cette annexe. Pour cela, le rayon de la fibre a est pris égal à 5µm, n1 = 1.45 , ∆ = 0.002 et
c = 3 × 108 m / s
35
Dispersion de guide
Dispersion du matériau
Dispertion totale
Dispersion (ps/nm/km)
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
1,2
1,25
1,3
1,35
1,4
1,45
1,5
Longueur d'onde (µm)
1,55
1,6
1,65
Figure 142 : Variation de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde
154
Annexes
A.2 Annexe 2
A.2.1 Calcul de la distance effective
Les effets non linéaires ne dépendent pas seulement de l'intensité de la puissance transmise dans
la fibre mais aussi de la longueur de la fibre sur laquelle la puissance reste suffisamment grande.
Dans l'espace libre, il suffit de quelque µm pour que la puissance du signal laser décroisse
rapidement. Tandis que dans un guide d'onde tel que la fibre, l'intensité baisse plus lentement.
Ainsi la distance d'interaction entre la lumière et la matière peut être de quelques kilomètres.
La mesure de la grandeur des effets non linéaires dans la fibre optique se fait par le produit de
l'intensité lumineuse par la distance effective.
L'équation suivante présente ce produit :
− zα
P
P(0) − zα km−1
P(0) 1 − e km
=
Leff = ∫
e
dz =
Aeff
Aeff
Aeff
α km −1
0
L
ILeff
−1
(Equation 1)
Où;
P (0) : représente la puissance d'entrée dans la fibre
α km =
α dB / km
ln 10 ≈ 0,23026α dB / km
10
Aeff : la surface effective de la fibre, le tableau suivant résume les surfaces effectives pour
plusieurs types de fibre [58]
−1
Type de la fibre
SSMF; Standard Single Mode Fiber
DSF; Dispersion Shifted Fiber
DCF; Dispersion Compensating Fiber
HNL, Highly NonLinear
MSF; Micro Structured Fiber
Aeff (µm²)
80
54
20
9-15
2,8
A partir de l'équation 1, nous déduisons que la distance effective est la suivante :
Leff =
1− e
− zα
α km
km−1
−1
La courbe suivante illustre l'évolution de la distance effective pour une fibre dont l'atténuation
linéique est de l'ordre de 0,2dB/km pour la transmission de λ=1,55µm.
Nous constatons que pour une petite longueur de fibre (Lréelle<10km), la différence entre la
distance effective et la distance réelle est très peu grande. Nous pouvons donc dire
que Leff ≈ Lréelle . En revanche, si la distance de transmission est suffisamment grande, nous
avons lim Leff =
z →∞
1
α km
.
−1
155
Annexes
30
Distance (km)
25
20
15
10
5
L réelle
L effective
0
0
20
40
60
Distance (km)
80
100
Figure 143 : Evolution de la distance effective en fonction de la distance réelle
Nous constatons donc que les effets non linéaires ne croissent pas linéairement avec la longueur
de la fibre. Pour l'exemple détaillé plus haut, les effets non linéaires pourraient apparaître pour
une distance maximale de Leff = 21.7 km dans une fibre dont l'atténuation linéique est de l'ordre
de 0.2dB/km.
Pour les réseaux d'accès, et si on considère une architecture intégrant 20km de fibre, la distance
effective pour le sens descendant à 1490nm serait 13km avec une atténuation linéique
α dB / km = 0.2dB / km et pour le sens montant à 1310nm serait aux alentours de 18.8km pour une
atténuation linéique α dB / km = 0.3dB / km .
156
Annexes
A.3 Annexe 3
A.3.1 Théorie des bruits de détection
La détection d'un signal optique par une photodiode s'accompagne de la génération de bruit
électrique par celle-ci. Les propriétés du bruit thermique, du bruit de grenaille et des bruits de
battements sont décrites ci-après [96]. Cette annexe a été largement inspirée des modélisations
théorique des bruits du manuscrit de thèse de F. Payoux.
A.3.1.1 Le bruit thermique
Le bruit thermique est dû aux mouvements aléatoires des électrons dans les matériaux
semiconducteurs. Ces variations aléatoires provoquent une tension de bruit aux bornes de tout
dispositif présentant une résistance électrique. La fluctuation de la tension suit une distribution
gaussienne de moyenne nulle et de variance égale à :
Vth2 = 4kTRBe
Le bruit peut également être exprimé en fonction du courant, sa variance est alors :
ith2 =
Où :
4kTBe
R
k = 1.38 × 10−23 JK −1 est la constante de Bolzmann
T est la température de la jonction en K
R est la résistance que traverse le courant en Ohms
Be est la bande de bruit électrique en réception
Lorsque l'amplificateur trans-impédance est pris encompte dans le dispositif de réception, il faut
ajouter à la valeur du bruit thermique le facteur de bruit Fe de l'amplificateur, adapté à la charge
R de la photodiode.
Le bruit thermique devient donc :
4kTFe Be
ith2 =
R
Le bruit thermique est présent sur les "zéros" et les "uns", on a donc :
σ th2 − 0 = σ th2 −1 =
4kTFe Be
R
Application numérique :
Avec : T = 25°C (300 K ) , R = 1 kΩ et Be = 0.77Ghz , Fe = 1
Alors : σ th2 = 1.275 10−15 A2
157
Annexes
A.3.1.2 Le bruit de grenaille
Le bruit de grenaille, appelé également bruit de Schottky (shot noise), est provoqué par les
fluctuations statistiques du nombre de porteurs de charges dans les jonctions (barrières de
potentiel). Il est dû à la nature aléatoire des mécanismes de générations de paires électrons-trou.
La variance de la source de courant équivalent au bruit de grenaille est donnée par :
igr2 = 2qIBe
Où :
q = 1.6 10−19 C est la charge de l'électron
I est le photocourant généré
On distingue le bruit de grenaille sur les '0' et sur les '1' :
σ g2 − 0 = 2qI 0 Be et σ g2 −1 = 2qI1Be
I 0 est beaucoup plus faible que I1 , donc le bruit de grenaille sur les '0' est plus faible que sur les
'1'. Si on considère un taux d'extinction infini, I 0 est seulement le courant d'obscurité de la
photodiode qui peut être négligé par rapport à I1 .
A.3.1.3 Bruit de battement
En présence d'un amplificateur optique et plus généralement de tout composant générant de
l'émission spontanée amplifiée, il faut ajouter des bruits dus à la détection quadratique. On
distingue les bruits d'interférence entre le signal et l'émission spontanée, qui sont appelés bruits
de battement signal-spontané et les bruits d'interférence entre les différents modes de l'émission
spontanée qui donnent les bruits de battement spontané-spontané.
La puissance d'émission spontanée à la sortie d'un amplificateur optique est donnée par :
Psp = N sp (G − 1)hυB0
Et le photocourant équivalent à cette puissance est :
isp = Psp
eη
= N sp (G − 1)eηB0
hυ
Où :
N sp le facteur d'émission spontanée. Il dépend des paramètres intrinsèques de
l'amplificateur. Une valeur typique est 1.4
η est l'efficacité quantique de la détection, c'est-à-dire le nombre d'électrons générés par
photon reçu. Généralement on considère le rendement comme idéal et donc égale à 1.
G est le gain de l'amplificateur
υ est la fréquence optique du signal
B0 est la largeur spectrale optique du signal
Le bruit de battement signal-spontané est donné par :
 e 

 hυ 
σ s2− sp = 4η 2GPs Psp 
2
 Be 
B 
  = 4Gisisp  e  = 4 N sp (G − 1)eηBeGis
 B0 
 B0 
158
Annexes
Et le bruit de battement spontané-spontané par :
σ
2
sp − sp
 e 
= Mη Psp 

 hυ 
2
2
2
 Be 
B 
 2 (2 B0 − Be ) = M ⋅ isp2  e2 (2 B0 − Be )
 B0 
 B0 
Où :
Ps la puissance optique du signal injecté dans l'amplificateur
is l'intensité du photocourant équivalent à cette puissance optique
M est le nombre de modes de polarisation ( M = 2 pour les sources non polarisées).
Les bruits sont supposés gaussiens.
159
Annexes
[96] " Lightwave systems with optical amplifiers", N.A. Olsson et al., JLT, Vol 7, N°7, July 1989
160
Tableau d'acronymes
161
Tableau d'acronymes
B Tableau d'acronymes
ADSL
APD
ATM
ASE
AWG
BER
B-PON
CPE
DFB
DSLAM
EAM
EDFA
E-PON
FEC
FP
FSAN
FTTCab
FTTH
G-PON
IEEE
ISL
ITU
LAN
LED
MEA
NRA
NRZ
NTT
OCDMA
OLT
ONT
ONU
OTDR
PDFA
PDL
PON
RNIS
RSOA
RTC
RZ
SFF
SFP
SOA
SR
TDMA
Asymmetric Digital Subscriber Line
Avalanche Photometric Diode
Asynchronous Transfert Mode
Amplified Spontaneous Emission
Arrayed Waveguide Grating
Bit Error Rate
Broadband Passive Optical Network
Customer Premises Equipment
Distributed Bragg Reflector laser
Digital Subscriber Line Access Multiplexer
Electro-Absorption Modulator
Erbium Doped Fibre Amplifier
Ethernet Passive Optical Network
Forward Error Code
Fabry Pérot Laser
Full Service Access Network
Fiber To The Cab
Fiber To The Home
Giga Passive Optical Network
Institute of Electrical and Electronics Engineers
Intervalle Spectrale Libre
International Telecommunication Union
Local Area Network
Light Emitting Diode
Modulateur à Electro-Absorption
Nœud de Raccordement d'Abonnés
Non Return to Zero
Nippon Telegraph and Telephone
Optical Code Division Multiplexing Access
Optical Line Termination
Optical Network Termination
Optical Network Unit
Optical Time Domain Reflectometer
Praseodymium Doped Fibre Amplifier
Polarisation Dependence Loss
Passive Optical Network
Réseau Numérique et Intégration de Services
Reflective Semiconductor Optical Amplifier
Réseau Téléphonique Commuté
Return to Zero
Small Form Factor
Small Form factor Pluggable module
Semiconductor Optical Amplifier
Sous Répartiteur
Time Division Multiple Access
162
Tableau d'acronymes
TDM
VCSEL
VDSL
WDM
xDSL
XFP
XGM
XPM
Time Division Multiplexing
Vertical Cavity Surface Emitting Laser
Very high speed DSL
Wavelengh Division Multiplexing
x Digital Subscriber Line
10G small Form factor Pluggable module
Cross Gain Modualtion
Cross Phase Modualtion
163
Publications personnelles
165
Publications personnelles
C Publications personnelles
"Colourless ONU modules with optical carrier modulation in burst mode configuration", Z.
Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay, The second International Conference on Access
Technologies, 21-22 Juin 2006, Cambridge, UK
"Colourless ONU module with remote modulation of an optical carrier in burst mode
configuration", Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N Genay, ECOC 2006, 24-29 Septembre
2006, Cannes, France
"Bidirectional Amplifier for Standard PON Architecture in Burst Mode Configuration with Class
B+ Attenuation Range", Z. Belfqih, F. Saliou, P. Chanclou, T. Soret, N. Genay, OFC mars 2007,
Anaheim, USA
"Introduction de l'amplification optique sur la voie remontante dans le réseau d'accés optique en
mode burst", Zineb Belfqih, Philippe Chanclou, Naveena Genay, Franck Payoux, JNOG 2007,
Metz, France
"10Gbit/s TDM Passive Optical Network in Burst Mode Configuration using a Continuous
Block Receiver", Z. Belfqih, G. Girault, S. Lobo, P. Chanclou, L. Bramerie, B.Landousies, J
C.Simon, OFC février 2008, San Diego, USA
"Hybrid WDM-TDM Passive Optical Network in burst mode configuration with RSOA", Z.
Belfqih, P. Chanclou, F.Saliou, OFC février 2008, San Diego, USA
"Enhanced Optical Budget System Performance of an Burst Extended PON at 10.7Gbit/s over
60km of Fibre", Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Saliou, N. Genay, B. Landousies, ECOC 2008,
Septembre, Bruxelles, Belgique
"Performance of the next generation PON at 10Gbit/s on burst mode configuration", Z. Belfqih,
P. Chanclou, A. Othmani, N. Genay, B. Landousies, NOC 2008, Viennes, Autriche
"Architecture hybride du réseau d'accès optique: WDM-TDM PON utilisant des RSOA en mode
burst", Fabienne Saliou, Philippe Chanclou et Zineb Belfqih, JNOG 2007, Grenoble, France
"10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber configuration up to
25 km SMF", G. Girault, L. Bramerie, O. Vaudel, S. Lobo, P. Besnard, M. Joindot, J-C. Simon, C.
Kazmierski, N. Dupuis, A. Garreau, Z. Belfqih, P. Chanclou , ECOC 2008, Bruxelles, Belgique
"Optical access evolutions and their impact on the metropolitan and home networks", P.
Chanclou, Z. Belfqih, B. Charbonnier, T. Duong, F. Frank, N. Genay, M. Huchard, P. Guignard,
L. Guillo, B. Landousies, A. Pizzinat, H. Ramanitra, F. Saliou, S. Durel, A. Othmani, P. Urvoas,
M. Ouzzif, J. Le Masson, ECOC 2008, Bruxelles, Belgique
166
Publications personnelles
Colourless ONU modules with optical carrier modulation
in burst mode configuration
Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay
France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion,
France,
[email protected]
MUX
MUX
Keywords: Access networks, Fibre-to-the-home facilitate the network operation and maintenance.
(FTTH), Passive optical network (PON).
In this paper we study in particular the upstream
transmission and we demonstrate a colourless ONU
Abstract
(Optical Network Unit) based on an electroabsorption modulator (EAM) and an optical
A passive optical access network based on time
amplifier
division multiple access and colourless optical
network unit is demonstrated. The characterization
ONU
of the burst mode configuration shows that the
system can operate at 1.25 Gbit/s up to 20 km with
16 dB optical budget. The colourless ONU is a key n x OLTs
module to increase the flexibility of WDM
networks through wavelength routing and
Fig. 1 .General hybrid PON architecture
upgradeable bit rate.
2 System scheme
1 Introduction
The PON (Passive Optical Network) concept aims
at providing an economic implementation of access
fibre networks capable of carrying broadband
services. There have been various multiplexing
methods proposed on PON architectures such as
time division multiplexing (TDM) and wavelength
division multiplexing (WDM) for down-stream
links, and respectively time division multiple
access (TDMA) and wavelength division multiple
access (WDMA) for up-stream links.
The TDM (A)-PON offers a low cost infrastructure
by sharing a single wavelength channel to multiple
users. The WDM (A)-PON wavelengths offer an
additional resource to increase the connectivity as
well as to maintain a shared feeder fibre. Therefore,
it is reasonable to investigate a scenario where
TDM (A) and WDM (A) are combined in hybrid
PON for next generation access systems [1].
This paper presents a hybrid PON having the
twinfold advantage of shared infrastructure of PON
and wavelength routing of WDM as shown in
figure 1. The use of WDM signals requires
colourless ONUs, which can operate with any
wavelength of a certain spectrum, in order to
Figure 2 depicts the design of the proposed OLT
(Optical Line Transmission) and ONU.
The burst mode receiver at the OLT is a
commercial device operating at 1.31µm up to 1.25
Gbit/s.
The colourless ONU [2] at 1.3µm is comprised of
an association of an EAM with a high electrical
bandwidth (>10GHz), having an insertion loss of
16 dB and 10 dB of extinction ratio, and two
optical amplifiers. Those are required to overcome
the insertion loss of the EAM in an optical carrier
remote modulation scheme [2]. The first optical
amplifier is a Praseodymium Doped Fibre
Amplifier (PDFA) with 20 dB gain. It amplifies the
continuous wave (CW) carrier power coming from
a distributed feedback laser (DFB) at the OLT. The
DFB laser output power is about -0.5 dBm and it is
not temperature regulated, so its wavelength is not
stable and we can not use a DWDM multiplexer.
167
Publications personnelles
OLT
ONU
20km
CWDM
Tx 1.49 µm
G-PON OLT
Att.
*Rx 1.31 µm
**Rx 1.49 µm
PDFA
Attenuation 16 dB
Cw 1.31 µm
EAM
SOA
1.31µm
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continuous mode receiver
Fig. 2. Schematic of the TDM (A)-PON network
using colourless ONU.
The second optical amplifier is a semiconductor optical
amplifier (SOA) which amplifies the burst packet created by
the EAM. The maximum gain of this SOA is 20 dB but we
apply a low bias current in order to maintain a linear
behaviour of the gain. This property is required for proper
burst mode operation. Furthermore when the bias current
decreases, the ASE level is lower.
In this experiment, up- and down-stream traffics are separated
by a coarse WDM multiplexer, which acts as a bandpass
filter. The signal spectrum together with the amplified
spontaneous emission (ASE) of the amplifiers is shown on
figure 3.
0
a)
Sequence PRBS
27
header
20
ns/div.
b)
Fig. 4. Burst mode signal captured after burst reception at the
OLT with a time scale of a) 2µs and b) 20 ns.
-10
Optical power, dBm
2
µs/div.
-20
-30
-40
-50
3 Experimental results of upstream colourless
burst mode transmission.
-60
-70
1290
1295
1300
1305
1310
1315
1320
1325
1330
-4
Wavelength, nm
-5
Fig. 3. Spectra of up-stream signal with the ASE.
-6
Log(BER)
The EAM of the ONU is modulated at 1.25 Gbit/s where the
packet consists of a header containing firstly a preamble of 44
bits and secondly a delimiter of 20 bits followed by 28
pseudo-random binary sequences (PRBS 27=128bits). In our
experiment we have only one ONU and we do not take into
account the time guard. The ONU on- and off-time is not
implemented. This on-off switching speed is mainly limited
by the need to switch a high electrical driving current to the
SOA, a typical value is less than 10 ns [3]. The total packet
time is around 3µs. Figure 4 illustrates the burst mode traffic.
-7
-8
2dB
-9
b) with fibre
-10
c) w/o fibre
-11
-12
-36
a) reference
-35
-34
-33
-32
-31
-30
-29
-28
Received power dBm
Fig. 5. BER curves measured for a) reference GPON OLT with standard ONU and for colourless
ONU b) with and c) without 20 km fibre.
Figure 5 shows the BER curves of the reference GPON OLT with standard G-PON ONU
(commercial burst mode transmitter) and for
168
Publications personnelles
colourless ONU with and without 20 km fibre in
order to evaluate the power penalties due to
bidirectional transmission through the fibre. The bit
error rate (BER) of the burst traffic is only
measured on the sequence PRBS and not on the
header.
The cascaded optical amplifiers introduce ASE
noise which leads to more than 2.5 dB penalty in
upstream burst. Moreover Rayleigh backscattering
limits the transmission performance and induce 2
dB penalty. Figure 6 shows the eye diagram of the
upstream traffic which is affected by the ASE and
Rayleigh backscattering.
This work is partly funded by the European
Commission in the FP6 IST Network of Excellence
e-Photon/One WP-2 on Metro & Access Networks.
References
[1] D. J. Shin et al., “Hybrid WDM/TDM-PON
with wavelength-selection-free transmitters”, J.
Lightwave Technology, vol. 23, no. 1, January
2005.
[2] N. Genay et al., "Colourless ONU modules in
TDM-PON and WDM-PON architectures optical
carrier remote modulation", ECOC2005, Tu 1.3.6,
25-29 September 2005.
[3] X.Z. Qiu et al., "Performance of upstream
optical repeaters using semiconductor optical
amplifiers for high-split long-distance PONs",
OFC98, 22-27 February 1998
Fig. 6. Eye diagram for upstream signal after the
ONU.
4 Conclusion
A colourless ONU for upstream burst mode at
1.25Gbit/s is evaluated for use in hybrid WDMTDM PON architecture. This system has a power
budget of 16 dB with a reach of 20 km. Our
colourless ONU induces 2 dB penalty in back to
back compared to a standard ONU, and 4.5 dB with
bidirectional transmission on 20 km optical fibre.
ASE noise limits the upstream performance and
careful filtering should reduce this problem.
Association of temperature-controlled lasers at the
OLT and DWDM multiplexers will improve the
filtering and thus the system performance.
Moreover it will allow us to implement several
ONUs.
Acknowledgements
169
Publications personnelles
Colourless ONU module with remote modulation of an optical carrier in burst mode
configuration
Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N Genay
France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France
[email protected]
Abstract A passive optical access network based on time division multiple access and colourless optical network
unit is demonstrated. The burst mode configuration operates at 1.25 Gbit/s up to 20 km for three different
scenarios using single- or two-fibre optical feeder with respectively 16 dB and 21 dB optical budgets.
ONU
20km
a)
b)
CWDM MUX.
Tx 1.49 µm
20km
CWDM MUX.
PDFA
EAM
SOA
1.31µm
ONU
Splitter 2:N
20km
**Rx 1.49 µm
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continue mode receiver
Attenuation 21 dB
circulator
Cw 1.31 µm
Att.
Attenuation 21 dB
Att.
CWDM
CWDM MUX.
*Rx 1.31 µm
20km
SOA
ONU
Splitter 2:N
20km
EAM
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continue mode receiver
Attenuation 16 dB
Splitter 2:1
Cw 1.31 µm
PDFA
CWDM
Tx 1.49 µm
**Rx 1.49 µm
1.31µm
CWDM MUX.
*Rx 1.31 µm
Att.
CWDM
Tx 1.49 µm
CWDM MUX.
Splitter 2:N
CWDM MUX.
170
Cw 1.31 µm
*Rx 1.31 µm
CWDM MUX.
System scheme
Several architectures are proposed as shown in figure
1 where 20 km transmission distance is achieved
using single-fibre a) or two-fibre configurations on the
feeder using splitter b) and circulator c). The in line
attenuation has been optimized for each case in order
to achieve the maximum optical budget.
The burst mode receiver at the OLT is a commercial
device operating at 1.31µm up to 1.25 Gbit/s. The
colourless ONU [2] at 1.3µm is comprised of an
association of an EAM having a high electrical
bandwidth (>10GHz), 16 dB insertion loss and 10 dB
extinction ratio, and two optical amplifiers. Two
amplifiers are required to overcome the insertion loss
of the EAM in an optical carrier remote modulation
scheme [2]. The first optical amplifier is a
Praseodymium Doped Fibre Amplifier (PDFA) with 20
dB gain. It amplifies the continuous wave (CW) carrier
power coming from a distributed feedback laser (DFB)
at the OLT. The DFB laser output power is about -0.5
dBm and it is not regulated in temperature, so its
wavelength is not stable and we cannot use a DWDM
multiplexer. That is why CWDM multiplexer are used
to multiplex TDM(A)-PON in the feeder with a
bandwidth of 17 nm at -0.5dB and an insertion loss
around 2dB.
The second optical amplifier is a semiconductor
optical amplifier (SOA) which amplifies the burst
packet created by the EAM. The maximum gain of
this SOA is 20 dB but we apply a low bias current in
order to maintain a linear behaviour of the gain. This
property is required for proper burst mode operation.
Furthermore when the bias current decreases, the
ASE level is lower.
In this experiment, up- and down-stream traffics are
separated by a Coarse WDM multiplexer, which acts
as a bandpass filter.
CWDM MUX.
Introduction
The PON (Passive Optical Network) concept aims at
providing an economic implementation of access fibre
networks capable of carrying broadband services.
The time division multiplexing (multiple access)
TDM(A)-PON offers a low cost infrastructure by
sharing a single wavelength channel to multiple users.
The wavelength division multiplexing (multiple access)
WDM(A)-PON wavelengths offer an additional
resource to increase the connectivity as well as to
maintain a shared feeder fibre. Therefore, it is
reasonable to investigate a scenario where TDM(A)
and WDM(A) are combined in hybrid PON for next
generation access systems [1].
This paper presents a hybrid PON having the twinfold
advantage of shared infrastructure of PON and
wavelength routing of WDM. The use of WDM signals
requires colourless ONUs, which can operate with
any wavelength within a defined spectrum, in order to
facilitate network operation and maintenance. In this
paper we focus on the upstream transmission and
demonstrate a colourless ONU (Optical Network Unit)
based on optical carrier using an electro-absorption
modulator (EAM) and optical amplifiers compatible
with burst mode configuration.
**Rx 1.49 µm
PDFA
EAM
SOA
1.31µm
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continue mode receiver
c)
Figure 1 : Schematic of the TDM(A)-PON network
using colourless ONU a) with a single fibre in
bidirectional transmission and with two fibres in the
feeder using b) splitter and c) circulator.
Experimental results of upstream colourless burst
mode transmission
The EAM at the ONU is modulated at 1.25 Gbit/s
where the packet consists of a header containing
firstly a preamble of 44 bits and secondly a delimiter
of 20 bits, followed by 28 non-return to zero (NRZ)
7
pseudo-random binary sequences (PRBS 2 =128
bits). In our experiment we have only one ONU and
we do not take into account the time guard. The ONU
Publications personnelles
on- and off-time are not implemented. This on-off
switching speed is mainly limited by the need to
switch a high electrical driving current to the SOA, a
typical value is less than 10 ns [3]. The total packet
time is around 3µs. Figure 2 illustrates the burst mode
traffic.
Figure 3 shows the BER (bit error rate) curves for:
Q REF: the reference G-PON OLT with standard GPON ONU (commercial burst mode transmitter)
Q the colourless ONU with
o a)
single-fibre
bidirectional
transmission
architecture with 16dB maximum optical budget
o b) two-fibre architecture with 21dB maximum
optical budget using a splitter
o c) same as b) but with a circulator instead of a
splitter.
The burst traffic BER is only measured on the PRBS
sequences and not on the header.
The large CWDM bandwidth and the cascaded optical
amplifiers introduce an important amount of amplified
spontaneous emission (ASE) noise which leads to 0.8
dB penalty in upstream burst for configuration with
circulator c). Moreover Rayleigh backscattering
affects bidirectional transmissions and limits the
transmission performance, inducing respectively 1
and 4 dB more power penalty for configurations b)
and a). The 1 dB power penalty between
configurations b) and c) is due to the loopback
created at the ONU by the backreflections of the
upstream modulated signal, which are re-injected in
the EAM and amplified together with the CW optical
carrier. The 3 dB additional penalty between
configurations a) and c) is due to the Rayleigh
backscattered light of the CW signal, disturbing the
detection at the OLT burst mode receiver.
header
b)
Conclusion
A colourless ONU for upstream burst mode at
1.25Gbit/s is evaluated for use in hybrid WDM-TDM
PON architecture supporting 20 km reach.
Experiments showed that a network based on the
optical carrier supported 16 dB optical budget in
single-fibre configuration and 21 dB optical budget in
two-fibre configuration. The power penalties induced
by the ASE and Rayleigh-backscattered light have
been evaluated. These results show that the
proposed colourless architecture must be improved to
obtain a compatible power budget of standard PON
system like class B+ between 13 to 28 dB.
-5
Log (BER)
-6
-7
Acknowledgements
This work is partly funded by the European
Commission in the FP6 IST Network of Excellence ePhoton/One WP-2 on Metro & Access Networks.
-8
3 dB
1 dB
-9
a
-10
Ref.
20
ns/div.
Figure 2 : Burst mode signal captured
after burst
reception at the OLT with a time scale of a) 2µs and
b) 20 ns.
-4
0.8dB
2
µs/div.
Sequence PRBS
27
a)
b
-11
References
[1] D. J. Shin et al., “Hybrid WDM/TDM-PON with
wavelength-selection-free transmitters”, J. Lightwave
Technology, vol. 23, no. 1, January 2005.
[2] N. Genay et al., "Colourless ONU modules in
TDM-PON and WDM-PON architectures optical
carrier remote modulation", ECOC 2005, Tu 1.3.6,
[3] X.Z. Qiu et al., "Performance of upstream optical
repeaters using semiconductor optical amplifiers for
high-split long-distance PONs", OFC98
c
-12
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
-24
Received power (dBm)
Fig. 3. BER curves measured for reference G-PON
OLT with standard ONU and for colourless ONU with
a) single-fibre bidirectional transmission and with two
fibres using b) splitter and c) circulator.
171
Publications personnelles
Bidirectional Amplifier for Standard PON Architecture in
Burst Mode Configuration with Class B+ Attenuation
Range
Z. Belfqih, F. Saliou, P. Chanclou, T. Soret, N. Genay
France Telecom Division Research & Development, 2 Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France
[email protected]
Abstract: A single bidirectional semiconductor optical amplifier is introduced in a Passive Optical Network system. An
extended optical budget of 14 dB has been measured for a bidirectional transmission with class B+ specification.
© 2006 Optical Society of America.
OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks
1.
Introduction
Fiber-to-the-home (FTTH) is one of the main attractive technologies for delivery of high bandwidth services
within the "broad-band for all" concept. In the last few years up to present the number of FTTH users and the
development of optical access infrastructures are increasing rapidly. The passive optical network (PON) solution
using a time division multiple access (TDMA) with its cost-effective user-shared system infrastructure, is a
promising candidate for a large deployment. To generalize PON TDMA based access services economically, the
optical line terminal (OLT) installed in the central office (CO) needs to be able to adapt their specifications for
different topologies of networks. To cover a wider area and increase the margin for power, an amplification
scheme of PON is required in a cost-effective manner, especially in the form of a single amplifier which can be
amplifying the bidirectional signal in a feeder fiber.
The GPON standard specified the maximum logical distance between the OLT and users ONUs (Optical
Network Unit) away 60 km and the maximum distance between two users of 20 km plus an optical power
variation around 15 dB at the OLT receiver. However the maximum OLT to ONU transmission distance depends
on the optical budget (splitting ratio and fiber length). To improve the allowable optical distance (or splitting
ratio), recent papers [1-3] present optical amplification in access architecture by using different advanced devices:
an Erbium doped fiber amplifier [4], a semiconductor optical amplifier (SOA) and a semiconductor linear optical
amplifier
Margin
Attenuation 28 dB
Down-Stream:
2.5 Gbit/s
Tx : 1570 nm
ONU-1
Splitter
Rx
Rx
OLT
MUX
CWDM
Tx : 1550 nm
MUX
CWDM
Tx : 1570 nm
ONU-2
Up-Stream:
1.25 Gbit/s
Rx
Margin
Attenuation 13 dB
Figure 1. Experimental setup with an optical budget of class B+ GPON architecture.
In this paper, our main goal is to extend the optical budget of the standard 64 users and 20km range
specifications of GPON (cf. Fig.1). In this study, we mainly focus on the possibility of replacing the OLT in the
standard architecture by a simple bidirectional amplifier in order to move the OLT further away by increasing
the optical budget of the feeder. To achieve this bidirectional amplification, we modify the wavelength allocation
for up- and down-stream in two wavelengths of Course Wavelength Division Multiplex (CWDM) centred in the
optical bandwidth of the SOA. In this paper, we demonstrate the feasibility of up-grading the optical feeder of
standard PON architecture by a single and simple amplifier.
Extended budget
Down-Stream:
2.5 Gbit/s
Attenuation 28 dB
Gain + Margin
Tx : 1570 nm
ONU-1
Splitter
Rx
Rx
Att.
OLT
Tx : 1550 nm
Single SOA
MUX
CWDM
Up-Stream:
1.25 Gbit/s
MUX
CWDM
Tx : 1570 nm
Gain + Margin
ONU-2
Rx
Extended budget
Attenuation 13 dB
Figure 2. Experimental setup for proposal bidirectional amplification with an optical budget of class B+ GPON architecture.
2.
Experimental Setup
172
Publications personnelles
The bidirectional amplifier and the system setup depicted in figure 2 were implemented to demonstrate the
feasibility of a physical layer extended reach PON TDMA system.
For doing experiments, one G-PON OLT and two G-PON ONU are considered. In order to use commercial
SOA, the wavelengths of the OLT and ONU are chosen in the optical bandwidth of 60 nm around 1530 nm. We
used the wavelengths 1570 nm and 1550 nm for the upstream and downstream respectively. Both the transmitter
section of the OLT and ONU use distributed feedback (DFB) laser source. These lasers have typical extinction
ratio of 10 dB. The OLT laser is directly modulated at 2.5 Gbit/s with 27 -1 pseudorandom binary sequence. The
two ONUs are modulated at 1.25Gbit/s where the packet consists of a header containing firstly a time guard of
64 bits, then a preamble of 44 bits and finally a delimiter of 20 bits followed by 39 pseudo-random binary
sequences (PRBS 27=128 bits). The output powers before the multiplexing stage are +2.8 dBm for OLT and 1.8dBm and -2 dBm for ONT-1 and ONU-2, respectively. The receiver section of the OLT uses an integrated
broadband burst-mode preamplifier mounted on an optical header and a burst mode limiting post amplifier. The
multiplexing stage at the OLT and ONU is achieved by a CWDM multiplexer with 1.5 dB of insertion loss. In
our setup, we use an optical attenuator to perform the fibre attenuation.
The SOA is a commercial device with a peak wavelength at 1530 nm and 63 nm bandwidth at -3 dB, 0.2 dB
polarization dependent gain, and 6.5 dBm saturation power with a bias current of 250 mA.
After the SOA, a typical PON TDMA optical architecture is constituted with splitter and fibre link. The first
ONU is located in terms of budget with 28 dB attenuation after the SOA. The second ONU is located in terms of
budget with 13 dB attenuation after the SOA. These values of attenuation correspond to the class B+ of GPON.
The problem of the bidirectional amplification is associated with multiple combinations of optical power of two
wavelengths for different optical budgets on the up- and down-stream transmission. Figure 3 presents the burst
packets of the two ONUs which have an attenuation of 13 and 28 dB.
a)
Strong packet:
ONU2
Strong packet: ONU2 with
13 dB attenuation
Strong packet:
ONU2
Weak
packet:
ONU1
b)
Weak packet: ONU1 with
28 dB attenuation
20ns/div
2µs/div
Figure3. a) Burst packets coming from ONU-1 and ONU-2 before amplification, b) zoom on the header.
3.
Results
The Table shows the performance of the bidirectional amplification for extending the optical budget of the
feeder. The configurations of attenuation for up and downstream are presented with the margin for optical budget
without amplification. When the bidirectional optical amplification is used, the extended optical budget is
determined at a BER of 10-9. In order to obtain the optical gain of using a SOA in PON architecture, we subtract
the margin in the configuration without amplification from the extended budget.
Attenuation[dB]
Margin w/o
amplification[dB]
Extended budget with
Amplification [dB]
Gain [dB] =
Extended budget
Margin
Downlink
1550nm
Downlink
1550nm
Uplink
1570nm
Uplink
1570nm
28
13
28
13
4.6
16.5
4.2
19.4
16
25.2
16
24
11.4
8.7
11.8
4.6
Table. Result of the optical budget with and without amplification in order to define the extended budget and the gain.
173
Publications personnelles
The results that have been obtained are presented in figure 4. It can be seen that upstream signal at 1570 nm with
13 dB attenuation is not severally degraded (2 dB) when the upstream signal with 28 dB attenuation has a
penalty of 6.5 dB. The measurements of the received power in burst mode induce ± 1 dB error variation for the
upstream. For the downstream signal at 1550 nm the penalty is about 4 dB even if it is detected after 13 dB or 28
dB attenuation.
Upstream BER curves
-4
w /o SOA
Downstream BER curves
-4
w /o SOA ONU1@28dB
w ith SOA ONU2@13dB
w ith SOA ONU1@28dB
-6
Log(BER)
Log(BER)
-5
-7
-8
2 dB
-9
6.5 dB
-5
SOA ONU1@28dB
-6
w /o SOA ONU2@13dB
-7
w ith SOA ONU2@13dB
-8
-10
4 dB
4 dB
-9
-10
-11
-11
-33
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
-24
-23
-22
-21
-20
-34
-32
-30
-28
-26
-24
-22
-20
-18
Received power (dBm)
Received power (dBm)
Figure 4. Up- and down-link BER curves at 1.25 and 2.5 Gbit/s with 14 dB of extended budget.
We explain this property by a non symmetrical amplification in terms of power for the two wavelengths.
Typically we have measured a Noise Figure (NF) around 13 dB in a non symmetrical bidirectional amplification
where we found a NF of 10 dB in simple amplification (one wavelength)
Figure 5 shows the evolution of the optical sensitivity of the burst mode receiver with and without the
downstream signal versus the extended optical budget. With a bidirectional transmission through the SOA, the
sensitivity, at BER = 10-9, of the upstream receiver of the packets coming from ONU1 (28dB) increase until 24.4 dBm for the smallest extended budget around 10 dB. The absence of the downstream signal in the SOA
makes the sensitivity more stable for all the extended optical budget values. This is attributed to the cross gain
modulation (XGM) effect. However, for the extended budget of 14 dB, XGM has less influence on the
sensitivity evolution. This sensitivity is around -25dBm for bidirectional architecture or not at BER 10-9.
with downstream @BER 10-9
-24
w/o downstream @BER 10-9
with downstream @BER 10-6
Sensitivity (dBm)
w/o downstream @BER 10-6
-25
BER 10-9
BER 10-6
Low XGM effects
-26
High XGM effects
-27
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
Extended optical budget (dB)
Figure 5. Evolution of the optical sensitivity of the upstream receiver of the weak packet (ONU1-28dB) with extended budget
An extended budget of 14 dB can be achieved on the feeder of the architecture using bidirectional SOA. This
extended budget can offer a new stage of splitter by adding 8 splitting ratio. Then, the number of users will be 8
times higher than the GPON standard. The distance between OLT and ONUs will also increase up to 80 km
(60+20).
4.
Conclusion
A single bidirectional SOA has been presented as a potential cost-effective solution for extending the optical
budget of standard PON architecture using the class B+ attenuation range. Results show that one OLT will
support 64x8=512 users with a long reach of 80 km.
5.
Acknowledgements
This work is partly funded by the European Commission in the FP6 IST Network of Excellence e-Photon/One VD-A on Access Networks
6.
References
[1] K.-I. Suzuki and al, "60 km, 256-split Optically-amplified PON Repeatered Transmission using 1.24 Gbit/s Upstream and 2.5 Gbit/s
Downstream PON system", ECOC2006, Mo4.5.3, 24th-28 th Sept. 2006
[2] M. S. Leeand and al, "Bidirectional Amplified WDM-PON using a Single LOA", ECOC2005, Th2.3.5, 25th -29th Sept. 2005.
[3] N. Suzukiand and al, "First Demonstration of Full Burst Optical Amplified GE-PON Uplink with Extended System Budget of up to 128
ONU splits and 58 km Reach", ECOC2005, Tu1.3.3, 25th -29th Sept. 2005.
[4] M. Rasztovits-Wiechand and al, "Bidirectional RDFA for future extra large passive optical network", ECOC2006, Mo4.5.7, 24th-28th Sept.
2006
174
Publications personnelles
Introduction de l'amplification optique sur la voie remontante dans le réseau
d'accés optique en mode burst
Zineb Belfqih, Philippe Chanclou, Naveena Genay, Franck Payoux
France Telecom Division Recherche et Développement
2, avenue Pierre Marzin 22307 LANNION
[email protected]
Résumé
Nous proposons d'évaluer l'intérêt de l'amplification optique dans le réseau d'accès
optique à multiplexage temporel. Pour un débit égal à 1.25Gbit/s et une réception en
mode "burst", l'amplification en ligne dans un réseau d'accès permet d'augmenter le
nombre d'utilisateurs jusqu'à 512 (8x64) pour une distance maximum de 60 km entre le
central et les utilisateurs.
Introduction
Le réseau d'accès optique passif (PON), permettant l'établissement d'une liaison fibrée jusqu'à la
maison (FTTH), partage la fibre de transmission et les équipements au central entre plusieurs
utilisateurs. Des solutions commerciales existent et répondent aux recommandations de normalisation
de l'IUT tel que le GPON [1]. La figure 1 montre un schéma de principe d'un PON temporel.
Typiquement, la portée maximum de ces systèmes est de 20 Km avec un budget optique des différents
clients (ONU) entre 13 et 28 dB (une différence de 15 dB) pour la classe d'équipements de type B+.
Coupleur
OLT
ONU
Sens descendant : 1.49 nm
ONU
Différence de budget
entre ONUs : 15 dB
Sens remontant : 1.31 nm
Distance maximum de transmission entre ONU et OLT : 20 km
Budget optique maximum entre ONU et OLT : 28 dB
Figure 144 : Schéma de principe d'un system G-PON avec partage temporel.
Il peut être intéressant dans l'avenir d'augmenter le budget optique pour augmenter la portée et le
nombre d'utilisateurs partageant le même central et la même fibre de transmission. Cela est possible
grâce à l'introduction de l'amplification optique dans le réseau d'accès optique [2]-[3].
Le multiplexage temporel du réseau d'accès optique basé sur un mode paquet de type "burst" de la
voie remontante rajoute une difficulté supplémentaire sur l'amplification du signal optique. En effet,
les différents paquets optiques provenant des différents terminaux (ONUs) sont détectés
consécutivement au central avec des puissances optiques différentes (15dB). Un temps de garde
(absence de signal) très court sépare chacun des paquets (typiquement 20 ns). Ainsi, la qualité de
l'amplification peut varier en fonction de la puissance de chacun des paquets et du temps de garde.
Nous proposons une architecture utilisant un amplificateur optique en ligne de type Praseodyium
Doped Fiber Amplifier (PDFA) ou Semiconductor Optical Amplifier (SOA). L'amplification est active
seulement sur la voie remontante pour une longueur d'onde de 1310nm et jusqu'à 1,25 Gbit/s.
Architecture de PON TDM amplifié
La figure 2 présente l'architecture étudiée.
175
Publications personnelles
G-PON OLT
*Rx 1.31 µm
Att.
CWDM MUX.
Tx 1.49 µm
CWDM MUX.
OLT
SOA ou PDFA
ONU
ONU1:Budget
optique 28dB
1:2
Tx 1.31 µm
Att. 15dB
G-PON ONU 1
**Rx 1.49 µm
Tx 1.31 µm
ONU2:Budget
optique de 13dB
G-PON ONU 2
**Rx 1.49 µm
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continuous mode receiver
Figure 145 : architecture de PON TDM amplifié
Gain, NF (dB)
L'OLT est composé d'un module transceiver commercial monofibre fonctionnant jusqu'à 1.25Gbit/s.
La voie descendante est assurée par un laser de type DFB émettant à 1490 nm. La réception de la voie
remontante, à 1310 nm, utilise un détecteur APD en mode "burst" intégrant un contrôle automatique
de gain et de seuil afin pallier la différence du niveau de puissance en réception. La fenêtre de
multiplexage à 1.3 µm est large avec typiquement pour bornes de 1260 à 1360 nm.
L'amplification optique concerne seulement la voie
Gain SOA
NF SOA
Gain PDFA
NF PDFA
remontante. Ainsi, la séparation des deux sens est obtenue 30
en utilisant des multiplexeurs de type CWDM (Coarse 25
Wavelength Division Multiplexing). Les amplificateurs 20
utilisés sont de deux types : SOA centré à 1310 nm avec 15
un gain de 20dB ou bien PDFA avec un gain de 25dB. Le
10
but étant de comparer les performances de ces deux types
5
d'amplificateurs pour un signal d'entrée de type burst. La
0
figure 3 montre le gain et le bruit de figure (NF) du SOA
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
Pin (dBm)
et PDFA en fonction de la puissance d'entrée.
Figure 146 : courbes de gain et NF
Les transceivers monofibres de type G-PON utilisés du côté de l'ONU regroupent un
transmetteur mode "burst" à 1310 nm et un récepteur en mode continue à 1490nm. Seuls deux
ONUs sont mis en place pour cette étude. La classe d'atténuation B+ est respectée de telle
sorte que les deux signaux en provenance des deux ONUs aillent une différence de 15dB en
amplitude et un budget minimum de 13 dB avant l'amplification.
Les données électriques, à 1.25Gbit/s, modulant le laser DFB à l'ONU sont sous forme de
trames. Ces trames sont constituées de paquets avec une en-tête de 128 bits. Ces derniers sont
répartis comme suit : 32 bits pour le temps de garde suivis de 44 bits pour le préambule et 52
bits pour le délimiteur. Le temps d'en-tête est suivi d'une succession de 39 PRBS à non retour
à zero (pseudo-random binary sequences 27). Chaque paquet possède une largeur temporelle
de 4µs. La figure 4 illustre ces données en mode "burst".
Séquence PRBS 27
a)
b)
20 ns/div
15 dB de différence en
amplitude entre le signal
de l'ONU1 et ONU2
En-tête
20 ns/div
Figure 147 : Trames de données en mode burst avant amplification, a) zoom sur l'en tête et b) la
différence d'amplitude entre deux paquets successifs
176
Publications personnelles
Résultats expérimentaux
-4
-4
a)
-5
-6
Log (BER)
-7
Log (BER)
b)
-5
-6
-8
-9
-10
-30
-28
-26
-9
-11
1) Sans SOA
-12
-8
-10
2) Avec SOA
-11
-7
1) Sans PDFA
-24
-22
-20
-18
2) Avec PDFA
-12
-16
-30
-28
-26
Puissance reçue (dBm)
-24
-22
-20
-18
Puissance reçue (dBm)
Figure 148 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue par l'OLT, a) avec SOA et b) avec
PDFA
OLT
G-PON OLT
*Rx 1.31 µm
1:8
40km
PDFA
CWDM MUX.
Tx 1.49 µm
Budget supplémentaire
25dB
CWDM MUX.
La figure 5 montre les courbes de taux d'erreurs binaires en fonction de la puissance provenant de
l'ONU1 (28dB de budget optique). Cette puissance est reçue par le module de réception à l'OLT. La
courbe de référence, sans amplificateur en ligne, est la courbe 1). En absence d'amplification en ligne,
le seuil de détectivité du récepteur mode "burst", est de l'ordre de -27.5dBm pour un BER à 10-9. Ce
seuil de sensibilité augmente considérablement avec la présence d'un amplificateur. Il atteint -19.5
dBm avec un SOA et -21.5 dBm avec un PDFA pour un BER à 10-9. Cette dégradation du seuil de
détectivité est due au bruit de l'émission spontanée amplifiée (ESA) des amplificateurs. Malgré cela,
nous avons réussi à augmenter l'atténuation en ligne, matérialisée par l'atténuateur variable sur la
figure 2 juste avant la réception. En effet, avec les amplificateurs SOA et PDFA nous avons atteint
respectivement 17.5 dB et 25 dB d'atténuation supplémentaire. La différence entre les deux types
d'amplificateurs est due à la fois à la différence de gain (figure 3) et aussi au bruit de l'ESA plus grand
pour un SOA que pour un PDFA.
ONU1:Budget
optique 28dB
1:2
Att. 15dB
ONU2:Budget
optique de 13dB
ONU
Tx 1.31 µm
G-PON ONU 1
**Rx 1.49 µm
Tx 1.31 µm
G-PON ONU 2
**Rx 1.49 µm
Figure 149 : Evolution de l'architecture avec un amplificateur de type PDFA
Avec un amplificateur PDFA en ligne, une fibre de 40km suivi d'un coupleur 1 vers 8 peuvent être
installé dans le réseau PON-TDM comme le montre la figure 6. Ainsi, notre architecture possède un
taux de partage égal à 512 (8*64) pour 60 km de fibre parcourue. Notons que la fibre utilisée atténue
le signal remontant par 0.33 dB/km.
Conclusion
Ce document synthétise les résultats d'une étude expérimentale sur l'amplification de la voie
remontante dans un réseau PON-TDM. Nous avons démontré que selon la nature de l'amplificateur, le
gain de l'amplification des données en mode "burst" est différent. L'amplificateur à fibre dopée reste le
mieux adapté. Néanmoins, le bruit de la puissance spontanée amplifiée affecte le seuil de détectivité
du récepteur. L'utilisation d'un amplificateur fibré à gain clampé semble diminuer cet effet négatif [3].
Références
[1] Norme IUT, G.983 et G.984.
[2] J.Prat, et a.l, ICTON 2005, We.P.9, p.409.
[3] K.-I Suzuki, et al., ECOC2005, Th2.3.4, p.863.
Remerciements
Ce travail est réalisé dans le cadre de la commission européenne pour le réseau d'excellence ePhoton/One WP-2 on Metro & Access Networks.
177
Publications personnelles
10Gbit/s TDM Passive Optical Network in Burst Mode
Configuration using a Continuous Block Receiver
Z. Belfqih1, G. Girault2, S. Lobo2, P. Chanclou1, L. Bramerie2, B.Landousies1, J C.Simon2
1: France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France
2: CNRS FOTON / PERSYST platform– ENSSAT, 6 rue de Kerampont BP 80518, 22305 Lannion Cedex - France
[email protected]
Abstract A 10Gbit/s PON based on TDM was demonstrated using a continuous block receiver in the
ONU. 50km fibre was implemented and a maximum budget of 22dB was achieved. A dynamic range of
16.5dB was obtained.
© 2008 Optical Society of America.
OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks
1. Introduction
Recent diffusion of Fibre To The Home (FTTH) was driven by the increase of services via the internet such as
high definition television, digital photography and video, high-quality on-line video gaming, fast peer-to-peer
file transfer, etc.
The PON (Passive Optical Network) concept aims at being the best candidate to provide an economic
implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. The Time Division
Multiplexing (Multiple Access) TDM/TDMA -PON offers a low cost infrastructure by sharing a single
wavelength channel between multiple users. Even if the PON is still in its early stages of deployment, the
standardisation groups are already working on the next generation of the PON [1-4]. The IEEE has initiated a
10Gbit/s EPON study group. The standard will deliver 10Gbit/s data rate downstream and 1Gbit/s or 10Gbit/s
upstream data rate. On the other hand, the Full Service Access Network Group and the International
Telecommunication Union are pushing forward the GPON upgrade and are developing a 10Gbit/s version.
This paper presents a TDM PON architecture operating at 10Gbit/s in burst mode configuration for the
upstream transmission. The originality of this study lies in the use of commercial devices, in both emission and
reception sides, initially predicted to be used in continuous mode [5]. The experiments were focused on the
upstream TDMA transmission in a 50km link. A maximum optical budget of 22 dB was achieved.
2. System scheme
The experimental set up for the TDM/TDMA-PON configuration is shown on figure 1. The evaluation was
performed by including a single-mode fiber (SMF) between the Optical Network Unit (ONU) and the Optical
Line Terminal (OLT). The ONUs contain DFB lasers, 1915LMM-1600ps/nm, with monolithically integrated
electro-absorption modulators (EA-ILM) designed by Avanex company for continuous traffic applications. Their
central wavelengths are around 1550nm and their cut-off frequencies, at -3dB, are 8GHz. The modulation
voltage, in burst mode, is applied to the modulator section while the DFB laser bias current is controlled by a
burst mode driver to coerce the operating current in burst configuration. The burst mode driver, VSC 7965, is
produced by Vitesse semiconductor.
Burst Controller 1
Vitesse VSC 7965
Burst-Data 1
Pulse Pattern
Generator (PPG)
Avanex
DFB 1
ONU-1
Att 1
1915LMM
Fibre
Burst-Data 2
Pulse Pattern
Generator (PPG)
Avanex
DFB 2
Att
Att 2
Bias-T
Electrical
amplifier
MiTEQ
Error
Detector
CDR
1915LMM
OLT
Burst Controller 2
Vitesse VSC 7965
Photodiode
Nortel PP10G
VM10CRM or
MC310-107
ONU-2
Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network at 10Gbit/s in burst mode configuration with a continuous block receiver
At the OLT, the receiver stage of the burst upstream signal consisted of a PIN-TIA photodiode defined for
continuous applications from Nortel followed by a MiTEQ broadband electrical amplifier. Two types of
178
Publications personnelles
continuous mode clock recovery (CR) were used: a JDS Uniphase module, VM10CRM, including a
temperature-stable high "Q" filter and working at 9.95Gbit/s and a NEL Phase-Locked Loop Clock Recovery
(PLL-CR), MC310-107, operating at 10.7Gbit/s.
3. Experimental results
3.1 Receiver characterization without fibre
This part aims to present the characterization of the continuous block receiver used in our architecture with burst
traffic without fibre. To generate this traffic, the two DFB lasers in the ONUs were modulated in burst mode
according to the chosen clock recovery module, at 10.7Gbit/s and 9.95Gbit/s respectively with the PLL-CR and
the "Q" filtre CR. The packet consisted of non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS 27
= 128 bits). The total packet time was around 4µs. The guard time (Tg) and the ONU on- and off-time were
taken into account in the header. No preamble was applied. Figure2 illustrates the burst mode traffics where two
configurations at different guard times can be seen: the first one at 950ns and the second one at 30ns.
200ns/div
(a
ONU-1
(b
ONU-1
Tg=950ns
ONU-1 off
ONU-2
10ns/div
ONU-2
Tg=30ns
ONU-2 on
ONU-1 off
ONU-2 on
Figure2 : Optical signals captured before burst reception at the OLT with a guard time of (a) 950ns and (b) 30 ns
The PIN-TIA was characterized with upstream burst mode data coming from ONU-1 with 16.5dB dynamic
range. The bit error rate (BER) curves of the packets in a transmission link without fibre are shown on figure 3.
In this experiment, the ONU-1 power was -19.5dBm and that of ONU-2 was -3dBm. The two guard times (30ns
and 950ns) were implemented in three configurations: without CR, with the PLL-CR at 10.7Gbit/s and with the
CR with "Q" filter operating at 9.95Gbit/s.
Tg=30ns w/o CR
-2
Tg=30ns with PLL-CR
-3
Tg=30ns with"Q" filter CR
Tg=950ns w/o CR
-4
Tg=950ns with PLL-CR
Tg=950ns with "Q" filter CR
Log(BER)
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
-25
-24
-23
-22
-21
Recieved Power (dBm)
-20
-19
Figure3: BER curves of upstream data w/o fibre coming from ONU-1
According to these curves in figure 3, the PIN-TIA sensitivity is arround -20dBm (± 0.2dB) in the two guard
time configurations with or without CR. Consequently, in this part similar results were obtained with the two CR,
PLL and "Q" filter. We chose to use only the PLL-CR in the rest of this study because PLL-CR enables
transmission with burst traffic for at least 950ns guard time and is more appropriate for PON.
3.2 Introduction of fibre in the architecture
In this second part, we introduced fibre in the network architecture to quantify the maximum reach of this PON
with the PLL-CR at 10.7Gbit/s. We inserted 10km fibre length step by step. We observe that transmission over
fibre induces an increasing penalty in terms of the length covered in the both of guard time configurations: 950ns
and 30ns. Figure 4 illustrates the presence of this penalty at BER of 10-9, even for continuous modulation of the
DFB lasers (not in burst mode). We can firstly note that the burst mode penalties mesured at 20km is about 1dB.
Secondly, at 50km, the mesured penalty is more than 1.5dB in continuous modulation whereas the DFB laser are
asserted to present a penalty of 1.5dB for 80km fibre at 9.953Gbit/s in continous mode. This difference can be
explained by the chosen bit rate of 10.7Gbit/s in these experiments. Finally, in burst modulation and at 50km, we
got 3dB and 3.6dB penalties with 960ns and 30ns guard times respectively as shown in figure 4.
179
Publications personnelles
4
CW PLL-CR
Burst Tg=1µs PLL-CR
Burst Tg=25ns PLL-CR
Fibre
penalty
Penalty (dB)
3
2
1
Burst mode
penalty
0
10
20
30 Fibre (Km) 40
50
60
Figure4 : Penalty(dB) of ONU-1 packets versus the length of fibre at BER of 10-9
This increase of penalty is illustrated with the optical eye diagram evolutions of ONU-1 in figure 5. Note
that these eye diagrams contain some noisy spots in their centres. They are the results of the clock signal used to
trigger the oscilloscope. In fact, the clock signal recovered by the CR had time shift variation in the first hundred
bits of the packets. These hundred bits were not taken into account in the BER measurements. Despite this
problem of visualization, we observe that with 30ns guard time, the eye diagram is more closed than with 950ns
guard time. In this architecture, penalty is conversely proportional to the width of guard time. Also, the penalty is
due to the combination of the fibre chromatic dispersion and the effect of the turn-on and the turn-off of the burst
mode driver that coerce the operating current of lasers in burst configuration. Thus the maximum range was
limited to 50km (0,22 dB/km attenuation @ 1550nm) even if the total optical budget was evaluatued at 22 dB
with a variable attenuator.
20km
0km
40km
0km
50km
20km
40km
50km
b) 950ns guard time configuration
a) 30ns guard time configuration
Figure5 : Optical eyes diagram evolutions of ONU-1 versus the length of fibre in the two burst mode configuration
Figure6 shows the optical eye diagram evolutions of ONU-1 without fibre. The attenuation was increased
through the variable attenuator in ONU-1 to simulate equivalent fibre length attenuations tested before. These
figures confirm that the eye closure obtained with fiber is due to chromatic dispersion and the burst mode signal
propagation over fibre.
0dB
5dB
10dB
13dB
0dB
a) 30ns guard time configuration
5dB
10dB
b) 950ns guard time configuration
13dB
Figure6 : Optical eyes diagram evolutions of ONU-1 versus the attenuation in the two burst mode configurations
4. Conclusion
A PON based on TDM was tested at 10.7Gbit/s using a continuous block receiver including a PIN-TIA and PLLCR. A maximum budget of 22dB was achieved with a dynamic range of 16.5dB. The maximum fibre link
implemented was 50km which introduced the worst penalty of 3.6dB at BER of 10-9 in burst modulation. The
chromatic dispersion and the burst modulation of current operating lasers may be the main reasons for this
penalty. This study showed that the use of components initially designed for continuous mode operation can be
implemented in a PON system based on upstream burst mode in a link comprising up to 50km fibre.
This work was supported by the European Commission through the Network of Excellence e-Photon/One+". It
has also been supported by "Media and Networks Cluster” with OPTIM@GE and INTERACCES projects.
5. References
[1] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3.
[2] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8.
[3] S. Nishihara et al, ECOC2007, Tu4.4.1
[4] S. Ide et al, ECOC2007, We8.4.5
[5]. C.-J. Chae et al, ECOC2007, PS129
180
Publications personnelles
Hybrid WDM-TDM Passive Optical Network in burst
mode configuration with RSOA
Z. Belfqih, P. Chanclou, F.Saliou
France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France
[email protected]
Abstract A hybrid PON based on TDM and WDM is demonstrated using RSOA in the optical network
unit. The burst mode configuration operates at 1.25 Gbit/s over 50 km fibre link for 1024 customers.
© 2008 Optical Society of America.
OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks
1. Introduction
Rx- up λ2
Rx- up λ32
Rx- up λ1
The PON (Passive Optical Network) concept aims at providing an economic implementation of access fibre
networks capable of carrying broadband services.
The time division multiplexing (multiple access) TDM/TDMA -PON offers a low cost infrastructure by
sharing a single wavelength channel between multiple users. The wavelength division multiplexing (multiple
access) WDM/WDMA -PON offers an additional resource to increase the connectivity as well as to maintain a
shared feeder fibre. Therefore, it is reasonable to investigate a scenario where TDM (A) and WDM (A) are
combined in hybrid PON for next generation access systems [1-3].
This paper presents a hybrid PON having the twin fold advantage of shared infrastructure of PON and
wavelength routing of WDM. The use of WDM signals requires colourless ONUs, which can operate with any
wavelength within a defined spectrum, in order to facilitate network operation and maintenance. In this paper we
focus on the upstream transmission and demonstrate a colourless ONU (Optical Network Unit) based on
reflective semiconductor optical amplifier with burst mode configuration.
2. System scheme
An hybrid PON WDM/TDM(A) is achieved as shown in figure 1 where 10km transmission distance is
implemented using a single-fibre. The burst mode receiver at the OLT is a commercial device operating at a
large wavelength spectrum up to 1.25Gbit/s. The SFF (Small Form Factor) ONU is comprised of RSOA
(Reflective Semiconductor Optical Amplifier) with a bandwidth of 40nm with a central wavelength around
1550nm. The maximum gain of this RSOA is 19dB with a Noise Factor (NF) of 9dB. The RSOA amplifies,
modulates and reflects the continuous wave (CW) coming from a distributed feedback laser (DFB) at the OLT.
An arrayed waveguide gratings (AWG), with 32 channels, is used to multiplex TDM(A) PONs in the feeder with
a spectral spacing of 0.8nm and an insertion loss about 4dB. In this experiment, up- and down- traffics are
separated by a coarse WDM multiplexer which acts as a band pass filter.
Mux DWDM
B
10km
A
A
RSOA
ONU-1
Rx
λ1; λa
λ2; λb
1:8
B
Mux R/B
Mux R/B
Tx-dwn λb
Mux DWDM
Tx-dwn λa
B
A
CW- λ32
Mux R/B
A
AWG
CW- λ2
Mux DWDM
CW- λ1
λ32; λz
B
A
B
B
RSOA
ONU-2
Rx
A
Tx-dwn λz
Figure1: Schematic of the WDM/TDM(A)-PON
network using RSOA
3. Experimental results
Two RSOAs are modulated at 1.25Gbit/s where the packet consists of a header containing 128 bits, followed by
39 non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS 27 = 128 bits). The total packet time is
around 4µs. Guard time and the ONU on- and off-time are taken into account in the header bits. Figure2
illustrates the burst mode traffics. The RSOA differential power variation is about 2dB.
181
Publications personnelles
2dB
ONU 2
ONU 1
PRBS 27
Header 128 bits
Figure2 : Signals captured after burst reception at the OLT with a time scale of (a) 1µs and (b) 20 ns
Two architectures have been achieved. As shown in the figure3, 10km transmission distance has been used
in single fibre (a) or two-fibres in the feeder using a circulator (b). The down-stream traffic has not been
implemented and the up-stream is in burst configuration
b)
a)
OLT *Rx
Tx
Mux AWG.
10km
Att.
Att.
10km
CW-DFB
RSOA ONU1
**Rx
Mux AWG.
CW-DFB
RSOA
ONU2
**Rx
OLT *Rx
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continuous mode receiver
Tx
Att.
Att.
RSOA ONU1
**Rx
RSOA
ONU2
**Rx
* OLT Burst mode receiver
** ONUs Continuous mode receiver
10km
Figure3: WDM/TDM (A) PON network architecture with (a) a single fibre in bidirectional transmission and (b) with two fibres using a
circulator
Figure 4 shows the Bit Error Rate (BER) curves. The curves (a) are the Back to Back (B2B) transmission
results without any fibre. The curves (b) are the two-fibre architecture curves with 22dB maximum optical
budget using a circulator. The curves (c) are the single-fibre bidirectional transmission curves with 20dB
maximum optical budget.
The burst traffic BER is only measured on the PRBS sequences and not on the header
-3
B2B RSOA 1
a)
-4
b)
B2B RSOA 2
Two fibres curves : RSOA 1
b)
Two fibres curves : RSOA 2
Log(BER)
-5
Bidirectional single fibre : RSOA 1
c)
-6
Bidirectional single fibre : RSOA 2
-7
-8
c)
a)
-9
2.5dB
-10
-11
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
-24
P (dBm)
Figure4: BER curves
The high NF value of 9dB and the low extinction ratio of 11dB of RSOA accounts for
more than 1dB penalty in upstream burst sensitivity at a BER of 10-9 for (b) configuration. Moreover, Rayleigh
backscattering degrades bidirectional transmissions and limits the performance inducing more than 1.5dB
sensitivity penalty between configurations (c) and (b). Two kinds of Rayleigh backscattering are present in
architecture (c): firstly the CW back-reflections and secondly loopback created at the ONU by downstream
reflection of the modulated signal which is re-injected in the RSOA and amplified in the same way as the
upstream signal.
The GPON [4] class B+ standard specifies the optical power variation (∆P) around 15dB in. Furthermore,
loss budget of the nearest ONU is 13 dB and the furthest one is 28dB. In this experiment, ∆P between the two
182
Publications personnelles
upstream packets is about 2 dB, with 18dB and 20dB loss budget.
To measure the relationship between the optical power variation (∆P) of two ONUs and the optical-signal to
noise ration (OSNR) of each RSOAs in the ONUs, the experiment shown in the figure 5 has been realized.
ONU-2
ONU-1
OSNR
variation
Att.
Att.
TxBurst-Data
DFB-1
RSOA-1 Burst mode control
ASE
Figure5: OSNR variation (dB) sensitivity (dBm) at 10-9 BER of burst mode receiver with RSOA ONUs
In these two combined ONUs, RSOA is used to simulate a burst Amplified Spontaneous Emission (ASE) of
the signal. The amplitude variation of this ASE, made by the first attenuator, allows to vary the OSNR of each
ONU. The optical power variation (∆P) is realised by the second stage of attenuation.
Figure 6 shows the variation of the OSNR (dB) versus the sensitivity (dBm) of the burst mode receiver at
BER 10-9. Three curves are shown. The first one simulates the presence of only one upstream packet from one
RSOA. The second one represents two upstream packets with ∆P=6dB. The third one shows the transmission
results of two upstream packets with ∆P=15dB as recommended in the GPON class B+ standard. At -30 dBm
sensitivity value, the higher the ∆P is, the higher the OSNR is, at a BER of 10-9 .
34
One RSOA
Two RSOAs ∆P=6dB
30
Two RSOAs ∆p=15dB
OSNR (dB)
26
22
18
14
10
-32
-31
-30
-29
-28
-27
Sensitivity (dBm)
Figure6: OSNR (dB) vs. sensitivity (dBm) at 10-9 BER of burst mode receiver with RSOA ONUs
In our architecture, ∆P must be kept at 2dB in order to maintain the maximum optical budget with the
smallest sensitivity values at BER 10-9. To increase the optical variation of the RSOA packets in burst
architecture, the noise factor of these RSOA has to be decreased.
4. Conclusion
A hybrid passive optical access network based on TDM and WDM is demonstrated including RSOA in the
optical network unit. The results show that the NF of the proposed RSOA must be improved to obtain a
compatible GPON Class B+ power budget between 13 to 28dB. The power penalties induced by the Rayleigh
backscattering have been evaluated (1.5dB). Experiments showed that a network based on the optical carrier
supported 20dB optical budget in single-fibre configuration and 22 dB in two-fibre configuration. This optical
budget can be used in several scenarios all of them including one AWG (4dB with 32 channels). The first one
implements 32 splitter ratio (15 dB) and 5km fibre (1dB) in a large density district (1024 users). The second one
implements 4 splitter ratio (6dB) and 50 km fibre (10 dB) in a long reach and less dense area (128 users). These
results show that the WDM-TDM architecture with RSOA is an attractive candidate for innovative optical access
networks.
5. Acknowledgments
This work was supported by the European Commission through the Network of Excellence e-Photon/One+". The
authors would like to thank Optoway and Amphotonix companies for their support.
6. References
[1] J.M.Oh et al OFC07, PDP9
[2] F. Payoux et al. OFC06, OTuC2
[3] D.J Shin, JLT, vol.23, NO 1, January 2005
[4] IUT standard, G.983 and G.984
183
Publications personnelles
Enhanced Optical Budget System Performance of an
Burst Extended PON at 10.7Gbit/s over 60km of Fibre
Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Saliou, N. Genay, B. Landousies
France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France
[email protected]
Abstract
A 10.7Gbit/s upstream extended PON was demonstrated over 60km of fibre in burst configuration. A budget of
39.5 and 55dB was achieved without and with SOA respectively.
Introduction
At the OLT, the receiver stage of the burst upstream
signal consisted of an APD-TIA photodiode. Its
sensitivity is around -27dBm and its input overload is
around -4dBm. We introduced a DC Block behind the
photodiode to be in an AC coupled input interface.
Note that no Automatic Gain Control (AGC) is
implemented. Moreover, a broadband electrical
amplifier follows the DC Block and a Phase-Locked
Loop Clock Recovery (PLL-CR) module was
introduced in the block receiver
Recent Fibre To The Home (FTTH) launch in both
North America and Europe was driven by the
exponential need of high bandwidth of customer
services as high definition television, digital
photography and video, high-quality on-line video
gaming, fast peer-to-peer file transfer, etc. The GPON
(Passive Optical Network) concept was chosen by
France Telecom Group since GPON aims at being
the best candidate to provide an economical
implementation of access fibre networks capable of
carrying broadband services. Even the PON is still in
its early stages of deployment, it must be
upgradeable.
In this paper, an extended TDM Next Generation
Passive Optical Network (NGPON) architecture
operating at 10.7Gbit/s, bit rate usually used with the
Forward Error Correction (FEC), is presented. Burst
mode configuration for the upstream transmission
working at 1310nm was tested. The experiments
were focused on the upstream TDMA transmission in
a 60km link. A maximum optical budget of 39.5 and
55dB was achieved without and with Semiconductor
Optical Amplifier (SOA) respectively. Furthermore, we
obtained a wide dynamic range of 15dB.
Extended PON architecture with SOA
Extended reach GPON are more and more studied to
ensure alignment with current standards by
increasing the optical budget and by demonstrating
an extended system working at 1310nm [1]. In our
study, we focus on the extended reach PON of the
upstream traffic working at 10.7Gbit/s.
Figure 2 shows the extended PON architecture. It is
the same architecture in the figure 1 but with the
implementation of in-line amplification. The SOA used
in this study is a commercial device with a peak
wavelength at 1310nm and 60nm bandwidth. It has a
gain of 20dB and a Noise Factor (NF) closed to 5dB.
It should be noted that no optical filter was introduced
in front of the photodiode so that the SOA Amplified
Spontaneous Emission (ASE) noise was not filtered.
PON architecture without amplification
The experimental set up for the TDM/TDMA-PON
configuration is shown on figure 1. The ONUs contain
Direct Modulated DFB lasers (DML) from EmcoreOrtel. Their central wavelengths are around 1310nm
with mean output power of +12.5dBm and their cut-off
frequency, at -3dB, is 14GHz. The modulation
voltage, in burst mode, is applied to the modulator
section while the DFB laser bias current is controlled
by a burst mode driver to coerce the operating current
in burst configuration.
Burst DATA
PRBS 27-1
ONU1
Burst DATA
PRBS 27-1
OLT
APD
TIA
Electrical
amplifier
ONU1
ONU2
OLT
SOA
Att
APD
TIA
Error
detector
DC
block
Electrical
amplifier
∆P
15dB
Figure 2: The Extended -PON network at 10.7Gbit/s
in burst mode configuration with a SOA
Experimental results
Error
detector
DC
block
Burst DATA
PRBS 27-1
Att
ONU2
Att
Burst DATA
PRBS 27-1
CDR
∆P
15dB
Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network
at 10.7Gbit/s in burst mode configuration with a
continuous block receiver
184
In this part, the characterization of the transmission of
the burst optical traffic is presented. To generate this
traffic, the two DFB lasers in the ONUs were
modulated in burst mode at 10.7Gbit/s with an
extinction ratio of 8dB. The packet consisted of nonreturn to zero (NRZ) pseudo random binary
7
sequences (PRBS 2 = 128 bits). The total packet
time was around 4µs. The guard time (Tg) and the
ONU on- and off-time were taken into account in the
header. No preamble was applied. A significant
difference of power, ∆P=15dB, between the nearest
CDR
Publications personnelles
and the furthest ONU to the OLT was implemented.
Figure 3 illustrates the burst mode traffics.
ONU2
ONU2
(b)
2µs
2µs
∆P=
15dB
ONU1
44
ONU2
ONU2
ONU1
10-12≤ BER <10-10
10-10≤ BER <10-8
10-8≤ BER <10-6
10-6≤ BER <10-4
10-4≤ BER <10-2
10-2≤ BER <0
41
Extended Budget dB (SOA to OLT)
(a)
around 55dB was measured in the optimal working
area. About 12.2dB improvement is realized
compared to the last studies [5]. In this area, the
access optical budget is included between 18 and
33dB and the extended one is between 18 and 23dB.
∆P=6.5 dB
ONU1
Figure3: Optical signals, (a) before the online SOA, (b)
after the SOA
Results of the PON architecture without SOA
38
35
32
29
26
23
20
17
14
11
The Bit Error Eate (BER) results were evaluated for
the burst transmission at 10.7Gbit/s as shown in
figure 4. The BER values were recorded in terms of
the received power only during the burst time. High
sensitivity of -27dBm was obtained at a BER of 10-9.
The APD input overload is over -4dBm. About 9dB
improvement is realized compared to the last studies
[2]. To our knowledge, it is the first PON having at
least an optical budget of 39.5 dB @ 10-9 (with DFBDML power +12.5dBm) and operating at 10.7Gbit/s
[3-4]. Furthermore, a dynamic range ∆P of 15dB was
tested over 0km, 20km and 40km link fibre. With
60km fibre, only ∆P=7dB was tested. Moreover,
23.4dB optical loss over 60km fibre had been
obtained due to higher fibre losses at 1310nm. Also,
losses of 9.5dB are assumed for the 1x4 splitter and
insertion loss of the variable optical attenuator (VOA)
used to measure the optical budget. A dynamic range
∆P of 20dB was obtained over a maximum of 20km
fibre. The burst mode over fibre penalties are very
small, and are less than 0.5dB according to the
curves on figure 4.
-1
-1
Figure5: Extended budget area vs. the Access Budget
-1
-2
-3
Log(BER)
-4
-6
Floor@ BER 10-10
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-32
-30
-28
-26
Acces Budget 22dB
-24
-22
-20
-18
-16
-14
-12
-10
Received Power(dBm)
Acces Budget 32dB Acces Budget 34dB
-8
-6
-4
-2
0
Acces Budget 36dB
Figure6: BER curves vs. the received power
Figure 6 shows the transmission performance through
four BER curves. Each curve shows the BER as a
function of received power for a fixed access budget
while the extended one was varied. A floor appears at
a BER of 10-9.This is due to the ASE noise. Indeed,
the absence of optical filter before the block receiver
in the OLT side induces beat noise between signal
and ASE at the photodiode
Conclusion
Figure4: Upstream BER performance vs. the received
power for (a) ∆P=15dB and (b) ∆P=7dB
Results of the PON architecture with SOA
Acknowledgments
In this part, we evaluated the budget performance of
the amplified PON architecture. The aim is to
determine an optimal working area. This area
presents the best combination of an access optical
budget (measured between the ONUs and the SOA)
with 15dB dynamic range and the extended optical
budget (between the SOA and the OLT). These
working areas, shown on the figure 5, were obtained
by fixing a value of the access budget (16 to 40dB)
and varying the extended budget (10 to 44dB). We
delimited the areas according to the measured bit
error rate values. A maximum optical budget of
This work was carried out partly in the framework of
the French ANR project ANTARES and AROME, and
also the INTERACCES project of the "pôle de
compétitivité" "Media&Networks". This work is also
supported by the EU FP7 ICT SARDANA project
-4
-2
(a)
ONU1:
-27dBm
-3
-3
Log(BER)
ONU2:
-12 dBm
-6
-7
(b)
ONU1:
-27dBm
-4
-5
-5
ONU2:
-20 dBm
-6
-7
-8
-8
-9
-9
Dyna mic range ∆P=15dB
-10
-10
-11
-11
∆P=7dB
-12
-12
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8
Received Power (dBm)
B2B
-5
An upstream extended PON at 10.7Gbit/s was
evaluated. The two ONUs included DML-DFB with
+12.5dBm output power and the OLT contained an
APD-TIA in AC coupled configuration and a PLL-CR.
This is the first report of burst mode PON including
SOA at 10.7Gbit/s. In addition, we obtained a high
sensitivity (-27dBm) and a widest dynamic range
(20dB up to 20km, 15dB up to 40km and 7dB up to
60km fibre link). A total budget of 39.5 and 55dB was
achieved without and with SOA respectively.
-2
Log (BER)
16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40
Access Budget dB (ONUs to SOA)
0Km
20km
40km
-6
-4
-2
0
APD Overload
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8
Received Power (dBm)
B2B
60km
-6 -4
-2
0
APD Overload
References
[1] R. Davey et al, OFC2008, OThL1
[2] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8
[3] Z. Belfqih et al, OFC2008, PS JWA 112
[4] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3
[5] K.I. Suzuki et al, OFC2008, OThL3
185
Publications personnelles
Performance of the next generation
PON at 10Gbit/s on burst mode
configuration
Z. Belfqih, P. Chanclou, A. Othmani, N. Genay, B. Landousies
Orange Labs, 2 Avenue Pierre Marzin, 22300, Lannion, France
Tel: +33 296051042, Fax: +33 296051723, E-mail: [email protected]
A TDM (Time Division Multiplexing) Next Generation Passive Optical Network
(NGPON) architecture operating at 10Gbit/s is tested. The upstream transmission is
in burst mode configuration and works at 1310nm. The experiments were focused on
the upstream TDMA transmission in a 60km link. A maximum optical budget of
39.5dB is achieved without any amplification. Furthermore, we obtained a wide
dynamic range of 15dB between the nearest and the furthest ONU (Optical Network
Unit) to the OLT (Optical Line Terminal).
Introduction
To provide triple play services, Fibre To The Home (FTTH) has been largely
launched in Japan several years ago, and both North America and Europe from
2006 [1-2]. This massive deployment was driven by the exponential need of high
bandwidth of customer services as high definition television, digital photography
and video, high-quality on-line video gaming, fast peer-to-peer file transfer, etc.
The GPON (Passive Optical Network) concept was chosen by France Telecom
Group since GPON aims at being the best candidate to provide an economical
implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services.
Even the PON is still in its early stages of deployment, it must be upgradeable.
The standardization groups are already working on the next generation of the
PON. The IEEE has initiated a 10Gbit/s EPON study group. The standard will
deliver 10Gbit/s data rate downstream and 1Gbit/s or 10Gbit/s upstream data
rate. On the other hand, the Full Service Access Network Group and the
International Telecommunication Union are pushing forward the GPON upgrade
and are developing a next generation version.
In this paper, a Next Generation Passive Optical Network (NGPON) architecture
operating at 10.7Gbit/s is presented. Burst mode configuration for the upstream
transmission working at 1310nm was tested. The experiments were focused on
the upstream TDMA transmission in a 60km link. A maximum optical budget of
39.5dB was achieved. Furthermore, we obtained a wide dynamic range of 15dB.
Also the preamble time and the delimiter time are introduced. And the BER will
be evaluated for several time slot combinations.
186
Publications personnelles
PON architecture
The experimental set up for the TDM/TDMA-PON configuration is shown on
figure1. The ONUs contain Direct Modulated DFB lasers (DML) from EmcoreOrtel. Their central wavelengths are around 1310nm with mean output power of
+12.5dBm and their cut-off frequency, at -3dB, is 14GHz. The modulation voltage,
in burst mode, is applied to the modulator section while the DFB laser bias
current is controlled by a burst mode driver to coerce the operating current in
burst configuration.
Burst DATA
PRBS 29-1
Burst DATA
PRBS 29-1
OLT
ONU1
Error
detector
ONU2
Att
APD
TIA
Att
DC
block
Electrical
amplifier
CDR
∆P dB
Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network at 10.7Gbit/s in burst mode configuration with a
continuous block receiver
At the OLT, the receiver stage of the burst upstream signal consisted of an APDTIA photodiode. Its sensitivity is around -27dBm and its input overload is around 4dBm. We introduced a DC Block behind the photodiode to be in an AC coupled
input interface. Note that no Automatic Gain Control (AGC) is implemented.
Moreover, a broadband electrical amplifier follows the DC Block and a continuous
Phase-Locked Loop Clock Recovery (PLL-CR) module was introduced in the
block receiver.
Experimental results
In this part, the characterization of the transmission of the burst optical traffic is
presented. To generate this traffic, the two DFB lasers in the ONUs were
modulated in burst mode at 10.7Gbit/s with an extinction ratio of 8dB. The packet
consisted of non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS
29 = 512 bits).
Receiver characterization without fiber
The BER will be evaluated for several time slot combinations between the total
packet time (Tpck), the measured packet time (Tm) and the guard time (Tg).
Figure2 illustrates the burst mode traffic.
2µs
2µs
2µs
Tpck=4.8µs
Tm=2.8µs
ONU2
Tg
ONU1
ONU2
ONU2
Tg
ONU1
Tm=3.8µs
Tpck=4.8µs
187
Tm=4.8µs
2
ONU2 Tg
ONU1
Tpck=4.8µs
2
Publications personnelles
Figure2: One example of the burst mode traffic with three combinations of Tm: 60%,
80% and 100%
The figure3 resumes the penalty of the received optical power at a BER of 10-9
for different time ratio Tm/Tpck with a fixed packet time; Tpck =4.8µs. Also, these
penalties are measured for several guard time Tg.
8
Tm:2.8µs
Tm:3.8µs
Tm:4.8µs
7
Penalties (dB)
6
5
4
3
2
1
0
50%
60%
70%
80%
Time Ratio (Tm/Tpck)
Tg = 3 µs
Tg = 6 µs
Tg = 14 µs
Tg = 2 µs
Tg = 5 µs
Tg = 9,5 µs
90%
100%
110%
Tg = 4 µs
Tg = 8,5 µs
Tg = 20 µs
-9
Figure 3: Optical power penalty at a BER of 10 vs. Time Ratio Tm/Tpck for different Tg
We observe that the more guard time increases the more the penalties increase
too. Also, the penalties have an increasing look. In fact, when the BER is
measured during all the packet time, the header of this packet is included. Then,
the preamble and the delimiter time are taken into account. Also, the growth of
the guard time induces a large gap where data are off. So, the PLL-CR of our
receiver takes more time to recover the clock time and then the penalties are
higher.
Figure 4 gives us an idea about the BER curves when the time of measure Tm is
equal to the packet time.
-1
-2
-3
-4
Log(BER)
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
Continuous
Tg=2 µs
Tg=3 µs
Tg=4 µs
Tg=5 µs
Tg=6 µs
Tg=8,5 µs
Tg=9,5 µs
Tg=14 µs
Tg=20 µs
-12
-34
-33
-32
-31
-30
-29
-28
-27 -26
-25 -24
Re ceived Powe r (dBm)
-23
-22
-21
-20
-19
Figure 4: BER curves vs. the received power when Tm/Tpck = 100% and in function of several
guard time (Tg)
188
Publications personnelles
Introduction of the fibre in the architecture
The next results are measured with a total packet time of 4.5µs. The guard time
(Tg) and the ONU on- and off-time were taken into account in the header and are
equal to 200ns. A significant difference of power, ∆P=15dB, between the nearest
and the furthest ONU to the OLT was implemented. Figure 4 illustrates the burst
mode traffics.
ONU2
ONU2
2µs
∆P=15dB
ONU1
Figure 4: Optical packets from ONU1 and ONU2 with ∆P=15dB
The Bit Error Rate (BER) results were evaluated for the burst transmission at
10.7Gbit/s as shown on figures 5 to 7. The BER values were recorded in terms of
the received power during 85% of the burst packet time. So header time was not
taken into account in the BER measures. High sensitivity of -27dBm was
obtained at a BER of 10-9. Also, the APD input overload is about -4dBm.
Figure 5 shows curves of upstream received signal. In this first case, the dynamic
range ∆P is equal to zero. The goal is to determine how far is the maximum link
of fibre between the OLT and the ONU.
-1
-2
-3
0km
20km
40km
60km
85km
100km
-4
Log(BER)
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-36
-35
-34
-33
-32
-31
-30 -29
-28
Received Power (dBm)
-27
-26
-25
-24
-23
Figure 5: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=0dB
We have observed that the penalty at a BER of 10-9 is around -0.5 dB over 20km,
40km and 60km. This is due to the chirp parameter of the DFB lasers. This
penalty became positive and reached +1 dB with 85km of fibre. This kind of
penalty is due to the combinations of the chromatic dispersion and the laser
chirp. Over 85km, a bit rate floor appeared at a BER of 10-5.
189
Publications personnelles
With 60km fibre, the optical losses of the tested architecture network are around
32.9dB. In fact the high fibre losses at 1310nm leaded to 23.4dB optical loss over
60km. Also, 9.5dB optical loss is assumed for the 1x4 splitter and insertion loss
of the variable optical attenuator (VOA) used to measure the optical budget.
Thus, only a dynamic range ∆P of 7dB was achieved with 60km fibre. (Cf. figure
6)
-1
-2
-3
Log(BER)
-4
B2B
60km
APD Overload
ONU1
-27dBm
-5
ONU2
-20dBm
-6
-7
-8
-9
∆P=7dB
-10
-11
-12
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0
Received Power (dBm)
Figure 6: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=7dB
Furthermore, a dynamic range ∆P of 15dB was tested over 0km, 20km and 40km
link fibre. (Cf. figure 7). The burst mode over fibre penalties are very small and
are less than 0.5dB according to the curves on figure 7.
About 9dB improvement is realized compared to the last studies [3]. To our
knowledge, it is the first PON having at least an optical budget of 39.5 dB @ 10-9
(with DFB-DML power +12.5dBm) and operating at 10.7Gbit/s [4-5].
-1
-2
-3
B2B
0Km
20km
40km
APD Overload
ONU1
-27dBm
Log (BER)
-4
-5
-6
-7
ONU2
-12dBm
-8
-9
∆P=15dB
-10
-11
-12
-36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0
Received Power (dBm)
Figure 7: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=15dB
190
Publications personnelles
Conclusion
An upstream PON at 10.7Gbit/s was evaluated. The two ONUs included DMLDFB with +12.5dBm output power and the OLT contained an APD-TIA in AC
coupled configuration and a continuous PLL-CR. In addition, we obtained a high
sensitivity (-27dBm) and a widest dynamic range (20dB up to 20km, 15dB up to
40km and 7dB up to 60km fibre link). A total budget of 39.5 was achieved without
amplification.
The maximum of penalties due to the high time guard of 20µs is about 7dB. Note
that the continuous PLL-CR in the receiver block still recovers the clock signal
even if it contains a gap time almost equal to quadruple the burst packet time
which is 4.8µs.
Acknowledgments
This work was carried out partly in the framework of the French ANR project
ANTARES and AROME, and also the INTERACCES project of the "pôle de
compétitivité" "Media&Networks". This work is also supported by the EU FP7 ICT
SARDANA project
References
[1] F. J. Effenberger et. al., Vol. 6, Issue 7 pp: 808-818, July 2007
[2] “2007-2008: Early stage deployment of Orange very high speed broadband” France Telecom
Press Release, 15 December 2006
[3] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8
[4] Z. Belfqih et al, OFC2008, PS JWA 112
[5] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3
191
Publications personnelles
Architecture hybride du réseau d'accès optique: WDMTDM PON utilisant des RSOA en mode burst
Fabienne Saliou, Philippe Chanclou et Zineb Belfqih
France Telecom Division Recherche et Développement
2, avenue Pierre Marzin 22307 LANNION
[email protected]
Abrégé : Dans un contexte de réseau d'accès optique haut débit, l'étude se porte sur un réseau
PON hybride WDM–TDM combinant performance en bande passante et partage des clients. Ce
réseau est réalisé grâce à 2 éléments clés : d'une part l'AWG qui permet le routage des signaux
montants et descendants en même temps. D'autre part les RSOA, placés au niveau ONU, modulent
à 1.25Gbit/s en mode burst et amplifient les signaux montants. En présence de 2 RSOA-ONU,
nous avons mesuré les capacités d'une telle architecture en termes de budget étendu : 21dB soit
40km de fibre et 256 clients.
1. Introduction
A l'heure actuelle, le réseau d'abonnés demande une solution d'accès économique et performante à
haut débit. Un réseau optique passif de type PON (Passive Optical Network) représente la solution Point à
Multipoint optique permettant de mutualiser une partie de l'infrastructure entre plusieurs clients. Plusieurs études
sont menées sur les architectures de PON au niveau multiplexage comme le TDM (Time Division Multiplexing) ou
le WDM (Wavelength Division Multiplexing) ou encore au niveau protocole avec l'ATM (Asynchronous Mode
Transfer) ou l'Ethernet.
Le PON TDM reste peu coûteux par abonnés en partageant à l'aide de coupleur 1 vers N, une seule
longueur d'onde pour de multiples clients. Cependant le sacrifice se fait inévitablement sur la bande passante : le
nombre typique d'abonnés est limité à environ 64.
Le PON WDM, quant-à lui, permet d'allouer l'ensemble de la bande passante à un client, grâce au
multiplexage des canaux en longueur d'onde, il offre également une grande sécurité et une transparence au
protocole. Le PON WDM restant plus couteux par ses composants, il peut être considéré une fois optimisé,
comme la solution pour la future génération de PON après le G/GE PON. C'est pourquoi plusieurs études sont
menées [1–4] pour trouver des solutions pour combinés TDM et WDM pour un déploiement dans un futur
proche.
Récemment, un réseau PON hybride WDM/TDM, qui combine le WDM et le TDM PON a été introduit, il
permet d'augmenter le nombre d'ONU (Optical Network Unit), tout en conservant toujours une grande bande
passante. Comme dans tout réseau d'accès, augmenter la distance de transmission entre OLT (Optical Line
Termination) et ONU, ou augmenter le taux de partage TDM, implique des pertes. Pour compenser ces pertes, il
est nécessaire d'introduire un amplificateur. Nous avons donc choisi de baser notre architecture sur des RSOA
(Reflective Optical Semiconductor Amplifier), placés au niveau ONU. L'intérêt est de remplacer l'émission laser
au niveau des signaux montants par des amplificateurs réflectifs, ce qui permet d'avoir des ONU achromatiques
en plus de l'amplification.
2. Le réseau Hybride PON WDM/TDM basé sur des RSOA
Un réseau hybride mixant WDM et TDM a été conçu tel que le montre la Figure 1. Pour décrire cette
architecture il faut noter l'importance de l'AWG (Arrayed Waveguide Gratings), des RSOA et du coupleur.
D'une part, l'AWG permet le multiplexage des différents arbres PON en associant par ports les deux longueurs
d'onde descendantes et montantes. Et d'autre part, les RSOA, placés au niveau ONU, ont pour fonction de
moduler les signaux provenant des sources laser continues, de réfléchir ces signaux et enfin de les amplifier. Ils
forment ainsi des signaux montants amplifiés, modulés à 1.25Gbit/s, que l'on vient multiplexer temporellement
par un coupleur 1 vers N. C'est la partie TDM du réseau.
Pour détailler techniquement l'architecture, voici les caractéristiques de chaque élément du réseau. Au
central se trouvent les sources lasers continues (CW) qui vont servir à former les signaux montants à 1550nm. Le
circulateur permet de diriger l'aller-retour de ce signal. La réception de ces signaux se fait également au central
par une photodiode APD mode burst de sensibilité -31dBm à 1550nm et 1.25Gbit/s. Les signaux descendants,
émis au central par des lasers DFB (Distributed Feed Back) sont modulés à 2.5Gbit/s et reçus par les ONU par
une photodiode APD ou PIN. Ensuite en ligne, la propriété passive du PON a été conservée puisqu'on utilise
uniquement des éléments passifs : une fibre monomode d'atténuation linéique 0.2dB/Km qui traduit
l'augmentation de portée en présence de possible rétrodiffusion de Rayleigh, un AWG de 32 canaux d'ISL
(Intervalle Spectral Libre) 0.7nm, et un coupleur 1 vers 8.
192
Publications personnelles
1.25Gbit/s
Descendant 2.5Gbit/s
Tx
2N
lasers
DFB
λ2N
MUX
MUX
Montant /
Descendant
Tx_N λN
λ1
Récepteur
mode Burst
Rx_N
B
λ1 - λN+1 TDM
10k
m
B
A
M -3dBm
U
X
lasers
CW
Rx_1
Rx
λN+1
Tx_1 λ1
A
A
1km
Tx
N+1
A
B A B A
A
W
G
WDM–TDM
Tx
RSOA
ONU 1
λN - λ2N
1.25Gbit/s
1:8
B
B
Coupleur
D
M
U
X
Rx
Tx
RSOA
Budget (dB)
λN
ONU 2
Montant 1.25Gbit/s
Central
Fig. 1 : Architecture d'un réseau hybride PON WDM-TDM
Au niveau ONU, les RSOA utilisés sont des modules de type SFF (Small Form Factor), compatibles avec
une modulation en mode burst à 1,25Gbit/s. Dans un premier temps, nous les avons caractérisés pour différentes
longueurs d'onde du spectre de la bande C. Leur spectre est centré autour de 1550nm avec une bande passante à 3dB d'environ 40nm. A 1550nm, les RSOA ont un gain de 19dB et un NF (Noise Factor) de 9dB pour une
puissance d'entrée de -25dBm.
3. Résultats expérimentaux
L'expérience est réalisée avec 2 RSOA ONUs qui modulent, en mode burst, le signal montant à 2
intervalles de temps différents. Les paquets sont formés de 128 bits d'entête et d'une succession de séquences
PRBS 27 (Pseudo Random Bit Sequence), pour une longueur de 4992 bits, soit une durée totale d'environ 4µs.
∆t=50ns
∆P=2dB
ONU 2
ONU 1
Paquet A
Paquet B
Entête 128 bits
Allumage
Aléatoire
4992 bits
(a)
(b)
Fig. 2 : Image des paquets modulés par les RSOA : (a) paquets A et B ; (b) réglage de l'allumage du RSOA
Pour limiter les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh, nous avons imaginé une autre architecture avec 2 fibres
dans la partie transport : on insère entre le circulateur et la réception du signal montant, une fibre de 10 Km.
Ainsi l'isolation du circulateur empêche la rétrodiffusion de Rayleigh de perturber la transmission en ligne. On
ajoute également une fibre de 10 Km entre la source continue et l'autre branche du circulateur pour équilibrer la
position du central. La figure 3 schématise cette architecture (b) et celle avec 1 fibre en distribution (a).
CW
DFB
Att
.
RSOA
CW
DFB
10Km
Rx
Burst A
10Km
RSOA
Circ.
RxRx
OLT
Tx
AWG
Att
.
Att
.
ONU1
Circ.
ONU2
Rx
Burst B
RxRx
OLT
Tx
Distribution
10Km
Transport
AWG
ONU1
Rx
Burst A
RSOA
Att
.
Distribution
(b)
(a)
Fig. 3 : Architecture avec 10 km de fibre en distribution (a) et double fibre en transport (b)
193
RSOA
ONU2
Rx
Burst B
Publications personnelles
Le signal continu provient d'une source accordable réglée selon l'AWG autour de 1550nm. Les pertes
d'insertions cumulées de l'architecture s'élèvent à 15 dB, auxquelles on ajoute des atténuateurs en ligne qui vont
simuler le budget étendu pour chacun des ONU. La puissance optimale injectée dans le RSOA est de -19.5dBm
pour l'ONU et -20.9dBm pour l'ONU2. Ce point de fonctionnement du RSOA garantie un taux d'erreur binaire
(BER) < 10-9, signe d'une transmission satisfaisante. On obtient ainsi un budget étendu de 22dB pour lequel
correspondent les courbes de BER et le diagramme de l'œil présentés en figure 4.
-3
B2B RSOA ONU1
(a)
-4
B2B RSOA ONU2
Double fibre RSOA ONU1
-5
Log(BER)
(b)
Double fibre RSOA ONU2
-6
(a)
-7
(b)
(c)
10 km RSOA ONU1
(c)
10 km RSOA ONU2
-8
-9
2.5dB
-10
-11
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
P (dBm)
Fig. 4 : Courbes de BER et Diagramme de l'œil d'un ONU
Les courbes (a) représentent les mesures en Back to Back, c'est-à-dire l'architecture testées sans fibre. On
note que la sensibilité à 10-9, du récepteur à l'ONU1 est de -30.8 dBm et -30.4dBm pour l'ONU2. On obtient dans
cette configuration un budget total de 22dB pour l'ONU1, et 20.4dB pour l'ONU2. Le diagramme de l'œil
correspondant a un taux d'extinction >10dB.
En insérant une fibre de 10Km dans la partie distribution (courbes (c)), on obtient un budget de 21.5dB.
On remarque que la fibre introduit une pénalité de 2.5dB, mais on observe également un plancher à un BER de
10-9. Cela s'explique par les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh. La fibre introduit une réflexion qui vient
perturber le fonctionnement du RSOA et le multiplexage temporel. Pour améliorer ces résultats, nous avons donc
testé l'architecture présentée précédemment, avec double fibre dans la partie transport. On obtient les courbes (b),
pour lesquelles on a un budget de 20.9dB pour l'ONU1 et 22.5dB pour l'ONU2, ce qui garanti un taux d'erreur
<10-9. Ce budget peut se traduire par l'AWG de 32 canaux (3dB), un coupleur 1 vers 8 (10dB) et 40Km de fibre
(8dB).
4. Conclusion
Une transmission montante en mode burst est réalisée grâce à des RSOA qui forment des ONU
achromatiques, un coupleur qui multiplexe temporellement et un AWG qui multiplexe en longueur d'onde. Nous
avons démontré que l'on peut réaliser cette transmission sans erreur, sur une distance de 40Km et pour 32×8
ONU soient 256 clients. Nous espérons améliorer ces résultats pour obtenir un système performant sur toute la
bande d’atténuation de la classe B+ du GPON. Un réseau hybride WDM-TDM basé sur des RSOA s'avère donc
être un choix envisageable pour la nouvelle génération de réseau d'accès.
Remerciements
Ces travaux sont réalisés dans le cadre de la Commission Européenne pour le réseau d'excellence de EPhoton/One+ on Metro & Access Networks
RÉFÉRENCES
[1] J.M.Oh et al, OFC 2007, PD, "Enhance System Performance of an RSOA based hybrid WDM/TDM-PON
System using a Remotely Pumped Erbium-Doped Fibre Amplifier"
[2] F. Payoux et al, ECOC 2005, "Demonstration of a RSOA-based wavelength remodulation scheme in
1.25Gbit/s bidirectional hybrid WDM-TDM PON"
[3] J.Prat et al, Photonics Technology Letters, Jan 2005, IEEE, "Optical Network Unit based on a Bidirectional
Reflective Semiconductor Optical Amplifier for Fibre-To-The-Home Networks"
[4] D.J. Shin et al, OFC 2004, "Hybrid WDM/TDM-PON for 128 subscribers using λ-selection-free transmitters"
194
Publications personnelles
10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber
configuration up to 25 km SMF
G. Girault, L. Bramerie, O. Vaudel, S. Lobo, P. Besnard, M. Joindot, J-C. Simon (1),
C. Kazmierski, N. Dupuis, A. Garreau (2), Z. Belfqih, P. Chanclou (3)
1 : UMR CNRS Foton-ENSSAT, 6 rue de Kerampont, BP80518 22305 Lannion FRANCE, [email protected]
2 : Alcatel-Thalès III-V Lab, Route de Nozay, 91460 Marcoussis, FRANCE; [email protected],
3 : France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, FRANCE;
[email protected]
Abstract
A REAM-SOA chip is characterized as part of an ONU in upstream 10 Gbit/s PON configuration in single-passage
and then bidirectional architectures. Chromatic dispersion and Rayleigh impacts are assessed.
though bit error rate (BER) measurements after being
reflected in the REAM-SOA and passing again
through the circulator. The used block receiver
(O10G-CDR from Cleode company) is composed by
an APD and a clock & data recovery. The DFB output
power is controlled via a variable attenuator; the bias
current of the SOA is about 120 mA.
The REAM-SOA chip was fabricated at Alcatel-Thalès
III-V Lab [6]. It is composed of an InP-n buffer layer
grown on n-type InP substrate and two GaInAsP
confinement layers embedding strain-compensated
10 GaInAs quantum well and 11 AlInGaAs barriers.
The component has 70 µm length EAM, 400 µm SOA
and 150 µm passive sections.
Introduction
New services such as high definition television, digital
video, etc need the implementation of FTTH (Fiber to
the home) infrastructure. The PON (passive optical
network) has asserted itself as an attractive candidate
as it allows cost effective and flexible solutions [1, 2].
WDM-PON is promoted for the next generation of
access networks (NGA) in order to reach bit rates up
to 10 Gbit/s [3]. Several colourless ONU (optical
Network Unit) components have already been studied
such as RSOAs (reflective semiconductor amplifiers),
IL-FP (injection locked Fabry-Perot) lasers or EAMs
(electro absorption modulators) [4]. The most
promising ones are integrated EAM-SOA [5] or
REAM-SOA [6] which have allowed achieving
performances at 10 Gbit/s.
In this paper, we present for the first time the
performance characterizations of a REAM-SOA chip
as ONU in a 10 Gbit/s PON configuration. Chromatic
dispersion and Rayleigh backscattering impacts are
studied in single-passage then bidirectional upstream
architectures.
Experimental results and discussion
BER evolutions versus the received power were
studied. Without fiber introduction, namely in a backto-back configuration, a sensitivity of -27 dBm at a
-9
BER of 10 was obtained. The optical power at the
REAM-SOA output was -7 dBm which allowed
achieving a maximal budget of 20 dB.
The chromatic dispersion impact was then studied.
For that purpose, we introduced two standard single
mode fiber (SSMF) lengths, 10 km and 25 km, just
before the receiver (corresponding to the
configuration (a) in Figure 1). Also dispersion
compensating fibers (DCF) were used as a passive
insertion in order to improve the transmission. Figure
2 presents the obtained results.
Experimental setup
The experimental setup is presented in Figure 1.
10.664 Gbit/s
215-1 PRBS
DFB laser
1570 nm
REAM-SOA
Att
(b)
(a)
Att
Rx block
Fiber introduction
BER
BERT
Figure 1: Experimental setup used to characterize the
impacts of chromatic dispersion (a)
and Rayleigh backscattering (b).
A DFB laser signal at 1570 nm is injected into an
optical circulator and then goes through the REAMSOA where it is modulated by a 2Vpp 10.664 Gbit/s
15
2 -1 PRBS. This modulated signal is analyzed
1E-01
1E-02
1E-03
1E-04
1E-05
1E-06
1E-07
1E-08
1E-09
1E-10
1E-11
Back-to-back
10km SSMF
25km SSMF
10km SSMF + DCF
25km SSMF + DCF
B2B
25km + DCF
25km
-33
-32
-31
-30
-29
-28
-27
-26
-25
Received power (dBm)
Figure 2: Chromatic dispersion impact.
195
-24
Publications personnelles
-11
The curves show that 25 km or 10 km lengths of
SSMF without DCF lead to 1.5 dB or 0.4 dB penalty
-9
at a BER of 10 respectively. Moreover, by using
adequate DCFs which compensate for the chromatic
dispersion of the SSMF in each case, these penalties
could be totally cancelled. The chromatic dispersion
impact was also underlined by comparing the eye
diagrams captured for back-to-back or fiber
transmission with and without DCF. Those obtained in
the case of 25 km are displayed in the inset of
Figure 2. These results confirm that the penalties
were due to the chromatic dispersion introduced by
the SSMF. Moreover the penalties remaining below
1.5 dB tend to show the low chirp feature of the
REAM-SOA component in spite of a bidirectional (CW
and 10 Gbit/s data) amplification in the SOA section.
Furthermore when using 25 km and 10 km of SSMF,
compensated by DCF, the available budgets were
9,5 dB and 13.5 dB respectively.
whereas with 25 km, an error floor at a BER of 5.10
is observed. This can be explained by the level of the
Rayleigh backscattering. Indeed, in the case of 10 km
length, the measured SRBR was 27 dB whereas with
25 km, it was about 22 dB. The longer the fiber is, the
more important is the Rayleigh backscattering and the
smaller is the SRBR. In order to confirm that penalties
are due to Rayleigh backscattering, the curves
obtained for both fiber lengths but with quite similar
SRBRs (got thanks to the addition of attenuation)
were plotted for comparison. The Figure 3 then shows
that similar error floors were reached for similar
Rayleigh backscattering powers. For instance, an
-6
error floor at a BER of about 5.10 was measured in
the cases corresponding to 25 km and 3 dB of
attenuation (SRBR=18 dB) and to 10 km and 5 dB of
attenuation (SRBR=20.5 dB). According to these
curve comparisons, it is obvious that the Rayleigh
backscattering was the limiting factor.
Finally, the Rayleigh backscattering (induced by the
carrier) impact was assessed in a bidirectional
configuration (i.e downstream carrier and upstream
data together in the fiber). The SSMF was then
introduced between the circulator and the REAMSOA (configuration (b) in Figure 1) and the
corresponding DCF was placed ahead of the receiver.
Furthermore, attenuations were introduced just before
the REAM-SOA in order to assess the budget still
available with 25 and 10 km of SSMF (compensated).
For each added loss (due to the fibers or the
attenuators), the optical power of the DFB laser signal
was adjusted in order to work with the same optical
power at the REAM-SOA input. For each
configuration (different fiber lengths with different
attenuations), the signal to Rayleigh backscattering
ratios (SRBRs) were measured and the BER
evolutions versus the received power were studied.
Results are plotted in Figure 3.
Conclusions
The performance characterizations of a REAM-SOA
chip used as part of an ONU in an L-band upstream
10 Gbit/s PON configuration were presented. The
chromatic dispersion and Rayleigh backscattering
impacts were notably investigated.
A maximal budget of 20 dB was reached. A
transmission over 25 km was performed, involving
-9
1.5 dB penalty at a BER of 10 . This penalty was
totally compensated by adequate DCF, demonstrating
the low chirp characteristic of the REAM-SOA.
Furthermore, tests in bidirectional configuration were
implemented, showing 0.5 dB penalty with 10 km of
SSMF and an error floor with 25 km. It was also
shown that this limitation was due to the well-known
Rayleigh backscattering.
Finally, all these results were obtained with an optical
power at the output of the REAM-SOA of -7 dBm. The
next step will thus be to improve this parameter
thanks to a new generation of component or thanks to
a better coupling (here assessed at about 4 dB
one-pass in the used setup). This would help to reach
better budgets and perform longer transmissions. The
use of incoherent sources could also allow reducing
Rayleigh backscattering penalties.
1E-01
1E-02
1E-03
BER
1E-04
1E-05
1E-06
1E-07
1E-08
1E-09
Acknowledgments
1E-10
This work was supported by the French ANR (Agence
Nationale de la Recherche) project ANTARES.
1E-11
-33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 -19 -18
Received power (dBm)
B2B
SRBR=27dB (10km)
SRBR=22dB (25km)
SRBR=24dB (10km + 3dB att)
SRBR=18dB (25km + 3dB att)
SRBR=20,5dB (10km + 5dB att)
SRBR=13dB (25km + 5dB att)
SRBR=12dB (10km + 9dB)
References
1. R. Lin, OFC/NFOEC, OWH1 (2008).
2. R. Baca et al., OFC/NFOEC, NMD1 (2008).
3. K. Grobe et al., OFC/NFOEC, NthD6 (2008).
Figure 3: Rayleigh backscattering impact in case of
25 km (full) and 10 km (empty) SSMF compensated
by DCF.
4. F. Payoux et al., OFC, OTuG5 (2007).
5. G. Talli et al., OFC, OWD4 (2007).
These curves show that with 10 km of compensated
SSMF, the penalty introduced is weak (0.5 dB)
6. N. Dupuis et al., OFC/NFOEC, OThC2 (2008)
196
Publications personnelles
Optical access evolutions and their impact on the metropolitan and home
networks
P. Chanclou, Z. Belfqih, B. Charbonnier, T. Duong, F. Frank, N. Genay, M. Huchard, P. Guignard, L. Guillo, B.
Landousies, A. Pizzinat, H. Ramanitra, F. Saliou, S. Durel, A. Othmani, P. Urvoas, M. Ouzzif, J. Le Masson
France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France
[email protected]
Abstract : This paper describes broadband optical access networks evolutions including high speed home
interfaces for fixed and mobile services. Technical challenges are also discussed, namely concerning optical
extended budget, 10 Gbit/s interfaces as well as the impact of access evolutions on the metropolitan network.
Another scenario (cf. F ig. 2) is to achieve a high
efficiency in terms of homes connected per OLT
(Optical Line Terminal) PON port. A possible solution,
especially for initial roll-out phase, is to improve the
PON "filling ratio" by sharing one GPON port between
several PON trees but with a maximum of 64 home
connected. This scenario is particularly interesting
when the take-up rate grows slowly. This scenario
offers [4] also a potential reduction of operational
works in the optical distribution network because the
entire fibre infrastructure is lighted at the initial stage.
So we reduce the time for the connection of fitir
customer. This solution is shown in figure 2.
Introduction
The advantages of employing Passive Optical
Network (PON) have been largely recognized.
Already standardized G-PONs (Gigabit-capable
Passive Optical Networks) are being deployed in
many countries since they are a promising technology
for cost-effective user-shared system infrastructure.
Recent developments in PON technologies offer a
solution to operators to increase the splitting ratio or
the optical budget dedicated to the reach. These facts
enable an access network evolution in the future with
an optimum number of central offices with an impact
on metropolitan network architectures. Fixed and
mobile services could also be merged in the same
optical infrastructure in order to optimize systems
localization (base station and central office). The low
cost of 10Gbit/s interface is also a challenge for the
future generation of PON system. Also, if 100Mbits/ or
1Gbit/s interfaces are now feasible for FTTH users,
the bottleneck could be the high speed connectivity in
home network. In order to deliver such interfaces
coming from the access everywhere in the home
area, different solutions have been analyzed in terms
of easiness and future capability.
Figure 2: Use of extended budget for increasing
splitting ratio.
Capable architecture evolution of access network
Of course a solution which can combine both
previous benefits could be very useful. Figure 3
shows this scenario in which a remote extender box is
used to multiplex "N" PON trees and also to increase
the optical reach. In addition, the optical path between
the central office and the extender box could be
protected. At the central office, the use of time and/or
wavelength multiplexer extender module [5] would
open a path by multiplexing several G-PON OLT
ports. Furthermore this multiplex interface could also
be shared between other interface types, as for
example point to point Ethernet interfaces dedicated
to Digital Subscriber Line Access Multiplexer
(DSLAM) collect. This solution would allow to
optimize the filling efficiency of OLT ports and to
increase the FTTH customer's area eligibility. Optical
budget extension modules could be defined as a
WDM demarcation device of the future accessmetropolitan network of tomorrow.
The deployment of an optical budget extension
module (G.984.6) [1-3] inside the optical distribution
network is one of the attractive solutions to enable the
removal of high complexity active devices and reduce
the overall access network cost. A first application of
budget extension is shown on figure 1. It focuses on
the use of extended budget module for a largest
customer's eligibility area.
Figure 1: Use of extended budget for a larger
eligibility area.
197
Publications personnelles
maintenance) costs and savings due to the OLT
location in a reduced number of optical central offices.
We present here, for illustration, some results of an
optimization of number of central offices equipped
with class B+ GPON OLT required for a roll-out over a
large area of 1.4 million mixing high and low
population density. Customer's eligibility is a function
of the optical budget (with and without extended
module) inside the 60km maximum reach. Of course
OLT localization has a strong impact on customer's
eligibility results. We propose here six scenarios (cf.
figure 4) where OLTs are co-localized with DSLAM,
DSLAM connected by a fibre link, master DSLAM,
metropolitan edge node on the primary and
secondary ring, metropolitan edge node on the
primary ring only, and POP (Point Of Presence).
When extender modules are used, they are sited
inside an existing central office. We also illustrated on
figure 4 the mean reach between the OLT and the
users.
Figure 3: Solution to combine extended budget and
multiplexed traffic.
Among different options for offering FTTH, the
evolution of solutions to increase the optical budget
and to multiplex signals allows a network operator to
increase the number of customers accommodated in
a GPON system by extending the PON reach,
splitting ratio and filling ratio.
120%
400
With extended budget
Eligibility, %
300
80%
250
Class B+ GPON
60%
200
150
40%
20%
11
POP
45
Edge node
Primary ring
277
Edge node
1&2 ring
649
Master
DSLAM
820
DSLAM with
fibre link
DSLAM
0%
Mean reach OLT-users, km
350
100%
100
Metropolitan and access merger
50
By increasing the reach of optical access system and
by the necessity to ensure service reliability, some
metropolitan functionalities will be requested inside
extended access network. Typically, a combination of
ring and tree could offer superior scalability and low
start-up cost with automatic protection path and
supervision functions (cf. figure 6). The optical budget
extension modules could be passive based on
wavelength routing and remote amplification like
SARDANA architecture [4] or active based on optical
packet switching like ECOFRAME architecture [5].
0
2
20%
Population connected to this node impacted, %
Figure 4: Eligibility and mean reach as a function of
the OLT cards localization in the network.
100%
But only 2% of the total
population over 60 km
Number of edge node, %
In the particular case where OLT cards are localized
only in the metropolitan edge node on the primary
and secondary ring, figure 5 presents the evolution of
these number of OLT sites (and also percentage of
users impacted) as a function of the maximum
distance (not the mean) between the node and the
user.
80%
15%
60%
10%
40%
5%
20%
0%
0%
≤15 ≤20≤25≤30 ≤35≤40≤45 ≤50≤55≤60 ≤65≤70≤75 ≤85
Maximum reach OLT-users, km
Figure 5: Percentage of OLT sites as a function of
maximum reach OLT-users in the case of OLT and
edge node co-location.
Central office number optimization
The benefits for operators by adopting solutions
providing extended optical budget for GPON can be
the reduction of OAM (operation, administration and
Figure 6: metropolitan and access merger approach.
198
Publications personnelles
Convergence of radio and fibre technologies
The low cost and optical infrastructure compatible
with 10Gbit/s interface is a challenge for the future
generation of PON system.
A new optical fibre infrastructure is deployed for FTTH
users. On the other hand, the deployment of radio
systems is accelerated due to the explosion of highspeed wireless services, such as 3G mobile phone.
An opportunity is present to merge fixed and mobile
over a shared fibre network [6]. Three scenarios for
sharing fibre infrastructure are discussed hereafter.
The backhauling over G-PON traffic is one candidate
for transporting traffic between distributed base
transceiver station using cell site gateway (CSG) and
more centralised nodes like multi aggregation site
gateway (MASG) (cf. figure 7-a)). The second
scenario, figure 7-b), could be the use by a
wavelength overlay of RF signal directly over optical
fibre (RoF) between base station and multiple remote
radio units. The last scenario (cf. figure 7-c)) could be
the use of digital radio over fibre (D-RoF) technology,
in which analog radio signals are digitallized. A digital
local unit is installed at the basement and is
connected to multiple digital remote units using
wavelength overlay over the PON infrastructure. The
open topics for the future could be the capacity to
transmit the D-RoF signal inside the native frame
traffic of PON systems and 28 dB optical budget
adaptation of RoF systems (cf. ALPHA project [7]).
Log(BER)
In order to limit the cost of a solution at 10Gbit/s
upstream signal in burst mode, continuous devices
must be re-used [8]. Figure 8 illustrates the results
obtained by using a photo-receiver stage constituted
by APD-TIA photodiode AC coupled to an electrical
amplifier and a continuous phase-lock-loop clock
recovery at 10.7Gbit/s. We receive burst traffic
coming from two directly modulated DFB lasers at 1.3
µm. The burst traffic is acheived by two alternate
packets of 4.8 µs with 10.7Gbit/s PRBS sequences at
9
2 and a variable guard time without any optical
signal. We also introduce 20 and 60 km of fibre
between the receiver and the two lasers. We observe
in figure 8 a) and b) the penalty evolution as a
function of the guard time and fiber length.
0
-1
-2
-3
-4
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-13
a)
CW mode
Tg=2µs
Tg=3µs
Tg=4µs
Tg=5µs
Tg=6µs
Tg=8,5µs
Tg=9,5µs
Tg=14µs
-35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 -19
Received power, dBm
0
-1
-2
BTB - CW mode
-3
a)
20 Km - CW mode
Log(BER)
-4
60 Km - CW mode
-5
BTB - Tg=2µs
-6
20km - Tg=2µs
-7
60km - Tg=2µs
-8
BTB - Tg=6µs
-9
20km - Tg=6µs
-10
-11
-12
Tg=6µs
60km - Tg=6µs
Tg=2µs
CW mode
-13
-35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20
b)
b)
Received power, dBm
Figure 8: Bit error rate curves of continuous photo–
receiver.
Another solution to reduce the cost of 10Gbit/s
interface is to re-use 2.5 GHz opto-electronic
interface with advanced modulation format [9]. We
experimentally demonstrate the feasibility of using
Adaptively Modulated Optical OFDM (AMOOFDM)
also known as Discrete Multi-tone (DMT) modulation
to modulate directly the low bandwidth commercial
vertical cavity surface emitting laser (VCSEL) and
multimode Fabry-Perot (FP) laser as cost-effective
solutions for passive optical network at a high bit rate.
Here 10Gbit/s AMOOFDM signal was generated by
direct modulation of commercial 2.8 GHz VCSEL,
2.5 GHz multimode FP laser and 2.1 GHz DFB laser
at 1550 nm. The receiver used is a 10 GHz avalanche
photodiode. Figure 9 illustrates the experimental bit
error rate performances of these optical sources.
c)
Figure 7: Convergence of radio and fibre technologies
10Gbit/s interfaces for access
If an optical fibre infrastructure based on splitter is
deployed for a generation of PON system with 2.5
and 1.25Gbit/s for downstream and upstream
respectively, the future generation of system must be
compatible with a minimum of CAPEX and OPEX. So
next generation system must re-use the optical
distribution network and increase the user bandwidth.
199
Publications personnelles
-5
SI-POF with a BER evaluated to be 1.2x10 (cf.
figure 10). Sampling frequency is set to 1GS/s in the
TX side while we used a 2GS/s sampling frequency in
the RX side. 1023 independent carriers are used over
500 MHz and, after channel probing, the optimum
capacity allocation is found.
1E-1
100km SMF with VCSEL
1E-2
50km SMF with VCSEL
25km SMF with VCSEL
Bit Error Rate
1E-3
BTB with VCSEL
110km SMF with DFB
1E-4
50km SMF with DFB
1E-5
20km SMF with DFB
BTB with DFB
1E-6
1km SMF with FP
BTB with FP
1E-7
-24
-22
-20
-18
-16
-14
-12
Received Pow er at PD (dBm)
Figure 9: 10Gbit/s transmission performance for direct
modulation of VCSEL, FP and DFB lasers
Home networks
In the previous sections we have shown that
significant cost reduction will be offered to operators
through the deployment of PONs while maintaining
the ability to offer Ultra-High Bandwidth connectivity
to customers (1Gbit/s). New revenue generating
services could be offered/extended/developed to fill
the 1Gbit/s pipe to the customer doorway but a prerequisite is that the end-users have a way to manage,
transport and distribute these high speed data flows
within their homes into their lounges, home offices
and bedrooms. This connectivity media must comply
with the requirements of being highly efficient while
being easily installable (and even installable by the
end-user himself). "No new wire" approaches are
being investigated to fulfil these requirements but, if
self-installation is achievable, 1Gbit/s guaranteed
bandwidth is not yet within reach. The only solution
today to guarantee the quality of service for Gbit/s
approaching applications is to use Gigabit Ethernet
over CAT-5/6 cables. However, then, the selfinstallation requirement is hard to fulfil as the
termination of those cables is not easy to make and
the cables must be installed away from power
interfering sources. One attractive solution is then to
use Step Index Plastic Optical Fibre (SI-POF) whose
core diameter (1 mm) is large enough to allow the
user to terminate it by simply cutting the end with a
sharp knife. An SI-POF cable has only 3 to 4mm of
diameter and is very flexible making it ideal for
installation in ducts, along a plinth or under a carpet.
The data transmission uses visible light which has the
added advantage of simplifying the installation and
attractiveness of the overall system. Transmission at
or around 1Gbps over 50 to 100m of SI-POF has
already been demonstrated using a combination of
modulation and digital processing techniques [16-18].
We have chosen to use techniques derived from the
Power Line Communication and VDSL arena with a
combination of Discrete Multi-Tone Modulation and
Bit Loading Optimisation algorithm to maximise
adaptively the throughput transported in the SI-POF
[19]. Using these techniques with a set-up similar to
that described in [19] and improved components from
Firecomms (650 nm VCSEL and PIN photodiode) we
have successfully transmitted 1.5 Gbit/s over 50 m of
Figure 10: POF transmission results: Optimum bit
allocation (top left), power allocation (top right),
computed EVM (bottom left) and evaluated BER
(bottom right).
Conclusion
We describe a possible evolution of the optical
access networks using optical budget extension in
order to optimize the number of optical central offices.
Convergence of radio and fibre technologies is
discussed as well as the evolution of 10Gbit/s optical
access interfaces. We also focus this paper on the
feasibility of delivering 1 Gbit/s inside the home
network over SI-POF with 1 mm core diameter.
Acknowledgments
This work was supported by the EU FP7 ICT
SARDANA, POF-PLUS and ALPHA projects. It is also
carried out partly in the ANR framework of the
AROME, ANTARES, ECOFRAME and INTERACCES
projects of the Media&Networks cluster. The authors
would also like to thanks B. Capelle, S. del Burgo,
M.F. Colinas, J.P. Lanquetin, G. Yvanoff, P. Herbelin,
F. Herviou, G. Ivanoff, L. Salaun, R. Crepy, and M.L.
De La Rupelle for discussions.
References
7. K.-I. Suzuki et al., OFC 2008, OThL3
8. D. Nesset et al., ECOC 2007, PD3.5
9. N. Suzuki et al., ECOC 2005, Tu1.3.3
10. J. Lazaro et al, OFC2008, OthL2, 2008
11. D. Chiaroni et al, Photonic in Switching 2007
12. M. Suzuki, ECOC2007, 10.6.1., 2007
13. M. Popov, NOC2008
14. Z. Belfqih et al., NOC2008
15. T. Duong et al., ECOC2008, WE.1.F4, 2008
16. S. Randel et al, ECOC2007, Tu5.1.1
17. F. Breyer et al, ECOC2007, Th9.6.6
18. S.C.J Lee et al, OFC2008, OWB3
19. B. Charbonnier et al, ECOC2008, We3.F.5
200
201