Traction électrique ferroviaire

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17/09/2008
Traction électrique ferroviaire
Convertisseurs et moteurs
par
Victor SABATÉ
Ingénieur CNAM
Expert électrique à la Direction technique de GEC Alsthom Transport
Intervenant ferroviaire à
l’École supérieure des techniques aéronautiques et de construction automobile
1.
1.1
1.2
1.3
Compatibilité électromagnétique dans le domaine ferroviaire ..
Généralités ...................................................................................................
Perturbations générées par le train sur l’environnement ........................
Perturbations extérieures subies par le train ............................................
D 5 502
—
—
—
2
2
4
6
2.
2.1
2.2
Semiconducteurs de puissance ...........................................................
Performances des composants utilisés .....................................................
Techniques de refroidissement ..................................................................
—
—
—
6
6
7
3.
3.1
3.2
Convertisseur d’entrée sous caténaire continue ............................
Caractéristiques spécifiques au ferroviaire ...............................................
Structures de hacheur .................................................................................
—
—
—
7
7
9
4.
4.1
4.2
Convertisseur d’entrée sous caténaire monophasée.....................
Pont monophasé à commutation naturelle...............................................
Pont monophasé à commutation forcée ...................................................
—
—
—
10
10
13
5.
5.1
5.2
5.3
5.4
Moteur synchrone autopiloté ...............................................................
Caractéristiques spécifiques au ferroviaire ...............................................
Alimentation par un onduleur de courant .................................................
Caractéristiques de fonctionnement ..........................................................
Applications ferroviaires .............................................................................
—
—
—
—
—
14
14
16
20
21
6.
6.1
6.2
6.3
6.4
Moteur asynchrone..................................................................................
Caractéristiques spécifiques au ferroviaire ...............................................
Alimentation par un onduleur de courant .................................................
Alimentation par un onduleur de tension .................................................
Applications ferroviaires .............................................................................
—
—
—
—
—
23
23
27
28
32
Pour en savoir plus ..........................................................................................
Doc D 5 504
L
e choix politique de l’augmentation de la vitesse des trains ainsi que celle
des performances des trains de marchandises a conduit la SNCF à s’orienter
vers l’utilisation des moteurs triphasés – synchrone et asynchrone – à partir de
la décennie quatre-vingt.
Ces moteurs se caractérisent par une plus grande puissance massique et
volumique que les moteurs à courant continu. Cette démarche s’avère nécessaire, car la masse de l’engin de traction constitue une grandeur critique notamment sur la limitation de la vitesse du train à cause des problèmes de
dégradation des voies ferrées.
Depuis la fin de la décennie quatre-vingt, cette motorisation se généralise sur
l’ensemble des nouveaux matériels roulants : automotrices de banlieue et de
région, motrices TGV et locomotives.
Le moteur synchrone à rotor bobiné n’est pas industriellement intéressant
pour équiper les automotrices, car la puissance unitaire des moteurs est de quelques centaines de kilowatts. Au-dessous de 1 MW, le dimensionnement du rotor
ne varie pas proportionnellement à la puissance de définition du moteur.
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
Le pilotage des moteurs triphasés s’effectue au moyen d’onduleurs alimentés
depuis :
— une source de courant continu pour les moteurs synchrone et asynchrone ;
— une source de tension continue seulement pour le moteur asynchrone.
La SNCF n’a pas choisi l’utilisation du moteur synchrone alimenté depuis une
source de tension continue, car la structure de l’onduleur est nettement plus
complexe et coûteuse par rapport à celle retenue.
Ce choix de motorisation n’est devenu intéressant que grâce à l’évolution
récente et progressive (depuis deux décennies) des semiconducteurs de puissance. L’optimisation de la masse et du volume des équipements embarqués
étant un critère essentiel, il est nécessaire de minimiser le nombre de semiconducteurs de puissance et on se situe, fréquemment, à la limite du savoir-faire
technologique du moment.
L’alimentation de l’engin de traction depuis la caténaire implique l’adaptation
de la tension et/ou du courant d’alimentation des onduleurs triphasés en utilisant des structures de convertisseurs d’entrée plus ou moins complexes.
Avant de concevoir la structure et le pilotage des convertisseurs d’entrée, il est
important de définir leur compatibilité électromagnétique vis-à-vis de l’environnement ferroviaire et public.
Compte tenu de ces différents aspects techniques, nous abordons cette étude
sur les convertisseurs statiques et les moteurs de traction dans l’ordre suivant :
— compatibilité électromagnétique dans le domaine ferroviaire ;
— semiconducteurs de puissance ;
— convertisseurs d’entrée sous caténaire continue et sous caténaire
monophasée ;
— moteur synchrone et moteur asynchrone.
Nota : L’article «Traction électrique ferroviaire » fait l’objet de plusieurs fascicules :
D 5 501 Dynamique ferroviaire et sous-stations
D 5 502 Convertisseurs et moteurs
D 5 503 Perspectives d’évolution
Les sujets ne sont pas indépendants les uns des autres. Le lecteur devra assez souvent se reporter aux
autres fascicules.
1. Compatibilité
électromagnétique dans le
domaine ferroviaire
Dans le domaine ferroviaire, le seul aspect toujours traité concerne les perturbations électriques conduites à basse fréquence
(f < 20 kHz) émises par le matériel roulant vers les circuits de signalisation ferroviaire, car elles mettent en jeu la sécurité de la circulation des trains.
L’évolution technologique des équipements embarqués (prolifération des matériels électroniques, augmentation des d i/dt et des
dv/dt des semiconducteurs de puissance...) s’est accompagnée corrélativement d’une augmentation des problèmes de perturbations
électromagnétiques à haute fréquence jusqu’à 1 GHz.
Pour éviter une situation critique et afin d’uniformiser les pratiques, une Directive relative à la Compatibilité Électromagnétique
« CEM » a été adoptée par le Conseil de la Communauté Européenne en 1989, qui reconnaît ainsi la CEM comme un élément
important dans la réalisation des équipements. Le Comité Européen
de Normalisation Électrique « CENELEC » a établi des normes de
CEM dont la mise en œuvre est effective depuis le 1er janvier 1996.
Ces normes CEM concernent les différents environnements rencontrés (domestique, commercial, industriel...) et aussi, le ferroviaire
(norme EN 50121).
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1.1 Généralités
La compatibilité électromagnétique est définie comme l’aptitude
d’un dispositif, d’un appareil ou d’un système à fonctionner dans
son environnement électromagnétique de façon satisfaisante et
sans produire lui-même des perturbations électromagnétiques intolérables pour tout ce qui se trouve dans cet environnement.
■ Définitions
On appelle :
— source, tout émetteur de perturbation électromagnétique
d’origine humaine (décharge électrostatique), naturelle (foudre) ou
matérielle ; cette source peut être intentionnelle ou pas, permanente
ou impulsionnelle ;
— victime, l’élément soumis à une perturbation électromagnétique ;
— couplage, le mode de transmission (conduit et/ou rayonné)
d’une perturbation électromagnétique de la source vers la victime.
Rappelons quelques définitions spécifiques à la caractérisation
CEM d’un équipement :
La susceptibilité caractérise le niveau perturbateur mesuré à partir duquel cet équipement est perturbé.
L’immunité définit le niveau perturbateur spécifié garantissant le
bon fonctionnement de cet équipement.
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______________________________________________________________________________________________________ TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE
• les convertisseurs de puissance, les moteurs de traction, les
disjoncteurs... ;
• le contact glissant pantographe/caténaire (f > 30 MHz) ;
— à l’extérieur du matériel roulant :
Pour assurer la compatibilité électromagnétique d’un équipement, l’expérience montre qu’il est souhaitable de garantir une
marge de sécurité entre les niveaux de susceptibilité et d’immunité d’au moins 10 dB.
• les différents émetteurs de radiocommunications : émetteurs
radio/TV, radars... ;
• les systèmes ferroviaires voisins (notamment les harmoniques du courant caténaire) ;
• les phénomènes d’origine naturelle : la foudre, les décharges
électrostatiques ;
• les bruits industriels dans une moindre mesure.
■ CEM dans le domaine ferroviaire
La figure 1 présente les principales sources de perturbations et
les différents circuits victimes dans le domaine ferroviaire et public.
Parmi les principales sources, on distingue :
— dans le matériel roulant :
Réseau EDF
Sources de perturbations
Système
ferroviaire
voisin
Talkie-walkie
Foudre
Émetteurs radio, VHF, ...
Radar
Contact glissant pantographe/caténaire
Équipements perturbants
Équipements sensibles
Électronique
de commande
Disjoncteur
Radio
Hacheur
auxiliaire
Transformateur
Convertisseur
statique
de traction
Relais
Téléphone
portable
Calculateur
Câbles
Climatisation Auxiliaires
M
Pacemaker
Contacteurs Moteur
Charge batterie
Signalisation
ferroviaire
Circuit de voie
Réseau télécom riverain
Système
ferroviaire
voisin
Téléphone
Récepteurs :
TV, radio...
Appareillage domestique et commercial
Appareillage industriel
Circuits victimes
Figure 1 – Principales sources
de perturbations et différents
circuits victimes dans le
domaine ferroviaire et public
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En pratique, les phénomènes de perturbations sont généralement classés en cinq types :
— décharge électrostatique ;
— perturbation conduite en mode commun et/ou en mode
différentiel ;
— influence par le champ électrique E en champ proche ;
— influence par le champ magnétique H en champ proche ;
— rayonnement électromagnétique E et H en champ lointain.
Les unités de E et H sont exprimées en décibels (dB) par rapport à
l’unité de référence.
Les champs électrique et magnétique sont toujours couplés avec
une certaine importance relative selon que l’on se situe en champ
proche ou en champ lointain.
On parle de « champ proche » lorsque la distance D entre la
source et la victime est :
l
D < ------- avec l longueur de l’onde dans l’air.
2p
On parle de « champ lointain » lorsque la distance D est supérieure à cette relation. En champ lointain, il y a équilibre énergétique
entre les champs E et H et l’impédance caractéristique de l’onde est
de 377 W.
Dans ce fascicule, l’approche du problème CEM est limitée
aux interactions entre le matériel roulant et l’environnement
extérieur : ferroviaire et public.
1.2 Perturbations générées par le train
sur l’environnement
Les principales perturbations générées par le train sur l’environnement ferroviaire et public sont identifiées comme suit :
— perturbations conduites à basse fréquence ou audiofréquence
(f < 20 kHz) ;
— couplage par champ magnétique à basse fréquence
(f < 5 kHz) ;
— rayonnement électromagnétique radiofréquence (jusqu’à
1 GHz).
1.2.1 Perturbations conduites (f < 20 kHz)
Les perturbations conduites constituent le problème CEM majeur
dans le domaine ferroviaire. Les convertisseurs d’entrée des engins
de traction génèrent un spectre de courant sur l’alimentation (caténaire et rails) qui peut, sous certaines conditions, présenter un risque de dysfonctionnement des circuits de voie « CdV » de la
signalisation ferroviaire. En effet, la sécurité de la circulation des
trains repose sur le bon fonctionnement des CdV qui utilisent les
rails comme conducteurs.
Il existe plusieurs types de circuits de voie et, en bon état de fonctionnement, ils sont insensibles aux harmoniques du courant de
traction. Pour qu’il existe un risque de non-détection de la présence
d’un train à l’intérieur d’un canton, il faut deux conditions
simultanées :
— un ou plusieurs incidents sur les circuits de voie (par exemple,
un rail cassé) ;
— un harmonique de courant de traction à une fréquence utilisée
par les circuits de voie.
La 2e condition est soumise à des prescriptions mentionnant les
fréquences d’utilisation des CdV et respectivement la valeur maximale admissible des courants harmoniques Ih. Pour le réseau de
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traction SNCF, les prescriptions essentielles à propos des courants
harmoniques générés dans les rails par un « train complet » sont :
— basse fréquence spécifique :
• CdV « 50 Hz » (caténaire 1 500 V continu ® Ih < 1,2 A à 50 Hz ;
• CdV « 83 Hz » (caténaire 25 kV, 50 Hz)
® Ih < 0,7 A à 83 Hz ;
— bande de fréquence 1 700 à 2 600 Hz :
CdV « UM 71 » (équipant les deux types de réseaux) ®
Ih < 70 mA pour les harmoniques de rang pair du réseau
monophasé 50 Hz ;
Ih < 30 mA pour les harmoniques de rang autre que pair et
impair.
Les courants harmoniques aux fréquences différentes de celles de
rang pair et impair du réseau monophasé sont issus des produits de
modulation entre les convertisseurs statiques. Ce problème est surtout mis en évidence lorsque le train est équipé de moteurs de traction à courants alternatifs alimentés, au minimum, par deux
convertisseurs en cascade.
Réduction des perturbations à la source
A basse fréquence spécifique, on ajoute fréquemment un filtre
passif du second ordre, ce qui constitue une solution très efficace du
point de vue sécurité intrinsèque.
Dans la bande de fréquence 1 700 à 2 600 Hz, les prescriptions
sont respectées en agissant sur la régulation des convertisseurs statiques d’entrée.
1.2.2 Couplage par champ magnétique (f < 5 kHz)
Les lignes de télécommunications disposées le long des voies
sont sensibles au couplage par champ magnétique et, d’autant plus,
que le spectre du courant généré à l’alimentation (caténaire et rails)
est élevé. Cette situation est la plus critique pour le réseau de tension monophasée 25 kV à 50 Hz.
L’alimentation électrique des engins de traction ferroviaire est la
seule qui ne soit pas, même en régime normal, symétrique par rapport à la terre. Elle met en jeu, comme conducteur de retour, les
rails, mal isolés par rapport au sol. En France, les textes officiels ont
toujours admis cette exception, à charge pour la SNCF d’en estomper les effets vis-à-vis des riverains.
Les tensions perturbatrices induites sur les conducteurs à courants faibles peuvent créer, en l’absence de protection, des dangers
pour le personnel ou pour le matériel ainsi que des anomalies de
fonctionnement. Les valeurs limites adoptées par les Télécommunications françaises et les autres riverains figurent dans les Directives
du Comité Consultatif International Télégraphique et Téléphonique
« CCITT ».
Réduction des perturbations à la source
■ Engins de traction
La grandeur qui permet de caractériser un train, vis-à-vis des perturbations par couplage magnétique, est définie par le CCITT
comme une somme quadratique des composantes harmoniques du
courant caténaire affectées de coefficients pondérateurs traduisant
leur influence sur l’oreille humaine. La grandeur ainsi obtenue,
appelée courant psophométrique « Ipso », est définie comme suit :
I pso =
avec
S ( Pf Ih ) 2
Ih
valeur efficace de l’harmonique du courant à la
fréquence f (f < 5 kHz),
Pf
poids attribué à la fréquence f ; la valeur est
maximale et proche de 1 entre 800 et 1 200 Hz.
Exemple : le courant maximal Ipso mesuré sur une rame TGVAtlantique peut atteindre une amplitude de 15 A pendant la montée en
vitesse. Notons que la puissance nominale d’une rame TGV-A est de
8 800 kW à la jante, sous réseau monophasé.
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Le courant psophométrique Ipso constitue seulement un indicateur du niveau d’interférence d’un train sur les lignes de télécommunications riveraines, mais rien de plus. Car l’importance de
l’agression dépend de nombreux paramètres : longueur du parallélisme et distance entre la caténaire et le conducteur induit, intensité
du courant caténaire à la fréquence considérée, nature du sol, système d’alimentation de traction et nature de l’enveloppe du conducteur induit. Par contre, des actions sont menées sur la structure et le
pilotage des ponts redresseurs des engins de traction récents pour
réduire notamment le courant Ipso, comme nous le verrons dans les
paragraphes 3 et 4.
D’après les recommandations du CCITT, la tension induite psophométrée maximale autorisée pour ne pas occasionner de troubles dans les circuits de télécommunications est de 1 mV au niveau
du poste d’abonné.
En pratique, les problèmes CEM apparaissent généralement sur
les lignes classiques SNCF longeant des lignes de télécommunications anciennes et mal immunisées. Une convention SNCF-PTT
de 1983 détermine les différentes responsabilités pour les actions
à mener.
■ Systèmes
« 2 x 25 kV »
d’alimentation
à
autotransformateur,
appelé
Ce système d’alimentation (figure 2) est utilisé systématiquement
sur les lignes à grande vitesse, la méthode consiste en :
— une alimentation en 50 kV sous forme quasi symétrique du
système caténaire-feeder ;
— une alimentation en 25 kV sous forme dissymétrique des
engins moteurs eux-mêmes ;
— une installation, à des pas variables de quelques kilomètres,
d’autotransformateurs entre la caténaire et le feeder, avec raccordement du point milieu de l’autotransformateur au rail.
Les caractéristiques intéressantes de cette alimentation
« 2 x 25 kV » sont :
— la réduction de l’intensité transportée (U = 50 kV) ;
— la faible longueur de la boucle perturbatrice (grâce à la répartition des autotransformateurs).
L’effet réducteur apporté par ce système d’alimentation sur la nuisance créée sur les lignes de télécommunications riveraines est de
l’ordre de 4 par rapport à une alimentation classique « 1 x 25 kV »
pour un même courant psophométré mesuré au pantographe de
l’engin moteur.
Dans la bande 9 kHz à 30 MHz, les perturbations sont principalement dues à la caténaire qui, véhiculant des courants harmoniques
générés par les trains, se comporte comme une antenne et émet un
champ magnétique parasite.
Dans la bande 30 MHz à 1 GHz, le facteur perturbant dominant est
le contact glissant entre le pantographe et la caténaire qui constitue
une source de champ électrique parasite.
Au-dessus de 1 GHz, les niveaux d’émission rayonnée sont faibles
et vite atténués avec la distance.
Essais en rayonnement
Les essais sont réalisés dans les bandes de fréquence suivantes :
9 kHz à 30 MHz pour le champ magnétique H et 30 MHz à 1 GHz pour
le champ électrique E, initialement en l’absence, puis en présence,
de la source mobile ferroviaire.
On utilise plusieurs modèles d’antennes :
— antenne cadre (9 kHz à 30 MHz) pour la mesure du champ
magnétique ;
— antenne biconique (30 MHz à 300 MHz) pour la mesure du
champ électrique ;
— antenne log-périodique (300 MHz à 1 GHz) pour la mesure du
champ électrique.
La figure 3 présente un résultat de mesure de l’enveloppe du
champ électromagnétique rayonné par une rame TGV-Atlantique en
circulation sur le réseau 25 kV à 50 Hz. La mesure est effectuée à
10 m du centre de la voie au moment du passage de la rame.
Ces résultats de mesure sur le TGV-A montrent que la courbe
enveloppe du rayonnement électromagnétique est inférieure d’au
moins 7 dB par rapport aux limites indiquées par la norme
EN 50121-2 (interaction CEM entre le domaine ferroviaire et l’environnement public).
Il s’ensuit que les précautions prises à la conception des équipements embarqués et au câblage de ces équipements dans le train
permettent de respecter – sans difficulté – les limites du rayonnement électromagnétique définies par les normes CEM. En pratique,
les courants harmoniques générés par le train sur l’alimentation
n’ont plus d’effet sur le champ magnétique ambiant au-delà d’environ 5 MHz.
1.2.3 Rayonnement électromagnétique
radiofréquence
Reproduction de la mesure CEM
On distingue deux sources principales de perturbations, qui sont
dues :
— aux courants harmoniques radiofréquences (9 kHz à 30 MHz) ;
— à l’arc électrique créé par le contact glissant pantographe-caténaire (30 MHz à 1 GHz).
H (dB mA/m)
100
80
E (dB mV/m)
Courbe en trait mixte :
limite indiquée par la norme EN 50121-2
dans ce contexte
E
60
H
Caténaire
I/2
I
Sousstation
50 kV
Feeder
I=0
Rails
I/2
I=0
Zone perturbatrice
limitée à la cellule occupée
40
20
0
10 kHz
100 kHz
1 MHz
10 MHz
100 MHz
1 GHz
Fréquence (en log)
Bande passante du récepteur de mesure de H : 1 kHz jusqu'à 150 kHz et 9 kHz au-delà
Bande passante du récepteur de mesure de E : 120 kHz
Remarque : la répartition des courants indiquée est théorique
Figure 2 – Système d’alimentation à autotransformateur
Figure 3 – TGV-A : mesure de l’enveloppe du champ
électromagnétique rayonné
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1.3 Perturbations extérieures
subies par le train
On distingue deux types de perturbations :
— conduites sur la caténaire (générées par les autres trains) ;
— rayonnées (émetteurs radioélectriques).
1.3.1 Perturbations conduites (f < 20 kHz)
Les engins de traction, alimentés par la même sous-station, génèrent des courants harmoniques qui altèrent fortement le facteur de
forme de la tension caténaire d’autant plus que l’impédance de l’alimentation est élevée.
A titre d’information, sur le réseau 25 kV à 50 Hz et en voie classique, on a relevé des valeurs crêtes de tension qui atteignent 75 kV –
mesurées au pantographe du train victime – pour des situations
d’alimentation dégradée, par exemple une sous-station hors service.
En outre, la boucle {caténaire / rail + terre} correspond à une ligne
à constantes réparties, dont les inductances et capacités linéiques
approximatives sont :
L = 1 mH.km–1 et C = 25 nF.km–1
Avec le spectre de courant généré à la caténaire par les différents
trains, cette impédance de ligne favorise l’amplification des harmoniques de courant. Si le train est suffisamment éloigné de la sousstation, la fréquence de résonance de la ligne se situe au voisinage
de quelques kilohertz, ce qui dégrade la compatibilité avec les lignes
de télécommunications riveraines.
1.3.2 Rayonnement électromagnétique
radiofréquence
Les trains circulent, parfois, dans des lieux particulièrement bien
équipés dans le domaine de la radiocommunication et de la surveillance radar, comme dans les aéroports.
Les puissances d’émission sont comprises entre quelques milliwatts pour les radio-commandes et plusieurs mégawatts pour les
radars. La bande de fréquence s’étend jusqu’à plusieurs gigahertz.
De par leur proximité avec les équipements électroniques, il faut
savoir que même des talkie-walkies de quelques dizaines de milliwatts risquent de bruiter les circuits analogiques de commande
des trains.
Les équipements embarqués sont fréquemment exposés à des
champs électriques de 20 V/m hors du train et de 10 V/m à l’intérieur
et cela ne va pas sans poser de problème. Au-dessus de 1 V/m et à
haute fréquence, beaucoup d’équipements sont, en général,
sensibles :
— entre 150 kHz et 30 MHz, la longueur d’onde l de la perturbation électromagnétique est grande et l’influence est ressentie uniquement sur les grandes longueurs de câbles ( + > l /10 ) qui se
comportent comme des antennes ; par contre, les équipements
embarqués sont épargnés ;
— au-dessus de 30 MHz, les perturbations à haute fréquence sont
directement captées par les équipements et elles ne se propagent
plus le long des câbles.
Conclusion : les tests d’immunité sont effectués sur les équipements électroniques avant leur intégration dans l’engin
moteur selon la norme EN 50121-3-2. Il s’ensuit que les perturbations extérieures subies par le train, notamment les perturbations radiofréquences, n’altèrent généralement pas son bon
fonctionnement.
D 5502 - 6
2. Semiconducteurs
de puissance
En traction ferroviaire, il faut minimiser la masse et le volume des
équipements embarqués. En fonction des contraintes d’installation
et des performances de traction à assurer, les constructeurs de
matériel roulant demandent aux fabricants de semiconducteurs de
spécialiser certaines caractéristiques afin de limiter le nombre de
composants à associer en série et/ou en parallèle. Fréquemment, il
s’avère que ces composants sont à la limite du savoir-faire technologique du moment.
2.1 Performances des composants
utilisés
Dans le domaine ferroviaire, les convertisseurs statiques sont
définis pour une puissance de transfert limitée à quelques
mégawatts et les semiconducteurs sont soumis à une contrainte en
tension qui peut atteindre 4 kV continu : c’est le cas des trains circulant sous caténaire de tension nominale 3 kV continu, par exemple
sur le réseau belge.
Afin de mettre en évidence les performances spécifiques des
semiconducteurs de puissance utilisés à la SNCF, nous indiquons,
pour chaque type de composant, des valeurs limites de caractéristiques obtenues à ce jour.
■ Diode rapide de puissance
Considérons, à titre d’exemple, la diode rapide utilisée dans le circuit de roue libre du hacheur de la locomotive BB 26000. Nous disposons d’un hacheur par bogie moteur et sa puissance de transfert
atteint 3 000 kW sous 1 500 V (continu). La fonction de diode de roue
libre est assurée par 2 bras en parallèle constitués chacun par 3 diodes en série.
Les caractéristiques essentielles de ce type de diode sont :
— tension inverse de pointe répétitive VRRM ....3 400 V
— courant moyen I0 ........................................... 1 000 A
(selon les conditions
d’utilisation)
— tension à l’état passant VTM ........................... 1,85 V (à 1 500 A)
— charge recouvrée Qrr ..................................... 1 300 mC (I = 1 000 A ;
di/dt = 100 A/ms)
— courant maximal recouvré Irr ........................420 A
■ Thyristor rapide de puissance
Considérons, à titre d’exemple, le thyristor rapide symétrique en
tension utilisé dans l’onduleur de courant du TGV-Atlantique qui est
équipé de moteurs synchrones. La puissance contrôlée par cet
onduleur atteint 1 500 kVA depuis une tension à l’entrée du convertisseur de 1 500 V continu (en valeur moyenne). Chaque fonction de
l’onduleur est assurée par un seul semiconducteur.
Les caractéristiques essentielles de ce type de thyristor sont :
— tenue en tension directe et inverse
VDRM et VRRM .................................................... 3 200 V
— courant moyen IT.............................................925 A
(selon les conditions
d’utilisation)
— chute de tension directe VTM..........................2 V (à 1 500 A)
— temps de désamorçage par commutation tq .................... 130 ms
— vitesse critique de croissance du courant di/dt ................ 150 A/ms
— vitesse critique de croissance de la tension dv/dt ............ 500 V/ms
■ Thyristor GTO
Considérons un thyristor GTO asymétrique en tension utilisé dans
les hacheurs de courant des engins de traction récents, par exemple
le TGV-Réseau en version tricourant.
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Les caractéristiques essentielles de ce type de thyristor GTO
sont :
— tenue en tension directe VDRM ...................................... 4 500 V
— courant maximal commutable ITGQM ........................... 4 000 A
— courant moyen maximal ITAV ....................................... 1 000 A
— tension à l’état passant VTM .......................................... 2,8 V
(à 1 500 A)
— vitesse critique de croissance du courant di/dt 500 A/µs 500 A/ms
— vitesse critique de croissance de la tension dv/dt ....... 1 000 V/ms
■ Transistor IGBT
A ce jour, ce type de composant connaît un essor considérable
dans le domaine ferroviaire, par la simplicité de sa mise en œuvre et
la faible énergie nécessaire à sa commande.
Selon la puissance à contrôler, les modules sont associés en série
et/ou en parallèle. Malgré ces associations de modules, les transistors IGBT s’avèrent plus intéressant économiquement que les thyristors GTO pour des puissances de transfert de plusieurs centaines
de kilowatts.
Avec les progrès technologiques actuels, il est envisagé d’étendre
l’application de l’IGBT aux convertisseurs de grande puissance
(1 500 kVA). La première application à la SNCF concernera le TGV
« Nouvelle génération » qui est en cours de conception par GEC Alsthom Transport.
Actuellement, les modules commercialisés – les plus performants – sont caractérisés par une tenue en tension directe de
3 300 V avec un courant collecteur de 1 200 A. Cette caractéristique
en courant est obtenue par la mise en parallèle directe de 24 transistors élémentaires de 50 A.
La technologie de fabrication de ce composant le rend asymétrique en tension comme le thyristor GTO, d’où l’association d’une
diode en antiparallèle aux bornes du transistor. Le nombre de diodes élémentaires est fonction des performances exigées.
Avec ce produit, la tension moyenne continue à ses bornes est
limitée à 1 800 V et le courant efficace permanent est choisi à 40 %
des performances du courant collecteur afin d’assurer une bonne
fiabilité du composant.
Ces composants peuvent commuter sans circuit d’aide à la commutation moyennant des précautions de câblage, une grande compacité du montage et en compensant les inductances de câblage par
des condensateurs connectés à l’entrée de l’équipement.
2.2 Techniques de refroidissement
L’un des problèmes qui se pose au concepteur d’équipements
électriques et électroniques de puissance est l’évacuation des pertes, notamment celles des semiconducteurs de puissance.
Le boîtier des diodes, des thyristors classiques et des thyristors
GTO est de type press-pack d’où un refroidissement double face. Le
boîtier des modules IGBT est, à ce jour, constitué d’une semelle isolée d’où un refroidissement simple face.
La puissance maximale de jonction des semiconducteurs est limitée à 125 °C.
La puissance maximale dissipée par le semiconducteur dépend
de ses performances et du système de refroidissement utilisé ; en
pratique, elle est inférieure à 3 kW.
Tous les systèmes actuels utilisent l’air comme réfrigérant final et
éventuellement un ou plusieurs fluides intermédiaires. On distingue
deux principes de refroidissement.
■ Systèmes à convection naturelle ou forcée
On peut citer les techniques suivantes.
— par air : le composant est en contact avec un radiateur (généralement, en aluminium) refroidi par de l’air de façon naturelle ou forcée. A ce jour, cette technique de refroidissement est abandonnée à
cause de ses performances limitées et, surtout, de la pollution
qu’elle génère sur les semiconducteurs avec des poussières souvent conductrices.
— à huile : le composant est en contact avec un ou plusieurs boîtiers dans lesquels circule l’huile minérale qui est ensuite refroidie
sur un échangeur huile/air. On distingue les systèmes à boîtiers et
les systèmes immergés (composant en contact avec l’huile).
— à eau : les composants sont en contact avec un ou plusieurs
boîtiers dans lesquels circule l’eau qui est ensuite refroidie sur un
échangeur eau/air. On distingue les systèmes isolés (isolation électrique entre le composant et le boîtier) et les systèmes non isolés
(pas d’isolation électrique et utilisation d’eau déionisée).
■ Systèmes à changement de phase
Ces systèmes dissipent la chaleur à évacuer par évaporation d’un
liquide caloporteur (généralement du Fréon) qui se condense dans
un échangeur. On peut citer les techniques suivantes.
— par cuve : l’ensemble composant-radiateur est immergé dans
le fréon d’une cuve. La chaleur est dissipée par évaporation du
Fréon qui se condense sur la paroi interne de la cuve ou dans un
condenseur situé en partie supérieure de la cuve. La paroi externe
de la cuve ou le condenseur est balayé par un flux d’air.
— par caloduc : le composant est en contact avec l’évaporateur
d’un ou plusieurs caloducs. Les condenseurs sont balayés par un
flux d’air. Lorsqu’on a un condenseur unique pour plusieurs évaporateurs, le système est dit à thermosiphon biphasique.
Le protocole de Montréal relatif aux risques de pollution de la
couche d’ozone a conduit les concepteurs d’équipements électriques à choisir l’eau comme fluide intermédiaire, aussi bien
dans les systèmes à convection qu’à changement de phase
(caloduc).
La première application à la SNCF concerne la locomotive
BB 36000 dont les convertisseurs de puissance sont équipés
d’un système isolé et à convection forcée. Notons que le TGV
Eurostar utilise le même principe mais avec une circulation forcée d’huile.
3. Convertisseur d’entrée
sous caténaire continue
En Europe, les trois principales sources d’alimentation continue
sont :
— 750 V (RATP, Angleterre...) ;
— 1 500 V (SNCF, Hollande...) ;
— 3 000 V (Belgique, Espagne, Italie...).
Le convertisseur d’entrée des engins de traction alimentés sous
caténaire continue est un « hacheur de courant » appelé simplement « hacheur ». Selon la configuration du hacheur, le transfert
d’énergie s’effectue de la ligne d’alimentation vers le moteur ou
inversement.
3.1 Caractéristiques spécifiques
au ferroviaire
Dans le ferroviaire, la spécificité essentielle du hacheur réside
dans sa compatibilité électromagnétique avec les circuits de signalisation au sol. Avant d’aborder cet aspect, il est intéressant de présenter une synthèse des configurations rencontrées, sans en décrire
le fonctionnement car celui-ci est bien connu.
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
3.1.1 Synthèse des configurations de hacheur
Traction
■ La motorisation des engins de traction s’effectue avec des
moteurs à courant continu ou des moteurs triphasés, synchrone ou
asynchrone, associés à un onduleur :
— les moteurs à courant continu et les moteurs synchrones sont
alimentés en courant imposé ;
— pour les moteurs asynchrones, on distingue deux modes d’alimentation : courant imposé ou tension imposée.
Lorsque le circuit récepteur est alimenté par une source de courant, la tension moyenne – aux bornes du moteur à courant continu
ou de l’ensemble onduleur-moteur triphasé – dépend du point de
fonctionnement et elle est toujours inférieure à celle de la caténaire.
Dans ce cas, la configuration du hacheur utilisé est :
— abaisseur de tension en traction ;
— élévateur de tension en freinage, par récupération d’énergie à
l’alimentation.
Lorsque le circuit récepteur est, par contre, alimenté par une
source de tension, l’amplitude de celle-ci – aux bornes de
l’ensemble onduleur-moteur triphasé – est indépendante du point
de fonctionnement et elle peut être inférieure ou supérieure à celle
de la caténaire.
Dans l’hypothèse où la tension du circuit récepteur est supérieure
à celle de l’alimentation, l’inductance de lissage est située du côté
de l’alimentation et la configuration du hacheur est modifiée par
rapport au cas précédent.
■ Les convertisseurs actuels équipant les engins de traction utilisent de plus en plus fréquemment des semiconducteurs commandables au blocage : GTO et IGBT. Ces composants sont
asymétriques en tension et une diode est associée en antiparallèle.
Pour minimiser le nombre de semiconducteurs utilisés dans un
engin moteur, prévu pour circuler sous différents réseaux d’alimentation, un même convertisseur peut être alimenté depuis une source
de tension monophasée ou continue avec des modes différents
d’exploitation.
Lors d’une alimentation sous tension continue, il s’ensuit que
la configuration du hacheur H dépend :
— du mode de fonctionnement, traction ou freinage par récupération d’énergie ;
— de l’amplitude de la tension de la caténaire par rapport à celle
du circuit récepteur ;
— de la minimisation des semiconducteurs du circuit de puissance.
La figure 4 illustre les différentes configurations envisageables
selon les remarques présentées. Le réseau d’alimentation (caténaire) et le circuit récepteur – moteur à courant continu ou ensemble
onduleur-moteur triphasé – sont symbolisés par des sources de tension idéalisées respectivement appelées U et UM (en traction) ou UG
(en freinage par récupération).
3.1.2 Compatibilité avec la signalisation au sol
Freinage par récupération
U > UM
U > UG
L
H
+
U
+
UM
D
U < UM
+
U
+
UG
H
U < UG
L
+
U
L
D
L
D
H
+
UM
+
U
H
D
+
UG
L inductance de lissage
Figure 4 – Synthèse des différentes configurations du hacheur
Le respect de ces prescriptions s’obtient par deux actions : le
mode de pilotage du hacheur et le filtre d’entrée de l’engin de traction.
■ Mode de pilotage du hacheur
On peut envisager plusieurs modes de pilotage du hacheur :
— fréquence fixe et temps de conduction variable ;
— fréquence variable et temps de conduction fixe ;
— fréquence variable et temps de conduction variable.
Les prescriptions sur la signalisation ferroviaire impliquent un
pilotage du hacheur à fréquence fixe et temps de conduction variable.
Le choix de cette fréquence est fixé aux premiers harmoniques
réguliers de la tension de la caténaire qui est redressée par un pont
de Graetz depuis le réseau triphasé EDF. Ainsi, la fréquence de pilotage retenue est de 300 Hz ou 600 Hz selon la technologie des semiconducteurs et les performances de traction exigées. Avec ce choix
de fréquence de pilotage, le spectre du courant de la caténaire ne
contient pas d’harmoniques réguliers correspondant aux fréquences choisies pour la signalisation ferroviaire et qui sont indiquées cidessus.
Généralement, l’engin de traction est équipé d’un hacheur par
bogie moteur et les deux commandes sont imbriquées de telle sorte
que le 1er harmonique du spectre de courant, côté caténaire, soit
situé à une fréquence double de celle générée par un hacheur. En
prenant comme critère de performance l’amplitude du 1er harmonique de courant généré à la caténaire, cette caractéristique de pilotage des hacheurs permet d’optimiser le dimensionnement du filtre
d’entrée relativement au cas d’une commande synchronisée. Il faut
préciser que, généralement, le filtre d’entrée est commun aux différents hacheurs équipant l’engin de traction.
■ Filtre d’entrée de l’engin de traction
La sécurité de la circulation des trains repose sur le bon fonctionnement des circuits de voie qui utilisent les rails comme conducteurs. Pour montrer l’importance du problème, il est intéressant de
rappeler succinctement les prescriptions concernant les courants
harmoniques générés à l’alimentation du réseau continu SNCF par
un train complet (§ 1.2.1) :
— basse fréquence spécifique ® Ih < 1,2 A à 50 Hz ;
— bande de fréquence 1 700 Hz à 2 600 Hz ®
• Ih < 70 mA pour les fréquences suivantes : 1 700 Hz, 2 000 Hz,
2 300 Hz et 2 600 Hz ;
• Ih< 30 mA au voisinage des fréquences indiquées ci-dessus
(produits de modulation).
D 5502 - 8
Le filtre d’entrée de l’engin de traction est constitué par une inductance Lo, en série avec l’inductance variable de la caténaire Lc , et un
condensateur Co constituant la source de tension UCo aux bornes
des hacheurs (figure 5).
L’ondulation crête à crête des grandeurs – tension aux bornes du
condensateur Co et courant caténaire – est maximale à la demi-conduction de chaque hacheur et pour l’effort de traction contractuel
correspondant à ce point de fonctionnement.
Afin de limiter l’ondulation de ces grandeurs ainsi que le risque de
perturbations sur la signalisation SNCF, il est d’usage de choisir une
fréquence maximale de résonance fo du filtre d’entrée inférieure à
25 Hz en négligeant l’inductance de la caténaire (Lc = 0).
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Lo
1,5 kV
DJC
Hacheur
Lo
,
IL
UCo
L
Onduleur
de courant Moteur
synchrone
=
Thp
Filtre 50 Hz
,p
Excitation
D
Di
Ce
I
Co
Thi
,i
,e
~
The
L
Co
Moteur
synchrone
=
DJC disjoncteur d'alimentation sous caténaire continue
IL courant de ligne
Excitation
D
Figure 5 – Schéma de principe avec un filtre passif à 50 Hz
~
0
Exemple : Pour la locomotive BB 26000 alimentée sous tension
1 500 V continu les valeurs des éléments du filtre d’entrée sont :
Onduleur
Figure 6 – Structure d’un hacheur à thyristor abaisseur de tension
Lo = 2,5 mH et Co = 17 mF
soit fo = 24 Hz et la fréquence de fonctionnement de chaque hacheur
est fixée à 300 Hz. Nous disposons d’un hacheur par bogie moteur et
les commandes respectives sont imbriquées.
Un calcul, au point de fonctionnement le plus défavorable, montre
que la valeur efficace des premiers harmoniques de la tension et du
courant atteint :
— pour la tension aux bornes du condensateur Co : 20 V à 600 Hz ;
— pour le courant caténaire : 1,5 A à 600 Hz ; 50 mA à 1 800 Hz ;
10 mA à 3 000 Hz...
L’amplitude de ces grandeurs harmoniques est assez faible et les
prescriptions sur les circuits de voie, de fréquence supérieure à
1 700 Hz, sont respectées sans action complémentaire.
En ce qui concerne les circuits de voie à 50 Hz, il peut s’avérer que
les courants issus des produits de modulation entre deux convertisseurs en cascade (cas de l’alimentation des moteurs triphasés)
soient gênants. Dans ce cas, une méthode utilisée consiste à placer
un filtre passif accordé à 50 Hz aux bornes du condensateur Co
(figure 5). Parmi d’autres méthodes, celle-ci est la plus efficace au
point de vue sécurité intrinsèque vis-à-vis de la signalisation ferroviaire. Elle est très bien adaptée lorsque les prescriptions sont limitées à une ou deux fréquences particulières. Ce filtre passif présente
un autre aspect intéressant à propos des tensions harmoniques à
50 Hz générées par l’alimentation car il augmente l’impédance
d’entrée de l’engin de traction à cette fréquence. Ces harmoniques
de tension à 50 Hz sont issus de la dispersion des commutations et
des chutes de tension directe des ponts redresseurs installés dans
les sous-stations.
3.2 Structures de hacheur
Les différents composants constituant cette structure de
hacheur sont :
Thp, D, <p
: thyristor principal, diode de roue libre et
<p = 10 mH (limitation de di/dt) ;
The, Ce, < e
: circuit de blocage de Thp avec Ce = 120 mF et
< e = 20 mH (di/dt) ;
Thi, Di, < i
: circuit d’inversion de la charge du condensateur
Ce avec < i = 45 mH.
Le principe de fonctionnement de ce hacheur se décompose
en deux modes :
Le mode vernier est utilisé seulement aux premiers instants de
démarrage du moteur. A chaque période de fonctionnement du
hacheur, on prélève progressivement de l’énergie emmagasinée
dans le condensateur Ce pour la dériver vers le moteur via le thyristor d’extinction The. Le thyristor principal Thp reste inopérant.
Le mode normal est utilisé après la limite de fonctionnement du
mode vernier. Dans ce cas, on utilise normalement le thyristor principal Thp, dont le blocage est assuré par le condensateur Ce via le
thyristor d’extinction The.
3.2.2 Hacheur à thyristor GTO
Cette technologie de semiconducteur est très bien adaptée à la
fonction hacheur, car elle permet la commande au blocage en injectant un courant négatif dans la gâchette. Les hacheurs qui équipent
les engins récents utilisent généralement le thyristor GTO.
Les structures exploitées sur les engins de traction ferroviaire
actuels sont de deux types :
— hacheur à thyristor classique, par exemple pour la locomotive
BB 26000 et le TGV-A ;
— hacheur à thyristor GTO, pour les locomotives et TGV récents,
par exemple Thalys.
La figure 7 montre la structure du hacheur à GTO avec les circuits
d’aide à la commutation. Les performances des hacheurs de grande
puissance sont assurées en associant plusieurs hacheurs élémentaires en parallèle. Selon l’amplitude de la tension d’alimentation, par
exemple le réseau 3 kV continu, la tenue en tension est respectée en
associant deux composants en série pour une même fonction,
hacheur et diode de roue libre. Pour des raisons de performances au
blocage, on n’associe jamais deux thyristors GTO directement en
parallèle.
3.2.1 Hacheur à thyristor
Les différents composants constituant cette structure de
hacheur sont :
La figure 6 montre la structure utilisée du hacheur à thyristor alimentant un moteur synchrone. Cette structure est un hacheur abaisseur de tension et les performances sont assurées en associant
plusieurs hacheurs élémentaires en parallèle ou bien plusieurs
semiconducteurs directement en série et/ou en parallèle.
G, Dr
: thyristor GTO et diode en inverse (le GTO est
asymétrique en tension) ;
D
: diode de roue libre ;
<s
: inductance de limitation de di/dt
(snubber de ON) ;
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un thyristor classique. Rappelons que le blocage du thyristor GTO
est aussi assuré par un condensateur, mais de faible valeur
(4 à 6 mF).
,s
Lo
Les caractéristiques technologiques des semiconducteurs de
puissance ainsi que les performances de traction demandées conduisent à une tension d’alimentation monophasée des convertisseurs d’entrée de l’ordre de 2 kV environ. Cette tension s’obtient par
l’intermédiaire d’un transformateur principal qui assure en même
temps l’isolement galvanique du circuit de puissance par rapport à
la caténaire.
rs
Dr
G
Ds
,'s
Cs
D,
Co
r,
L
Moteur
synchrone
=
C,
Excitation
D
4.1 Pont monophasé
à commutation naturelle
~
0
Onduleur
Figure 7 – Structure d’un hacheur à thyristor GTO
abaisseur de tension
Cs, Ds, <' s , rs :
C< , D< , r<
circuit d’aide à la commutation au blocage
(snubber de OFF) ;
: circuit limiteur de tension aux bornes
du hacheur.
Les valeurs typiques pour un hacheur de grande puissance
(supérieure à 1 000 kW) alimenté sous 1 500 V (continu) sont :
— inductance de limitation de di/dt : < s = 10 mH ;
— composants d’aide à la commutation au blocage :
Cs = 6 mF ; <' s = 10 mH ; rs = 3 W ;
— composants du circuit limiteur de tension :
C< = 35 mF ; r< = 3 W.
L’application de cette structure de hacheur à thyristor GTO aux
engins de traction ne présente aucune spécificité dans son pilotage.
4. Convertisseur d’entrée
sous caténaire
monophasée
En Europe, les deux types de réseaux d’alimentation en tension
monophasée sont :
— 25 kV à 50 Hz (France, Danemark, Espagne, Luxembourg...) ;
— 15 kV à 16 2/3 Hz (Allemagne, Autriche, Suisse...).
Pour adapter cette tension à l’intérieur de l’engin de traction, on
distingue deux types de ponts redresseurs :
— pont monophasé à commutation naturelle ;
— pont monophasé à commutation forcée.
La commutation du courant entre les semiconducteurs est appelée « commutation naturelle » lorsqu’elle s’effectue au moyen de la
tension du réseau d’alimentation. Les semiconducteurs utilisés sont
les diodes et les thyristors classiques.
La commutation du courant entre les semiconducteurs est appelée « commutation forcée » lorsqu’elle s’effectue au moyen d’un
« circuit extérieur » comprenant un condensateur et, éventuellement, d’autres semiconducteurs (diodes et thyristors) pour bloquer
D 5502 - 10
A ce jour, ce type de pont équipe les engins de traction du réseau
SNCF 25 kV à 50 Hz.
Leur motorisation est constituée par des moteurs à courant continu (locomotive BB 15000 et BB 22200, TGV-PSE...), des moteurs
asynchrones (automotrices Z 20500) et des moteurs synchrones
(locomotive BB 26000, TGV-Atlantique, TGV-Réseau, TGV-Thalys...).
La caractéristique commune à tous ces types de moteurs de traction est le principe d’alimentation à courant imposé.
Parmi les trois types de ponts redresseurs monophasés (pont de
diodes, pont mixte et pont complet), seuls le pont mixte et le pont
complet sont généralement utilisés en traction ferroviaire car ils
permettent le réglage continu de la puissance de transfert. Comme
la très grande partie des engins de traction du réseau monophasé
SNCF n’est pas prévue pour le freinage par récupération d’énergie à
la source, il s’ensuit que le pont mixte est le convertisseur le plus utilisé en traction. En outre, le pont mixte est plus intéressant en termes de facteur de puissance.
Les caractéristiques de ces ponts redresseurs étant connues, on
se limite à leur spécificité dans le domaine ferroviaire.
4.1.1 Facteur de puissance
La qualité du facteur de puissance constitue un paramètre très
important du point de vue énergétique. La définition du facteur de
puissance du train correspond au rapport entre la puissance active
et la puissance apparente absorbées à la caténaire.
Comme la puissance de court-circuit des sous-stations de traction
du réseau monophasé SNCF est généralement grande par rapport à
la puissance apparente absorbée par les trains, nous pouvons en
première approximation considérer la tension caténaire comme
parfaitement sinusoïdale. Avec cette approche du problème,
l’expression du facteur de puissance, défini au pantographe de
l’engin de traction, s’écrit :
Fp = Fd Fi
avec
Fp
facteur de puissance au pantographe,
Fd
facteur de déplacement ou cos j (j est le
déphasage entre les ondes fondamentales de la
tension et du courant au pantographe),
Fi
facteur de forme du courant ; cette grandeur
correspond au rapport entre la valeur efficace de
l’onde fondamentale du courant au pantographe
et sa valeur efficace totale.
Cette expression du facteur de puissance fait apparaître
indépendamment :
— la consommation de la puissance réactive caractérisée par Fd ;
— l’importance des courants harmoniques caractérisée par Fi.
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Pour la comparaison théorique du facteur de puissance obtenu
avec les deux types de ponts redresseurs (mixte et complet), nous
posons les hypothèses suivantes :
— le courant moteur est parfaitement lissé grâce à la valeur de
l’inductance de lissage ;
— le transformateur est idéalisé (on néglige son inductance de
fuite et sa résistance) ;
— les pertes dans le pont redresseur sont négligeables.
Dans la plage de réglage du convertisseur, le pont mixte présente
un meilleur facteur de puissance que celui obtenu par le pont complet (figure 8).
Si l’engin de traction doit assurer le freinage par récupération
d’énergie sur le réseau d’alimentation, il est judicieux de faire fonctionner le pont complet en pont mixte pendant le fonctionnement en
traction. Dans le cas contraire, il est préférable d’équiper les engins
de traction de ponts mixtes, ce qui constitue le choix de la SNCF.
Les engins de traction récents de la SNCF, plus particulièrement
les TGV dotés d’une motorisation synchrone, sont équipés de deux
ponts mixtes associés en série par bogie moteur.
Chaque pont mixte est alimenté indépendamment par un secondaire du transformateur. Les commandes de ces deux ponts mixtes
sont respectivement décalées, ce qui améliore le facteur de puissance du côté primaire du transformateur. En ce qui concerne la
commande décalée, on augmente progressivement le taux de conduction du 1er pont mixte, tout en maintenant le 2e pont mixte en
conduction minimale. Lorsque le taux de conduction du 1er pont
mixte atteint sa valeur maximale, on augmente alors progressivement celui du 2e pont mixte. En pratique, on effectue un chevauchement entre ces deux commandes à cause d’un problème de stabilité
de la régulation.
La figure 8 montre l’évolution théorique du facteur de puissance
Fp pendant le déblocage du pont redresseur dans les trois cas
suivants : un pont complet, un pont mixte et deux ponts mixtes en
série avec commande décalée.
Pendant la phase de déblocage, les deux ponts mixtes en série
avec commande décalée présentent relativement aux deux autres
types de ponts une meilleure qualité du facteur de puissance. Il en
est de même pour le pont mixte par rapport au pont complet. Au
déblocage total, le pont mixte et le pont complet se comportent
comme le pont de diodes et, pour ce point de fonctionnement, le
facteur de puissance théorique est de 0,9 imposé uniquement par le
facteur de forme du courant.
Fp
En pratique, nous devons faire intervenir l’inductance de fuite du
transformateur car elle joue un double rôle :
— elle diminue le facteur de déplacement Fd au déblocage total
du pont ;
— elle améliore le facteur de forme Fi du courant, car elle réduit la
vitesse de croissance du courant (di/dt) pendant la commutation.
Ces deux actions conduisent à un facteur de puissance
mesuré au pantographe de l’ordre de 0,82 à la puissance nominale, au lieu de 0,9 (valeur théorique).
4.1.2 Tension moyenne maximale redressée
Pour déterminer la tension à vide au secondaire du transformateur, il faut calculer la tension moyenne maximale redressée à la
puissance nominale de la caractéristique effort-vitesse.
Une méthode analytique utilisée à la SNCF consiste à analyser la
commutation du courant entre les semiconducteurs, en tenant
compte de l’inductance équivalente de l’alimentation ramenée au
secondaire du transformateur. Comme ces redresseurs sont utilisés
en générateur de courant, on simplifie l’équation régissant la commutation en considérant le courant continu constant et en négligeant la résistance équivalente de l’alimentation ramenée au
secondaire. Par contre, la chute de tension dans cette résistance
équivalente est prise en compte pendant le débit du pont redresseur
vers la charge.
En fonction de ces hypothèses, la tension moyenne maximale
redressée Udo s’écrit :
<s w I
m
2 2
U do = ----------- U so Ð 2 ----------------- Ð r s I 1 Ð -----Tp
p
p
en posant Uso
w
tension efficace à vide au secondaire du
transformateur,
pulsation du réseau monophasé d’alimentation,
courant continu redressé (supposé constant),
rs , < s résistance et inductance de fuite équivalentes
ramenées au secondaire du transformateur,
mT
angle de commutation lorsque le pont est
totalement débloqué.
Cette expression est analogue pour les différents types de ponts
redresseurs.
I
Deux ponts mixtes en série
avec commande décalée
1
4.1.3 Impédance équivalente de l’alimentation
0,8
t
on
0,6
ixt
m
Pour évaluer cette impédance équivalente, il faut considérer
l’ensemble des circuits suivants : la sous-station, la boucle {caténaire - rails + sol} et le transformateur embarqué.
e
et
P
pl
m
o
c
nt
Po
0,4
Exemple : Pour une ligne à grande vitesse du réseau SNCF 25 kV à
50 Hz, on a les valeurs approximatives suivantes :
Zsous-station = (0,6 + j 2) W .............. pour une sous-station de 30 MVA ;
Zcaténaire = (0,04 + j 0,14) W.km–1 ............ l’alimentation s’effectuant
en antenne (L < 35 km).
0,2
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
Udu
Udo
Ud tension moyenne redressée
Udu pendant le déblocage du pont
Udo lors du déblocage total du pont
Figure 8 – Caractéristiques théoriques du facteur de puissance
La réactance de fuite du transformateur embarqué est caractérisée par la tension de court-circuit, qui est de l’ordre de 15 % lorsque
les convertisseurs d’entrée des engins de traction sont des ponts à
commutation naturelle. Selon le type de schéma retenu, le transformateur peut comporter plusieurs enroulements secondaires de traction (par exemple, jusqu’à 6 enroulements).
Lorsqu’on effectue l’analyse de la commutation aux bornes d’un
secondaire du transformateur, on ramène l’impédance équivalente
de l’alimentation à ce secondaire. Pour cela, il faut tenir compte du
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nombre de secondaires en service et de leur couplage magnétique
au point de fonctionnement considéré. Sauf au fonctionnement
nominal, les calculs sont assez complexes. Par contre, pour déterminer la tension à vide du transformateur on considère les performances contractuelles du train auprès de la sous-station. En outre, il est
d’usage de négliger l’impédance de la sous-station relativement à
celle du transformateur embarqué.
DJM
TFP
4.1.4 Ondulation du courant continu
Le taux d’ondulation du courant continu I est défini par :
I max Ð I min
t i = ----------------------------I max + I min
avec
Imax
valeur maximale de I,
Imin
valeur minimale de I.
Ud
Us
DJM
TFP
Cette ondulation de courant est essentiellement provoquée par le
1er harmonique de la tension observée en aval du pont redresseur,
soit à la fréquence double de celle du réseau monophasé.
L
25 kV - 50 Hz
I
Is , s
L3
Uso
Us
Ud
C3
,
tension redressée
tension secondaire
disjoncteur d'alimentation sous caténaire monophasée
transformateur principal
Figure 9 – Pont mixte avec un filtre passif (L3, C3)
accordé sur l’harmonique de rang 3
Lorsque le pont redresseur est entièrement débloqué, l’ondulation crête à crête est :
U so
I max Ð I min » 0, 6 ---------Lw
avec
L
inductance de lissage.
En pratique, à la puissance nominale, on limite le taux
d’ondulation du courant à 30 % pour les engins de traction équipés de moteurs à courant continu et à 15 % pour ceux équipés
de moteurs sans collecteur (moteurs triphasés synchrone et
asynchrone).
La mise en service de ces filtres s’effectue en « tout ou rien », pour
des conditions de fonctionnement prédéterminées. Sur le TGV-A, on
connecte un filtre passif (L3, C3) aux bornes de chacun des 4 secondaires du transformateur de la motrice et le facteur de puissance
obtenu est supérieur à 0,92 dans une très grande partie du domaine
effort-vitesse.
La figure 10 montre le spectre du courant caténaire Icat mesuré
côté pantographe du TGV-A avec les filtres passifs en service. On
remarque que ces filtres atténuent fortement l’amplitude de l’harmonique de courant de rang 3 qui est de 10 A pour un courant fondamental de 320 A.
4.1.5 Amélioration du facteur de puissance
avec des filtres passifs
Les harmoniques de courant générés à la caténaire par les ponts
redresseurs mixtes et complets sont de rang impair et leur décroissance est de la forme de 1/n surtout pour les premiers rangs.
Le facteur de puissance obtenu avec ces ponts redresseurs peut
être sensiblement amélioré en utilisant un filtre passif (L3, C3 série)
accordé sur l’harmonique de rang 3 de la tension réseau et installé
aux bornes de chaque enroulement secondaire du transformateur
(figure 9).
Ce filtre passif permet :
— la dérivation du premier harmonique de courant, ce qui améliore le facteur de forme du courant côté transformateur ;
— la compensation de l’énergie réactive consommée par le
redresseur et l’inductance de fuite du transformateur, ce qui améliore le facteur de déplacement côté caténaire ;
— la réduction de l’inductance équivalente de commutation, ce
qui augmente la tension moyenne maximale redressée.
La masse des filtres passifs est partiellement compensée par une
meilleure optimisation du transformateur. Pour certains projets à
l’exportation, il a été ajouté un 2e filtre accordé sur l’harmonique de
rang 5.
Notons que l’utilisation de ces filtres passifs, pour un réseau
monophasé de fréquence 16 2/3 Hz, amènerait une augmentation considérable de la masse embarquée.
D 5502 - 12
Icat (A)
1 000
Conditions d'essais
Vitesse : 210 km/h
Scat
: 8 MVA
Icat
: 320 A à 50 Hz
Ipso : 10,2 A
100
Icat (A)
0
1
0,1
50
350
650
950
1 250 1 550 1 850 2 150 2 450
Fréquence (Hz)
Icat courant caténaire
Ipso courant psophométré
Scat puissance apparente à la caténaire
Figure 10 – TGV-A : spectre du courant caténaire avec filtres passifs.
Reproduction de la mesure
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t
10
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4.2 Pont monophasé
à commutation forcée
Les ponts monophasés à commutation forcée permettent d’obtenir d’excellents résultats sur l’amélioration du facteur de puissance
ainsi que sur la compatibilité électromagnétique vis-à-vis des lignes
de télécommunications riveraines.
PMCF
,s
Is
A
G1
D1 G3
L2
Uso
Co
UAB
On distingue deux types de convertisseurs – tension et courant –
caractérisés par un principe de fonctionnement dual. Seul le convertisseur de tension, appelé Pont Monophasé à Commutation Forcée
« PMCF », est l’objet d’une exploitation récente à la SNCF avec une
première application sur les locomotives BB 36000.
G2
B
D2 G4
j , s ω Is
4.2.1 Caractéristiques générales
Uso
La figure 11 montre la structure du PMCF et le diagramme vectoriel des tensions et courants, en traction et en freinage par récupération d’énergie, que l’on cherche à obtenir.
avec
Uso
2
U AB = 1, 06 U so
U AB
E
D4
j ,s ω Is
UAB
ϕs
Uso
0
0
Is
Traction
Fd = 1
Freinage
Fd = 1
Figure 11 – Schéma du PMCF
et diagrammes vectoriels des grandeurs électriques
tension efficace à vide au secondaire du
transformateur,
E
tension continue en aval du convertisseur.
Le filtrage, en amont du PMCF, est assuré par l’inductance de
fuite < s que nous avons dissociée du transformateur. Comme ce
type de convertisseur permet de compenser l’énergie réactive consommée, on utilise un transformateur caractérisé par une tension
de court-circuit d’environ 35 %, ce qui améliore la compatibilité électromagnétique avec les lignes de télécommunications riveraines.
Dans ce cas, le module et l’argument de la tension UAB, vue à
l’entrée du convertisseur, par rapport à la tension efficace à vide Uso
du réseau monophasé sont :
et
ϕs
UAB
C2
Is
Ce convertisseur permet le fonctionnement dans les 4 quadrants
du domaine puissance active et réactive, ce qui autorise un facteur
de déplacement voisin de l’unité. La recherche de ce résultat implique que le PMCF fonctionne en élévateur de tension continue, soit :
E > U so
D3
est déphasé de 19 degrés en arrière par rapport à
U so en traction.
Le filtrage, côté continu, comprend un condensateur Co et un filtre (L2, C2) accordé sur l’harmonique de rang 2 de la tension réseau.
Généralement, ce type de convertisseur équipe des engins de traction dont la motorisation s’effectue avec des moteurs asynchrones
triphasés associés à un onduleur de tension. Avec ce type d’application, nous retenons une énergie emmagasinée dans Co qui est
de l’ordre de 15 kJ/MW (puissance de transfert).
Ces choix techniques sur les filtres sont déterminés par le fait que
l’ondulation de la tension aux bornes du condensateur Co doit être
inférieure à quelques pour-cent de l’amplitude nominale.
Par exemple, pour un réseau d’alimentation 25 kV à 50 Hz, lorsque
la fréquence fm du moteur avoisine 100 Hz, la présence du filtre (L2,
C2) réduit fortement le couple électromagnétique pulsatoire à basse
fréquence |fm – 100|. Autrement, l’amplitude de ce couple pulsatoire
résultant risquerait d’être inacceptable pour la transmission mécanique à cause de l’excitation de sa résonance propre qui est de l’ordre
de 10 à 15 Hz selon le type de transmission.
Pour les engins de traction ferroviaire actuels, on peut globalement indiquer que la puissance de transfert dans un convertisseur PMCF correspond à celle d’un moteur de traction dont
l’ordre de grandeur atteint 1 400 kW pour les locomotives.
Avec les thyristors GTO actuels, l’amplitude de la tension
continue E peut atteindre 2 800 V.
4.2.2 Principe de fonctionnement du PMCF en MLI
Pour améliorer le facteur de forme du courant côté caténaire, on
utilise la technique de pilotage par Modulation de Largeur d’Impulsion « MLI ». Cette méthode permet de repousser en fréquence le
premier harmonique de courant.
■ Le principe de la modulation est basé sur la fonction intersective
sinus-triangle. Avec cette loi de commande, les harmoniques de
tension en amont du convertisseur se répartissent en familles, dont
les rangs sont de la forme :
1re famille :
2 m ± 1 ; 2m ± 3 ;
2e famille :
4m ± 1 ; 4m ± 3 ; 4m ± 5 ; ...
...
kième famille : 2km ± 1 ; 2km ± 3 ; 2km ± 5 ; ...
avec m : indice de modulation.
■ Il est intéressant de préciser l’ordre de grandeur de l’amplitude
des principales tensions harmoniques, soit les 2 premières familles,
pour les conditions de fonctionnement ci-après :
— un taux de modulation 0,7 < tm < 0,9
— un indice de modulation m > 5
Avec ces hypothèses, nous obtenons les ordres de grandeur
suivants :
re
● 1 famille
U AB ( 2 m Ð 1 ) = U AB ( 2 m + 1 ) = 18 à 25 % de E
U AB ( 2 m Ð 3 ) = U AB ( 2 m + 3 ) = 8 à 12 % de E
U AB ( 2 m Ð 5 ) = U AB ( 2 m + 5 ) < 2 % de E
au-delà, les amplitudes des harmoniques de tension sont négligeables.
e
● 2 famille
U AB ( 4 m Ð 1 )
U AB ( 4 m Ð 3 )
U AB ( 4 m Ð 5 )
U AB ( 4 m Ð 7 )
= U AB ( 4 m + 1 ) = 5 à 8 % de E
= U AB ( 4 m + 3 ) = 4 à 10 % de E
= U AB ( 4 m + 5 ) = 4 à 8 % de E
= U AB ( 4 m + 7 ) < 2 % de E
au-delà, les amplitudes des harmoniques de tension sont négligeables.
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Le spectre harmonique est symétrique par rapport à 2m pour la
1re famille et à 4m pour la 2e famille (figure 12). L’amplitude des harmoniques de tension dépend légèrement du taux de modulation, la
sensibilité est davantage remarquée pour la 2e famille.
électromagnétique avec les télécommuni-cations. Pour améliorer
cette compatibilité, il est judicieux d’imbriquer les commandes respectives de plusieurs convertisseurs, ce qui est envisageable avec
cette loi de pilotage.
La largeur du spectre de tension de la 2e famille est supérieure de
2 rangs par rapport à celle de la 1re famille ; il en est de même pour
la 3e famille par rapport à la 2e famille et ainsi de suite. L’étendue
des spectres des familles d’ordre supérieur à 2 provoque des enchevêtrements d’harmoniques d’où une analyse plus complexe.
4.2.3 Association de plusieurs PMCF
Avec la technologie actuelle des GTO et pour une puissance nominale de transfert de l’ordre de 1 000 kW, l’indice de modulation que
nous pouvons retenir est m = 9 pour un réseau 50 Hz. Il s’avère que
le spectre de la 1re famille est situé dans la bande de fréquence 750
à 1 050 Hz qui est la plus défavorable à propos de la compatibilité
Ucat
Pour une motrice TGV équipée de 4 moteurs de traction de
1 000 kW, on utiliserait, par exemple, 4 convertisseurs PMCF.
Chaque PMCF génère un spectre de courant, côté réseau, qui est
analogue en amplitude.
Icat
Ucat
Icat (2 PMCF)
Icat (1 PMCF)
0
ωt
Icat (A)
Ifond = 50 A
6
1ère famille
2ème famille
Scat = 1,25 MVA
Fd = 1
Ipso = 7 A
4
Uso = 1,6 kV - 50 Hz
E = 2,8 kV (CC)
,s = 1,9 mH
m = 9
tm = 0,84
2
0
1
7
13
19
25
31
37
43
49
55
61
67
73
79
85
91
97
Rang harmonique
spectre du courant caténaire pour 1 PMCF
Icat (A)
Ifond = 100 A
6
2ème famille
Scat = 2,5 MVA
Fd = 1
Ipso = 3 A
4
Uso = 1,6 kV - 50 Hz
E = 2,8 kV (CC)
,s = 1,9 mH
m = 9
tm = 0,84
2
0
1
7
13
19
25
31
37
43
49
55
61
67
73
79
85
91
97
Rang harmonique
spectre du courant caténaire pour 2 PMCF à commande imbriquée
Ucat tension à la caténaire = 25 kV à 50 Hz
D 5502 - 14
Figure 12 – Spectre du courant
caténaire pour 1 PMCF et 2 PMCF
sous réseau 25 kV à 50 Hz.
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En imbriquant judicieusement les commandes de 2 convertisseurs, par exemple, les harmoniques de courant appartenant respectivement à la 1re famille sont en opposition de phase. Leur
somme vectorielle est donc nulle au primaire du transformateur. Par
contre, les harmoniques de courant appartenant respectivement à la
2e famille sont en phase.
En fonction du nombre de convertisseurs à commande imbriquée, les harmoniques du courant caténaire Icat sont générés par :
— la 2e famille et ses multiples pour 2 PMCF ;
— la 3e famille et ses multiples pour 3 PMCF ;
— la 4e famille et ses multiples pour 4 PMCF,
et ainsi de suite.
La figure 12 présente le spectre du courant caténaire obtenu avec
1 PMCF puis avec 2 PMCF à commande imbriquée ; dans ce dernier
cas, on observe l’élimination de la 1re famille.
Ce résultat s’obtient en déphasant les tensions triangulaires de
découpage d’un quart de leur période. Il est important de noter que
l’amplitude des harmoniques du courant caténaire est peu dépendante de l’amplitude du courant fondamental Ifond, surtout pour les
premiers rangs harmoniques.
5. Moteur synchrone
autopiloté
Les engins de traction équipés de moteurs synchrones sont
conçus uniquement par GEC Alsthom Transport et exploités depuis
la fin de la décennie quatre-vingt. Parmi les différents matériels
roulants, en exploitation ou en cours de livraison, citons :
— réseau SNCF : locomotive BB 26000, TGV-Atlantique, TGVRéseau, TGV-Duplex, TGV-Thalys... ;
— exportation : TGV Espagne, TGV Corée...
5.1 Caractéristiques spécifiques
au ferroviaire
En traction ferroviaire, nous utilisons le moteur triphasé synchrone équipé d’un rotor bobiné à pôles saillants et constitué de 3
ou 4 paires de pôles, selon les performances exigées. Le rotor comporte un circuit amortisseur.
Le moteur synchrone se caractérise par la possibilité de faire
varier la puissance réactive absorbée ou fournie à l’alimentation.
Cette caractéristique intrinsèque a favorisé notre choix sur le principe d’alimentation du moteur en retenant l’onduleur de courant,
comme nous le verrons ultérieurement.
Sans reprendre la théorie de la machine synchrone [D 480], il est
intéressant de rappeler succinctement les grandeurs électriques et
magnétiques qui sont indispensables au pilotage, en mettant en évidence les spécificités du ferroviaire.
5.1.1 Coefficient d’équivalence
Dans cette analyse, le coefficient d’équivalence (appelé kn) est le
rapport de transformation du courant statorique ramené au rotor du
point de vue de la production de la force magnétomotrice f.m.m. La
valeur de kn est calculée par le motoriste d’après la structure des
bobinages du stator et du rotor.
Pour les applications ferroviaires, il faut optimiser la masse et le
volume du moteur de traction, ces contraintes se traduisant par la
conception d’un moteur fortement saturé surtout lors de l’effort
maximal au démarrage. Ainsi, le coefficient d’équivalence calculé
et/ou mesuré ne permet pas d’obtenir, avec une précision raisonnable la prédétermination du courant d’excitation J, pour un point de
fonctionnement donné en régime saturé.
Selon le type de moteur de traction, on constate une erreur de calcul sur le courant d’excitation J qui peut atteindre 10 % en utilisant
la méthode de Potier (machines à pôles lisses) et 16 % en utilisant la
méthode de Blondel (machines à pôles saillants).
Dans le ferroviaire, les motoristes utilisent généralement la
méthode de Potier.
Une cause principale provoquant l’erreur de calcul du courant J,
commune aux 2 méthodes mais plus pénalisante pour celle de
Potier, est l’hypothèse qui considère le même flux de fuite du rotor
pour un même flux d’entrefer, entre le relevé de la caractéristique à
vide E(J) et le fonctionnement en charge.
L’erreur sur le calcul du courant J est plus importante avec la
méthode de Blondel, car on pose comme hypothèse supplémentaire que le flux transversal n’est pas saturé.
Par contre, la méthode de Blondel s’avère plus précise pour calculer l’angle interne d dont la valeur est nécessaire au pilotage lors des
premiers instants de démarrage du moteur.
D’après ces remarques, pour le pilotage du moteur nous retenons seulement une méthode de calcul – méthode de Blondel – ce
qui permet de rester homogène dans la prédétermination des grandeurs électriques en régime établi. Ce choix implique la correction
du coefficient d’équivalence kn en fonction de l’état magnétique du
moteur. La valeur de kn augmente d’autant plus que la machine est
saturée et la fonction de correction est déterminée expérimentalement en se référant à la caractéristique à vide E(J).
5.1.2 Diagramme de Blondel
■ Présentation de la méthode
Il est intéressant de présenter le diagramme de Blondel en fonction de la spécificité de notre contexte d’exploitation du moteur synchrone, ce qui implique d’anticiper la suite du raisonnement en
précisant quelques caractéristiques essentielles de son alimentation.
L’allure du courant statorique – hors commutation – a une amplitude constante (positive ou négative) ou nulle. Dans ces conditions,
la tension aux bornes du moteur ne fait pas intervenir la chute de
tension dans la réactance de fuite du stator l ws (car l di/dt = 0).
Après les premiers instants de démarrage du moteur, la référence
de pilotage de l’onduleur de courant est élaborée depuis les tensions entre phases du stator et l’onduleur fonctionne en commutation naturelle. Ce mode de pilotage impose un déphasage ji de
l’onde fondamentale du courant statorique Is en avance de phase
par rapport à la tension simple Vi , observée hors commutation, ce
qui se traduit par une surexcitation du moteur.
La figure 13 montre le diagramme de Blondel ou vectoriel adapté
au moteur synchrone autopiloté associé à un onduleur de courant
fonctionnant en commutation naturelle. Ce diagramme se réfère au
schéma monophasé équivalent (non représenté) en considérant le
stator comme un circuit récepteur.
Théoriquement il ne faut pas superposer le diagramme des grandeurs électriques du stator et celui des courants d’excitation. Pratiquement, on le fait et plusieurs méthodes existent dans la littérature
spécialisée. La méthode de construction vectorielle choisie est spécifique à notre contexte d’exploitation du moteur synchrone et elle
s’avère simple dans sa mise en œuvre.
■ Angle interne d
Dans la littérature spécialisée, on considère l’angle interne d
comme le déphasage entre la tension simple Vs (vue aux bornes de
la machine alimentée par un réseau triphasé alternatif) et la force
électromotrice (f.e.m.) E induite au stator par le flux rotorique seul.
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■ Méthode d’utilisation du diagramme de Blondel
Considérons connues les grandeurs suivantes :
q
Pem puissance électromagnétique du moteur,
valeur efficace de l’onde fondamentale du courant statorique
Is
Ei
force électromotrice induite par le flux commun d’entrefer,
j i déphasage entre Is et Ei.
La valeur du courant d’excitation J s’obtient en effectuant les
calculs dans l’ordre suivant :
— angle interne d (calcul par itération) ;
— force électromotrice résultante Erq induite au stator par le flux
commun longitudinal ;
— courant magnétisant résultant longitudinal Jrd en utilisant la
caractéristique à vide E(J) ;
— courant d’excitation J (kn est corrigé en fonction de l’état
magnétique).
E f.e.m. induite au stator
par le flux rotorique
j Xad Id
R s Is
Vi
+
j Xaq Iq
Erq
Ei
Convention utilisée :
stator ⇒ circuit récepteur
Is
ϕi
Iq
δ
Jrd
Id
5.1.3 Puissance et rendement
J
d
Hors commutation, la tension simple Vi vue aux
bornes de la machine s'écrit :
L’adaptation du diagramme de Blondel, à notre mode d’exploitation, est basée sur le calcul de la puissance électromagnétique Pem,
soit :
Vi = E + j Xad Id + j Xaq Iq + Rs Is = Ei + Rs I s
P em = 3 E i I s cos j i
avec Vi
E
Ei
Erq
Is
Id
Iq
Jrd
J
0
kn I d
J
k n Id
kn
Rs
Xad
Xaq
δ
ϕi
tension simple vue aux bornes de la
machine, hors commutation,
f.e.m. induite au stator par le flux rotorique
seul,
f.e.m. induite au stator par le flux commun
d'entrefer,
f.e.m. résultante induite au stator par le
flux commun longitudinal,
valeur efficace de l'onde fondamentale
du courant statorique,
composante de Is suivant l'axe direct Od
ou longitudinal,
composante de Is suivant l'axe en
quadrature Oq ou transversal,
courant magnétisant résultant longitudinal
(vu côté rotor) générant la f.e.m. Erq,
courant d'excitation ou rotorique,
courant statorique contribuant à la réaction
d'induit longitudinale (vu côté rotor),
rapport d'équivalence du courant
statorique ramené au rotor,
résistance statorique par phase,
réactance de magnétisation longitudinale,
réactance de magnétisation transversale,
angle interne entre Ei et E,
déphasage entre Is et Ei.
L’expression du couple électromagnétique Cem est :
P em p 1 P em
C em = ----------- = -------------------Ws
ws
avec
p1
Ws, ws
nombre de paires de pôles,
vitesse angulaire du champ tournant et pulsation
des courants statoriques.
Le bilan des pertes du moteur comprend :
— au stator, les pertes par effet Joule, fer et supplémentaires ;
— au rotor, les pertes par effet Joule, fer, supplémentaires et
mécaniques.
Les pertes supplémentaires, au stator et au rotor, sont assez complexes à déterminer, car elles sont dues essentiellement aux harmoniques de la force magnétomotrice dans l’espace.
En traction ferroviaire, les contraintes de masse et de volume ne
favorisent pas l’utilisation du moteur synchrone à rotor bobiné pour
des puissances nominales inférieures à 1 000 kW, car le dimensionnement du rotor ne varie pas proportionnellement à la puissance du
moteur. Il s’avère que ces moteurs équipent seulement des locomotives et des motrices TGV.
Avec ce niveau de performances, le rendement au fonctionnement nominal entre la puissance électromagnétique et la puissance
mécanique à l’arbre atteint 98 % et le rendement global du moteur
avoisine 93 %.
Figure 13 – Diagramme de Blondel
adapté au moteur synchrone autopiloté
5.2 Alimentation par un onduleur
de courant
Dans notre contexte d’exploitation du moteur, on considère
l’angle interne d comme le déphasage entre les f.e.m. Ei et E, avec
Ei f.e.m. induite par le flux commun d’entrefer.
La machine synchrone fonctionne selon un principe assimilable à
celui de la machine à courant continu. L’asservissement en fréquence est assuré par les circuits de commande des semiconducteurs de l’onduleur de courant à partir d’un signal de position du
rotor ou du référentiel de phase de la tension de la machine. On
obtient ainsi la maîtrise du déphasage entre les flux d’excitation et
d’induit et par conséquent la maîtrise du couple électromagnétique.
En fait, ce déphasage constitue une bonne image du couple électromagnétique, car il ne fait pas intervenir la chute de tension statorique. Ce raisonnement n’est possible que par la spécificité de notre
alimentation du moteur.
D 5502 - 16
Cette solution permet d’exploiter la machine en vitesse variable et
écarte tout risque de décrochage, d’où l’appellation de « moteur
synchrone autopiloté ».
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5.2.1 Structure de l’onduleur de courant
et allure des grandeurs statoriques
I
L
Th1
R
La figure 14 montre la structure de l’onduleur de courant et
l’allure des grandeurs électriques, tensions et courants statoriques.
Th4
Th5
iR
T
Th2
Th6
Stator
iS
Rotor
N
iT
B
U
UTS
Aux premiers instants de démarrage du moteur, l’amplitude de la
tension de la machine est trop faible et la commutation des thyristors est assurée par un circuit auxiliaire ; ce mode de fonctionnement est appelé « commutation assistée ».
L’image du couple électromagnétique correspond à celle de la
puissance instantanée observée en amont de l’onduleur. En négligeant l’ondulation du courant continu I, il s’ensuit que l’image du
couple est analogue à celle de la tension redressée UAB.
Th3
S
UAB
L’onduleur triphasé de courant est constitué de 6 thyristors qui
fonctionnent en commutation naturelle, sauf aux premiers instants
de démarrage du moteur synchrone.
La commutation du courant entre les thyristors est appelée
« commutation naturelle » lorsqu’elle s’effectue au moyen de la
tension du réseau alternatif, dans ce cas le moteur.
A
URS
URT
UST
vR
USR
UTR
vS
UTS
vT
0
p
2p
ωsT
Pour un régime de fonctionnement donné, la valeur moyenne de
la tension redressée UAB est maximale lorsque son ondulation est
minimale. La valeur moyenne maximale de cette tension est :
U ABmoy
max
Uph
tension efficace entre phases.
Le courant continu I parcourt toujours 2 enroulements du stator et
il est nul dans le troisième. Le courant dans une phase se présente
sous la forme d’ondes rectangulaires d’amplitude I, positives puis
négatives, d’une durée de 2p/3 et de paliers de p/3 à courant nul.
La valeur efficace de l’onde fondamentale du courant statorique
est :
avec
6
I sfond = ------- I = 0, 78 I
p
Sur la figure 14, nous représentons l’allure du courant iR telle que
son onde fondamentale soit en phase avec la tension simple vR de
la phase correspondante. Ce déphasage permet de minimiser le
couple électromagnétique pulsatoire et il ne peut être réalisé qu’en
commutation assistée au démarrage du moteur.
5.2.2 Allure du couple électromagnétique
L’analyse spectrale du courant statorique constitue une autre
démarche pour en déduire l’allure du couple électromagnétique.
Pour la phase R, le spectre du courant statorique s’écrit :
2 3
i R = ----------- I
p
Conduction des thyristors
3
= --- 2 U ph = 1, 35 U ph
p
1
1
sin ( w s t ) Ð --- sin ( 5 w s t ) Ð --- sin ( 7 w s t ) + ¼
5
7
5-6
iR
1-6
1-2
p/3
p/3
3-2
3-4
0
iS
0
5-4
5-6
t
2p
ωsT
2p
ωsT
iT
0
2p ωsT
Figure 14 – Allure idéalisée des tensions et des courants statoriques
sur une période de la tension d’alimentation du stator
Ces flux harmoniques induisent dans le circuit amortisseur du
rotor des courants à 6 fois la fréquence d’alimentation du stator. Les
interactions entre le flux fondamental d’entrefer et ces courants harmoniques créent un couple périodique à 6 fois cette fréquence.
En résumé, le couple électromagnétique se décompose en :
— un couple constant dû à la composante fondamentale du courant statorique ;
— un couple périodique à 6 fois la fréquence d’alimentation du
stator.
ws ; –5 ws ; 7 ws
Nous allons préciser l’importance du couple pulsatoire d’ordre 6
ramené au couple moyen, avec les hypothèses simplificatrices
suivantes :
— la commutation du courant entre les enroulements du stator
est considérée comme instantanée ;
— l’onde fondamentale du courant Is est en phase avec la tension
simple interne Ei ;
— l’ondulation du courant continu I est négligeable.
Les composantes harmoniques d’ordre 5 créent un flux résultant
tournant à –5 ws , soit en sens inverse du flux rotorique, ce qui implique une vitesse angulaire relative de –6 ws .
Il s’ensuit que la variation du couple électromagnétique, en fonction de l’angle électrique, se présente sous la forme d’arcs de sinusoïde de 60 degrés (figure 15).
Les composantes harmoniques d’ordre 7 créent un flux résultant
tournant à 7 ws , soit dans le même sens que le flux rotorique, ce qui
implique une vitesse angulaire relative de 6 ws .
En décomposant en série de Fourier l’allure du couple électromagnétique, on démontre que l’amplitude crête du couple harmonique
d’ordre 6 atteint 6 % du couple moyen.
Nous négligeons les composantes harmoniques d’ordre supérieur à 7, car leur amplitude varie en raison inverse de leur rang. Les
diverses composantes des courants des trois enroulements du stator sont respectivement décalées de 120 degrés électriques et elles
créent donc des champs tournants dans l’espace aux vitesses
angulaires :
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La définition du taux d’ondulation du courant continu I (§ 4.1.4),
donne :
I max Ð I min
t i = ----------------------------I max + I min
Cem
60¡
et la réactance de commutation par phase et en valeur réduite est :
Is
x '' ( p.u. ) = x '' = < '' w s ----Ei
ωst
0
Figure 15 – Allure idéalisée du couple électromagnétique
avec <''
5.2.3 Analyse de la commutation naturelle
Afin d’éviter un « raté de commutation » du thyristor que l’on souhaite bloquer, il faut que l’angle de garde g – correspondant au
temps de polarisation inverse de ce thyristor – soit suffisant. Du
point de vue pratique, le bon fonctionnement de l’onduleur est
assuré si cet angle de garde est g > 20° à cause des différentes perturbations provenant lors du fonctionnement, par exemple une
variation brutale de la tension caténaire.
Les moteurs synchrones qui équipent les engins de traction se
caractérisent par 2 types d’enroulements statoriques : simple étoile
(TGV-A) et double étoile (locomotive BB 26000).
Dans cette analyse, nous limitons l’étude au fonctionnement en
traction.
5.2.3.1 Moteur simple étoile
Considérons les thyristors Th1 et Th2 conducteurs, soit
(figure 14) :
iR=I
et
iT=–I
La figure 16 présente la tension entre phases URS pendant une
commutation entre les thyristors Th1 et Th3, pour le moteur simple
étoile. Tous les angles sont mesurés en avance de phase par rapport
au renversement de la tension interne entre phases dans la maille
commutante.
On pose :
a
: angle d’allumage du thyristor,
g, m
: angle de garde et angle de commutation pour le courant
moyen I,
g0, m0 : angle de garde et angle de commutation pour le courant
maximal Imax,
: déphasage moyen entre l’onde fondamentale de Is et Ei
de la phase considérée.
URS
µ
0
γ
Th3
ω st
α
Figure 16 – Analyse de la commutation naturelle
pour un moteur simple étoile
D 5502 - 18
p
cos a = cos g Ð --- x ''
3
— cas du courant maximal :
Puis analysons la commutation du courant entre les phases R et S
du moteur, soit entre les thyristors Th1 et Th3. Pour commander
Th3, il faut que sa tension directe soit positive. Cette condition se
vérifie lorsque l’onde fondamentale du courant statorique est en
avance de phase par rapport à celle de la tension simple correspondante.
U
Comme l’ondulation du courant continu I est asynchrone par rapport au fonctionnement du moteur, il faut s’assurer de la bonne
valeur de l’angle de garde g0 pour une commutation lors de l’ondulation maximale de ce courant I. Cette ondulation est maximale lorsque la tension caténaire est monophasée. En pratique, on
dimensionne l’inductance de lissage L pour limiter ce taux d’ondulation à 15 % lors du fonctionnement à la puissance nominale.
Après calculs, on obtient les relations d’angles ci-après :
— cas du courant moyen :
■ Principe
ji
inductance de commutation ou subtransitoire par phase.
p
cos a = cos g 0 Ð --- ( 1 + t i ) x ''
3
L’expression de cos j i s’établit en considérant la commutation
avec le courant moyen, soit :
p
cos a + cos g
cos j i = ---------------------------------- = cos g 0 Ð --- ( 1 + 2 t i ) x ''
6
2
La durée de la commutation du courant dans la phase du moteur
correspond à l’angle de commutation m0. Il s’ensuit que l’allure
réelle du courant statorique Is est trapézoïdale et l’expression de
l’onde fondamentale, en fonction du courant continu I, s’écrit :
sin ( m 0 ¤ 2 )
6
6
I s = ------- I --------------------------- » ------- I
( m0 ¤ 2 )
p
p
car, en pratique, l’angle m0 est tel que : m0 < 30°
■ Caractéristiques du pilotage de l’onduleur
Comme nous venons de l’indiquer, le pilotage de l’onduleur en
commutation naturelle se détermine de telle façon que l’angle de
garde g0, pour l’ondulation maximale du courant continu, soit proche de 20 degrés. Il s’ensuit que, dans l’ensemble du domaine de
fonctionnement, l’angle d’allumage a des thyristors varie de
30 degrés (butée minimale) à 55 degrés. Cela implique que l’onde
fondamentale du courant statorique soit en avance de phase par
rapport à la tension simple de la phase concernée avec un
déphasage ji compris entre 25 et 40 degrés.
La référence de pilotage de l’onduleur s’obtient depuis la mesure
des tensions entre phases du moteur. On reconstitue la tension simple interne créée par le flux commun d’entrefer, aux chutes ohmiques près, en compensant temporellement les « encoches »
provoquées par la commutation du courant statorique. Par la suite,
cette tension reconstituée est filtrée afin d’en faciliter l’exploitation.
L’électronique prédétermine l’angle d’allumage a des thyristors
par rapport à la tension simple interne correspondante, en fonction
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de la réactance de commutation par phase et en valeur réduite x ’’.
Cette réactance est mesurée en permanence pour l’ondulation
maximale du courant, afin de respecter l’angle de garde g0.
L’angle d’allumage s’exprime comme suit :
p
a = Arc cos 0, 94 Ð --- x ''iö
3
avec : g0 = 20° ;
5.2.4 Analyse de la commutation assistée
Pour que la commutation naturelle puisse être assurée, lors du
fonctionnement en traction, il faut que la tension aux bornes du
moteur atteigne une amplitude suffisante. Ce mode de fonctionnement est envisageable au-delà de 10 %, environ, de la vitesse nominale.
Lorsque le moteur est à l’arrêt et pour les très faibles vitesses,
l’onduleur fonctionne en commutation assistée. Ce mode de fonctionnement se caractérise par la commutation du courant entre les
thyristors de l’onduleur au moyen d’un circuit annexe comprenant
un condensateur et deux thyristors.
x ''iö = ( 1 + t i ) x ''
et a > 30°
En pratique, la valeur de x ''ö est inférieure à 0,35.
i
Avec ces conditions de fonctionnement, l’importance du couple
harmonique d’ordre 6, en valeur crête, peut atteindre 15 % du couple électromagnétique moyen.
Lorsque ce mode de fonctionnement est mis en œuvre, la fréquence de ce couple pulsatoire est nettement supérieure à la fréquence propre de la transmission mécanique, ce qui ne pose aucun
problème vis-à-vis du dimensionnement mécanique.
5.2.3.2 Moteur double étoile
Ce type de moteur se différencie du moteur simple étoile par un
stator constitué de 2 enroulements triphasés, décalés de 30 degrés
électriques, afin de réduire sensiblement l’ondulation du couple pulsatoire.
L’alimentation du stator s’effectue par deux onduleurs de courant
associés en série, mais pilotés respectivement depuis les tensions
entre phases de chaque enroulement triphasé.
La méthode d’analyse de la commutation naturelle est analogue à
celle du cas du moteur simple étoile, mais avec une condition supplémentaire liée au couplage magnétique entre les deux enroulements triphasés. En effet, lorsqu’une commutation se produit sur la
2e étoile, une f.e.m. est induite sur les enroulements de la 1re étoile,
ce qui provoque une polarisation en tension directe du thyristor que
l’on vient de bloquer, si l’angle d’allumage a est supérieur à
30 degrés. Ce raisonnement est réciproque entre les deux enroulements triphasés.
Comme précédemment (§ 5.2.3.1), sous caténaire monophasée,
on limite le taux de l’ondulation maximale du courant continu à
15 % lors du fonctionnement à la puissance nominale.
Ce type de moteur se caractérise par une réactance de commutation par unité x ''ö inférieure à 0,18.
i
La condition supplémentaire de pilotage de cet onduleur implique
de vérifier la relation suivante (figure 16) :
De même, les ordres de commande des thyristors sont élaborés
depuis des capteurs, appelés « capteurs de position du rotor »,
montés sur des flasques paliers du moteur et qui voient défiler
devant eux un disque à secteur solidaire du rotor. La position des
secteurs sur le disque correspond à celle des pôles du rotor. Ainsi,
nous sommes informés de la position du rotor par rapport à celle du
champ tournant statorique et il devient aisé de gérer le pilotage de
l’onduleur grâce à la commande des thyristors du circuit de commutation assistée.
Dans ce mode de fonctionnement, il est judicieux de fonctionner
avec un déphasage nul (cos j i = 1) entre l’onde fondamentale du
courant statorique et la tension simple interne. Cette caractéristique
de fonctionnement est intéressante pour les deux aspects suivants :
— le couple électromagnétique est obtenu avec une amplitude
minimale des courants statorique Is et rotorique J ;
— l’amplitude du couple pulsatoire est minimale.
5.2.4.1 Moteur simple étoile
La figure 17 montre le circuit de commutation assistée des thyristors de l’onduleur. Il est constitué d’un condensateur Ccom et de
deux thyristors (Thcom1 et Thcom2), qui ont une configuration analogue à celle d’un bras de l’onduleur de courant.
Le condensateur est relié entre le point commun des deux thyristors et le neutre du stator. La 1re charge du condensateur est assurée
soit par un circuit annexe, non représenté sur la figure, soit par une
commande judicieuse des différents thyristors.
■ Principe de la commutation assistée
Nous avons choisi de gérer la charge initiale du condensateur
proportionnellement à l’amplitude du courant continu I à commuter.
Cette caractéristique de fonctionnement permet d’obtenir un temps
total de commutation pratiquement constant quelle que soit l’amplitude du courant à commuter.
Prenons comme exemple, l’instant où les thyristors Th1 et Th2
sont conducteurs. Pour commuter le courant entre les phases R et S
du moteur, soit entre les thyristors Th1 et Th3, il faut que le sens de
la charge initiale du condensateur Ccom soit tel que le thyristor
Thcom1 soit polarisé en direct. Dès la commande de Thcom1,
m 0 + g 0 = 30°
Du point de vue pratique, le bon fonctionnement de l’onduleur est
assuré lorsque l’angle de garde g0 est de l’ordre de 14 degrés.
Pour l’ensemble du domaine de fonctionnement, l’angle d’allumage a varie de 30 à 55 degrés. Il s’ensuit que l’onde fondamentale
du courant est en avance par rapport à la tension simple de la phase
concernée avec un déphasage j i compris entre 25 et 45 degrés
comme précédemment (§ 5.2.3.1).
Pour ce type de moteur, la fréquence du couple pulsatoire correspond à 12 fois la fréquence d’alimentation du stator. Avec ces conditions de fonctionnement, l’importance du couple pulsatoire, en
valeur crête, peut atteindre 4 % du couple électromagnétique
moyen.
I L
Onduleur
Th1
Thcom1
Ccom
Th4
iR
iS
S
T
Th6
Moteur
synchrone
Th5
R
N
Thcom2
Th3
Th2
Excitation
iT
N
Figure 17 – Schéma de l’onduleur
avec le circuit de commutation assistée
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à l’instant approprié, le courant est dérivé de Th1 vers Thcom1
grâce à Ccom et avec une vitesse de décroissance imposée par
l’inductance de fuite du moteur. Après cette commutation, seul
l’enroulement T est alimenté par l’intermédiaire de Thcom1, Ccom
et Th2, ce qui implique un couple électromagnétique réduit de moitié. Lorsque la charge de Ccom est inversée, on commande Th3 de
telle sorte que la charge finale de Ccom atteigne une amplitude
identique à sa valeur initiale mais de sens opposé, ce qui permet
d’assurer la prochaine commutation par Thcom2.
Afin de définir quelques ordres de grandeur, prenons l’exemple du TGV-A. Pour obtenir un effort maximal au démarrage,
avec un courant statorique et rotorique minimal, on utilise le
mode de fonctionnement en commutation assistée jusqu’à
80 km/h. Avant le passage en commutation naturelle, le courant
continu I atteint 1 200 A pour la caractéristique F (V ) contractuelle. L’inductance de commutation par phase du moteur est :
<² = 180 mH.
En fonction de ces grandeurs et pour respecter le temps de
polarisation inverse du thyristor bloqué (tq = 130 ms), nous
avons retenu les valeurs suivantes :
Ccom = 235 mF et Uco = 1 400 V
Lorsque la fréquence du couple pulsatoire avoisine la fréquence
propre (environ 12 Hz) de la transmission mécanique, il est important de rechercher à minimiser l’amplitude du couple pulsatoire,
surtout pour un moteur simple étoile.
Sur la motrice TGV-A ce phénomène se situe entre 2 et
5 km/h. La méthode consiste à déphaser l’onde fondamentale
du courant statorique Is de telle sorte que sa phase se situe
entre celles des f.e.m. Ei (induite par le flux commun d’entrefer)
et E (induite par le flux rotorique). Le déphasage de Is dépend de
l’état magnétique du moteur et il est déterminé pour l’effort
maximal au démarrage. La valeur du déphasage de Is retenue
sur le TGV-A est environ de 12 degrés en arrière par rapport à Ei.
La détermination de cette valeur de déphasage a été obtenue
expérimentalement.
5.2.4.2 Moteur double étoile
Le principe de la commutation assistée sur le moteur double
étoile est analogue à celui du moteur simple étoile, la seule différence concerne le schéma du circuit de puissance où, dans ce cas,
on annule le courant dans une étoile au lieu d’une phase du moteur.
Le condensateur Ccom est relié entre le point commun des 2 thyristors de commutation et le point commun des 2 onduleurs.
(aux bornes de Ccom pour I = 1 200 A).
Avec ces grandeurs, le temps total de commutation est de
l’ordre de 700 ms et il est peu sensible à l’amplitude de la tension
du moteur dans le domaine de ce mode de fonctionnement.
■ Valeur efficace de l’onde fondamentale du courant statorique
En commutation assistée, les ondes rectangulaires (positive et
négative) du courant statorique sont légèrement inférieures à 120°.
Dans le cas du TGV-A et à une vitesse de 80 km/h, la durée de
la commutation assistée n’est pas négligeable par rapport à la
fréquence du courant statorique (fs = 53 Hz). Pour une durée
totale de commutation de 700 ms, la valeur efficace de l’onde
fondamentale du courant statorique Is est réduite d’environ 6 %
et il est nécessaire de compenser cette valeur en augmentant
l’amplitude du courant continu.
Rappelons que ce type de moteur est utilisé sur les locomotives
BB 26000.
Ce mode de fonctionnement est utilisé jusqu’à 15 km/h (fs = 10 Hz)
et la durée totale de la commutation assistée est légèrement inférieure à 1 ms. Dans ce cas, la valeur efficace de l’onde fondamentale
du courant statorique Is n’est pratiquement pas affectée par la commutation assistée.
Pour ce type de moteur, la fréquence du couple pulsatoire est 12
fois la fréquence d’alimentation du stator. L’amplitude crête de ce
couple est inférieure à 2 % du couple moyen lorsque l’onde fondamentale du courant statorique est en phase avec la tension simple Ei
induite par le flux d’entrefer (cos ji = 1).
Comme précédemment (§ 5.2.4.1), pendant une durée importante
de la commutation assistée (400 ms), seule une étoile du stator est
alimentée, ce qui implique un couple électromagnétique instantané
de valeur Cem/2 sans provoquer de problème sur la transmission
mécanique.
■ Allure du couple électromagnétique
Ainsi que nous l’avons indiqué précédemment (§ 5.2.2), l’amplitude crête du couple pulsatoire d’ordre 6 atteint 6 % du couple
moyen lorsque l’onde fondamentale du courant statorique est en
phase avec la tension simple Ei induite par le flux d’entrefer
(cos j i = 1).
5.3 Caractéristiques de fonctionnement
Par contre, pendant une durée importante de la commutation
assistée (environ 350 ms), seule une phase du stator est alimentée.
Cette caractéristique de fonctionnement implique un couple électromagnétique instantané de valeur Cem/2 (figure 18). Comme ce phénomène est bref, il ne provoque aucune gêne sur la transmission
mécanique.
La figure 19 montre la caractéristique enveloppe F (V) en traction
et l’allure des courants I et J. Pendant le démarrage du moteur, on
asservit la valeur du courant d’excitation J du rotor à celle du courant
continu I de l’onduleur de telle sorte que J soit proportionnel à I :
5.3.1 Fonctionnement en traction
J = k I.
La valeur de k est déterminée de façon à optimiser l’amplitude du
couple de valeurs I et J qui dépendent de cos j i (cf. théorie des
courbes de Mordey) et de la saturation du moteur, pour l’effort
maximal au démarrage.
Cem
Lorsqu’on atteint la tension maximale de la source aux bornes de
l’onduleur, le réglage de l’effort et de la vitesse se poursuit en réduisant le courant d’excitation J. Cette désexcitation du moteur est
asservie par le régulateur du courant continu I.
60¡
0
ωst
Figure 18 – Allure du couple électromagnétique en commutation
assistée, pour un moteur simple étoile
D 5502 - 20
Au début du démarrage du moteur synchrone, le réglage de
l’effort s’effectue avec un mode de fonctionnement basé sur la commutation assistée de l’onduleur de courant, jusqu’à une vitesse
supérieure à 10 % de la vitesse nominale Vnom. Au-delà de cette
vitesse, le mode de fonctionnement de l’onduleur est basé sur la
commutation naturelle.
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Fjante
Fjante
Fj max
Fj max
Équipuissance
Équipuissance
CA
R I2
Fj = k F
V
CN
0
0
0
VA/N
Vnom
Vmax
I
CA fonctionnement en commutation assistée
CN fonctionnement en commutation naturelle
I
Jmax
J
J=kI
J
0
VA/N
0
Vnom
Vmax
V
0
Vnom
Vmax
V
RF
J<kI
0
0
V
I
Jmax
Imax
Vmax
J
Imax
I J
Vnom
0
V
Vnom
Vmax
V
Figure 19 – Caractéristique enveloppe F (V) en traction
et allure des courants I et J
Le passage entre ces deux modes de fonctionnement – commutation assistée à commutation naturelle et inversement – doit s’effectuer sans variation brutale de couple électromagnétique. Au point
de vue pratique, on dégrade la valeur de cos j i(CA) quelques kilomètres par heure avant le passage en commutation naturelle, ce qui
implique l’augmentation des courants I et J.
5.3.2 Fonctionnement en freinage
En freinage électrique, le moteur synchrone est utilisé en alternateur et l’onduleur fonctionne en simple redresseur à diodes.
L’ensemble alternateur-redresseur est assimilable à un moteur à
courant continu fonctionnant en génératrice à excitation séparée.
Les engins de traction du réseau SNCF utilisent seulement le
mode de freinage rhéostatique.
La figure 20 montre la caractéristique enveloppe F (V) en freinage
rhéostatique, l’allure correspondante des courants I et J ainsi que la
variation de la résistance apparente RF du rhéostat de freinage.
Le procédé de réglage de l’effort de freinage s’effectue par le courant d’excitation J et la variation de la résistance RF. Cette variation
s’obtient par la dérivation progressive du courant grâce à un
hacheur associé en parallèle (figure 21).
Pour les vitesses élevées, au début du freinage, la valeur de la
résistance RF est maximale et on règle la valeur de l’effort par le courant d’excitation J. Lorsqu’on régresse en vitesse et que le courant J
atteint sa valeur maximale, le réglage de l’effort se poursuit en
réduisant progressivement la valeur de la résistance RF jusqu’à sa
valeur minimale.
RF max
RF min
0
Figure 20 – Caractéristique F (V) en freinage rhéostatique
et allure des courants I et J
— le TGV-Atlantique (1er type de TGV équipé de moteurs synchrones et mis en service en 89) (figures 21 et 22) ;
— la locomotive BB 26000 (mise en service en 90) (figures 23
et 24).
5.4.1 TGV-Atlantique
Les études des rames TGV-Atlantique ont été conduites avec 2
nouveaux objectifs par rapport au TGV-Paris Sud-Est qui est équipé
de moteurs de traction à courant continu, soit :
— augmenter la capacité « voyageurs » en portant de 8 à 10 le
nombre de remorques ;
— augmenter la vitesse d’exploitation de 10 % en la fixant à
300 km/h sous caténaire monophasée 25 kV à 50Hz.
Rappelons qu’une rame TGV-PSE se compose de 8 remorques
voyageurs et de 2 motrices équipées chacune de 6 moteurs à courant continu de 535 kW.
Une rame TGV-Atlantique se compose de 10 remorques voyageurs et de 2 motrices équipées chacune de 4 moteurs synchrones
simple étoile de 1 100 kW, ce qui implique une puissance totale de
8 800 kW à la jante sous caténaire 25 kV à 50 Hz. La composition
d’un train est souvent constituée de 2 rames accouplées, mais, dans
ce cas, on procède à une réduction de la puissance sur chacune des
2 rames à cause des contraintes imposées à l’alimentation.
■ La figure 21 montre le schéma de puissance d’un bogie bimoteur du TGV-A.
5.4 Applications ferroviaires
L’alimentation des 2 moteurs de traction d’un bogie s’effectue
individuellement par des onduleurs de courant associés en série
(OD1 et OD2). L’excitation des moteurs s’effectue aussi en série.
Pour illustrer cette technique de motorisation, nous présentons
deux applications ferroviaires qui se caractérisent par des architectures différentes de schéma électrique, à savoir :
Sous caténaire 25 kV à 50 Hz, le générateur de courant est constitué par 2 ponts mixtes en série et à commande décalée, pour chaque bogie bimoteur.
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25 kV à 50 Hz
1,5 kV (CC)
DJC
Pont
auxiliaire
Lo
4 mH
HMC
Hacheur en traction
(1,5 kV) et en freinage
DJM
,
Bogie 2 en traction sous 1,5 kV continu
et circuits auxiliaires sous les 2 types de réseaux
Co
8 mF
L
OD1
45 mH
L (C)
CF1
L (M)
Moteur 1
235 mF
N1
RM1
1,8 kV
TFP
N1
RF2
RF1
Pont auxiliaire
0,882 Ω
2,725 Ω
CT1
Référencé
à la BT
en traction (25 kV)
et en freinage
OD2
Moteur 2
RM2
1,8 kV
235 mF
CF2
, ,
N2
N2
CT2
L (C)
Excitation
Traction sous 1,5 kV continu
H
L
Freinage rhéostatique
L
OD1
OD1
=
Co
=
M1
~
D
~
M1
D
=
RF2
H
M2
~
OD2
Excitation
RF1
=
~
OD2
M2
Excitation
HMC
CF
CT
L(C)
L(M)
commutateur monophasé-continu
contacteur de couplage en freinage
contacteur de couplage en traction
contacteur de couplage sous réseau continu
contacteur de couplage sous réseau monophasé
Traction (25 kV) : L(M) ; CT1, CT2 fermés
Traction (1,5 kV) : L(C) ; CT1, CT2 fermés
Freinage rhéostatique : CF1, CF2 fermés
Le transformateur principal TFP est équipé de 2 autres secondaires pour le bogie bimoteur 2
Figure 21 – TGV-Atlantique : schéma du circuit de puissance d’un bogie bimoteur
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Effort à la jante Fj (kN)
1 rame : 2 motrices + 10 remorques
■ La figure 23 présente le schéma de puissance d’un bogie
monomoteur de la locomotive BB 26000.
250
Traction
sous réseau 25 kV à 50 Hz
200
150
8 800 kW
RC
100
50
Résistance à l'avancement
en palier
Effort à la jante Fj (kN)
50
100
150
Le moteur de traction comprend 2 enroulements triphasés décalés de 30 degrés électriques (moteur double étoile). Chaque enroulement est alimenté par un onduleur de courant et les 2 onduleurs
d’un bogie sont associés en série.
Sous caténaire 25 kV à 50 Hz, le secondaire du transformateur alimente 2 ponts mixtes en parallèle qui fonctionnent en source de
tension. Cette structure de schéma permet d’obtenir un facteur de
puissance voisin de 0,82 dans l’ensemble du domaine effort-vitesse.
Les autres circuits sont communs aux 2 tensions d’alimentation,
monophasée et continue.
0
0
A titre de comparaison, la locomotive BB 22200 – dernière génération de locomotive SNCF équipée de moteurs à courant continu –
se caractérise par une puissance nominale de 4 400 kW à la jante.
200
250
300 Vitesse V (km/h)
La source de courant est constituée par un hacheur pour chaque
bogie monomoteur.
Le fonctionnement en commutation assistée est seulement utilisé en traction jusqu’à 15 km/h.
200
Freinage rhéostatique
150
Le freinage électrique est de type rhéostatique.
6 250 kW
■ La figure 24 montre les caractéristiques enveloppes effortvitesse F (V) d’une locomotive BB 26000 en traction, pour les deux
tensions d’alimentation, et en freinage rhéostatique.
100
50
0
0
50
100
150
200
250
300 Vitesse V (km/h)
Figure 22 – TGV-Atlantique : caractéristiques F (V) d’une rame
Aux bornes de chaque secondaire du transformateur, un filtre
passif accordé à l’harmonique de rang 3 de la tension d’alimentation
permet d’améliorer le facteur de puissance (§ 4.1.5) ; celui-ci est
meilleur que 0,92 dès que la puissance de traction est significative.
Sous caténaire 1 500 V continu, le générateur de courant est constitué par 1 hacheur H qui est commun avec une fonction thyristor
d’un pont mixte et utilise comme diode de roue libre les diodes des
2 ponts mixtes. La séparation des fonctions entre les 2 types de
caténaires s’effectue par un jeu de contacteurs. Pour les générations
ultérieures de TGV, équipés de moteurs synchrones, les convertisseurs – hacheur et ponts mixtes – sont indépendants.
Le fonctionnement en commutation assistée est seulement utilisé en traction jusqu’à 80 km/h. Du point de vue fonctionnel, la commutation naturelle de l’onduleur peut être assurée à partir de
20 km/h.
Le freinage électrique est de type rhéostatique comme il a été
décrit au paragraphe 5.3.2.
■ La figure 22 montre les caractéristiques enveloppes effortvitesse F (V) d’une rame TGV-A en traction, sous caténaire 25 kV à
50 Hz, et en freinage rhéostatique.
5.4.2 Locomotive BB 26000
La locomotive BB 26000 constitue une réponse au caractère d’universalité de service voyageurs-marchandises tel qu’il est défini par
la SNCF et elle est destinée aux 2 types de missions :
— train de voyageurs :
16 voitures Corail à 200 km/h en rampe de 2,5 ‰ ;
— train de marchandises :
6. Moteur asynchrone
A ce jour, le développement de la traction avec des moteurs asynchrones, notamment alimentés en tension imposée, connaît un
essor important grâce à l’évolution technologique des semiconducteurs de puissance et, aussi, à celle des processeurs de signaux qui
permettent l’exécution en temps réel d’algorithmes complexes de
commande.
6.1 Caractéristiques spécifiques
au ferroviaire
En traction ferroviaire, nous utilisons le moteur asynchrone triphasé équipé d’un rotor à cage simple et constitué de 2 ou 3 paires
de pôles selon les performances exigées.
Le moteur asynchrone n’est alimenté que par une seule source
d’énergie, qui fournit :
— la puissance active transformée en puissance mécanique ;
— la puissance magnétisante réactive nécessaire à l’établissement du flux d’entrefer.
Sans reprendre la théorie du moteur asynchrone [D 3 480], il est
intéressant de rappeler succinctement les grandeurs électriques et
magnétiques qui sont indispensables au pilotage, en mettant en évidence les spécificités du ferroviaire.
6.1.1 Relations entre les fréquences
L’amplitude des f.e.m. induites dans le rotor dépend de la vitesse
relative des conducteurs du rotor par rapport au champ tournant
statorique. On définit cette vitesse relative par une relation, appelée
glissement g, qui s’écrit :
Ws Ð W
W
g = ---------------- = 1 Ð ------Ws
Ws
2 050 t à 80 km/h en rampe de 8,8 ‰.
Cette locomotive est équipée de 2 moteurs synchrones (bogie
monomoteur) et sa puissance nominale est de 5 600 kW à la jante
pour les 2 types de tension d’alimentation : 25 kV à 50 Hz et 1 500 V
continu.
avec
Ws
W
vitesse angulaire (rad/s) du champ tournant,
vitesse angulaire du rotor.
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
25 kV à 50 Hz
1,5 kV (CC)
Bogie 2 et circuits auxiliaires
DJC
Hacheur
Lo
HMC
L
2,5 mH
DJM
OD1
3,2 mH
CT1
Th
Com1
2 ponts en //
Moteur 1
RM
Précharge
Co
17 mF
2 kV
D
0,7 mF
TFP
CF1
OD2
Th
Com2
Chauffage
RF1
Excitation
1,09 Ω
CT2
RF2
,
,
0,54 Ω
CT3
Traction (circuit commun aux 2 réseaux)
H
L
OD1
=
~
Co
H
M1
D
Excitation
=
~
OD2
Freinage rhéostatique
L
OD1
=
D
~
M1
=
RF1
~
OD2
RF2
Excitation
CT1, CT2, CT3 fermés en traction
CF1 fermé en freinage rhéostatique
Figure 23 – Locomotive BB 26000 : schéma du circuit de puissance d’un bogie monomoteur
Pour le pilotage du moteur asynchrone, il est préférable de raisonner directement avec les grandeurs électriques. Posons :
fs : fréquence (Hz) des courants statoriques ;
fr : fréquence des courants induits dans le rotor ;
p1 W
f m = ---------- : fréquence mécanique ramenée à la fréquence des
2p
grandeurs électriques
nombre de paires de pôles.
avec p1
L’expression du glissement devient :
fs Ð fm
g = ---------------fs
6.1.2 Équations électriques
et schémas équivalents
Le moteur asynchrone à cage ne permet pas l’accès direct à la
mesure des grandeurs rotoriques. Il est donc pratique d’établir un
schéma monophasé équivalent qui permet de ramener les grandeurs rotoriques au stator. Les schémas analysés ne sont valables
que pour les régimes permanents sinusoïdaux et il en existe plusieurs modèles dont le choix dépend du principe retenu pour la
commande du moteur asynchrone, à savoir :
— le schéma avec inductances de fuites partielles ;
— le schéma avec inductance de fuite totale ramenée au primaire
ou au secondaire.
Les relations entre les différentes fréquences s’écrivent :
— en traction : f s = f m + f r Þ g f s = f r
Ces schémas se caractérisent par une même impédance vue
de l’alimentation.
— en freinage : f s = f m Ð f r Þ g f s = Ð f r
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Effort à la jante Fj (kN)
______________________________________________________________________________________________________ TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE
Rs
Traction
sous réseaux 25 kV à 50 Hz et 1,5 kV
350
,s = Ls -- Lm I
s
If
300
RC
RC
250
200
Train spécialisé
de 2 050 t
en rampe de 8,8 ‰
150
Vs
Es
Train de 16 voitures "Corail"
en rampe de 2,5 ‰
Vs
Lm
Rr
g
Er
Rs Is
ϕs Is
150
2 800 kW
0
Rr
g Ir
50
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Vitesse V (km/h)
Figure 24 – Locomotive BB 26000 : caractéristiques F (V)
Im
Φm
ϕs
ϕr
Pour établir ce schéma monophasé équivalent, nous considérons
les équations électriques avec la convention récepteur au stator et
générateur au rotor. Puis, nous ramenons les grandeurs rotoriques
au stator en mettant en évidence les chutes de tension dans les réactances de fuites.
Posons les grandeurs électriques suivantes :
Rs , < s
Rr , < r
Rf
: inductance magnétisante au stator,
: inductance propre cyclique du stator,
: inductance propre cyclique d’une phase équivalente du
rotor ramenée au stator,
: résistance et inductance de fuite d’une phase du stator,
: résistance et inductance de fuite d’une phase du rotor
ramenée au stator,
: résistance caractérisant les pertes fer au stator.
La figure 25 montre le schéma monophasé équivalent avec le diagramme vectoriel des tensions et des courants pour les deux modes
de fonctionnement moteur et générateur. Sur ce schéma, on a :
Is
: courant d’une phase du stator,
Ir
Im
If
js , jr
ws
: courant d’une phase équivalente du rotor ramenée au
stator,
: courant magnétisant,
: courant de fuite, caractéristant les pertes fer,
: déphasages respectivement au stator et au rotor (grandeurs ramenées au stator), entre le courant et la tension,
: vitesse angulaire du stator dans l’espace électrique.
Les relations des grandeurs magnétiques et électriques présentées ci-après sont obtenues en négligeant en première approximation les pertes fer, soit :
— flux statorique :
Fs = Ls I s + Lm I r = <s I s + Lm I m
— flux rotorique :
Fr = Lr I r + Lm I s = <r I r + Lm I m
Φm
Ir
Is
ϕr
Rr
g Ir
Er
Er
j ,r ωs Ir
j ,r ωs Ir
avec g < 0
Générateur
Figure 25 – Schéma équivalent et diagramme vectoriel
des grandeurs électriques
— tension statorique :
Vs = Rs I s + j <s ws I s + j Lm ws I m
— tension rotorique :
Rr
0 = ----- I r + j < r w s I r + j L m w s I m
g
L’expression ( R r ¤ g ) caractérise la puissance électromagnétique.
Il est d’usage de caractériser les pertes fer au stator par une résistance Rf placée aux bornes de l’inductance magnétisante Lm. Ces
pertes fer sont prises en compte seulement dans la prédétermination des grandeurs électriques du moteur, car leur influence est peu
sensible.
Pour le pilotage du moteur asynchrone, on ne connaît que la
valeur numérique des grandeurs électriques ramenées au stator,
soit :
R s ; < s ; R r ; < r ; L m et R f .
On en déduit :
L s = L m + < s et L r = L m + < r
6.1.3 Puissance et rendement
La puissance électromagnétique est :
Rr
2
P em = 3 ----- I r
g
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If
Im
0
Moteur
Schéma équivalent avec inductances de fuites partielles
+
Ir
Ir
avec g > 0
0
0
1 -- g
g
Vs
Ir
If
100
j ,s ωs Is
Es
Es
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Vitesse V (km/h)
Freinage rhéostatique
Lm
Ls
Lr
Rr
+
Rs Is
0
0
Rr
Im
Rf
j ,r ωs Is
50
,r = Lr -- Lm
5 600 kW
100
Effort à la jante Fj (kN)
Ir
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
La puissance mécanique totale est :
Lors du démarrage du moteur, on a :
P m = ( 1 Ð g ) P em
f r << f rm Þ ( < r w s ) 2 << ( R r ¤ g ) 2
Le bilan des pertes du moteur comprend :
— au stator, les pertes par effet Joule, fer et supplémentaires ;
— au rotor, les pertes par effet Joule, fer (négligeables), supplémentaires et mécaniques.
En négligeant l’échauffement du moteur, la relation approchée du
couple Cem devient :
Les pertes supplémentaires, au stator et au rotor, sont assez complexes à déterminer, et elles sont dues essentiellement aux harmoniques de la force magnétomotrice dans l’espace.
Vs 2
2
C em » k 1 F m
f r » k 2 ------ f r
fs
(avec k1 et k2 constantes).
Pour les moteurs de traction ferroviaire d’une puissance supérieure à 1 MW, le rendement au fonctionnement nominal entre la
puissance électromagnétique et la puissance mécanique à l’arbre
atteint 98 % et le rendement global du moteur avoisine 95 %.
6.1.5 Caractéristiques de fonctionnement
du moteur
6.1.4 Couple électromagnétique
Il est intéressant de situer l’enveloppe des valeurs maximales du
couple électromagnétique Cem par rapport à la caractéristique contractuelle d’effort-vitesse F (V).
Le couple électromagnétique est :
C em = 3
2
p1 ws Fm
Rr ¤ g
-----------------------------------------------( <r ws ) 2 + ( Rr ¤ g ) 2
La figure 26 présente l’évolution du couple électromagnétique
Cem en fonction de la fréquence fr des courants rotoriques et pour
une valeur donnée de la fréquence fs ainsi que du flux magnétisant
d’entrefer Fm.
La valeur maximale du couple Cem s’exprime par :
C em
max
1
2
-----------= 3 p1 Fm
2 <r
Couple électromagnétique
On remarque que l’échauffement de la cage du rotor n’altère pas
l’amplitude maximale du couple Cem pour un flux d’entrefer Fm fixé.
Par contre, pour éviter une erreur de pilotage en couple du moteur,
il est nécessaire d’évaluer cet échauffement, surtout au début du
démarrage, car les pertes par effet Joule sont significatives par rapport à la puissance mécanique.
Þ C em » k f r
(d’après la relation approchée de Cem ; § 6.1.4) ;
— au-delà de la vitesse nominale, l’amplitude de la tension statorique Vs est nominale :
,,
,,
,,,,
,,
,,
Zone de
fonctionnement
Au-delà de la vitesse nominale, l’enveloppe des valeurs maximales du couple électromagnétique a une amplitude décroissante qui
est pratiquement proportionnelle à (fs nom / fs)2.
fs
Freinage
fr
■ La figure 27 montre des courbes du couple Cem en traction évoluant en fonction de la fréquence fr et paramétrées en fréquence fs.
De même, nous présentons la courbe du couple Cem correspondant
à la caractéristique enveloppe effort-vitesse F (V), en traction.
Pendant le démarrage du moteur, l’enveloppe des valeurs maximales du couple électromagnétique est constante et son amplitude
est très supérieure à celle du couple contractuel. Selon les performances de l’engin de traction, la valeur de ce rapport peut
atteindre 5.
Traction
fm = fs -- fr
fm
On appelle « vitesse nominale » d’un train la vitesse à partir de
laquelle la tension du moteur atteint sa valeur nominale. Cette
vitesse nominale se situe typiquement entre 30 % et 80 % de la
vitesse maximale, selon le type et les performances exigées du
train.
Pour cet exemple, nous avons choisi d’augmenter l’importance
relative de fr par rapport à fs, ce qui permet une meilleure visualisation de la variation de Cem en fonction de fr.
Cem max
fs
fm = fs + fr
--Cem max
Figure 26 – Évolution du couple électromagnétique
en fonction de fr, autour d’une fréquence fs donnée
D 5502 - 26
nom
avec g = fr / fs = Cte à puissance constante.
1 Rr
f rm = --------- ----2 p <r
0
Fm = Fm
V s = V s nom Þ C em » k f r ¤ f s2
avec frm la fréquence correspondant à Cem max :
Cem
■ Pour effectuer cette présentation selon une démarche didactique,
il est pratique de considérer un moteur alimenté depuis un onduleur
de tension en anticipant sommairement sur la stratégie de pilotage,
comme nous le verrons ultérieurement (§ 6.3) :
— pendant le démarrage du moteur, on maintient le flux magnétisant d’entrefer Fm à sa valeur nominale :
A la vitesse maximale, le couple contractuel ne doit pas dépasser
80 % du couple maximal pour éviter tout risque de « décrochage ».
Il s’avère que l’inductance de fuite totale ramenée au stator constitue une grandeur déterminante dans le dimensionnement du
moteur.
6.1.6 Association de moteurs en parallèle
Quel que soit le type d’onduleur alimentant le moteur
asynchrone – courant ou tension – nous pouvons associer directement plusieurs moteurs en parallèle.
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______________________________________________________________________________________________________ TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE
Cem (kN.m)
L
I
Th1
Th3
Th5
C1
C3
C5
Enveloppe des valeurs maximales
du couple électromagnétique Cem max
D1
R
D3
D5
T
D4
D6
iR
iS
S
D2
MAS
iT
C2
Limitation du courant statorique
Cem dem
Cem nom
Th4
C4
C6
Th6
Th2
Tension statorique nominale
Figure 28 – Schéma du circuit de puissance de l’onduleur de courant
5
technologiques sur les semiconducteurs de puissance, commandables au blocage (GTO et IGBT), simplifient relativement la structure
de l’onduleur de tension, ce qui le rend industriellement plus intéressant.
0
fs (Hz)
20
fr0
fr0
fr1
Flux nominal
Is dem > Is nom
fr0 < fr1 < Cte
fr2
fr3
Tension nominale
fr1 < fr2 < fr3 (à Vmax)
En pratique : fr3 < 3 Hz
Cem dem couple électromagnétique contractuel au démarrage
Cem nom couple électromagnétique nominal
Figure 27 – Courbes du couple Cem en traction évoluant en fonction
de fr et paramétrées en fs
Dans ce cas, il est nécessaire d’imposer des tolérances restrictives
sur le diamètre des roues motrices, afin de réduire le déséquilibre
entre les couples électromagnétiques, pour un point de fonctionnement donné. De même, il est judicieux de caractériser les moteurs
avec une cage plus résistive que celle des moteurs alimentés individuellement par un onduleur.
Il faut noter que si les moteurs ont une différence de température
de la cage, il s’ensuit aussi une dispersion supplémentaire du couple électromagnétique.
La mise en parallèle de moteurs asynchrones est limitée aux puissances de quelques centaines de kilowatts afin de rechercher un
compromis optimal entre le dimensionnement de l’onduleur, les
contraintes constructives des moteurs et le coût de la maintenance
des engins de traction.
6.2 Alimentation par un onduleur
de courant
6.2.1 Principe
A ce jour, l’alimentation du moteur asynchrone (MAS) par un
onduleur de courant est une technique en régression. Les progrès
Dans ce paragraphe, nous présentons très sommairement l’onduleur de courant utilisé pour les automotrices Z 20500 (figure 28) en
indiquant quelques spécificités sur la commande.
Les thyristors Th1 à Th6 permettent d’aiguiller le courant continu
vers les phases du moteur à une fréquence déterminée par les circuits de commande du convertisseur.
Les condensateurs C1 à C6, de même valeur, fournissent l’énergie
électrostatique nécessaire à la commutation du courant entre les
phases du moteur.
Les diodes D1 à D6 isolent les condensateurs de la machine asynchrone.
Hors commutation, le courant continu I parcourt toujours deux
enroulements du stator. Le courant dans une phase se présente
sous la forme d’ondes rectangulaires d’amplitude I, positives puis
négatives, d’une durée de 120 degrés électriques et de paliers de 60
degrés à courant nul.
Il faut que la charge des condensateurs assure les deux conditions
de fonctionnement suivantes :
— le temps de la polarisation inverse du thyristor bloqué doit être
supérieur à son temps de recouvrement tq ;
— le temps total de la commutation du courant entre deux demibras de l’onduleur doit être inférieur au tiers de période de la fréquence fs (la condition la plus contraignante se situe à la vitesse
maximale du moteur et pour un couple minimal) ; notons que la
durée spécifique de la commutation du courant entre les 2 phases
du moteur est nettement inférieure à ce temps total.
6.2.2 Allure du couple électromagnétique
L’allure du couple électromagnétique est analogue dans son principe à celle présentée pour le moteur synchrone, soit sous la forme
d’arcs de sinusoïde de 60 degrés (§ 5.2.2). Mais le fonctionnement
du moteur asynchrone se caractérise par une consommation de
puissance réactive nécessaire à l’établissement du flux d’entrefer.
Cette caractéristique implique un déphasage arrière j du courant
statorique par rapport à la tension simple correspondante. La
figure 29 montre la variation du couple électromagnétique Cem en
fonction de l’angle électrique (ws t).
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Cem
iR
I
0
60¡
0
ϕ
ωst
p/2
p
3p/2
2p
--I
ωst
Allure du courant dans la phase R avec un sous-découpage d'ordre 5
Figure 29 – Allure idéalisée du couple électromagnétique
du moteur asynchrone alimenté par un onduleur de courant
2p/3
iR
En décomposant en série de Fourier l’allure du couple électromagnétique Cem, on démontre que le couple pulsatoire dépend seulement du flux d’entrefer et son amplitude crête est de l’ordre de 15 %
du couple moyen.
Aux premiers instants de démarrage du moteur, les couples pulsatoires génèrent des vibrations mécaniques particulièrement
gênantes, lorsque leur fréquence est voisine de la fréquence propre
de la transmission mécanique. Pour éviter des conséquences graves
sur la transmission mécanique des automotrices Z 20500, il a été
choisi d’effectuer, au début du démarrage, un sous-découpage de
l’onde de courant afin de repousser en fréquence le rang du premier
harmonique de couple et obtenir ainsi une meilleure efficacité du filtrage mécanique.
Lorsque le rotor est bloqué, le sous-découpage du courant réalisé
est d’ordre 11, ce qui contribue sensiblement à la réduction des harmoniques du couple électromagnétique d’ordres 6, 12, 18 et 24.
Lorsque la vitesse augmente, l’ordre du sous-découpage évolue de
11, 9, 7, 5, puis on passe en pleine onde. Le passage en pleine onde
s’effectue à 15 km/h, soit environ à 10 % de Vmax.
Pour un sous-découpage paramétré, les angles de conduction
sont constants (figure 30).
6.2.3 Caractéristiques de commande
de l’onduleur de courant
Nous limitons l’analyse aux principales fonctions retenues pour le
pilotage de l’onduleur de courant des automotrices Z 20500. Ces
automotrices sont équipées de 2 moteurs asynchrones, par bogie
moteur (figure 38), alimentés respectivement par un onduleur de
courant. Les 2 onduleurs de courant sont associés en série et alimentés par un hacheur de courant.
I
0
p/2
p
3p/2
2p
--I
ωst
Allure du courant dans la phase R en pleine onde
Pour un sous-découpage d'ordre fixé, les angles sont constants
Figure 30 – Allures idéalisées du courant dans une phase du moteur,
avec un sous-découpage d’ordre 5 et en pleine onde
Ainsi, l’expression du couple Cem se simplifie comme suit :
1
C em » k 13 ---- I 2
fs
Il est à noter que la vitesse nominale est située au tiers de la
vitesse maximale.
6.3 Alimentation par un onduleur
de tension
L’alimentation de la machine asynchrone par un onduleur de tension triphasée implique un fonctionnement en commutation forcée,
comme avec l’onduleur de courant.
L’effort de traction est fonction de la référence du courant continu
I élaborée depuis le manipulateur situé en cabine de conduite.
Les onduleurs de tension de grande puissance (supérieure à
1 000 kVA) sont équipés de thyristors GTO. Pour les applications
tramway et métro, le choix retenu est le transistor IGBT. A ce jour, il
est envisagé d’étendre l’utilisation du transistor IGBT aux convertisseurs de grande puissance et la première application à la SNCF
concernera le projet du TGV-NG.
L’expression simplifiée du couple électromagnétique Cem (§
6.1.4) est :
6.3.1 Structure de l’onduleur de tension
2
C em » k 1 F m
fr
La figure 31 montre le schéma de principe de l’onduleur de tension utilisant des thyristors GTO avec leur diode en antiparallèle.
avec ( < r w r) 2 Ç R r2
Au démarrage du moteur, la fréquence des courants rotoriques
est maintenue constante. Il s’ensuit que l’expression du couple Cem
est fonction du courant continu I, soit :
L0
G1
D1 G3
D3 G5
2
C em » k 11 F m
» k 12 I 2
iR
iS
R
avec fr = fr nom = Cte
Lors du fonctionnement au-delà de la vitesse nominale, on
défluxe le moteur en maintenant le glissement constant soit :
g = fs / fr = Cte.
C0
S
E
T
G4
La grandeur de réglage du couple électromagnétique Cem est toujours le flux d’entrefer Fm, soit le courant continu I.
D 5502 - 28
D5
D4 G6
D6 G2
N
D2
Figure 31 – Schéma du circuit de puissance de l’onduleur de tension
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iT
Stator
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______________________________________________________________________________________________________ TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE
L’onduleur de tension élabore un système de tensions triphasées
équilibrées qui sont réglables en amplitude et en fréquence. Le rôle
des diodes D1 à D6 est de permettre le rebouclage des courants circulant dans les enroulements du moteur après le blocage des thyristors GTO respectifs de l’onduleur de tension.
6.3.2 Allure des tensions statoriques
en pleine onde
La figure 32 montre l’allure idéalisée des tensions statoriques
lors du fonctionnement en pleine onde. Avec un onduleur de tension, l’allure de la tension aux bornes du moteur est imposée sous
forme de créneaux. Par contre, le courant statorique est caractérisé
par un bon facteur de forme.
La conduction des interrupteurs, dans chaque bras de l’onduleur,
est complémentaire dans la période du stator. Ainsi chaque interrupteur conduit pendant une durée de 180 degrés électriques.
L’image de la tension entre phases est à comparer à celle du courant statorique dans le cas d’une alimentation par un onduleur de
courant. Les tensions entre phases se présentent sous la forme
d’ondes rectangulaires d’amplitude E, positives et négatives, d’une
durée de 120 degrés électriques et séparées par des paliers de tension nulle d’une durée de 60 degrés.
L0
I3
I5
iR
C0
R
T
I4
I6
I2
iT
N
eT
1-6-2
1-3-2
4-3-2
4-3-5
p
URB
tension entre phases et fréquence statorique.
En effet, si on utilise la fonction intersective jusqu’à la vitesse
nominale du moteur, il s’avère que les temps minimaux à respecter,
de conduction et de blocage des thyristors GTO, impliquent une discontinuité importante sur le taux de modulation de l’onduleur, d’où
une variation du couple électromagnétique lors du passage en
pleine onde et inversement.
■ MLI asynchrone intersective
L’ondulation du couple électromagnétique a une faible amplitude.
4-6-5
2p
ωst
■ MLI synchrone intersective
La fréquence de la porteuse correspond à un multiple de la fréquence de la tension statorique.
E
0
USB
p
2p
ωst
E
0
UTB
p
2p
ωst
E
0
p
2p
p
2p
URN = VR
2E/3
E/3
0
URS
Us et fs
Le réglage de la tension Us s’obtient en pilotant l’onduleur par
une loi de commande basée sur la modulation de largeur d’impulsion « MLI » et en utilisant 2 principes : la fonction intersective
sinus-triangle, au début du démarrage du moteur, puis une loi de
pilotage caractérisée par des angles calculés, juste avant le passage
en pleine onde.
Ce mode de pilotage est utilisé pendant les premiers instants de
démarrage du moteur.
Conduction des interrupteurs
1-6-5
avec
La fréquence de la porteuse est constante et légèrement inférieure à la fréquence maximale de découpe de la tension de l’onduleur afin de limiter les pertes par commutation dans les GTO.
B
0
Us
U s nom
------- = ----------------- = k F m nom
fs
f s nom
La figure 33 montre l’allure du courant statorique pour chacun de
ces modes.
eR
eS
iS
S
E
Le démarrage du moteur asynchrone par un onduleur de tension
s’effectue en imposant le flux d’entrefer nominal Fm nom, de l’arrêt
jusqu’à la vitesse nominale. Cette caractéristique de commande
implique de respecter la relation approchée suivante :
On peut décomposer les différentes techniques de pilotage de
l’onduleur – dans l’ensemble du domaine d’exploitation du moteur
asynchrone – en 4 modes de pilotage.
A
I1
6.3.3 Réglage de la tension
et de la fréquence d’alimentation du moteur
2p/3
ωst
ωst
p/3
0
p
Figure 32 – Allure idéalisée des tensions statoriques
lors du fonctionnement en pleine onde
Ce mode de pilotage est utilisé jusqu’à ce que l’onde fondamentale de la tension statorique atteigne environ 70 % de la valeur
nominale.
■ MLI synchrone à angles calculés
Le nombre d’angles calculés dépend des performances exigées
de l’engin de traction. Par exemple, sur la motrice Eurostar, le nombre d’angles calculés peut varier progressivement de 5 vers 1. Avec
les différents degrés de libertés pour le pilotage, on peut éliminer
certaines fréquences harmoniques de la tension statorique.
Ce mode de pilotage permet le passage en pleine onde et inversement, sans variation importante du couple moteur.
■ Pleine onde
E
--E
Cette caractéristique permet une bonne maîtrise des courants
harmoniques.
2p
ωst
Dans ce cas, l’onduleur ne permet plus le réglage de l’amplitude
de la tension statorique. La valeur nominale de la tension entre phases est :
Us nom = 0,78 E (E : tension continue).
Les pertes par commutation dans l’onduleur sont minimales.
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
Istator
de Park ; ce mode de pilotage est appelé
vectorielle » et, à ce jour, elle est généralisée.
Istator
t
MLI asynchrone intersective
Istator
t
« commande
La transformation de Park permet d’observer les grandeurs électriques et magnétiques, au stator et au rotor, à partir d’un système
commun de coordonnées. Ce système est constitué par deux axes
en quadrature appelés Od et Oq ou d-q. Trois types de référentiels
de ce système d’axes d-q sont intéressants en pratique, soit :
— immobile par rapport au stator ;
— immobile par rapport au rotor ;
— immobile par rapport au champ tournant.
MLI synchrone intersective
Dans le domaine ferroviaire, nous choisissons le référentiel
immobile par rapport au champ tournant. Ce référentiel permet
de transformer l’ensemble des grandeurs sinusoïdales – tensions, courants et flux – en grandeurs continues.
Istator
t
MLI synchrone à angles calculés
t
Pleine onde
Figure 33 – Allure du courant statorique
pour les 4 modes de pilotage
Le choix de ce référentiel permet de contrôler le pilotage de
l’ensemble – onduleur et moteur asynchrone – en agissant sur deux
grandeurs électriques continues Isd et Isq qui sont respectivement
les composantes directe et en quadrature du courant statorique Is.
Le courant Isd est analogue au courant d’excitation du moteur à
courant continu et le courant Isq est analogue au courant d’induit.
Les grandeurs Isd et Isq sont mutuellement découplées et elles peuvent varier indépendamment.
6.3.4 Allure du couple électromagnétique
Comme pour le moteur à courant continu à excitation séparée, la
régulation s’opère en gardant le courant magnétisant Isd ou le flux
d’entrefer constant et en faisant varier le courant Isq pour le réglage
du couple électromagnétique.
L’allure du couple électromagnétique dépend du point de fonctionnement analysé et du mode de pilotage de l’onduleur.
En pratique, on réalise le pilotage vectoriel en imposant l’amplitude de la tension statorique et son déphasage par rapport au vecteur du flux rotorique.
La modulation de largeur d’impulsion est bien adaptée pour minimiser les couples pulsatoires relativement au cas de l’alimentation
par un onduleur de courant.
Au début du démarrage, le couple électromagnétique pulsatoire a
une faible amplitude car l’indice de modulation est élevé. Mais l’incidence de ce couple peut être gênante lorsque sa fréquence est voisine de la fréquence propre de la transmission mécanique.
Au-delà de cette fréquence, l’amplitude du couple pulsatoire est
relativement plus importante. Par contre, on bénéficie du filtrage
mécanique, ce qui s’avère moins contraignant.
Dans ce texte, nous n’effectuons pas la démonstration théorique de la transformation de Park mais nous indiquons les grandeurs électriques et magnétiques qui en résultent afin de
montrer la démarche suivie dans le domaine ferroviaire et l’intérêt de la méthode.
La transformée de Park utilisée est modifiée, par rapport à
l’expression initiale, avec l’objectif de conserver la puissance
transmise.
6.3.5 Stratégie de commande du moteur
L’utilisation du moteur asynchrone à cage dans le domaine ferroviaire nécessite des performances dynamiques importantes, ce qui
implique de pouvoir agir directement sur le couple électromagnétique instantané.
Dans la décennie 80, le démarrage du moteur s’effectuait selon la
relation approchée du couple électromagnétique (§ 6.1.4), soit :
d
q
s2
+
Rotor
phase 1
Stator
r2
θs
2
C em » k 1 F m
fr » k2 ( Vs ¤ fs ) 2 fr
Cette commande, appelée « commande scalaire », se caractérise
par une dépendance de réglage du flux d’entrefer et du couple électromagnétique qui sont tous les deux fonction de la tension et de la
fréquence d’alimentation du stator.
r1
θr
Rotor
θ
Stator
s1 phase 1
L’idée est de séparer le réglage de ces deux grandeurs, flux et couple, qui se caractérisent par des constantes de temps nettement différentes. Pour cela, on effectue l’analogie avec le moteur à courant
continu à excitation séparée où le flux inducteur et le courant dans
l’induit ont des commandes distinctes.
s3
6.3.5.1 Transformation de Park
r3
Pour le moteur asynchrone, la méthode qui permet de découpler
le réglage du flux et celui du couple est basée sur la transformation
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Figure 34 – Référentiel des axes magnétiques et repère de Park
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σ Ls
Rs
Ir1 = Ir
Is
Isd
Imr
L
j ωs m Φ r
Lr
Vs
Lr
Lm
Isq
34
Rg L 2
m
g Lr
Lm2
Lr
Flux
p
avec
Φ sm
Is
Vs
Φs
Φrm
Ir1
Dans ce texte, nous nous limitons à une argumentation de base
afin de montrer l’intérêt de la méthode utilisant les équations de
Park (1) à (5) définies paragraphe 6.3.5.1.
Le pilotage de l’onduleur s’effectue d’après les grandeurs physiques mesurées, soit :
δ
Φrq = 0
0
Imr
ou
Ir1
Diagramme vectoriel
des flux
6.3.5.2 Principe de la commande vectorielle
Moteur
Φ mr = Φ r ⇒ Φ rd d
Isd
: constante de temps rotorique (circuit stator
ouvert).
Les grandeurs sur les axes de Park sont différenciées par les indices d et q.
ωs
Isq I
s
Φss
0
+
R s Is
L
j ωs m Φ r
Lr
(5)
: opérateur de Laplace,
L
T r = -----r
Rr
q
Φ ss
Lm
C em = p 1 ------- F rd I sq
Lr
s = 1 Ð ----------- : coefficient de dispersion,
Ls Lr
: inductance de fuite totale ramenée au stator,
s Ls
Schéma monophasé du flux rotorique (en régime établi)
j σ L s ω s Is
(4)
2
Lm
Couple
q
L m I sq = T r w r F rd
Φr
i s1, i s2 courants statoriques
v s1, v s2 tensions statoriques
d
ou
Φrd
Diagramme vectoriel
des grandeurs électriques
Les 2 circuits étant alimentés, le flux magnétisant d'entrefer Φ mr est :
Φmr = Φ sm + Φ rm
soit : Φs = Φmr + Φss et Φ r = Φ mr => Φrd
I sd, I sq
Þ F rd (par intégration),
q s (déphasage
entre Od et Os1)
E
tension continue
Þ Ef (valeur filtrée)
Þ f m (f m = p1 W / 2p)
W
vitesse de rotation
La transformation des grandeurs triphasées dans le repère de
Park s’obtient par une transformation intermédiaire sur un repère
d’axes biphasés en quadrature, appelés axes a-b. Ce repère est lié
au stator (fixe) et tel que l’axe Oa coïncide avec l’axe O s1
(figure 36).
■ Période de démarrage jusqu’à la vitesse nominale :
pilotage vectoriel
Nota : pour une raison de clarté de schéma, nous n'affectons pas
le coefficient 3 aux grandeurs physiques
Figure 35 – Schéma monophasé du flux rotorique et diagrammes
vectoriels des grandeurs électriques et magnétiques, en traction
La figure 34 rend compte de la disposition physique des enroulements dans un moteur asynchrone à une paire de pôles et à rotor
bobiné. De même, nous présentons les différents axes magnétiques, le repère d-q de Park et les déphasages instantanés entre les
axes magnétiques.
Comme la mesure des grandeurs rotoriques est inaccessible, il
est pratique de se baser sur le schéma monophasé en régime établi
du flux rotorique (figure 35) qui se caractérise par l’inductance de
fuite totale ramenée au primaire. Pour simplifier davantage les relations de Park, on choisit le référentiel immobile par rapport au
champ tournant et l’axe Od en phase avec le flux magnétisant créé
par l’enroulement rotorique.
Le pilotage de l’onduleur s’effectue en modulation de largeur
d’impulsion MLI où l’on distingue 3 modes principaux, soit : MLI
asynchrone intersective, MLI synchrone intersective et MLI synchrone à angles calculés (figure 33). Pour cette analyse, nous ne
décrivons pas l’adaptation du pilotage vectoriel à chacun de ces
modes.
b
q
ωs
Vsq
Vs
Isb
Is
d
Isq
Avec la convention récepteur au stator et au rotor, les grandeurs
électriques et magnétiques dans le repère de Park et liées au
flux rotorique s’écrivent :
β
α
Isd
Lm
= ( R s + s L s p ) I sd Ð s L s w s I sq + ------- p F rd
Lr
(1)
Lm
V sq = s L s w s I sd + ( R s + s L s p ) I sq + ------- w s F rd
Lr
(2)
L m I sd = ( 1 + T r p ) F rd
(3)
V sd
Þ
Vsd
Φr
θs
0 Isa
s1
Nota : pour une raison de clarté de schéma, nous n'affectons
pas le coefficient 3 aux grandeurs physiques
Figure 36 – Repères d’axes pour la transformation de Park
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est donc nécessaire d’utiliser des méthodes appropriées, appelées
méthodes de découplage, pour dissocier la régulation entre les
variables.
En se limitant au concept de base, les grandeurs de commande de
l’onduleur sont :
— le taux de modulation (tm) qui règle l’amplitude de la tension
statorique Vs ;
— la fréquence des courants statoriques (fs) corrigée par l’asservissement du déphasage de Vs par rapport au flux rotorique F r
(axe Od ).
La figure 37 montre un exemple de synoptique du pilotage vectoriel en MLI basé selon les équations de Park (1) à (5).
● Le réglage en amplitude de Vs est obtenu par le taux de modulation tm, soit :
Dans le repère défini, l’expression du couple Cem est [relation (5)]:
Lm
C em = p 1 ------- F rd I sq
Lr
2 +V2
V sd
Vs 3
sq
t m = ----------------------------- = -----------------æ ------6-ö E
æ ------6-ö E
f
è pø
è pø f
La variation du flux rotorique F rd est plus lente que celle du courant statorique Isq.
Donc, il est naturel de régler le couple électromagnétique Cem
principalement par Isq tout en imposant un flux Frd à sa valeur
nominale. Les grandeurs Frd et Isq sont régulées indirectement par
la tension statorique Vs que l’on règle en amplitude et en phase. Il
avec Ef tension continue filtrée.
Les tensions (Vsd ; Vsq) sont respectivement issues de la régulation du flux rotorique et du couple par Isq en tenant compte des
méthodes de découplage présentées en fin de paragraphe.
L0
is1
C0
us12
E
Tensions
entre phases
us12 , us23
is1 , is2
2
us23
Φrd
Isq
fr
fm
Φrd ref
f.e.m.
directe
--
+
t
Cem ref
p1
Tension continue
aux bornes
de l'onduleur
E
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Lr
Φrd ref
+
--
+
β
+
fs
∆1fs
MLI
fs mli Modulation
de Largeur
d'Impulsion
+
Vsd dec
Isq ref
+
tm
α ref
+
Régulateur
de flux V
sd cor
ou mod
+
Vsd
tm =
Vsd2 + Vsq2
6
p Ef
Isq
Φrd ref
Lm
+
+
Φrd
Charge
Ω
Régulation
de phase
Calcul de fr
Φrd
Référence
de couple
Cem ref
α ref
Isd
Acquisition
de vitesse
MAS
is3
θs
Calcul des composantes du courant
dans le repère du flux rotorique
Capteur
de vitesse
Marche/Arrêt
onduleur
M/A
3
Calcul du vecteur de flux rotorique
(module Φrd et phase θs)
Courants
statoriques
Ω
is2
Ordres GTO
1
--
Régulateur
de couple
f.e.m.
inverse
Vsq cor
+
Vsq
+
Vsq dec
Filtrage
α ref = Arctan
Vsq
Vsd
Modulo p
Ef
Figure 37 – Exemple de
synoptique du pilotage
vectoriel en fonctionnement MLI
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● La fréquence des courants statoriques f s mli utilisée pour le
pilotage MLI est corrigée par l’asservissement de la phase Vs par
rapport au flux rotorique (axe Od ), soit :
fs
mli
2e méthode : dans ce cas, les termes de découplage sont déterminés en fonction des grandeurs régulées et cette méthode est mieux
adaptée aux vitesses supérieures :
= fm + fr + D1 fs
avec fm = vitesse du rotor (en Hz),
V sd
avec I sq = f ( V sq
L m I sq
f r = -----------------------2p T r F rd
cor )
V sq
et D 1 f s = k [ a ref Ð ( b Ð q s ) ]
V sq
tel que : a ref = Arctg --------- ; b et q s angles mesurés.
V sd
dec
dec
s T s w s V sq cor
= Ð ----------------------------------------1 + s Ts p
.
T s w s ( 1 + s T r p ) V sd cor
= -----------------------------------------------------------------------1 + ( Ts + Tr ) p + s Ts Tr p 2
avec I sd = f 1 ( F rd ) et F rd = f 2 ( V sd
cor )
.
■ Fonctionnement au-delà de la vitesse nominale :
pilotage scalaire
6.4 Applications ferroviaires
Lorsque l’onduleur fonctionne en pleine onde, on ne contrôle plus
l’amplitude de la tension statorique Vs (tm = 1) ni l’amplitude du flux
rotorique F r, d’où le pilotage scalaire.
Pour illustrer cette technique de motorisation, nous présentons
trois applications ferroviaires récentes, qui se caractérisent par des
architectures différentes de schéma électrique, à savoir :
— l’automotrice de la banlieue parisienne Z 20500 (mise en service en 88) (figures 38 et 39) ;
— le TGV Eurostar (mis en service en 94) (figures 40 et 41) ;
— la locomotive BB 36000 (mise en service en 98) (figures 42, 43
et 44).
La régulation du couple Cem avec la grandeur Isq détermine la fréquence fr des courants rotoriques. Ainsi, la fréquence des courants
statoriques pour le pilotage MLI devient :
fs
mli
= fm + fr + D2 fs
avec D2f s correction en fonction de Ef pour stabiliser le système.
La référence de courant Isq est élaborée selon le même principe
que celui utilisé pour le pilotage vectoriel. Mais dans ce mode de
fonctionnement, en pleine onde, la référence du flux rotorique provient de la mesure F rd qui est filtrée.
■ Méthode de découplage
Pour établir ces méthodes de découplage utilisées pour le pilotage vectoriel, on considère les relations (1) à (3) définies dans le
repère de Park.
Les tensions statoriques Vsd et Vsq sont élaborées respectivement
depuis les grandeurs issues des régulateurs de flux (Vsd cor) et de
couple (Vsq cor) auxquelles on ajoute les grandeurs de découplage
(Vsd dec ; Vsq dec) qui représentent la force électromotrice dans le
moteur, soit :
et
V sd = V sd
cor
+ V sd
dec
V sq = V sq
cor
+ V sq
dec
En utilisant la relation (3), on en déduit les grandeurs régulées ciaprès :
Rs
V sd cor = ------- [ 1 + ( T s + T r ) p + s T s T r p 2 ] F rd
Lm
V sq
cor
= Rs ( 1 + s Ts p ) I
sq
L
L
avec T s = -----s- et T r = -----r .
Rs
Rr
Pour les termes de découplage (Vsd dec ; Vsq dec), nous distinguons
2 méthodes dont le choix de mise en œuvre dépend de la vitesse.
1re méthode : on exprime les termes de découplage directement
depuis les relations (1) et (2) et cette méthode est bien adaptée particulièrement au début du démarrage du point de vue comportement dynamique :
— f.e.m. directe
V sd
dec
= Ð s L s w s I sq
— f.e.m. inverse
V sq
dec
Lm
= s L s w s I sd + ------- w s F rd
Lr
6.4.1 Automotrice Z 20500
L’automotrice Z 20500 a été conçue selon les mêmes performances de traction que celles des automotrices Z 5600 et Z 8800 qui sont
équipées de moteurs à courant continu, afin d’assurer l’exploitation
commune de ces 3 types de matériel qui sont tous couplables entre
eux.
Cette automotrice est alimentée sous 2 types de tension : 25 kV à
50 Hz et 1,5 kV continu.
Un élément automoteur est constitué de 4 véhicules : 2 motrices
encadrant 2 remorques. Les véhicules (motrices et remorques) sont
aménagés sur 2 niveaux et la capacité de voyageurs d’un élément
est d’environ 1 000 places (assises et debout), en charge normale.
Chaque motrice est équipée de 4 moteurs asynchrones de
375 kW, soit 1 500 kW par motrice.
La composition d’un train est souvent constituée de 2 éléments
accouplés avec une puissance totale mise en jeu de 6 000 kW à la
jante pour les 2 types de tension d’alimentation.
La vitesse commerciale maximale est de 140 km/h.
■ La figure 38 montre le schéma de puissance d’un bogie
bimoteur d’une motrice Z 20500.
L’alimentation des moteurs de traction s’effectue par des onduleurs de courant (OD1 et OD2) associés en série, par bogie bimoteur.
Sous caténaire 25 kV à 50 Hz, le secondaire du transformateur
principal TFP alimente 2 ponts complets associés tête-bêche. En
traction, un pont complet joue le rôle de source de tension aux bornes du hacheur de courant, par l’intermédiaire d’un filtre passif (L0,
C0). L’autre pont complet est utilisé en freinage par récupération
d’énergie sur le réseau monophasé. Ce schéma a été retenu afin de
permettre l’alimentation de l’autre bogie bimoteur et des circuits
auxiliaires depuis la tension continue aux bornes du condensateur
C0 et ce quel que soit le type de réseau d’alimentation et le mode de
fonctionnement (traction ou freinage par récupération d’énergie).
Sous caténaire 1 500 V continu, l’alimentation du hacheur
de courant s’effectue directement par l’intermédiaire du filtre passif
(L0, C0).
La source de courant est constituée par un hacheur réversible :
traction et freinage par récupération d’énergie. Le changement de
configuration s’obtient par un thyristor ThTR associé à une diode
DFR (le principe de fonctionnement est représenté sur la figure 38).
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Schéma d'un bogie bimoteur
25 kV à 50 Hz
1,5 kV continu
Bogie 2 et circuits auxiliaires
DJC
C
Hacheur
Lo
L
9,5 mH
M
5 mH
DJM
2 100 V
M1
OD2
M2
DRL
DFR
TFP
OD1
RED
Co
10 mF
,
,
ThTR
Traction
Hacheur abaisseur
Freinage par récupération
Hacheur élévateur
L
L
OD1
OD1
=
Co
=
~
M1
Co
DRL
=
~
DFR
M1
DRL
=
~
OD2
M2
~
OD2
M2
ThTR
DRL
DFR
RED
ThTR
diode de roue libre
diode de freinage par récupération
pont redresseur
thyristor de traction
Figure 38 – Automotrice Z 20500 : schéma du circuit de puissance d’un bogie bimoteur
Le freinage électrique s’obtient seulement par récupération
d’énergie sur l’alimentation.
■ La figure 39 montre les caractéristiques enveloppes effortvitesse F (V ) d’un élément automoteur (2 motrices) en traction et
en freinage par récupération d’énergie sur l’alimentation. La puissance nominale en freinage par récupération d’énergie est supérieure à celle obtenue en traction, car la tension continue aux bornes
des 2 onduleurs atteint 1 800 V.
6.4.2 TGV Eurostar
Le développement du Marché commun européen a joué un rôle
décisif dans le processus d’établissement d’une liaison ferroviaire
D 5502 - 34
entre la Grande-Bretagne et le Continent. Les réseaux français,
belge et anglais ont décidé de réaliser un train à grande vitesse
« Eurostar » permettant de relier Paris à Londres et Bruxelles à Londres.
L’Eurostar est alimenté sous 3 types de tension :
— 25 kV à 50 Hz pour la France et le Tunnel sous la Manche ;
— 3 000 V continu pour la Belgique ;
— 750 V continu pour l’Angleterre, avec captation du courant par
patins sur le 3e rail.
Une rame Eurostar est constituée de 2 motrices encadrant
18 remorques. La longueur de la rame est de 400 m et la capacité de
voyageurs est d’environ 800 places.
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Effort à la jante Fj (kN)
1 élément : 2 motrices + 2 remorques
(L, C ). Comme précédemment, un filtre 50 Hz est connecté aux bornes de chacun des 2 condensateurs du filtre d’entrée.
Le freinage électrique est de type rhéostatique et une diode évite
la circulation des courants entre les bogies bimoteurs.
350
Traction
sous réseaux 25 kV à 50 Hz et 1,5 kV
300
250
200
RC
150
■ La figure 41 montre les caractéristiques enveloppes effortvitesse F (V ) d’une rame Eurostar en traction, sous réseau SNCF
25 kV à 50 Hz, et en freinage rhéostatique.
3 000 kW
6.4.3 Locomotive BB 36000
Uond = 1 500 V
100
50
1 550 kW
0
Effort à la jante Fj (kN)
0
20
40
60
80
100
120
140 Vitesse V (km/h)
Freinage par récupération
200
150
3 400 kW
Uond = 1 800 V
100
50
0
0
20
40
60
80
100
120
140 Vitesse V (km/h)
Figure 39 – Automotrice Z 20500 :
caractéristiques F (V) d’un élément automoteur
Chaque remorque d’extrémité est équipée d’un bogie motorisé,
celui qui est adjacent à la motrice. Ainsi, on obtient 3 bogies bimoteurs par extrémité de rame. Chaque bogie bimoteur est équipé de
2 moteurs asynchrones de 1 000 kW, soit une puissance nominale
de 12 MW à la jante pour la rame. Cette puissance est seulement
développée sous caténaire 25 kV à 50 Hz du réseau SNCF.
Les vitesses maximales commerciales sont de 300 km/h en
France, 200 km/h en Belgique et 160 km/h dans le Tunnel et en
Angleterre.
■ La figure 40 montre le schéma de puissance d’une motrice
ou extrémité de la rame Eurostar. L’alimentation des moteurs de
traction s’effectue individuellement par des onduleurs de tension
alimentés depuis une source commune de tension continue.
Sous caténaire 25 kV à 50 Hz, la source de tension continue aux
bornes des onduleurs triphasés s’obtient par 2 groupes de ponts
redresseurs monophasés associés en parallèle au moyen de filtres
passif (L, C ). Chaque groupe comprend 1 pont mixte (PM) et 1 pont
de diodes (PD) associés en série ; l’amplitude de la tension continue
est de 1 800 V.
Aux bornes de chaque secondaire du transformateur, un filtre
passif (AFP) accordé au voisinage de l’harmonique de rang 3 de la
tension d’alimentation permet d’améliorer le facteur de puissance,
celui-ci est meilleur que 0,90 dès que la puissance de traction est
significative.
Sous caténaire 3 000 V continu, la source de tension aux bornes
des onduleurs triphasés s’obtient par 2 hacheurs associés en parallèle au moyen de filtres passifs (L, C ). La commande des 2 hacheurs
est imbriquée afin d’optimiser le dimensionnement du filtre
d’entrée.
Aux bornes de chacun des 2 condensateurs du filtre d’entrée, on
connecte un filtre à 50 Hz pour limiter le risque de perturbation des
circuits de voie « 50 Hz ».
Sous caténaire 750 V continu, l’alimentation des onduleurs triphasés s’obtient directement par l’intermédiaire de filtres passifs
La locomotive BB 36000 est un prolongement naturel de la locomotive BB 26000 équipée de moteurs synchrones. Ces 2 types de
locomotives présentent le caractère d’universalité de service voyageurs-marchandises et elles sont destinées aux 2 types de
missions :
— train de voyageurs : 16 voitures Corail à 200 km/h en rampe de
2,5 ‰ ;
— train de marchandises : 2 050 tonnes à 80 km/h en rampe de
8,8 ‰.
La locomotive BB 36000 constitue une réponse à une réflexion
commune au flux voyageurs-marchandises entre la France et la Belgique (SNCB). Il s’avère que cette locomotive se caractérise par des
performances identiques pour les 3 types de tension d’alimentation
rencontrés sur ces réseaux ferroviaires : 25 kV à 50 Hz, 3 kV et 1,5 kV
continu.
Il n’est pas exclu que son exploitation s’étende à d’autres réseaux
ferroviaires, en réalisant des variantes alimentées par une ou plusieurs des 4 tensions des principales caténaires existantes en
Europe et notamment en Allemagne en l’adaptant à la tension 15 kV
à 16 2/3 Hz.
■ La figure 42 montre le circuit de puissance de la locomotive
pour les 3 types de tensions. Cette locomotive bénéficie des dernières techniques développées et elle est équipée de 4 moteurs asynchrones de 1 400 kW (bogies bimoteurs) alimentés par des
onduleurs de tension.
Sous caténaire 25 kV à 50 Hz, la source de tension continue aux
bornes des onduleurs triphasés s’obtient par 4 ponts monophasés à
commutation forcée « PMCF » (§ 4.2) qui sont associés en parallèle,
côté source continue ; l’amplitude de la tension continue est de
2,8 kV.
Chaque moteur de traction est associé à un onduleur de tension et
les 4 onduleurs de la locomotive sont alimentés en parallèle.
Le facteur de puissance au pantographe est meilleur que 0,97 et
l’imbrication de la commande des convertisseurs PMCF assure une
excellente compatibilité électromagnétique vis-à-vis des lignes de
télécommunications riveraines.
Sous caténaire 3 kV continu, la source de tension aux bornes des
onduleurs triphasés s’obtient par des hacheurs associés dans une
configuration appelée série-parallèle « HSP » ; l’amplitude de la tension continue est de 2,8 kV. Cette structure est retenue afin de réutiliser les bras des PMCF et ainsi de minimiser le nombre de
semiconducteurs. Les performances sont assurées en associant
4 hacheurs en parallèle par groupe de 2 moteurs de traction.
Sous caténaire 1,5 kV continu, la source de tension aux bornes
des onduleurs triphasés s’obtient par des hacheurs associés dans
une configuration élévateur de tension ; l’amplitude de la tension
continue est de 2,8 kV. Les performances sont assurées en associant
4 hacheurs en parallèle par groupe de 2 moteurs de traction, comme
précédemment.
■ Pour les 2 tensions continues (3 kV et 1,5 kV), l’alimentation des
onduleurs triphasés est séparée en 2 groupes de 2 onduleurs en
parallèle. La figure 43 montre le principe d’alimentation d’un
moteur en traction et en freinage par récupération d’énergie.
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TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
25 kV à 50 Hz
Aux train
DJM
Aux BM1
B
9 mH
1 800 V
PM
3 mF
HFR
17,6 mF
2,2 V
PD
M1
B
AFP
1 160 V
OD
3 mF
OD
M2
Aux BM2
3 mF
HFR
2,2 V
TFP
3 mF
OD
OD
M3
M4
9 mH
PM
AFP
1 160 V
PD
,
17,6 mF
Aux BM3
3 mF
HFR
,
2,2 V
A
3 mF
OD
OD
M5
M6
A
0V
3 kV CC
Σ
750 V CC
DJ1C
Σ
DJ1C
14,8 mH
750 V CC
DJ2C
H -- 3 kV
5,3 mH
1 800 V
B
3,7 mH
3,7 mH
5,3 mH
6,5 mF
5,3 mH
5,3 mH
750 V
B
,
6,5 mF
13 mF
19,6 mF
f0 = 50 Hz
A
0V
,
13 mF 4 mF
A
f0 = 50 Hz
0V
BM bloc moteur
HFR hacheur de freinage rhéostatique
Figure 40 – TGV Eurostar : schéma du circuit de puissance d’une motrice
On dispose de 2 modes de freinage électrique : par récupération
d’énergie et rhéostatique.
■ La figure 44 (page 38) montre les caractéristiques enveloppes
effort-vitesse F (V ) d’une locomotive BB 36000 en traction et en
freinage par récupération d’énergie. Les performances en traction
D 5502 - 36
sont de 5 600 kW à la jante à 200 km/h, pour les 3 types de tension
d’alimentation.
La vitesse maximale est de 220 km/h mais avec une puissance à la
jante légèrement réduite.
Cette version de locomotive est équipée du freinage par récupération d’énergie seulement sous caténaire 25 kV à 50 Hz.
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1 rame : 2 motrices + 18 remorques
450
Traction
sous réseau SNCF 25 kV à 50 Hz
400
350
Effort à la jante fj (kN)
Effort à la jante fj (kN)
______________________________________________________________________________________________________ TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE
300
250
RC
200
150
12 MW
Résistance à l'avancement en palier
100
Freinage rhéostatique
250
200
150
10 MW
100
50
50
0
0
0
50
100
150
200
300 Vitesse V (km/h)
250
0
50
100
150
200
300 Vitesse V (km/h)
250
Figure 41 – TGV Eurostar : caractéristiques F (V) d’une rame
25 kV - 50 Hz
3 kV cc
DJC
DJM
PMCF
~
1 450 V
=
RFR
L2
~
TFP
=
C2
~
,
=
C
16,4 mF
1,15 V
,
2,8 kV
M1
~
4 hacheurs type HSP
en parallèle
10 mH
RFR
2,3 V
L
C
5 mH 8,2 mF
2,8 kV
Onduleurs
de tension
=
~
=
M3
~
~
C0
=
M2
~
=
4,2 mF
L
C
5 mH 8,2 mF
,,
=
1 550 V
=
L0
=
Chauffage
~
Onduleurs
de tension
=
2,8 kV
RFR
M4
~
a alimentation sous 25 kV à 50 Hz
~
=
~
M1
M3
M2
M4
b alimentation sous 3 kV continu
1,5 kV cc
DJC
L0
4 hacheurs élévateurs
en parallèle
2,5 mH
L
5 mH
C
8,2 mF
RFR
2,8 kV
Onduleurs
de tension
=
2,3 V
~
=
~
C0
=
16,8 mF
RFR rhéostat de freinage
,,
L
5 mH
C
8,2 mF
2,8 kV
RFR
~
=
~
M1
M3
M2
M4
c alimentation sous 1,5 kV continu
Figure 42 – Locomotive BB 36000 : schéma du circuit de puissance
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L
L
3 kV
2,8 kV
UM1
US
3 kV
US
UM1
2,8 kV
UM2
2,8 kV
2,8 kV
UM2
Effort à la jante Fj (kN)
TRACTION ÉLECTRIQUE FERROVIAIRE ______________________________________________________________________________________________________
Traction
sous réseaux 25 kV à 50 Hz ; 3 kV et 1,5 kV continu
350
300
RC
250
200
Train spécialisé
de 2 050 t
en rampe de 8,8 ‰
150
100
a réseau 3 kV : traction
5 600 kW
Train de 16 voitures "Corail"
en rampe de 2,5 ‰
50
L
3 kV
0
0
UM1
US
3 kV
US
UM1
2,8 kV
2,8 kV
UM2
2,8 kV
UM2
b réseau 3 kV : freinage par récupération
Effort à la jante Fj (kN)
L
2,8 kV
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220
Vitesse V (km/h)
Freinage par récupération
sous réseau 25 kV à 50 Hz
150
100
2 800 kW
50
0
1,5 kV
L
2,8 kV
0
1,5 kV
UM1
US
2,8 kV
UM1
US
L
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220
Vitesse V (km/h)
En freinage rhéostatique l'effort de retenue
est identique au-delà de V = 38 km/h
Figure 44 – Locomotive BB 36000 : caractéristiques F (V)
c réseau 1,5 kV : traction
1,5 kV
L
US
2,8 kV
1,5 kV
UM1
2,8 kV
UM1
US
L
d réseau 1,5 kV : freinage par récupération
Figure 43 – Locomotive BB 36000 :
principe d’alimentation d’un moteur sous réseau continu
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P
O
U
R
Traction électrique ferroviaire
par
E
N
Christian COURTOIS
SNCF - Direction de l’Ingénierie
Département des installations fixes de traction électrique
Chef de la Section IGTE-ZU11 Études Générales
Marc PROVOOST
SNCF - Direction du matériel et de la traction
Département des équipements et des systèmes électriques
Chef de la Division Électronique MTZZ
et
Victor SABATÉ
Ingénieur CNAM
Expert électrique à la Direction technique de GEC Alsthom Transport
Intervenant ferroviaire à l’École Supérieure des Techniques Aéronautiques
et de Construction Automobile
Bibliographie
Références
[1]
TESSIER (M.). – Traction électrique et
thermo-électrique. Éditions Riber - 1978.
[2]
COSSIÉ (A.). – Cours de traction électrique.
Cours CNAM - 1983.
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des Chemins de Fer, France - septembre
1981, p. 498 à 502.
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ROUSSEL (H.). – Power supply for the atlantic
TGV high speed line. IEE - septembre 1989,
p. 388 à 392.
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MICHON (J.). – 10 années d’alimentation du
TGV SUD-EST. Révue Générale des Chemins
de Fer, France - octobre 1991, p. 59 à 61.
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COURTOIS (C.). – Perturbations électriques
conduites portées par les courants de traction. Publication INRETS, Paris - Journée spécialisée du 18 juin 1992.
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speed line power supply. EIS, Great Britain juillet 1992.
[8]
COURTOIS (C.). – Bahnenergieversorgung in
Frankreich. Elektrische Bahnen - juin 94,
p. 167 à 170 et juillet 1994, p. 202 à 205.
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BARRET (Ph.). – Régimes transitoires des
machines tournantes électriques. Éditions
Eyrolles - 1982, p. 37 à 82 et 165 à 195.
[10]
SEGUIER (G.) et NOTELET (F.). – Électrotechnique industrielle. Lavoisier Technique et
Documentation - 2e édition 1994, p. 299 à
469.
[11]
PINGEON (G.), LAUER (L.) et OULOVSKY (J.L.). – Mécanisme des perturbations électrostatiques et électromagnétiques liées aux
électrifications des voies ferrées et moyens
de les réduire. Revue Générale des Chemins
de Fer - Mai 1988, p. 13 à 24.
[12]
COQUERY (G.) et SABATÉ (V.). – Pont monophasé à commutation forcée à deux états.
Étude commune entre l’INRETS-LTN et GEC
ALSTHOM - Mars 1990.
[13]
SABATÉ (V.). – Perturbations électriques
générées par les engins de traction. Revue
[14]
[15]
Technique GEC ALSTHOM n˚ 5 - 1991, p. 11 à
22.
BAVARD (J.) et WEI (L.). – Utilisation du pilotage vectoriel pour moteur asynchrone en
traction ferroviaire. SEE, Journée d’Études
organisée par le Club 13 - décembre 1992.
GEC ALSTHOM et SNCF. – Documentation
interne : schémas d’engins moteurs, études
de convertisseurs (structure et pilotage), conférences, etc.
Dans les Techniques de l’Ingénieur.
Traité Génie électrique
POLOUJADOFF (M.). – Machines asynchrones.
D 3480. 1998.
BARRET (Ph.). – Machines synchrones. Fonctionnement en régime permanent. D 480. 1978.
BARRET (Ph.). – Régimes transitoires des machines
électriques tournantes. D 554. 1985.
LETURCQ (Ph.). – Composants semiconducteurs de
puissance. D 3110. 1993.
Rubrique « Électronique de puissance » D 3120
à D 3280.
Normalisation
ENV 50121 02-1996 Applications ferroviaires.
Compatibilité électromagnétique.
ENV 50121-1
Généralités.
ENV 50121-2
Perturbations générées par un système ferroviaire pris
globalement vers les riverains.
ENV 50121-3-1
Matériel roulant. Train, matériel moteur et matériel
remorqué.
ENV 50121-3-2
Matériel roulant. Équipements.
ENV 50121-4
Émission et immunité des équipements de signalisation
et télécommunication.
ENV 50121-5
Installations fixes d’énergie de traction.
EN 50163
Applications ferroviaires. Tensions d’alimentation des
réseaux de traction.
EN 50123 (série)
Applications ferroviaires. Appareillage pour sous station
à courant continu.
EN 50152 (série)
Applications ferroviaires. Appareillage pour sous station
à courant alternatif.
Le passage des normes provisoires ENV 50121 en normes définitives est
prévu en 1998.
EN 50160
Caractéristiques de la tension fournie par les réseaux
publics de distribution.
CEI 1000-2-4 1994 Compatibilité électromagnétique (CEM) - 2e partie : Environnement - Section 4 : Niveaux de compatibilité dans
les installations industrielles pour les perturbations
conduites à basse fréquence (NF C 91-002-4 - août 1995).
CEI 1000-2-2 1990 Comptabilité électromagnétique (CEM) - 2e partie : Environnement - Section 2 : Niveaux de compatibilité pour les
perturbations conduites basse fréquence et la transmission de signaux sur les réseaux publics d’alimentation à
basse tension.
Directives
Directive européenne 96/48 du 23 juillet 1996 relative à l’interopérabilité du
système ferroviaire transeuropéen à grande vitesse.
Directive européenne 89/336 CEE relative à la compatibilité électromagnétique.
Toute reproduction sans autorisation du Centre français d’exploitation du droit de copie
est strictement interdite. - © Techniques de l’Ingénieur, traité Génie électrique
Dossier délivré pour
Madame, Monsieur
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Doc. D 5 504 - 1
S
A
V
O
I
R
P
L
U
S