Chapitre II : Techniques expérimentales

Chapitre II : Techniques expérimentales
1
Introduction
La modélisation thermique, la modélisation électrique des diodes transil ou l’étude des phénomènes de
vieillissement lorsqu’elles sont soumises à des stress électriques passent par la mesure expérimentale de
plusieurs paramètres caractéristiques des diodes.
L’étude des effets indirects de la foudre sur la diode transil nécessite donc la mise en œuvre d’un équipement
capable de générer ce type de transitoires et des différents appareillages et chaînes d’acquisition capables
d’effectuer l’ensemble des caractérisations nécessaires.
Pour cela, nous avons développé et validé différents équipements capables de générer les signaux à appliquer au
composant et de mener à bien les mesures et caractérisations associées.
le présent chapitre décrit en détail les techniques expérimentales mises en œuvre :
•
Le générateur de surcharges de type effet indirect de foudre
•
•
•
•
•
•
La chaîne d’acquisition permettant une caractérisation statique courant – tension de la diode transil.
La chaîne d’acquisition permettant une mesure de la capacité de la diode transil en régime permanent.
La chaîne d’acquisition permettant une caractérisation de type DLTS de la diode transil.
La chaîne d’acquisition permettant la mesure du temps de recouvrement inverse de la diode transil.
La chaîne d’acquisition permettant la mesure température de jonction de la diode transil.
La chaîne d’acquisition permettant la mesure de la température de surface du boîtier de la diode transil.
•
La mise en œuvre concomitante des mesures thermiques et électriques en régime de surcharge.
53
2
2.1
Génération des surcharges de forte énergie
Base de la méthode utilisée
L’onde en double exponentielle amortie définie dans les différentes normes de protection contre les effets
indirects de la foudre est caractérisée par son temps de montée, son temps de décroissance à 50%, sa tension
maximale et son énergie. La génération de ce type d’impulsions passe, afin de rendre la forme d’onde
indépendante du dispositif sous test connecté, par la dissipation d’une partie importante de l’énergie disponible
dans une impédance de faible valeur (Fig. 28 et Fig. 29).
L=750 nH
V
C=180 µF
RS=5 Ω
Equipement
sous test
Rp=0,5 Ω
Fig. 28 : Dispositif normalisé de génération de la forme d’onde de
type 6,4 µs / 70 µs.
Charges
R=0,5 Ω
V
C=180 µF
L=750 nH
Equipement
sous test
Fig. 29 : Dispositif normalisé de génération de la forme d’onde de
type 100 ns / 6,4 µs.
La quantité d’énergie nécessaire à ce type de test est énorme (230 J dans le cas d’une onde 6,4 µs / 70 µs de
catégorie M) tandis que la quantité d’énergie réellement appliquée à l’équipement sous test est beaucoup plus
faible (4 J dans le cas de l’onde 6,4 µs / 70 µs catégorie M sur une diode 1.5KE47A). Ainsi, plus de 98% de
l’énergie stockée dans le condensateur C servent au maintien de la forme d’onde.
Les deux ondes exponentielles amorties ainsi normalisées (6,4 µs / 70 µs et 100 ns / 6,4 µs) remplissent chacune
une fonction complémentaire :
54
•
L’onde 6,4 µs / 70 µs, longue, permet de vérifier la bonne tenue de l’équipement sous test à des décharges
énergétiques. Elle concerne donc principalement les étages de protection.
•
L’onde 100 ns / 6,4 µs, rapide, permet, elle, de vérifier la bonne tenue de l’équipement sous test à des effets
de type dI/dt ou dV/dt. Elle concerne donc, non seulement les étages de protection, mais aussi les étages
d’entrée / sortie.
Il semble donc possible de dissocier les effets de l’énergie et du temps de montée des impulsions.
Par ailleurs, si on considère un espace (Energie, Temps de montée tr de l’impulsion, Courant), les différentes
formes d’ondes normalisées et les différentes catégories de tests peuvent être représentées sous la forme de
points isolés (Fig. 30).
Il semble clair qu’un générateur capable de générer uniquement ce type d’impulsions est inadapté aux besoins de
cette étude. Il est indispensable de pouvoir régler de manière continue la tension maximale à vide, le courant et
l’énergie, indépendamment des autres paramètres.
6
6
4
4
2
2
0
0
0
0
50
100
150
200
0.2
0.4
0.6
250
0.8
E (J)
1
I (A)
300
Fig. 30 : Lieu des impulsions de type double exponentielle amortie
des différentes normes aéronautiques.
Le cahier des charges en matière d’impulsions à générer peut ainsi être représenté sous la forme d’un volume
(Fig. 31). Cette démarche permet de dissocier les effets du courant, de l’énergie et du temps de montée de
l’impulsion.
Par ailleurs, il apparaît important d’obtenir un transfert maximum d’énergie entre le condensateur et le
composant sous test : En effet, la production d’impulsions dont le dI/dt est important est directement liée au
caractère non inductif du circuit, donc en particulier du condensateur. Ce type de caractéristique, associé à un
bon comportement vis à vis des décharges brutales et à une tenue en tension importante, devient incompatible
avec des valeurs de capacité élevées. Il est donc capitale de limiter au maximum la valeur du condensateur
utilisé.
55
12
12
10
10
8
8
6
6
4
4
2
2
0
0
0
0
200
400
0.5
1
600
1.5
2
E (J)
800
2.5
3
I (A)
1000
Fig. 31 : Lieu des impulsions de type exponentielles amorties que doit
produire le générateur développé.
2.2
Mise en oeuvre
2.2.1 Contraintes ; choix technologiques
Le but du générateur de surcharges mis au point n’est pas de reproduire fidèlement, mais uniquement, les
impulsions définies par les normes en vigueur de protection contre les effets indirects de la foudre. Comme il
s’agit d’un appareil de test et non d’un appareil de certification, les impulsions qu’il doit être capable de générer
doivent avoir des caractéristiques plus larges que les normes définies. Il s’agit donc de développer un appareil
permettant de générer des impulsions de forme exponentielle amortie ayant les caractéristiques suivantes :
•
Le temps de montée doit être très court (inférieur à 100 ns). Des temps de montée plus importants pourront
ensuite être obtenus en insérant une inductance de faible valeur dans le circuit.
•
Le courant crête de l’impulsion doit atteindre plusieurs centaines d’ampères et être réglable de manière
continue.
•
L’énergie totale de la décharge doit pouvoir dépasser plusieurs joules et être réglable de manière continue.
Le principe retenu est le suivant : Un condensateur C correctement dimensionné est chargé à une tension V et
déchargé dans le composant sous test par l’intermédiaire d’une résistance R non inductive de limitation de
courant et d’un interrupteur de puissance (Fig. 32). Une électronique de déclenchement permet de synchroniser
le séquencement de la charge et de la décharge du condensateur C.
56
Commande de
déclenchement
opto-isolée
R
Interrupteur
V
C
composant
sous test
Fig. 32 : Schéma de principe du générateur de surcharges.
Les condensateurs utilisés sont de type non-inductif et capables de supporter des pointes de courant importantes
(SIEMENS série B25832).
De même, les résistances utilisées en limitation de courant doivent être non inductives et supporter des courants
importants. Les essais réalisés sur des résistances non inductives en technologie en couche épaisse ont montré
que celles-ci ne présentaient pas une tenue suffisante aux pics de courant. Seule une technologie bobinée allie un
comportement satisfaisant vis à vis des pics de courant et un caractère non inductif. On choisit donc un modèle à
bobinage non inductif en boîtier céramique (UTM série KH218).
Pour permettre une modification rapide et simple des valeurs de résistance et de condensateur, on choisit
d’utiliser un système de tiroirs enfichables. Un tiroir résistif et deux tiroirs capacitifs peuvent être connectés
simultanément.
L’interrupteur doit présenter les caractéristiques suivantes :
•
Vitesse de commutation élevée.
•
Capacité à commuter un courant de plusieurs centaines d’ampères.
•
Tenue en tension supérieure à 1000 V.
Le choix d’un IGBT peut se justifier par élimination :
•
Un transistor bipolaire ne permet pas de commuter un courant important sans courant de commande fort,
d’où la nécessité de multiplier des étages de commande cascadés qui occasionneraient un ralentissement de
la commande.
•
Un transistor MOS de puissance ne tient que difficilement les tensions élevées et présente une résistance
série trop importante.
•
Un relais à contact mouillé ne permet pas de commutations multiples à vitesse élevée et est largement
tributaire des constantes de temps mécaniques (pas de précision sur l’intervalle de temps entre la commande
et l’instant du contact).
•
Seul l’IGBT présente un compromis adéquat entre vitesse, tenue en courant et tenue en tension.
L’IGBT qui a été retenu est un MG400Q1US1 (Toshiba).
57
2.2.2 Description de l’installation
Un schéma bloc de l’ensemble est donné ci-dessous (Fig. 33).
•
Le réseau triphasé alimente, par l’intermédiaire d’un étage d’isolement galvanique les deux alimentations
haute tension et l’alimentation de commande.
•
L’étage de séquencement de tir pilote les différents circuits de tir connectés aux alimentations haute tension.
•
Un étage d’arrêt d’urgence permet de gérer la sécurisation de l’ensemble.
arrêt
d’urgence
Alimentation
Commande
Secteur
1
2
3
N
+5Vdc
+12V dc
+24Vdc
Entrée de déclenchement
Logique de
séquencement
Etage de tir 1
Isolation
galvanique
Alimentation
Puissance 1
0-1000V dc
Etage de tir 2
Alimentation
puissance 2
Sortie 1
0-1000V dc
Etage de tir 3
Etage de tir 4
Sortie 1
Sortie 1
Sortie 1
Fig. 33 : Représentation schématique de l’interconnexion des
différents circuits du générateur de surcharges.
Du fait de son volume important et pour permettre une certaine modularité, la construction du générateur a été
scindée en plusieurs sous-ensembles réalisant chacun une fonction distincte (Fig. 34).
58
Etage de tir n°4
Etage de tir n°3
Etage de tir n°2
Etage de tir n°1
Arrêt d’urgence
Alimentation de puissance n°2
Alimentation de puissance n°1
Isolement galvanique
Fig. 34 : Implantation générale de la baie.
59
•
Isolement galvanique
L’appareil est connecté au réseau triphasé. Chaque phase alimente une partie distincte (alimentation de
commande, alimentation de puissance n°1 et alimentation de puissance n°2) par l’intermédiaire d’un
transformateur d’isolement (de rapport 1:1).
•
Alimentation de commande et arrêt d’urgence
Les alimentations basses tensions +5 Vdc et +12 Vdc générées par ce sous-ensemble sont régulées au niveau des
cartes où elles sont utilisées (utilisation de plusieurs petits régulateurs au lieu d’un seul gros). L’arrêt d’urgence
permet, en cas de problème, d’isoler l’ensemble du réseau, de couper la commande de tir et de décharger les
différents condensateurs.
•
Alimentation de puissance
L’alimentation de puissance (doublée) permet de générer une tension continue variable entre 0 et environ
900 Vdc. Pour conserver une possibilité de réglage suffisante, la plage de tension est scindée en trois gammes :
0 à 300 Vdc.
300 Vdc à 600 Vdc.
600 Vdc à 900 Vdc.
•
Etage de tir
L’étage de tir constitue la partie de l’installation soumise au plus grand nombre de contraintes :
Les temps d’établissement du courant requis obligent à limiter au maximum les boucles entre le
condensateur de tir et le composant à tester.
Les pointes de courant nécessitent des conducteurs de diamètre important.
La bande de fréquence des impulsions à générer rend inutile l’utilisation de conducteurs pleins.
Afin de limiter les boucles dans le circuit de décharge et de limiter au maximum les perturbations par
rayonnement des équipements voisins, on utilise un câblage coaxial rigide en cuivre. Il est constitué de tubes
dont les sections sont maintenues concentriques par l’intermédiaire de disques de téflon. Le tube externe a un
diamètre de 32 mm et le tube interne a un diamètre interne de 12 mm.
La connexion avec les tiroirs capacitifs (Fig. 35) et résistifs (Fig. 36) est réalisée à l’aide de fiches bananes d’un
diamètre de 4 mm soudées aux tubes.
60
Fig. 35 : Implantation mécanique du tiroir capacitif.
Fig. 36 : Implantation mécanique du tiroir résistif.
La figure suivante (Fig. 37) représente l’implantation mécanique de l’ensemble.
61
Commande
de tir
Shunt
Alimentation
IGBT
Résistance
Condensateur 2
Fig. 37 : Implantation mécanique du tiroir de tir.
62
Condensateur 1
•
Mesure du courant
Plusieurs méthodes de mesure ont été envisagées (bobine de Rogowski [ 65 ], couplage inductif, effet hall, shunt
coaxial [ 66 ]). Compte tenu de la configuration choisie pour l’installation, seul le shunt coaxial peut être utilisé.
Il est constitué de 20 résistances de 1 Ω soudées en parallèle entre deux manchons de cuivre (Fig. 38).
Fig. 38 : Shunt coaxial utilisé pour la mesure du courant.
Les mesures effectuées (Fig. 39 et Fig. 40) montrent que celui ci présente une fréquence de coupure à 3 dB de
1,75 MHz.
0.6
0.5
|Z| (Ω)
0.4
0.3
0.2
0.1
0
1.E+01
1.E+02
1.E+03
1.E+04
Fréquence (Hz)
1.E+05
1.E+06
1.E+07
Fig. 39 : Réponse fréquentielle du shunt de mesure de
courant : module.
63
60
50
θ (degré)
40
30
20
10
0
1E+1
1E+2
1E+3
1E+4
Fréquence (Hz)
1E+5
1E+6
1E+7
Fig. 40 : Réponse fréquentielle du shunt de mesure de
courant : phase.
2.2.3 Performances
Le tableau ci-dessous (Tableau 6 ) résume les différents réglages possibles du générateur.
Condensateur
Tension de charge
Résistance de limitation de courant
Courant de sortie
[1, 80] µF
[0, 900] Vdc en 3 gammes
[0, ∞] Ω
[0, 1000] A
Tableau 6 : Caractéristique de sortie du générateur de surcharges.
Les résultats obtenus (Fig. 41, Fig. 42, Fig. 43 et Fig. 44) sont conformes aux contraintes fixées.
50
800
45
700
40
600
35
500
V (V)
I (A)
30
25
400
20
300
15
200
10
100
5
0
-20
0
0
20
40
60
80
temps (µs)
a
100
120
140
160
180
-20
0
20
40
60
80
temps (µs)
100
b
Fig. 41 : Courbes expérimentales relevée en utilisant un condensateur
de 2µF chargé à 700V et déchargé sur une résistance pure de 15 Ω :
(a) : Courant. (b) : Tension.
64
120
140
160
180
800
50
45
700
40
600
35
I (A)
500
V (V)
30
400
25
20
300
15
200
10
100
5
0
0
-0.5
0
0.5
1
1.5
2
temps (µs)
2.5
3
3.5
4
-0.5
4.5
0
0.5
1
1.5
a
2
temps (µs)
2.5
3
3.5
4
4.5
10
12
14
16
18
250
300
350
400
450
b
500
500
450
450
400
400
350
350
300
300
V (V)
I (A)
Fig. 42 : Courbes expérimentales relevée en utilisant un condensateur
de 80µF chargé à 700V et déchargé sur une résistance pure de 15 Ω :
(a) : Courant. (b) : Tension.
250
250
200
200
150
150
100
100
50
50
0
-2
0
0
2
4
6
8
temps (µs)
10
12
14
16
18
-2
0
2
4
6
a
8
temps (µs)
b
Fig. 43 : Courbes expérimentales relevée en utilisant un condensateur
de 2 µF chargé à 500 V et déchargé sur une résistance pure de 1,1 Ω :
(a) : Courant. (b) : Tension.
700
600
600
500
500
400
300
I (A)
V (V)
400
300
200
200
100
100
0
-50
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
0
temps (µs)
-50
0
50
100
150
200
temps (µs)
a
b
Fig. 44 : Courbes expérimentales relevée en utilisant un condensateur
de 80 µF chargé à 500 V et déchargé sur une résistance pure de
1,1 Ω : (a) : Courant. (b) : Tension.
65
3
Equipements utilisés pour la génération des surcharges normalisées
La génération des surcharges appliquées est conforme à la norme DO160-C [ 14 ] relative à la protection contre
les effets indirects de la foudre pour une impulsion de type onde longue (6,4 µs / 70 µs).
Pour cela, nous utilisons un générateur de transitoire (Stroke generator PHV8, Haefely) associé à un module de
mise en forme du signal (INP1, Haefely).
La tension est enregistrée à l’aide d’un oscilloscope TDS320 (Tektronix).
Le courant est mesuré par l’oscilloscope TDS320 connecté à une pince ampèremétrique 91550-1 (Tegam).
L’ensemble est schématisé dans la figure suivante (Fig. 45).
Composant
sous test
Module
INP1
Stroke Generator
PHV8
Pince ampèremétrique
91550-1
Oscilloscope
TDS720
Fig. 45 : Dispositif de test pour la génération de
surcharges normalisées
66
4
4.1
Techniques expérimentales utilisées pour la caractérisation électrique
des diodes transil
Relevé de la caractéristique courant - tension en régime statique
Il s’agit d’enregistrer la courbe I=f(V) avec une précision suffisante pour des valeurs de courant allant de
quelques centaines de nanoampères à 20 mA. La précision recherchée et les équipements disponibles obligent à
travailler en régime statique.
La diode est polarisée sous une tension ajustable variable de manière précise sur une plage allant de 0 à 50 V.
Pour cela, on utilise un amplificateur piloté par un générateur de fonction HP3314A (Hewlett Packard). Ce
dernier est configuré pour délivrer une tension continue variable (utilisation de sa tension d’offset).
La tension aux bornes de la diode et le courant qui la traverse sont mesurés par deux multimètres de table
HP34401A (Hewlett Packard). Les différents appareils sont pilotés par un micro-ordinateur de type PC grâce à
une liaison IEEE 488. Le PC enregistre les mesures sous forme de fichier texte. L’ensemble est représenté
schématiquement ci-dessous (Fig. 46).
PC
IEEE 488
+50 Vdc
Multimètre
HP34401A
Générateur
HP3314A
Amplificateur
Diode à
tester
Multimètre
HP34401A
-50 Vdc
Fig. 46: Schéma de principe de la mesure de la caractéristique
statique courant - tension.
L’amplificateur a été développé pour l’application. Son schéma est donné ci-dessous (Fig. 47). On ajuste les
résistances R1 et R2 pour que la plage de tension nécessaire en sortie (tension d’avalanche +2 V environ) soit
couverte avec l’excursion maximale du générateur basse fréquence (5 V).
67
2N5415
10kΩ
10µF
62Ω
2N2222
22pF
4.7kΩ
330kΩ
R1
680pF
10kΩ
Entrée
R2
+
Sortie
1kΩ
500Ω
2N2907
4.7kΩ
2N3440
10kΩ
62Ω
10µF
Fig. 47: Schéma électrique de l’amplificateur développé pour la
caractérisation courant-tension des diodes transil.
Plusieurs versions du logiciel de pilotage ont été développées selon la plage de tension considérée (polarisation
directe, inverse ou les deux de la diode) et les limites d’excursion fixées.
68
Initialisation du fichier de
sauvegarde
Initialisation des
appareils et du bus
Tension=0
Commande du GBF
Mesure de la
tension
Mesure du courant
Enregistrement de la tension
et du courant
Incrément de la tension GBF
|Tension| > Tension limite
ou
|Courant| >Courant limite?
non
oui
Fin
Fig. 48 : Organisation du logiciel de pilotage de la mesure de
caractéristique courant-tension.
4.2
Mesure de la capacité de la diode en fonction de la polarisation.
Un pont d’impédance HP4192A (Hewlett Packard) piloté par un PC mesure la capacité des diodes transil sous
différentes polarisations et à différentes fréquences d’excitation.
La figure suivante (Fig. 49) donne le schéma bloc de l’installation. La diode est connectée au pont par
l’intermédiaire d’un adaptateur de mesure 4 fils qui permet de s’affranchir de l’influence des câbles. Les mesures
obtenues sont stockées dans un fichier texte.
69
High Current
High Voltage
IEEE 488
PC
Pont
d’impédance HP
4192A
Diode
sous test
Low Voltage
Low Current
Fig. 49 : Dispositif expérimental pour la mesure de la capacité des
diodes transil.
L’organigramme du logiciel de pilotage est représenté ci-dessous (Fig. 50).
Initialisation du fichier de
sauvegarde, du bus et des appareils
Fréquence=Fréquence mini
Tension=Tension mini
Commande du pont
Mesure de la
capacité parasite
Enregistrement de la
capacité
Incrément de la tension
non
Tension > Tension limite ?
oui
Incrémentation de la fréquence
non
Fréquence > Fréquence limite ?
oui
Fin
Fig. 50 : Organisation du logiciel de pilotage de la mesure de la
capacité des diodes transil.
70
4.3
Mesure du temps de recouvrement inverse de la diode
Plusieurs méthodes ont été envisagées pour la mesure de ce paramètre.
La première, décrite par Ko [ 63 ], fait brutalement passer la diode d’un régime de polarisation directe en circuit
ouvert. La durée de vie τp des porteurs est calculée à partir de la décroissance de tension à ses bornes suivant
l’équation (E 49) où V0 désigne la tension aux bornes de la diode à l’instant de l’ouverture du circuit.
t
q.V
⎡
⎞ −τ
k.T ⎢ ⎛⎜ k.T0
⎟
− 1 .e p
Vf (t ) =
. ln 1 + e
⎟
⎢ ⎜
q
⎠
⎣⎢ ⎝
⎤
⎥
⎥
⎦⎥
(E 49)
Cette méthode présente l’avantage d’être simple à mettre en œuvre (un seul interrupteur). Par contre, la mesure
s’effectue lorsque la diode est en circuit ouvert, d’où une sensibilité forte aux parasites électriques rayonnés dans
l’environnement de l’équipement de test. De ceci, il est délicat d’ajuster la courbe théorique (E 49) à la mesure
expérimentale.
Une seconde méthode [ 64 ] consiste à basculer brusquement la diode d’un régime de polarisation directe à un
régime de polarisation inverse (Fig. 51 ).
V
Vf0
t
Vr0
I
If0
t2
t
Ir0/10
t1
Ir0
Fig. 51 : Transitoires de tension et de courant utilisés pour la mesure
du temps de recouvrement inverse des diodes transil.
71
Le temps de recouvrement inverse peut être obtenu par deux méthodes différentes :
•
La mesure de la durée t1 du plateau de courant (E 50).
⎛ t ⎞
If 0
erf ⎜ 1 ⎟ =
⎜ τ p ⎟ I f 0 + I r0
⎝
⎠
(E 50)
Où erf(x) est la fonction d’erreur et est définie par (E 51).
erf (x ) =
x
π ∫
2
. e − u .du
2
(E 51)
0
On peut calculer l’incertitude sur τp par cette méthode. Elle donne (E 52) où ∆If0 , ∆Ir0 et ∆t1 désignent les
incertitudes respectives sur If0, Ir0 et t1.
I r0
∆τ p =
(I r 0 + I f 0 )
2
.∆I f 0 +
If 0
(I r 0 + I f 0 )
1
2
.∆I r 0 +
t1
.
.e
π τp . τp
•
−
1
π
.
1
t 1 .τ
(E 52)
t1
τp
La mesure de la durée t2 mise par le courant inverse pour arriver à 10% de sa valeur maximale (E 53).
−
t2
⎛ t ⎞ e τp
I
erf ⎜ 2 ⎟ +
= 1 + r0
⎜ τp ⎟
10
.I f 0
t
⎝
⎠
π. 2
τp
(E 53)
De la même manière que précédemment, l’incertitude sur tp est donnée par (E 54).
I r0
(I r 0 + I f 0 )2
∆τ p =
⎛
⎞
t
t
⎜
⎟
− 2
− 2
τ
τ
p
p
⎜
⎟
If 0
1
e
e
1
⎜
⎟.
.∆I f 0 +
.
I
.
∆
+
+
+
r
0
⎜ π t 2 .τ p
t2
t2
t2 ⎟
(I r 0 + I f 0 )2
2. . π.
π.
⎜⎜
⎟
τp
τp
τp ⎟
⎝
⎠
⎛
⎞
⎜
⎟
t
− 2 ⎜
⎟
t2
t2
1
1
1
τp
⎟
e .⎜
.
+ 2.
+
⎜ π τp . τp τp
t2
t2 ⎟
2.τ p . π.
π.
⎜⎜
⎟
τp
τp ⎟
⎝
⎠
(E 54)
La méthode proposée par Ko ayant été éliminée à cause des problèmes de manque de reproductibilité des
mesures lorsque la diode est en circuit ouvert, on utilise donc la seconde méthode. On mesure t1 et t2, sachant
que, même si dans les conditions expérimentales présentes, la mesure de t1 conduit à une incertitude théorique
plus faible sur τp, la mesure de t2 est moins délicate (les limites du palier t1 sont généralement floues). La mesure
de t2 conduit donc à une mesure plus précise et reproductible.
72
Le dispositif expérimental utilisé est représenté ci dessous (Fig. 52). Les sources Vf et Vr sont réalisées à l’aide
de batteries 12V au plomb connectées en série. Le relais est un modèle à contacts mouillés (CP Clare, MSS71A12). Les différents essais réalisés ont conduit à choisir ce type d’interrupteur qui semble particulièrement bien
adapté à cette manipulation. Les transistors (MOS ou bipolaires) sont plus délicats à commander si on veut une
commutation franche et ultra rapide. Un relais classique présente des phénomènes de rebond incompatibles avec
le circuit considéré. Le relais à mercure s’en affranchit. La mise en conduction est franche et inférieure à 10 ns.
On utilise les deux potentiomètres P1 et P2 afin de régler la valeur du courant direct et du courant inverse dans
la diode.
P1
PC
+12Vdc
P2
Relai Hg
GBF
HP3314A
100Ω
RS232
Diode
sous
test
Vr
Vf
Y1
Oscilloscope
THS720
GND
100Ω
Y2
ZTX605
Fig. 52 : Dispositif expérimental de mesure du temps
de recouvrement inverse.
La tension aux bornes de la diode et le courant qui la traverse sont enregistrés à l’aide d’un oscilloscope THS720
(Tektronix) et stockés sous forme de fichier texte sur un PC.
4.4
Essai de mesure de type Deep Level Transient Spectroscopy (DLTS)
La caractérisation des niveaux profonds par mesure de la capacité de la diode en régime transitoire a été
introduite par Sah et son équipe [ 87 ]. De nombreuses variantes de cette technique ont été développées [ 88 ]
aussi bien au niveau du cycle de mesure que de l’évolution de l’automatisation des mesures.
Afin de caractériser les niveaux profonds éventuellement présents au niveau de la jonction, on utilise le pont
d’impédance HP 4192A pour mesurer la capacité électrique de la diode selon le cycle suivant :
•
Polarisation nulle de la diode.
•
Polarisation négative de la diode à –10 Vdc.
•
Délai paramétrable.
•
Mesure de la capacité de la diode.
•
Délai paramétrable.
•
Mesure de la capacité de la diode.
73
Ce cycle est effectué à différentes températures et pour différents délais. Le schéma bloc de la manipulation est
représenté ci-dessous (Fig. 53).
Mesure de la
température
Pont
d’impédance
HP4192A
PC
IEEE 488
Chambre climatique
Fig. 53 : Dispositif de test pour la DLTS.
Le pont d’impédance est piloté par un PC par l’intermédiaire du bus IEEE 488. Comme ce bus est relativement
lent, et afin de valider la méthode, un programme de test a été écrit afin de mesurer la durée des mesures, le
temps mort entre deux commandes successives au pont d’impédance (HP 4192A) par le bus IEEE 488. Il réalise
le cycle suivant :
•
Commande de polarisation nulle.
•
Commande de polarisation négative à –10 Vdc.
•
Mesure de la capacité de la diode.
•
Mesure de la capacité de la diode.
Le pont d’impédance a été calibré afin d’avoir la vitesse maximale possible d’acquisition et de dialogue avec le
PC.
Il en ressort les résultats suivants (Tableau 7) :
Libellé de la commande
Durée (ms)
Polarisation négative
110
Mesure de la première capacité
60
Mesure de la seconde capacité
160
Tableau 7 : Durées minimales nécessaire pour les étapes successives
d’une DLTS sur le pont d’impédance HP 4192A.
74
Ces temps représentent les écarts minimaux que l’on peut obtenir entre les différents instants t1 et t2 de la mesure
(Fig. 54). On constate que l’équipement est particulièrement lent (il est en particulier nécessaire de doubler les
commandes de lecture). C’est sa principale limite.
Capacités à
différentes
températures
Température
0 t1
t2
C(t1)-C(t2)
Temps (s)
Fig. 54 : Lien entre les instants t1 et t2 et la variation de capacité de la
diode lors d’une mesure de type DLTS [ 64 ].
Le programme de pilotage permet de faire varier la durée entre le retour en polarisation négative et l’instant t1 et
la durée entre les instants t1 et t2 de la valeur limite imposée par l’appareil et 500 ms. Par ailleurs, pour chaque
couple (t1,t2), cinq mesures sont effectuées.
Les essais réalisés sur les diodes transil ayant subi un stress électrique (Chapitre 4) montreront que le pont
d’impédance dont nous disposons ne permet pas d’effectuer les mesures à une vitesse suffisante pour permettre
une analyse efficace des éventuels niveaux profonds présents dans la diode. Cette méthode, bien qu’efficace, ne
pourra donc pas être utilisée.
75
5
5.1
Mesures thermiques sur les diodes transil
Caractéristique tension inverse en régime d’avalanche en fonction de la température
et du courant
Les diodes sont placées dans une étuve climatique. On enregistre la tension à leurs bornes pour différentes
températures sous pour différents courants inverses de polarisation.
Cette caractérisation conduit à la relation liant la tension aux bornes de la diode, le courant qui la traverse et la
température de sa jonction. Pour certaines applications particulières, elle a été simplifiée (travail à courant
constant par exemple). La description qui suit se réfère à la manipulation complète puisque ces modifications
n’en sont que de pures simplifications.
Il est nécessaire de pouvoir balayer une plage de courant important allant de quelques milliampères à plusieurs
ampères. La dissipation thermique dans la diode (particulièrement à haute température) ne permet pas d’effectuer
une mesure de tension en régime permanent sous courant fort. Il est donc nécessaire de scinder la manipulation
en deux parties distinctes :
•
Sous faible polarisation, la diode est alimentée par une source de tension continue. La mesure s’effectue en
régime permanent.
•
Sous forte polarisation, la diode est alimentée par des impulsions de durée suffisamment faible pour que la
puissance dissipée soit limitée. La mesure s’effectue alors en régime impulsionnel.
Afin de conserver la précision de la mesure en régime permanent, le dispositif expérimental utilise les deux
méthodes (Fig. 55).
•
Lorsque la diode est parcourue par un courant allant de quelques milliampères à quelques dizaines de
milliampères, la diode est alimentée par une source de tension continue variable. On mesure la tension à ses
bornes et le courant qui la traverse à l’aide de deux multimètres de table HP34401A (Hewlett Packard).
•
Lorsque la diode est parcourue par un courant supérieur à une centaine de milliampères, elle est alimentée
par des impulsions rectangulaires de tension. Ces impulsions sont produites grâce à une alimentation
continue ajustable en série avec un transistor MOS de puissance (STH33N20 ST Microelectronics) piloté
par un générateur de fonction HP3314A (Hewlett Packard). La tension aux bornes de la diode est
directement mesurée à l’aide d’un oscilloscope numérique HP54602B (Hewlett Packard). Le courant qui la
traverse est mesuré par l’intermédiaire d’un shunt (0,2 Ω) connecté à la seconde voie de l’oscilloscope.
Dans les deux cas, la température de l’enceinte est régulée.
La mesure sous courant important peut se faire de deux manières possibles : Dans le premier cas, l’impulsion
appliquée est unique, dans le second cas on applique à la diode un train d’impulsions d’une durée suffisante pour
atteindre un régime d’équilibre thermique.
76
Mesure de
température de
l’enceinte
Oscilloscope
HP54602B
0.2Ω/50W
0→50V dc
Oscilloscope
HP54602B
Multimètre
HP34401A
Multimètre
HP34401A
0→50V dc
Etuve climatique SECASI
SI550C150F70
Générateur BF
HP3314A
Fig. 55 : Dispositif expérimental de mesure de la caractéristique Vr=f(Ir,T) des diodes transil.
Les différentes diodes de l’essai sont placées sur un support à vis (bloc de contacts pour hautes températures). Il
est nécessaire d’attendre au minimum trente minutes entre le moment ou l’étuve est arrivée à température et la
mesure afin de neutraliser tout gradient thermique à l’intérieur de l’enceinte.
5.2
Température de surface du boîtier de la diode
Il s’agit d’effectuer une mesure avec un temps de réponse le plus faible possible et avec le minimum d’impact
sur le comportement thermique du composant. On utilise donc un thermocouple de type K de très faibles
dimensions. L’influence thermique de ce thermocouple est suffisamment faible sur le composant pour être
négligée.
Le thermocouple est constitué de deux fils de diamètre 0,2 mm gainés de PTFE (diamètre hors tout 1,3 mm). La
température est enregistrée grâce à un oscilloscope HP50602B (Hewlett Packard) connecté au thermocouple par
un amplificateur (Fig. 56) et à un PC par une liaison de type IEEE 488. Un second thermocouple de même type
est placé dans un bain d’eau et de glace pillée (0 °C) et constitue la référence de soudure froide. L’ensemble est
schématisé ci-dessous (Fig. 57).
+15Vdc
1kΩ
10kΩ
1MΩ
10µF
Thermocouple
type K
1µF
1µF
+
1kΩ
MAX427
Sortie
10kΩ
10µF
1MΩ
1µF
1µF
-15Vdc
Fig. 56 : Schéma de l’amplificateur utilisé pour la mesure de
température de surface de la diode.
77
+15Vdc
Vers circuit
de test
Diode
sous
test
Oscilloscope
HP54602B
Amplificateur
Vers circuit
de test
IEEE488
-15Vdc
PC
Thermomètre
0°C
Enceinte isotherme
Fig. 57 : Schéma de l’appareillage de mesure de température de
surface d’une diode transil.
L’ensemble thermocouple - amplificateur est étalonné dans une étuve climatique entre 0 et 100 °C (Fig. 58).
0.5
0.4
V(V)
0.3
0.2
0.1
0
0
20
40
60
80
100
120
T(°C)
Fig. 58 : Courbe d’étalonnage de l’ensemble thermocouple / amplificateur.
La réponse obtenue est linéaire (E 55).
V = 3,906.10−3.T − 3,171.10−3
78
(E 55)
6
Mesures thermiques et électriques concomitantes en
régime de surcharge
La modélisation thermo-électrique et l’étude des phénomènes de vieillissement de la diode transil passe par la
connaissance du lien entre la température de ses différents éléments et son comportement électrique. Il est donc
nécessaire de combiner les mesures thermiques précédentes avec les mesures électriques de tension et courant. Il
est impossible d’effectuer l’ensemble des mesures en deux temps (par exemple les mesures thermiques en
appliquant une impulsion puis les mesures électriques en appliquant une seconde impulsion identique après
retour de la diode à son état d’équilibre thermique) puisque l’état de la diode peut être modifié. il est donc
nécessaire de procéder à un enregistrement simultané des phénomènes électriques et thermiques dans la diode.
On utilise le dispositif de mesure de la température externe du boîtier décrit plus haut associé à la mesure de la
tension aux bornes de la diode et du courant qui la traverse.
Le support utilisé est représenté ci-dessous (Fig. 59).
Plots de contact
Support isolant
Support du thermocouple
Fig. 59 : Support de diode.
Le schéma de l’ensemble de l’appareillage est donné dans la figure suivante (Fig. 60).
79
Oscilloscope
THS720
Générateur de
fonction
HP3314A
Générateur de surcharge
10kΩ
1N4007
Tension de
polarisation
Multimètre
HP34401A
Equipement de
mesure de la
température du
boîtier
IEEE488
PC
RS 232
Fig. 60 : Représentation schématique de l’appareillage utilisé pour les
mesures thermiques et électriques concomitantes sur les diodes
transil.
On utilise deux types de générateurs de surcharge différents selon le type d’impulsion nécessaire :
•
Dans le cas des surcharges longues (plus de 100 ms), il est constitué de quatre batteries au plomb
12 V/32 Ah connectées en série. Une résistance variable permet alors de régler le courant de surcharge et un
transistor MOS de forte puissance (STH33N20 ST Microelectronics) est utilisé comme interrupteur
commandé par le générateur basse fréquence HP3314A (Hewlett Packard).
•
Dans le cas des surcharges courtes, on utilise le générateur d’impulsions indirectes de foudre
(Chapitre 2 §2).
Le courant de polarisation de la diode est obtenu grâce à une alimentation stabilisée PDD3502 (Farnell)
connectée en série avec une résistance variable et une diode de protection. Le courant de polarisation est contrôlé
avant chaque surcharge à l’aide d’un multimètre HP34401A (Hewlett Packard).
80
7
Conclusion
A l’issue de ce chapitre, nous disposons donc d’équipements validés utilisables pour la mesure des
caractéristiques thermiques et électriques de la diode transil.
Il est, par ailleurs, possible de générer des surcharges reproductibles et ajustables de manière continue en tension,
courant et énergie.
D’autre part, l’utilisation généralisée d’un pilotage par PC permet divers gains appréciables :
•
Au niveau du stockage des données et de leur traitement, il devient possible d’effectuer simplement et
rapidement un ensemble important d’analyses numériques et de comparaisons qui auraient été très longues à
mettre en œuvre sur des enregistrements graphiques ou des tableaux de points relevés manuellement.
•
La reproductibilité des mesures n’est pas affectée par l’influence de l’utilisateur dans le sens ou ce dernier
peut, par exemple, sur un ensemble de relevés de valeurs étalés sur une période de temps importante,
influencer d’une manière non cohérente les problèmes d’arrondi.
•
La durée d’une mesure est constante. Donc, dans le cas de l’étude d’un paramètre qui évolue dans le temps,
il est possible de paramétrer de manière fixe et reproductible les instants d’acquisition. La comparaison entre
plusieurs relevés en est ainsi facilitée.
81
82