Numéro d’ordre : 2010­ISAL­0072 Année 2010 THÉSE présentée devant l'Institut National des Sciences Appliquées de Lyon pour obtenir LE GRADE DE DOCTEUR École doctorale : Électronique Électrotechnique Automatique Formation Doctorale : Génie Électrique par Asif HAMMOUD Ingénieur de l’Université Tichreen de Syrie Etude des convertisseurs haute tension pour la protection et la coordination des réseaux de distribution Soutenue le : 21 Octobre 2010 devant la Commission d'examen Jury : M.Stéphane LEFEBVRE M.Yvan AVENAS M.Charles JOUBERT M.Serge PELISSIER M.Hervé MOREL M.Dominique BERGOGNE Professeur Maître de Conférences Professeur Chargé de recherche Directeur de Recherches Maître de Conférences Rapporteur Rapporteur Examinateur Examinateur Directeur Co­Directeur Cette thèse a été préparée au laboratoire AMPERE, INSA de Lyon avec le financement du Ministère de l'électricité, Syrie INSA Direction de la Recherche - Ecoles Doctorales – Quadriennal 2007-2010 SIGLE ECOLE DOCTORALE NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE M. Jean Marc LANCELIN Université Claude Bernard Lyon 1 Bât CPE 43 bd du 11 novembre 1918 M. Jean Marc LANCELIN 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43 13 95 Fax : Insa : R. GOURDON [email protected] ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, M. Alain NICOLAS AUTOMATIQUE E.E.A. Ecole Centrale de Lyon http://www.insa-lyon.fr/eea Bâtiment H9 M. Alain NICOLAS 36 avenue Guy de Collongue Insa : C. PLOSSU 69134 ECULLY [email protected] Tél : 04.72.18 60 97 Fax : 04 78 43 37 17 Secrétariat : M. LABOUNE [email protected] AM. 64.43 – Fax : 64.54 Secrétariat : M.C. HAVGOUDOUKIAN EVOLUTION, ECOSYSTEME, M. Jean-Pierre FLANDROIS MICROBIOLOGIE, MODELISATION E2M2 CNRS UMR 5558 http://biomserv.univ-lyon1.fr/E2M2 Université Claude Bernard Lyon 1 Bât G. Mendel M. Jean-Pierre FLANDROIS 43 bd du 11 novembre 1918 Insa : H. CHARLES 69622 VILLEURBANNE Cédex Tél : 04.26 23 59 50 Fax 04 26 23 59 49 06 07 53 89 13 [email protected] INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE M. Didier REVEL Hôpital Cardiologique de Lyon EDISS Sec : Safia Boudjema Bâtiment Central M. Didier REVEL 28 Avenue Doyen Lépine Insa : M. LAGARDE 69500 BRON Tél : 04.72.68 49 09 Fax :04 72 35 49 16 [email protected] INFORMATIQUE ET MATHEMATIQUES M. Alain MILLE INFOMATHS http://infomaths.univ-lyon1.fr Université Claude Bernard Lyon 1 M. Alain MILLE LIRIS - INFOMATHS Bâtiment Nautibus 43 bd du 11 novembre 1918 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72. 44 82 94 Fax 04 72 43 13 10 [email protected] - [email protected] M. Jean Marc PELLETIER MATERIAUX DE LYON INSA de Lyon Matériaux MATEIS M. Jean Marc PELLETIER Bâtiment Blaise Pascal 7 avenue Jean Capelle Secrétariat : C. BERNAVON 69621 VILLEURBANNE Cédex 83.85 Tél : 04.72.43 83 18 Fax 04 72 43 85 28 [email protected] M. Jean Louis GUYADER MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE MEGA CIVIL, ACOUSTIQUE INSA de Lyon Laboratoire de Vibrations et Acoustique M. Jean Louis GUYADER Bâtiment Antoine de Saint Exupéry 25 bis avenue Jean Capelle Secrétariat : M. LABOUNE 69621 VILLEURBANNE Cedex PM : 71.70 –Fax : 87.12 Tél :04.72.18.71.70 Fax : 04 72 43 72 37 [email protected] M. OBADIA Lionel ScSo* ScSo Université Lyon 2 M. OBADIA Lionel 86 rue Pasteur 69365 LYON Cedex 07 Insa : J.Y. TOUSSAINT Tél : 04.78.77.23.88 Fax : 04.37.28.04.48 [email protected] *ScSo : Histoire, Geographie, Aménagement, Urbanisme, Archéologie, Science politique, Sociologie, Anthropologie CHIMIE CHIMIE DE LYON http://sakura.cpe.fr/ED206 Remerciements Ce travail de recherche présenté dans ce mémoire a été effectué au Laboratoire AMPERE, de l'Institut Nationale de Sciences Appliquées de Lyon. Je souhaite exprimer mes premiers remerciements au Ministère d'électricité de Syrie pour le financement de cette étude. Pour leur participation à l'évaluation scientifique de ce travail, j’adresse mes vifs remerciements à : ­ M. Charles JOUBERT, qui m'a fait l'honneur de présider mon jury de thèse; ­ M. Stéphane LEFEBVRE et M. Yvan AVENAS pour avoir accepté d'être rapporteur de ce travail; ­ M. Serge PELISSIER de sa participation au jury en tant qu’examinateur du travail présenté. Je voudrais remercier M. Hervé MOREL de m’avoir acceuilli au début de cette thèse dans son laboratoire, et pour ses judicieux conseils. Je remercie M. Dominique BERGOGNE pour avoir encadré cette thèse, pour le sotien tout au long de cette période, pour ses remarques constructives et pour ses qualités humaines et surtout la confiance et la liberté dont lui a fait preuve. Je ne serai terminer sans remercier toutes les personnes qui m'ont aidé durant la réalisation de ce travail. Enfin, je remercie ma femme ,Hanan, qui m'accompagné et me soutient dans le temps de cette thèse, pour sa patience et sa compréhension. Et je n'oublie pas ma p'tite étoile, Eva, qui, à sa naissance, marque un nouveau espoir de ma vie. Table des matières Introduction générale 2 1 Les réseaux de distribution d'énergie électrique 5 1.1 Présentation générale des réseaux . . . . . . . . . . . . . . . . 6 1.2 Structure générale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 1.2.1 Le réseau de transport 7 1.2.2 Les réseaux de répartition . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.2.3 Les réseaux de distribution haute tension . . . . . . . . 9 1.3 1.4 1.5 Les lignes électriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 1.3.1 Bases physiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 1.3.2 Equations de la lignes . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 1.3.3 Propriétés électriques des lignes de transport . . . . . . 15 1.3.4 Schéma équivalent d'une ligne . . . . . . . . . . . . . . 15 Problématique de la distribution d'énergie électrique 1.8 16 Contraintes physiques sur le produit "électricité" . . . 16 1.4.2 Analyse des nouvelles contraintes sur le réseau . . . . . 19 1.4.3 Production décentralisée . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 1.4.4 Energies nouvelles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 L'électronique de puissance dans les réseaux du futur . . . . . 31 Les systèmes FACTS et HVDC pour le contrôle des réseaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 1.5.2 Transmission de l'énergie électrique par HVDC . . . . 35 1.5.3 Les technologies de transport de l'électricité . . . . . . 38 1.5.4 Les avantages et les applications du HVDC et du HVDC Lightr 1.7 . . . . . 1.4.1 1.5.1 1.6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Les perturbations électriques dûes à la foudre 40 . . . . . . . . . 41 1.6.1 Présentation de la foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 1.6.2 L'énergie de la foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 1.6.3 Eets de la foudre 44 1.6.4 Eets d'un coup de foudre direct sur un réseau électrique 44 1.6.5 Les surtensions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 1.6.6 Les origines des surtensions transitoires . . . . . . . . . 46 La Protection Electrique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 1.7.1 La protection parallèle (en tension) . . . . . . . . . . . 48 1.7.2 La protection série . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Table des matières iii 2 L'électronique de puissance et le réseau de distribution 53 2.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 2.2 Le carbure de silicium . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 2.2.1 Bref historique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 2.2.2 Propriétés phyiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 2.3 2.4 2.5 Le JFET en SiC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57 2.3.1 Principe de fonctionnement . . . . . . . . . . . . . . . 57 2.3.2 Structure du JFET-SiCED . . . . . . . . . . . . . . . . 59 2.3.3 État de l'art sur la caractérisation électrique du JFET-SiC 60 2.3.4 Applications réalisées à base du JFET-SiC . . . . . . . 66 2.3.5 Comparaison JFET-SiC avec les composants Si 72 . . . . Discussion autour la possibilité d'utiliser le JFET-SiC dans des applications de réseau de distribution . . . . . . . . . . . . . . 84 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84 3 Impact d'un choc de foudre 3.1 86 3.1.1 Normalisation de choc . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87 3.1.2 Générateur d'essai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 3.1.3 Onduleur soumis à une surtension produite par un choc de foudre 3.2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91 Dispositif expérimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 3.2.1 Principe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 3.2.2 Calibration du paramètre thermo-sensible . . . . . . . 95 3.2.3 Séquence de commutation des interrupteurs K1 , K2 , K3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99 3.2.4 Moyen de mesure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 et 3.3 86 Le JFET sous un choc de foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . K4 Validation Expérimentale et Mesures . . . . . . . . . . . . . . 102 3.3.1 Mesure en direct . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 3.3.2 Mesure en inverse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 3.3.3 Vérication et comparaison de la détection thermique expérimentale par la simulation 3.4 . . . . . . . . . . . . . 111 Problématique de l'expérience . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 3.4.1 CEM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 3.4.2 Description de la tension appliquée par le générateur . 116 3.5 Discussion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 3.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117 Conclusion générale 120 Bibliographie 123 Introduction générale Dans le développement de notre civilisation, c'est probablement l'énergie électrique qui aura été un acteur prédominant. Le problème énergétique pour le monde entier est : comment répondre à la demande des consommateurs en énergie électrique ?. En réalité la consommation rapide du pétrole, la source la plus importante d'énergie actuelle, se traduit directement par un conit sur le prix du pétrole. En outre, la réserve mondiale de pétrole est de plus en plus faible, et dans un futur proche il n'y aura plus assez du pétrole pour alimenter les activités industrielles. Et cette immense consommation se pose un autre problème, celui du réchauement de la planète où le gaz carbonique (CO2 ) est l'un des principaux responsable. Sous le poids de ces problèmes, le monde commence à se diriger vers de nouvelles sources d'énergie (les ressources renouvelables) qui sont principalement les énergies éolienne, photovoltaïque, hydraulique et géothermique. Malgré l'importance de l'utilisation de ces sources d'énergie renouvelable, ce n'est qu'une petite partie de l'énergie produite actuellement, mais cette partie est en cours de développement et va accroître son rôle dans l'économie et la société. D'autre part, ces sources d'énergie renouvelable sont impliquent la production décentralisée. Normalement la production décentralisée comprend des unités de production classiques, et des unités basées sur l'énergie renouvelable ou la cogénération. Cette production s'insère de plus en plus dans le réseau de distribution. L'acheminement de l'énergie renouvelable vers le réseau de distribution pourra être faite par l'intermédiaire de liaisons à courant continu. Ces liaisons peuvent améliorer le comportement des réseaux (par rapport à celui d'un réseau à courant alternatif ) en utilisant des systèmes de contrôle rapides basé sur l'électronique de puissance et la micro-électronique de commande. Récemment, des progrès signicatifs ont été réalisés dans le développement des semi-conducteurs haute puissance. Ces progrès permettent de produire de nouveaux composants de puissance à faibles pertes et haut rendement énergétique et par conséquent, de réduire l'impact des convertisseurs insérés dans les réseaux. D'un autre côté, le développement rapide dans le domaine de l'énergie électrique a permis d'augmenter les projets de transmission en courant continu. Dans le futur, nous aurons besoin de convertisseurs de puissance plus efcace, à haute tension et à forte puissance de fonctionnement, or le silicium (Si) a atteint ses limites. La recherche s'est concentrée sur le matériau Carbure Table des matières 3 de Silicium (SiC) pour ses propriétés physiques signicatives, sa large bande d'énergie interdite, sa conductivité thermique élevée. Parmi les interrupteurs réalisés, le JFET en SiC est le plus avancé dans son développement car il est au stade de la précommercialisation, et déjà échantillonné en nombre important. En raison de l'existence de convertisseurs reliés au réseau de distribution, et en cas de coups de foudre direct ou indirect, ces convertisseurs sont ainsi exposés à un risque accru de destruction. L'objectif initial de cette thèse est d'étudier la possibilité d'utiliser les JFET en SiC dans un convertisseur directement relié au réseau de distribution en montrant la robustesse de ce composant vis-à-vis des surtensions induites par les chocs de foudre. La présente thèse est organisée comme suit : Le chapitre 1 est destiné à dénir les diérents éléments qui constituent le système, le convertisseur dans le réseau électrique, la ligne à courant continu, en prenant en compte les contraintes extérieures produites par le choc de foudre, et les moyens de protections classiques. Le chapitre 2 a pour l'objectif de montrer la structure du JFET en SiC et ses utilisations dans des application d'électronique de puissance. Ainsi, une comparaison entre le JFET-SiC et des composants en Si aura lieu dans ce chapitre. Nous allons utiliser un module à JFET de fort courant pour le comparer avec un module à IGBT-Si 1200 A. Le but de cette comparaison est de présenter les avantages de remplacer les composants en Si par d'autres en SiC. Le chapitre 3 est expérimental. À partir des normes nous avons testé des JFET-SiC en les soumettant à un stress correspondant aux conséquences d'un choc de foudre. La problématique de l'expérience sera présentée. Ce travail a été eectué au Laboratoire Ampère, site De Vinci, à l'INSA de Lyon. Chapitre 1 Les réseaux de distribution d'énergie électrique Sommaire 1.1 Présentation générale des réseaux . . . . . . . . . . . 6 1.2 Structure générale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 1.2.1 Le réseau de transport . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2.2 Les réseaux de répartition . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2.3 Les réseaux de distribution haute tension . . . . . . . 7 8 9 1.3 Les lignes électriques 1.3.1 1.3.2 1.3.3 1.3.4 1.4 Bases physiques . . . . . . . . . . . . . . . . . Equations de la lignes . . . . . . . . . . . . . Propriétés électriques des lignes de transport Schéma équivalent d'une ligne . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 12 15 15 Problématique de la distribution d'énergie électrique 16 Contraintes physiques sur le produit "électricité" Analyse des nouvelles contraintes sur le réseau . Production décentralisée . . . . . . . . . . . . . . Energies nouvelles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 1.5.1 Les systèmes FACTS et HVDC pour le contrôle des réseaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.5.2 Transmission de l'énergie électrique par HVDC . . . . 1.5.3 Les technologies de transport de l'électricité . . . . . . 1.5.4 Les avantages et les applications du HVDC et du HVDC Lightr . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.6 11 . . . . 1.4.1 1.4.2 1.4.3 1.4.4 1.5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Les perturbations électriques dûes à la foudre 1.6.1 1.6.2 1.6.3 1.6.4 1.6.5 1.6.6 . . . . Présentation de la foudre . . . . . . . . . . . . . . . . L'énergie de la foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . . Eets de la foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Eets d'un coup de foudre direct sur un réseau électrique Les surtensions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Les origines des surtensions transitoires . . . . . . . . 16 19 20 24 31 31 35 38 40 41 42 43 44 44 45 46 6 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique 1.7 1.8 La Protection Electrique . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 1.7.1 La protection parallèle (en tension) . . . . . . . . . . . 1.7.2 La protection série . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 48 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 Ce chapitre permet de se situer par rapport aux systèmes de distribution électrique, auquel pourrait être raccordé le convertisseur à JFET. Il contient trois parties : le réseau de distribution d'énergie électrique, la problématique de distribution et les perturbations électriques qui gênent le réseau et les moyens de protection. 1.1 Présentation générale des réseaux La fonction principale des réseaux de distribution et de transport est d'assurer la mise en commun de tous les moyens de production pour fournir l'énergie électrique aux diérents utilisateurs. Les points de production sont des centrales qui produisent l'énergie électrique provenant de diverses sources d'énergie primaire : nucléaire, hydroélectrique, charbon. . .et naturellement les énergies renouvelables : éolienne, PV. . . Traditionnellement, les réseaux électriques sont décomposés en trois soussystèmes : la génération, le transport et la distribution. Chaque sous-système est relié par des postes chargés de l'adaptation des niveaux de tension [Ram06]. Traditionnellement, ces réseaux utilisent des courants alternatifs à basse frèquence (50 Hz ou 60 Hz). Nous distinguons trois types de réseaux électriques : 1. Les réseaux de transport et d'interconnexion : qui ont pour mission de collecter l'énergie produite par les centrales et de l'acheminer avec les ux les plus importants possibles vers les zones de consommation an de permettre une exploitation sûre et économique des moyens de production. Le niveau de tension dépend du pays, mais normalement, le niveau de tension est établi entre 220 kV et 800 kV (exemple 765 kV en Afrique du sud) [Nai06]. 2. Les réseaux de répartition : qui reçoivent l'énergie des réseaux de transport et leur rôle est de mener l'électricité aux villes et aux importants clients industriels, Le niveau de tension de ces réseaux est entre 45 kV et 160 kV, ils assurent la desserte des points de livraison à la distribution. 1.2. Structure générale 7 3. Les réseaux de distribution : qui desservent les postes de distribution publique, alimentant les réseaux en basse tension, et les postes clients. Le niveau de tension est entre 4 kV à 45 kV pour la moyenne tension et quelques centaines de volts pour la basse tension(230/400 V) Toute défaillance sur ces réseaux peut entraîner des défauts d'alimentation sur des zones étendues, des chutes de tension importantes ou même des pertes de synchronisme des alternateurs de centrales. Des dispositions sont prises an qu`un incident ou une avarie sur une unité de production ou une ligne de transport n'ait que peu ou pas de répercussion sur les utilisateurs. Ils sont aujourd'hui équipés de systèmes de protection très élaborés, sélectifs, permettant l'élimination des défauts pouvant les aecter et ainsi nuire à la fois et à la qualité de fourniture, à la sécurité des biens et des personnes. Dans un pays, les réseaux de transport et de distribution publics assurent le transfert d'énergie électrique de points de production aux points de consommation. 1.2 Structure générale 1.2.1 Le réseau de transport Ces réseaux lient les principaux centres de production avec les zones de consommation. La tension dépend du pays, mais usuellement, le niveau de tension pour le transport est établi entre 220 kV et 800 kV. Les distances géographiques entre centres de production et centres de consommation, la variabilité ou la versatilité de la charge et l'impossibilité de stocker l'énergie électrique en grande quantité ont créé le besoin d'un système électrique capable de transmettre l'énergie électrique sur de longues distances. Ces lignes de transport et d'interconnexion peuvent avoir des milliers de kilomètres, Le réseau français compte 100 000 km (transmission, interconnexion et réseau de répartition) [rte]. Les missions des réseaux de transport sont : Le transport d'énergie : Une fonction de transmission avec l'objectif d'acheminer l'électricité depuis les centres éloignés de production vers les centres de consommation ; L'interconnexion nationale : Une fonction d'interconnexion nationale qui gère la distribution en reliant la production avec la situation géographique et la nature des demandes temporaires ; L'interconnexion internationale : Une fonction d'interconnexion internationale pour échanger des puissance et favoriser la solidarité des systèmes 8 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique en cas d'urgence. Le niveau de tension doit être élevée car les pertes Joules sont inversement 2 1 proportionnelles au carré de la tension (Pj = k/U ) pour une puissance de service constante où (U ) est la tension du réseau et (k) une constante qui dépend des lignes. Le transport d'énergie électrique peut être réalisé avec des liaisons à courant continu AC (HV DC) ou à courant alternatif (AC). Les lignes pour les longues distances ont des inconvénients liés aux problèmes de stabilité et de compensation de l'énergie réactive pour conserver un bon niveau de tension. Les liaisons à courant continu n'ont pas ces problèmes et ont même des avantages économiques (lignes moins chères pour les mêmes conditions de transport sur des distances susamment longues). Par contre, ils nécessitent l'utilisation de convertisseurs AC/DC et DC/AC relativement chers. Il s'agit là de la principale motivation de notre travail : l'utilisation de convertisseurs statiques haute tension. Ce point est abordé dans les paragraphes suivants. Enn, le réseau de transport est constitué essentiellement de lignes aé2 riennes de forte section, avec des sections des lignes variant de 570 mm à 1200 mm2 . [Bor00], [Pav05], et [Car91]. Cependant nous rencontrons aussi des réseaux de transport (225 kV) en câble souterrain de longueur limitée à quelques kilomètres pour l'alimentation des zones urbaines. Ces lignes et câbles de réseau de transport sont généralement à structure maillée pour garantir la continuité de service et de fourniture d'une part, et pour augmenter la puissance de court-circuit d'autre part. Cependant, la nécessité de maintenir les courants de court-circuit à un niveau acceptable conduit de plus en plus, les exploitants à démailler de façon permanente, en un certain nombre de poches indépendantes. Nous pouvons aussi noter l'utilisation de câbles HVDC supra conducteur en zone urbaine. 1.2.2 Les réseaux de répartition Le but de ces réseaux est d'amener l'énergie du réseau de transport aux centres de consommation d'énergie les plus importants. Ces centres de consommation sont publics ou privés (plus de 10 MVA), essentiellement des industries de l'acier, des produits chimiques, le chemin de fer, pour ne citer que les plus importants. Leur niveau de tension, est souvent compris entre 45 kV et 160 kV. Ils sont organisés normalement sous forme de boucles fermées (ou en chaînes) exploités parfois en boucle ouverte pour limiter la puissance de court-circuit ou éviter des déclenchements en cascade en cas de défaillance d'un poste source, et, avec un transit de l'énergie souvent bidirectionnel. La structure de ces 1 Puissance √ √ de service P = 3.U.I.cosΦ, donc le courant√I = P/( 3.U.cosΦ) Les 2 2 2 2 pertes Joules √ Pj = R.I et en remplaçant I : Pj = R.P /( 3.U.cosΦ) = k/U où : k = R.P 2 /( 3.cosΦ)2 1.2. Structure générale Fig. 1.1 9 Schéma du réseau électrique français. réseaux est essentiellement aérienne. Par contre, lorsqu'ils sont proches des villes, les lignes deviennent des câbles enterrés sur des longueurs n'excédant pas quelques kilomètres. 1.2.3 Les réseaux de distribution haute tension Les réseaux de distribution acheminent l'énergie électrique du réseau de répartition (ou de transport) aux clients résidentiels et aux petits clients industriels (pour les puissances comprises entre 250 kVA et 10 MVA). Les tensions des réseaux de distribution sont comprises entre 230 V à 400 V pour la basse tension et 4 kV à 45 kV pour la moyenne tension. La structure des réseaux de distribution est bouclable et exploitée en radial. Néanmoins, certains pays disposent de réseaux maillés et avec la possibilité d'une exploitation en boucle fermée [Fon02]. En zone urbaine, ces réseaux sont en canalisations souterraines, exploités en coupure d'artère ou en double dérivation pour les réseaux denses. En zone rurale, les densités et conditions d'exploitation justient généralement le 10 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique maintien des réseaux aériens à structure arborescente. 1.2.3.1 Les réseaux de distribution en moyenne tension Le but de ces réseaux est d'amener l'énergie du réseau de répartition aux points de la consommation en moyenne tension (plus de 250 kVA en France). Ces points de consommation moyenne tension sont : centres de consommations publics d'accès ou privés. La structure de ces réseaux est aérienne ou avec des câbles enterrés, et le niveau de tension de ces réseaux est inférieur à 40 kV. 1.2.3.2 Les réseaux de distribution en basse tension Le but de ces réseaux est d'amener l'énergie du réseau de moyenne tension aux points de la consommation en BT (moins de 250 kVA en France), il est le niveau nal dans la structure électrique. Ce réseau permet de fournir à un très grand nombre de consommateurs (26 millions en France) du secteur domestique. Le niveau de tension de ce réseau est entre 100 et 400 V [Car91] et [Dou97] Le choix du niveau de tension et de la fréquence dépendent de résultats techno-économique et de considérations historiques. Donc chaque pays a ses diérents niveaux de tensions et aussi ses fréquences. Néanmoins, il convient de signaler que la récente publication UTE C - 510 18 relative à la sécurité sur les ouvrages électriques, applicable en France depuis janvier 1989, dénit de nouveaux domaines de tension. En courant alternatif, ces domaines sont : HTB : Un > 50 kV HTA : 50 kV > Un > 1 kV BTB : 1 kV > Un >0.5 kV BTA :0.5 kV > Un > 50 V TBT : Un < 50 V Un : Tension nominale (valeur efficace en volts) An de réduire les coûts du matériel, un accord dans les niveaux de tension a été prise en compte, ainsi les niveaux de tension à considérer sont montrés dans le Tab. 1.1 : En France, les niveaux de tension de réseau de basse tension sont 230/400 V (avec une gamme de variation de +6%/-10%) et la fréquence est 50 Hz La norme EN 50 160 (± 1%). dénit au niveau européen les caractéristiques du produit électricité. Ces éléments sont rappelés dans le Tab. 1.2 1.3. Les lignes électriques 11 HTB 63 kV, 90 kV, 225 kV, 400 kV HTA 5.5 kV, 10 kV, 15 kV, BTA 400 V Tab. 1.1 Frequency Amplitude Unbalance 20 kV, 30 kV Les niveaux essentiels de tension en France. HTA BT 50 Hz 1% for the interconnected system 1% for the noninterconnected system 50 Hz (Average in 10 sec) Variations to 95% of time : ±1% for the interconnected system ±2% for the noninterconnected system Un=20kV ±5% τi <2% τi = Vi (%) Vd Vn=230 V (Average in 10 min) slow variations 95% or time : +6/-10% quick variations : ±5% τi <2% for 95% (Average in 10 min) τi = Vi (%) Vd Harmonics 95% of time (Average in 10 min) H3<4% H5<4% H7<4% Distortion percentage < 8% 95% of time (Average in 10 min) H3<5% H5<6% H7<5% Distortion percentage < 8% Overvoltages transitory (1.2/50µs)< 125kVc with Vc Volt max pour le 20kV transitory (1.2/50us)< 6kVc with Vc Volt max pour le 20kV Caractéristiques de l'électricité fournie par les réseaux publics (Norme EN 50 160) Tab. 1.2 1.3 Les lignes électriques Les lignes de transport d'électricité amènent l'électricité produite dans les centrales jusqu'aux réseaux de distribution qui alimentent les consommateurs industriels, commerciaux et résidentiels. Dans un environnement urbain, les lignes de transport peuvent s'étendre sur quelques kilomètres seulement, tandis que celles qui transportent l'énergie à partir des centrales hydro-électriques 12 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique éloignées mesurant parfois plus de 1000 km. Ces lignes se distinguent par la quantité d'électricité qu'elles transportent. Les exigences n'étant pas toujours les mêmes, plusieurs facteurs techniques, économiques et environnementaux inuent sur la planication des nouvelles lignes de transport. 1.3.1 Bases physiques Une ligne triphasé de structure symétrique à charge équilibrée peut être représenté par une ligne monophasé [Cas97]. Un élément de ligne monophasé de longueur (dx) peut être décrit en par- tant de la théorie des champs par le schéma de la Fig. 1.2. Le paramètre (C) (L) tient compte du champ magnétique induit par le courant, (R) et (G) des pertes dans du champ électrique entre les conducteurs et les conducteurs et dans le diélectrique. L'ordre de grandeur de ces paramètres (valeurs linéiques) est : R L : env. 0,1∼ 1 Ω/km, (R = ρ.l/A). env. 2 ∼ 3 fois dépendant de la section : env. 1 mH/km pour les lignes aériennes, moins pour les câbles. C : env. 10 nF/km pour les lignes aériennes, env. 20 ∼ 40 fois plus pour les câbles. G : env. 0, 05 µS/km pour les lignes aériennes (en absence d'eet de coronna), env 1 µS/km pour les câbles. 1.3.2 Equations de la lignes La chute de tension (−du) et le courant transversal (−di) découlent de la Fig. 1.2 : − du = R.dx.i + L.dx. R.dx i u di dt , −di = G.dx.u + C.dx. L.dx G.dx du dt (1.1) i+di C.dx u+du Schéma équivalent d'un élément de ligne monophasé de longueur (dx).[Cra06] Fig. 1.2 Si l'on divise par variables x et t, dx et si l'on tient compte que u et i sont fonctions des deux on obtient les équations fondamentales de la ligne électrique 1.3. Les lignes électriques − En particulier, 13 ∂u ∂i ∂i ∂u = R.i + L. , − = G.i + C. ∂x ∂t ∂x ∂t si u et i sont des grandeurs alternatives de (1.2) pulsation ω, on peut les présenter par des phaseurs : dU dI = R.I + jωLI , − = G.U + jωCU dx dx paramètres R et L dépendent en général de la fréquence − où les (1.3) en raison des eets pelliculaires. Avec la dénition : Z(ω) = R(ω) + jωL(ω) , Y (ω) = G + jωC (1.4) l'équation(1.3) s'écrit plus simplement − dU =Z I dx , − dI =Y U dx (1.5) Par dérivation de la première des équations (1.5) on obtient : dI d2 U = −Z =Z Y U 2 dx dx (1.6) La solution générale de cette équation diérentielle est : U = A e−γx + B eγx (1.7) avec γ = α + jβ = p p Z Y = (R(ω) + jωL(ω))(G + jωC) (1.8) où : γ = exposant linéique de propagation α = aaiblissement linéique (1/m) β = déphasage linéique (rad/m) Par dérivation de l'équation(1.7), on obtient : dU = −A γ e−γx + B γ e−γx , dx d2 U = A γ 2 e−γx + B γ 2 eγx = γ 2 U dx2 (1.9) Le courant s'obtient tenant compte de l'équation (1.5) : I=− dU 1 γ −γx γ γx =A e −B e dx Z Z Z (1.10) 14 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique et si on pose : s Z = c Z = Y s R(ω) + jωL(ω) = impédance caractéristique G + jωC (1.11) on obtient enn : I= A −γx B −γx e − e Zc Zc l, Pour une ligne de longueur on calcule A et B. Les équations (1.7) et (1.12) donnant la tension et le courant au point valeurs en début de ligne (x = 0), (1.12) x de la ligne. En donnant les on obtient les équations (1.15, 1.16), et en donnant celles à la n de la ligne (x = l), les équations (1.19, 1.20). Avec la valeurs en début de ligne, on a : A= U 1 =A+B 1 (U 2 1 +Z c , I I 1) , 1 A B − Zc Zc = B= 1 (U 2 1 (1.13) +Z c I 1) (1.14) Ce qui conduit à : U= 1 (U 2 +Z 1 c 1 (U 2 1 −Z c I 1 ) e−γx (1.15) 1 (U 2Zc 1 −Z c I 1 ) e−γx (1.16) I 1 ) e−γx + et le courant I= 1 (U 2Zc 1 +Z c I 1 ) e−γx − Et la valeurs en n de ligne : U 2 Et les valeurs de A= 1 (U 2 = A e−γl + B eγl A et B 2 +Z c I 2 ) eγl , I 2 A −γl B γl e − e Zc Zc = (1.17) : , B= 1 (U 2 2 I 2 ) e−γl (1.18) I 2 ) e−γ(l−x) (1.19) −Z c on obtient : I= U= 1 (U 2 2 +Z c I 2 ) eγ(l−x) + 1 (U 2 2 1 2Z (U 2 +Z c I 2 ) eγ(l−x) − 1 2Z (U c c −Z 2 c −Z c I 2 ) e−γ(l−x) (1.20) 1.3. Les lignes électriques 15 En introduisant les fonctions hyperboliques, les équations peuvent s'écrire simplement : U =U I= 2 U Z cosh γ(l − x) + Z 2 sinh γ(l − x) c I 2 sinh γ(l − x) + I 2 cosh γ(l − x) (1.21) (1.22) c Toutes les équations données dans ce paragraphe ont été déduites pour le régime stationnaire mais peuvent être transposées au cas dynamique à l'aide de la transformation de Fourier ou de Laplace. 1.3.3 Propriétés électriques des lignes de transport Le rôle fondamental d'une ligne est de transporter une puissance active. Si elle doit également transporter une puissance réactive, celle-ci doit être faible par rapport à la puissance active, à moins que la distance de transport ne soit courte. En plus de ces exigences, une ligne de transport doit posséder les caractéristiques de base suivantes : 1. La tension doit demeurée assez constante sur toute la longueur de la ligne et pour toutes les charges comprises entre zéro et la charge nominale ; 2. Les pertes doivent être faibles an que la ligne possède un bon rendement ; 3. Les pertes Joules ne doivent pas faire surchauer les conducteurs. Si la ligne ne peut d'elle-même répondre à ces exigences, on doit alors ajouter de l'équipement supplémentaire an de réaliser toutes ces conditions. 1.3.4 Schéma équivalent d'une ligne Malgré leur grande diversité, les lignes possèdent des propriétés communes. En eet, toute ligne possède une résistance, une réactance inductive et une réactance capacitive. Ces impédances sont réparties uniformément sur toute la longueur de la ligne si bien qu'on peut représenter la ligne par une série de sections R, L, C identiques. [Wil99] Chaque section représente un tronçon de ligne d'une longueur donnée (1 km, par exemple) et les éléments r, xL , xC représentent les impédances correspondantes pour cette longueur. On peut simplier le circuit de la Fig. 1.3 en additionnant les résistances R. De la même façon, on obtient une réactance inductive totale XL et une réactance capacitive totale XC . On partage XC en deux éléments de valeurs 2XC localisés aux deux extrémités de individuelles pour former une résistance totale la ligne. Le circuit équivalent de la Fig. 1.4 donne une bonne représentation 16 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique xl1 r1 xln rn xc 1 xc n L'impédance d'une ligne de transport est composée d'une série de sections identiques. Fig. 1.3 d'une ligne à 50 Hz lorsque la longueur est inférieur à 250 km. Notons que et XL augmentent avec la longueur de la ligne, tandis que XC R diminue avec celle-ci. Xl R i 2.Xc 2.Xc Circuit équivalent d'une ligne à 50 Hz dont la longueur ne dépasse pas 250 km. Fig. 1.4 1.4 Problématique de la distribution d'énergie électrique Dans ce paragraphe, nous allons passer en revue les contraintes sur le réseau de distribution. Ces contraintes peuvent se diviser en deux : les contraints classiques (physiques) qui concernent le produit électricité et les nouvelles contraintes comme la production décentralisée. Cet impact de la production à base de sources renouvelables pose de nouvelles contraintes, peu connues auparavant. 1.4.1 Contraintes physiques sur le produit "électricité" Le produit "électricité", qui joue un rôle stratégique dans l'organisation et le fonctionnement de nos sociétés industrialisées, possède les caractéristiques suivantes : 1. Impossibilité du stockage de l'énergie électrique sur le réseau : 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 17 Le stockage direct de l'énergie électrique en courant alternatif est impossible, il résulte qu'à tout instant la production doit équilibrer exactement la demande. Le stockage de l'énergie électrique n'est envisageable qu'en courant continu par accumulation d'énergie avec un champ électrique d'un condensateur ou d'une super-capacité, ou avec un champ magnétique d'une bobine à supra-conducteur (SMES), Superconducting Magnetic Energy Storage, ou enn sous forme d'énergie chimique dans un accumulateur électrochimique (batteries). Une conversion de l'énergie peut cependant toujours être eectuée pour accumuler de l'énergie sous forme cinétique (dans des volants d'inertie) ou potentielle (par accumulation d'eau). Les conséquences sur l'impossibilité de stocker l'énergie électrique sur le réseau sont : La nécessité d'un réglage de la puissance des générateurs : L'équilibre entre production et consommation doit être réalisé globalement, cela signie qu'à tout instant la somme des productions doit équilibrer la somme des charges sur l'ensemble de la zone. Tout déséquilibre entre production et consommation se traduit par une même modication de la vitesse de toutes les machines donc de la fréquence sur l'ensemble du réseau interconnecté. Adaptation de la production à la variation de la charge : Nonobstant la nécessité d'un réglage primaire, en cas d'incident, la production doit aussi s'adapter à la variation normale de la charge au cours de la journée et au cours des saisons. 2. Les transits de puissance : Les transits d'énergie dans un réseau interconnecté s'eectuent en suivant les chemins de moindre impédance, et en obéissant aux lois dites de Kirchho. Selon ces lois physiques, la somme algébrique des courants en tout n÷ud du réseau est nécessairement identique à zéro. De même la somme algébrique des tensions aux bornes des branches du réseau constituant un circuit fermé est identique à zéro. Il s'ensuit qu'en tout point du réseau il y a conservation des puissances active et réactive. 3. Lois d'échanges d'énergie active et réactive au travers d'une ligne : Les caractéristiques des charges sur le réseau font que le courant absorbé par celles-ci n'est pas en phase avec la tension aux bornes. Le cosinus de l'angle entre le courant et la tension est appelé facteur de puissance, il caractérise l'échange de puissance et constitue un facteur de qualité dans la mesure où une valeur diérente de l'unité entraîne pour le réseau un accroissement de courant et donc une surcharge et des pertes, ainsi que des chutes de tension. En pratique, on caractérise l'échange d'énergie non 18 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique seulement par la puissance active, mais aussi par la puissance réactive. Ces puissances sont dénies par les expressions suivantes : P = 3V IcosΦ (W) Q = 3V IsinΦ (VAR) Puissance active Puissance réactive Les énergies correspondantes sont obtenues par intégration des puissances. Les lignes courtes peuvent être considérées comme une impédance série entre les deux points reliés et se représentent par un simple schéma monophasé équivalent sur la Fig. 1.5. Ligne courte, schéma monophasé équivalent. La chute de tension entre les points 1 et 2 au travers d'une ligne courte. Fig. 1.5 V1 et V2 sont les phaseurs relatifs aux tensions aux points 1 et 2. θ1 et θ2 sont les phases de ces tensions dans un référentiel commun. Ce modèle conduit aux expressions : RP2 + XQ2 XQ2 ≡ (si R << X) V2 V2 XP2 + RQ2 XP2 ≡ (si R << X) δV = V2 V2 ∆V = Ordre de grandeur de X = Ligne aérienne : Câble souterrain : 0, 4 Ω/km. 0, 04 Ω/km. 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique ∆V et δV sont les valeurs algébriques des projections de la chute de tension ZI respectivement sur et Q2 19 V2 et sur la direction en quadrature. P2 sont respectivement les puissances active et réactive par phase au point 2. Pour réduire les chutes de tension et maintenir le niveau de tension, il importe d'éviter de transporter la puissance réactive et donc de la produire à l'endroit de sa consommation. La minimisation du transport d'énergie réactive est également motivée par le souci de réduire les pertes P22 + Q22 ) et tout Joule dans les lignes, ces dernières sont données par 3R( V22 transit de puissance réactive limite les possibilités de transit de puissance active, pour un même échauement des conducteurs. Le maintien du niveau de tension dans les réseaux de transport et de répartition est un problème local contrairement au problème de maintien de la fréquence qui est un problème global impliquant l'ensemble du réseau interconnecté. Le réglage de la fréquence est étroitement lié à celui de la puissance active (couplage P, f ). Le réglage de la tension est étroitement lié à celui de la puissance réactive (couplage Q, V ). 1.4.2 Analyse des nouvelles contraintes sur le réseau Outre l'extension des interconnexions, l'opposition croissante à la construction de nouveaux ouvrages (centrales, lignes), la nécessité de réduire les marges de sécurité et de stabilité pour des raisons économiques, les réseaux électriques sont soumis aux nouvelles contraintes suivantes : L'ouverture du marché de l'électricité ; La réduction des émissions des gaz à eet de serre (pour répondre au Protocole de Kyoto) ; La production d'électricité à partir d'énergies renouvelables. 1.4.2.1 La libéralisation du marché de l'électricité Il s'agit certainement de la contrainte qui a les eets les plus importants sur la structure et le fonctionnement des réseaux européens. Une Directive européenne impose une gestion indépendante du réseau de transport par rapport aux activités de production et de distribution de l'énergie électrique. Cela se traduit en pratique par une transformation des structures, avec passage de la structure traditionnelle et naturelle pour un scientique, avec des entreprises à intégration verticale des activités, à une structure à activités séparées et la multiplication des acteurs pour la production de l'énergie électrique. Cette multiplication des acteurs conduit à une produc- 20 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique tion dite décentralisée et dispersée, avec notamment des sources d'énergies renouvelables. 1.4.2.2 Réduction des émissions de gaz à eet de serre La réduction des émissions de gaz à eet de serre dans la production de l'énergie électrique n'a qu'un eet indirect sur la structure et le fonctionnement du réseau électrique, dans la mesure où elle conduit à privilégier des technologies de production, avec une proportion plus ou moins importante de production décentralisée et dispersée, pilotées par d'autres facteurs que la production d'électricité (la production de chaleur dans le cas de la cogénération, les conditions de vent dans le cas de l'éolien). L'évaluation des eets sur le réseau dépendra des lières adoptées et leur importance relative par rapport à des productions classiques. 1.4.2.3 La production d'électricité à partir de sources d'énergies renouvelables Ce type de production sera dans la majorité des cas de type décentralisé et dispersé, et dans le cas de l'énergie éolienne soumis aux aléas du climat. Les eets sur le réseau sont à évaluer compte tenu du potentiel des diérentes lières. Ce type de production sera souvent raccordé aux réseaux de distribution qui n'ont pas été conçus pour accueillir cette production. Le paragraphe suivant présente la production décentralisée et ses eets sur le réseau. 1.4.3 Production décentralisée Le raccordement aux réseaux de transport (HT) ou de distribution (MT) d'unités de production décentralisées doit respecter certaines contraintes techniques et impose généralement des aménagements dans le réseau pour assurer un fonctionnement correct de ce dernier, en particulier dans les réseaux de distribution qui n'ont pas été à l'origine conçus et développés pour accueillir de cette production. 1.4.3.1 Dénition de la production dite décentralisée ou distribuée La production décentralisée ou distribuée se dénit par opposition à la production classique, par unités de grosses puissances raccordées au réseau HT, dont la localisation et la puissance ont fait l'objet d'une planication, et qui sont commandées de manière centralisée pour participer au contrôle de la fréquence et de la tension, et assurer un fonctionnement able et économique 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 21 de l'ensemble du réseau. Par rapport à ces unités classiques, les unités décentralisées sont caractérisées par des puissances ne dépassant pas 50 à 100 MW, ne sont pas planiées de manière centralisée, ni actuellement coordonnées, elles sont généralement raccordées au réseau de distribution et ne sont pas non plus actuellement destinées à assurer des services systèmes. Cette production décentralisée se développe dans tous les pays, sur la base d'unités de co-génération, d'énergies renouvelables ou de production traditionnelle, installées par des producteurs indépendants. De nombreuses raisons, techniques et économiques, justient le développement de ce type de production, parmi lesquelles nous relevons les suivantes : la technologie disponible actuellement ore les garanties de abilité pour des unités de 100 kW à 150 MW ; les sites pour une production de puissance réduite sont plus faciles à trouver ; la production est réalisée à proximité de son utilisation, de manière à réduire les frais de transport et à améliorer l'ecacité énergétique ; le gaz naturel, vecteur énergétique souvent utilisé en production décentralisée, est supposé être facilement disponible dans la plupart des centres de consommation et conserver un prix stable ; les systèmes basés sur le gaz sont construits en beaucoup moins de temps et représentent des investissements nettement moins importants en comparaison avec les grosses centrales classiques utilisant un autre vecteur d'énergie primaire ; les rendements énergétiques supérieurs des systèmes de co-génération ou à cycle combiné (gaz et vapeur) permettent une réduction des frais de fonctionnement ; les politiques des états pour promouvoir des technologies propres an de réduire les émissions de CO2 , et promouvoir les énergies renouvelables par des subsides et des interventions dans les tarifs, qui conduisent à des conditions économiques intéressantes. La caractéristique fondamentale de la production décentralisée est d'être pilotée par un autre facteur que la demande d'électricité. Il en résulte des incertitudes sur : la localisation géographique ; la dynamique du développement ; les niveaux et moments d'activité de production ; les conséquences sur le développement des réseaux électriques. Ces derniers doivent en eet être en mesure d'une part, d'accueillir la production décentralisée quand elle est active et d'autre part, d'acheminer la puissance de substitution quand la production décentralisée est inactive. La production décentralisée a donc inévitablement un impact plus ou moins 22 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique important sur les réseaux aux niveaux suivants : topologie ou conception, dimensionnement, gestion prévisionnelle, exploitation en temps réel. La structure du réseau pourrait dans certains cas imposer une limite à la puissance de production décentralisée qu'il peut accueillir en un point donné. En raison de l'accroissement du nombre des unités de production et des incertitudes sur la production, il faudra : adopter une approche probabiliste pour la gestion du réseau ; prévoir une grande exibilité des ux de puissance entre parc centralisé et parc décentralisé ; reporter les services systèmes sur les unités centralisées ; revoir les niveaux de compensation de l'énergie réactive pour le maintien de la tension ; assurer une infrastructure du réseau propre à assurer la stabilité (dorsale réseau). En outre, il faudra veiller aux eets sur le maintien des niveaux maximals et minimals de la puissance de court-circuit, sur la sélectivité des protections, sur le niveau de tension (surtensions). 1.4.3.2 Interface système de production réseau pour la production décentralisée L'interface entre le système de production et le réseau peut être constitué par le générateur électrique lui-même (de type synchrone ou asynchrone) directement raccordé au réseau, ou par un convertisseur électronique de puissance. On distingue ainsi les catégories suivantes et leurs domaines d'applications actuels, avec quelques empiétements entre catégories. 1. Systèmes à alternateurs classiques (machine synchrone) : Ces systèmes sont dits classiques en raison de l'utilisation de générateurs synchrones comme dans les centrales thermiques à combustible fossile ou nucléaire, et dans les centrales hydrauliques, Biomasse, Energie géothermique, Diesel, Solaire à bac parabolique et tour, Turbine à gaz à cycle simple, Turbine à gaz à cycle combiné et Vent. 2. Systèmes à générateurs asynchrones : Solaire réecteur-moteur (à miroirs paraboliques et moteurs à cycle Stirling), Eolien et Houle. 3. Systèmes à interface avec convertisseur électronique : Vent (avec générateur synchrone ou asynchrone), Photo-voltaïque, Stockage par batterie, Stockage par bobine supra-conductrice et les Piles à combustible. 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 23 1.4.3.3 Opération de couplage L'opération de couplage du système de production sur le réseau dépend du type d'interface utilisé. Dans le cas d'un alternateur traditionnel, la mise en parallèle sur le réseau doit se faire à échange nul de courant par synchronisation de la machine et du réseau, par un réglage approprié de la fréquence en agissant sur la machine motrice et l'amplitude de la tension par action sur le courant d'excitation. Dans le cas d'une excitation par aimants permanents le réglage de l'excitation n'est pas possible et il faut recourir à un interface par un convertisseur électronique de puissance. De toute manière les générateurs synchrones ne sont utilisés dans des éoliennes qu'associés à un convertisseur électronique de puissance. Dans le cas d'une génératrice asynchrone, le rotor de la machine n'étant le siège de phénomènes électriques que lorsque les enroulements du stator sont sous tension, il n'est pas nécessaire de procéder à une synchronisation. Toutefois le rotor conservant généralement une aimantation rémanente, on peut observer au moment du couplage avec le réseau une pointe de courant durant 10 à 20 ms avec à-coup de couple. Pour limiter ce phénomène, deux systèmes auxiliaires sont utilisés (voir la Fig. 1.6) : Fig. 1.6 Système auxiliaire pour couplage au réseau. couplage au travers de résistances insérées au stator ; couplage au travers d'un gradateur à thyristors permettant le couplage à tension réduite. Dans le cas d'une interface constituée d'un convertisseur électronique les opérations de couplage ne posent pas de problèmes, en raison des possibilités de contrôle du convertisseur. 24 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique 1.4.4 Energies nouvelles Le terme énergies renouvelables (EnR) recouvre une vaste gamme de moyens de production aux technologies variées. En matière de production d'électricité. Il s'agit des sources non fossiles comme les énergies éoliennes, solaires photo-voltaïques (P.V.), géothermique, hydro-électrique ou les énergies issues de la biomasse. Ces énergies sont déjà utilisées depuis fort longtemps en France mais avec des taux de (pénétration) très variables. L'hydraulique par exemple couvre environ 15 % de la consommation française d'électricité. Aujourd'hui, les autres moyens de production renouvelables ne jouent pas un rôle signicatif au regard de la consommation nationale : La France a atteint en 2007 la 5ème position européenne avec un potentiel de 2,4 GW, et il y avait ainsi 4 GW de production éolienne en service en mi 2009 en France (source : ministère de l'Écologie, de l'Énergie, du Développement durable et de l'Aménagement du territoire). Pour apprécier l'impact de la production à base de sources renouvelables, il convient d'anticiper la nature de la puissance qui sera installée et de son évolution dans les années à venir. 1.4.4.1 Les interconnexions de systèmes EnR avec le réseau de distribution Il s'agit de systèmes directement connectés au réseau de distribution. Cette production pose des problèmes du fait de sa forte variabilité qui perturbe le fonctionnement du réseau de distribution et limite ainsi le taux d'intégration de ces systèmes sur le réseau. L'interconnexion des moyens de production d'énergie distribuée, normalement par l'intermédiaire d'un convertisseur électronique de puissance, au réseau de distribution apporte des dés qui lui sont propres. En raison de la nature distribuée de ces ressources, elles sont mises en ÷uvre en grand nombre, parfois éloignées, sur un même réseau. Ces dés incluent les questions de qualité de puissance, la stabilité du réseau, l'équilibrage des considérations de puissance, régulation de tension, la protection des protocoles et des considérations non désirées d'îlotage. Dans les systèmes d'exploitation d'énergie éolienne à vitesse variable pour une production maximale annuelle, la fréquence et la tension de sortie du générateur à induction varient avec la vitesse du vent. La tension alternative variable est convertie en tension xe de 60 Hz ou 50 Hz en sortie. Pour cela, la tension à fréquence variable est d'abord redressée en DC, puis convertie en alternatif à fréquence xe par un onduleur. Dans les systèmes de l'énergie photo-voltaïque, l'énergie produite correspond à une tension variable continue, DC qui est ensuite convertie en 60 ou 50 Hz AC. Le circuit de l'onduleur dans 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 25 le système PV est essentiellement le même que celui utilisé dans l'énergie éolienne à vitesse variable. 1.4.4.2 Impact de l'éolien sur le réseau de transport L'augmentation de la puissance éolienne installée en Europe a un impact croissant sur le réseau de transport du fait de la diculté à prévoir la production, de la capacité d'accueil limitée du réseau, du risque de déconnexions intempestives des fermes d'éoliennes et d'une dégradation de la qualité de l'électricité. Les problèmes induits par l'intégration d'éoliennes dans le réseau électrique sont causés par : leur production aléatoire et dicilement prévisible ; une absence de réglage puissance - fréquence ; une participation au réglage de la tension limitée pour les éoliennes à vitesse variable, et aucune participation à ce réglage pour les éoliennes dont la génératrice est directement couplée au réseau ; une sensibilité élevée aux creux de tension et aux variations de fréquence pour certaines technologies ; une sensibilité importante aux variations rapides de la force du vent. Les problèmes majeurs de l'éolien sont la grande variabilité de sa production et surtout la diculté de prévoir cette production précisément plusieurs heures à l'avance. L'expérience allemande montre que des prévisions à 72 h sont impossibles, et que l'erreur sur des prévisions à 24 h est en moyenne de 10 % de la capacité installée et peut atteindre parfois 50 % [Mer05], [Ack05]. Cela pose aussi la question d'une adéquation entre la consommation et la puissance éolienne disponible ! En général, il y a plus de vent en hiver qu'en été, durant le jour que la nuit, ce qui correspond aux tendances de la consommation en France où le pic hivernal peut atteindre plus de 80 000 MW, tandis que le pic de l'été peut atteindre plus de 50 000 MW. Cependant, il apparaît que durant les périodes de grandes chaleurs ou de grands froids, la puissance éolienne est très faible, voire nulle [Mer05]. Développement de la production éolienne : La grande sensibilité de l'éolien aux perturbations du réseau, tels que les creux de tension ou les variations de fréquence, entraîne souvent une déconnexion de la production lors d'incidents sur le réseau. Cette déconnexion peut aggraver un déséquilibre production - consommation et par eet domino et accélérer l'avènement d'un incident majeur dans le réseau. La tendance actuelle est, dès lors, de demander à cette production de rester connectée au réseau lors de creux de tension 26 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique et de variations de fréquence dépassant certaines limites déterminées par les gestionnaires de réseau [Ack05]. Les modalités de raccordement au réseau électrique des installations éoliennes sont dénies par des décrets et arrêtés. Les installations d'une puissance maximale de 12 MW sont connectées au réseau de distribution, généralement de moyenne tension (HTA). Normalement les installations d'une puissance supérieure à 12 MW sont connectées au réseau de transport (HTB). A l'origine, le réseau HTA était en principe conçu pour accueillir des consommateurs ; l'intégration progressive de productions dans ce réseau peut conduire jusqu'à une inversion des ux de puissance au niveau des postes HTA-HTB. En fonction du taux de pénétration, ceci peut inuencer avant tout la gestion de la tension, mais peut aussi conduire à des révisions du niveau de protection et à des modications de structure en raison de courants de court- circuit trop élevés. Technologies d'éoliennes de grande puissance : Dans cette section, nous présentons brièvement les trois technologies d'éoliennes de grande puissance les plus couramment installées, 1. Eolienne à vitesse xe : Les premières éoliennes de grande puissance mises en ÷uvre reposent sur l'utilisation d'une machine asynchrone à cage directement couplée sur le réseau électrique (La Fig. 1.7). Fig. 1.7 Eolienne à vitesse xe. [Rob06] Cette machine est entraînée par un multiplicateur et sa vitesse est maintenue approximativement constante par un système mécanique d'orientation des pales (pitch control). Ce type d'éolienne n'ore donc quasiment pas de possibilité de réglage de la puissance générée, d'autant plus que la connexion directe au réseau d'une génératrice asynchrone 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 27 nécessite l'ajout de bancs de condensateurs an de limiter la puissance réactive appelée à ce réseau. [Ack05],[Mul04] 2. Eolienne à vitesse variable basée sur une machine asynchrone à double alimentation : Les principaux avantages des éoliennes à vitesse variable comparés aux générateurs à vitesse xe sont les suivants : Elles augmentent la plage de fonctionnement, notamment pour les faibles vitesses de vent où le maximum de puissance est converti. Indirectement la disponibilité et la puissance générée du système sont augmentées. Elles nécessitent un système d'orientation des pales simplié. En effet, la possibilité de contrôler la vitesse du générateur via le couple électromagnétique permet de réduire le rôle du système d'orientation des pales, qui interviendra essentiellement pour limiter la vitesse de la turbine et la puissance générée en présence de vitesses de vent élevées. En conséquence, pour de faibles vitesses de vent, l'angle d'orientation des pales devient xe. Elles réduisent les eorts mécaniques de par le fait que lors de variations du vent, la vitesse de la turbine est adaptée. L' "élasticité" ainsi créée permet d'amoindrir l'incidence des rafales de vent sur la puissance générée pour ce domaine de fonctionnement. Elles réduisent le bruit lors des fonctionnements à faible puissance car la vitesse est alors lente. Elles permettent une meilleure intégration de l'éolienne dans le réseau électrique. Pour transférer la puissance, il est plus intéressant de la renvoyer sur le réseau au moyen de deux convertisseurs électroniques de puissance reliés par un bus continu (La Fig. 1.8). Il existe également une technologie d'éolienne basée sur une génératrice asynchrone à rotor bobiné dans laquelle les bobinages rotoriques sont reliés à une résistance de dissipation via un redresseur à thyristor. Cette structure simpliée permet un réglage limité de la vitesse, ore peu de possibilité de réglage de la puissance générée et présente un rendement médiocre. [Fra05], [Aim03] 3. Eolienne à vitesse variable basée sur une machine synchrone Les éoliennes basées sur une génératrice asynchrone à rotor bobiné présentent l'inconvénient de nécessiter un système de bagues et de balais et un multiplicateur, induisant des coûts signicatifs de maintenance en particulier pour les projets o-shore situés en milieu salin. Pour limiter ces inconvénients, certains constructeurs ont développé des éoliennes 28 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique Eolienne à vitesse variable basée sur une machine asynchrone à double alimentation. [Rob06] Fig. 1.8 basées sur des machines synchrones à grand nombre de paire de pôles et couplées directement à la turbine, évitant ainsi le multiplicateur. Si de plus la génératrice est équipée d'aimants permanents, le système de bagues et de balais est éliminé. L'inconvénient de cette structure, représentée à la Fig. 1.9, est qu'elle nécessite pour sa connexion au réseau des convertisseurs de puissance dimensionnés pour la puissance nominale de la génératrice. Cet inconvénient est cependant un avantage du point de vue du contrôle de l'éolienne. En eet, l'interfaçage avec le réseau peut être entièrement contrôlé via le convertisseur connecté à ce réseau, tandis que le convertisseur connecté à la génératrice permet de contrôler la puissance générée par celle-ci en limitant le pitch control à une fonction de sécurité par grand vent. [Sau04], [Sau05] Eolienne à vitesse variable basée sur une machine synchrone à grand nombre de paires de pôles. [Rob06] Fig. 1.9 1.4. Problématique de la distribution d'énergie électrique 29 1.4.4.3 Photovoltaique Principe : La conversion directe de l'énergie lumineuse en énergie élec- trique, soit L'eet photo-voltaïque été découvert par le physicien français Becquerel en 1839.[Bub98] Cette conversion est assurée par les cellules photo-voltaïques qui sont le 2 2 plus souvent composées de silicium avec un ecacité de 120 W/m (100 W/m en 1999).[ES07] Composantes d'une centrale PV : 1. Les modules PV Le module photo-voltaïque est composé de cellules photo-voltaïques qui sont montées en série ou en parallèle. Le module fournit un courant électrique continu. Le montage en série est préférable au montage en parallèle car il augmente la tension et génère donc, à puissance constante, moins de pertes en ligne. Un module est caractérisé par sa puissance nominale, appelée puissance crête (Pc) qui s'exprime en watts (W). La Pc correspond à la puissance délivrée par le module dans des conditions spéciques ◦ d'éclairement (un midi solaire en plein été) et de température (25 C). 2 10 m de modules PV = 1,2 kWc [ES07]. Le module est soit superposé au bâti existant soit intégré à l'architecture où il prend part aux fonctions de clos et de couvert. Une norme garantit la qualité de la technologie multicristalline : NFCEI 61215. Certains fabricants garantissent, pendant 20 ans, le rendement du module PV à 95 % de sa valeur de départ. La durée de vie des modules est estimée à plus de 20 ans. 2. L'Onduleur : L'onduleur transforme le courant électrique continu produit par les cellules PV en courant électrique alternatif ; semblable à celui qui est délivré par le réseau. En cas d'absence ou de défaillance du réseau, l'onduleur se déconnecte automatiquement pour des raisons de sécurité : c'est la protection de découplage qui permet de réduire fortement le risque d'électrocution lorsque des techniciens font une opération de maintenance sur le réseau. L'insertion d'énergie à caractère aléatoire dans un réseau isolé pose des problèmes plus contraignants que dans un grand réseau continental interconnecté.[EDF06]. La puissance fournie par ces générateurs est par nature aléatoire. Les variations de vents ou d'ensoleillement se traduisent par de fortes variations de 30 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique (a) structure générale (b) détail sur la connexion d'un panneau Fig. 1.10 Système photo-voltaïque connecté au réseau. [Pan04] puissance fournie. Ces variations de puissance sont susceptibles de provoquer des variations de fréquence et de tension. Cette instabilité de la production aléatoire peut être atténuée par le foisonnement de l'ensemble des générateurs raccordés sur le territoire. Mais sur des zones géographiques limitées comme celles des systèmes électriques insulaires, ce foisonnement reste limité. Un autre phénomène est à considérer avec certaines technologies : certains générateurs se protègent des incidents réseau en se déconnectant dans des temps courts inférieurs à ceux des autres moyens de production. Ainsi, un court-circuit sur une ligne HTB, qui crée un creux de tension généralisé sur le territoire, peut provoquer la déconnexion brutale de l'ensemble de ce type de générateurs, entraînant un décit de production après l'élimination du défaut. De même, la perte d'un moyen de production, qui crée une baisse de fréquence, peut provoquer la déconnexion brutale de ce type de générateurs. Le manque de production est ainsi aggravé. 1.5. L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 1.5 31 L'électronique de puissance dans les réseaux du futur Ces dernières années les réseaux électriques ont déjà connu un accroissement considérable des interconnexions et ont été exploités de plus en plus près de leurs limites de stabilité et de sécurité en raison des contraintes économiques et d'une opposition croissante à la construction de nouveaux ouvrages (lignes, centrales) dans des zones à forte densité de population. Les perturbations inévitables telles que les courts-circuits, les indisponibilités momentanées de lignes, de générateurs ou de transformateurs ainsi que les pertes dans les lignes et les aléas de consommation peuvent aecter le réseau à tout instant et l'amener en dehors de sa zone de stabilité. Les moyens classiques de contrôle des réseaux (transformateurs à prises réglables en charge, transformateurs à décalage d'angle, condensateurs et inductances additionnelles commutés par disjoncteurs pour la compensation série ou parallèle, modication des consignes de production de puissance active et réactive des générateurs et changement de la topologie du réseau) pourraient dans l'avenir s'avérer trop lents et insusants pour répondre ecacement aux perturbations du réseau. 1.5.1 Les systèmes FACTS et HVDC pour le contrôle des réseaux Des systèmes de contrôle rapide des réseaux utilisant les ressources oertes par l'électronique de puissance et la micro-électronique de commande ont été récemment étudiés et réalisés, et sont actuellement pour certains en application normale, pour d'autres, en applications pilotes ou à l'état de prototypes. Ces systèmes sont désignés par l'acronyme général FACTS (Flexible Alterna- tive Current Transmission Systems ), on peut y ajouter les liaisons à haute Voltage Direct Current ) qui ont démontré tension continue dite HVDC (High leur abilité depuis des décennies pour des transmissions sur longues distances (supérieures à 1000 km en aérien et à 100 km en câbles souterrains ou pour des liaisons asynchrones). Ces liaisons à courant continu ont prouvé aussi que par action rapide sur les convertisseurs électroniques, elles pouvaient améliorer le comportement des réseaux en matière de stabilité et d'amortissement d'oscillations, et qu'elles constituaient aussi un moyen d'augmenter la exibilité des réseaux à courant alternatif et pouvaient donc intervenir dans leur contrôle. L'utilisation de liaisons à courant continu pourrait augmenter dans l'avenir, surtout dans la mesure où il serait fait usage de convertisseurs à éléments 32 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique entièrement commutables (GTO, IGBT, IGCT) à modulation de largeur d'impulsions (MLI) permettant de réaliser des caractéristiques de réglage quelconques. Ces convertisseurs MLI permettent de réaliser de véritables génératrices statiques à courant alternatif, qui sont capables de fournir ou d'absorber de la puissance réactive et dont la tension est contrôlable. Les liaisons en cour rant continu récentes sont connues sous l'appellation HVDC LIGHT . Elles orent de nombreux avantages par rapport aux convertisseurs traditionnels à thyristors utilisant la commutation naturelle. En eet, elles ne requièrent pas l'installation de coûteux ltres d'harmoniques, ni de source d'énergie réactive, ni d'échange d'informations entre les deux convertisseurs de la liaison. Il faut toutefois mentionner que leur puissance n'atteint pas encore celle des systèmes r à thyristors. Une première mondiale de ce type de liaison HVDC LIGHT a été installée sur l'île de GOTLAND en Suède en 1999[Axe99]. Elle transporte sur une distance de 50 km une puissance de 50 MW provenant d'un parc d'éoliennes. La liaison est constituée de deux câbles fonctionnant respectivement à + 80 kV et - 80 kV. Les convertisseurs MLI connectés aux deux extrémités génèrent des tensions triphasées à 80 kV environ. Si actuellement le transport en courant continu n'est généralement pas adapté aux réseaux européens compte tenu des distances précitées, sauf pour des applications particulières (par exemple des traversées sous-marines), elles pourraient toutefois dans l'avenir être envisagées au vu de l'extension du réseau européen et aussi pour résoudre des problèmes particuliers en utilisant r notamment des systèmes HVDC LIGHT . A ce point de vue, il faut signaler un projet au Danemark de liaison à courant continu pour relier au réseau 50 Hz une importante ferme d'éoliennes, analogue au système sur l'île GOTLAND en Suède, et un projet de liaison à courant continu (500 kV, 4 GW) de 1 800 km entre l'Ouest et l'Est de l'Europe (de Barken à Smolensk) à connexions multiples. Les liaisons à courant continu avec câbles souterrains sont envisageables dans les applications suivantes : liaisons entre de petites unités dispersées (ferme d'éoliennes, ensemble de centrales au l de l'eau,. . .) et la liaison de celles-ci au réseau principal ; la fourniture d'électricité dans des îles, actuellement des systèmes de 10 à 60 MW de puissance avec des câbles à 100 kV sont réalisables ; fourniture d'électricité dans des grandes agglomérations en expansion rapide ; fourniture d'électricité à des utilisateurs éloignés du réseau principal. Signalons encore que parmi les FACTS, le compensateur statique d'énergie réactive dit SVC, pour Static Var Compensator, est utilisé depuis une dizaine d'années en grand nombre dans des réseaux de par le monde, principalement pour assurer le maintien du niveau de tension. Ces SVC utilisent le thyristor 1.5. L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 33 comme composant électronique de puissance, alors que les systèmes FACTS les plus récents mettent en ÷uvre des convertisseurs de type source de tension avec les nouveaux composants GTO (Gate Bipolar Thyristor ) ou IGCT Turn O ), IGBT (Insulated Gate (Insulated Gate Controlled Thyristor ) comman- dables tant à l'allumage qu'à la coupure. Ces nouveaux dispositifs sont en application ou en essai essentiellement aux Etats-Unis et au Japon, et n'existent encore qu'en nombre limité. Nous nous bornerons dans ce chapitre à présenter une classication succincte des FACTS : Une première classe qualiée de systèmes mixtes est constituée par des systèmes classiques de contrôle (transformateurs à prises, transformateurs décaleurs de phase, banc de condensateurs) dans lesquels les interrupteurs mécaniques ont été remplacés par des interrupteurs électroniques à semi-conducteurs utilisant des thyristors ; Deux autres classes sont basées sur l'utilisation de convertisseurs électroniques de puissance. Deux structures sont retenues en pratique : 1. le gradateur en courant alternatif ou réactance contrôlée par thyristors associée à un banc de condensateurs à commutateurs électroniques (le contrôle de l'inductance est réalisé par modication de l'instant d'allumage des thyristors). Cette structure a donné les systèmes suivants : le SVC (Static Var Compensator ) à placer en parallèle sur le circuit à compenser le TCSC (Thyristor Controlled Series Compensator ) à placer en série avec le circuit à compenser. 2. l'onduleur à source de tension permettant de réaliser une tension alternative de phase et d'amplitude réglables. Ces sources de tension sont Advanced Series Compensator ) soit en parallèle (SVG : Static Var Generator ). Le système UPFC (Unied Power Flow Controller ) combine à la fois la placées soit en série pour une compensation série (ASC or compensation série et la compensation parallèle. C'est le système FACTS le plus puissant, dans la mesure où il permet de régler 3 grandeurs du réseau. Le Tab. 1.3 donne un inventaire des systèmes en service à l'heure actuelle dans les réseaux, ainsi que leurs fonctions. Les systèmes FACTS et les liaisons à courant continu permettent certainement de résoudre dans les réseaux maillés des problèmes de contrôle de la qualité de la tension, d'amortissement des oscillations, d'amélioration de la répartition des transits de puissance et de stabilité. Dans les réseaux euro- 34 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique SVC Type de facts Nombre en application Fonctions Niveau de puissance plus de 200 (partout dans le monde) TCSC TSSC SVG UPFC 2(USA) 1(USA) 12(11 Japon, 1 USA) 1(USA) Contrôle Test de techCompensation transit de nologie de variation puissance rapide de la charge Amortissement réactive de résonance subsynAmortissement chrone de résonance Contrôle des subsynoscillations chrone de puissance Contrôle de tension Contrôle des oscillations de puissance Contrôle de Utilisation tension optimale Contrôle des des moyens oscillations existants de puissance Démonstration Compensation de nouvelles de variation technologies rapide de la charge réactive 300 à 800 Mvar 50 à 500 Mvar 2 x 160 Mvar Inventaire des systèmes en service de l'heure actuel dans les réseaux et leurs fonctions Tab. 1.3 SVC : Static Var Compensator TCSC : Thyristor Controlled Series Capacitor TSSC : Thyristor Switched Series Capacitor SVG : Static Var Generator UPFC : Unied Power Flow Controller péens, la maîtrise de la qualité de la tension est sans doute l'application la plus probable, notamment en présence de fortes charges perturbatrices. Il est important de signaler que si les systèmes FACTS permettent d'accroître les capacités de transits des lignes, en les exploitant à leurs limites thermiques, ils ne constituent pas pour autant des substituts aux lignes et conduisent dans cette application à une réduction des réserves disponibles en cas d'incident et donc à une certaine fragilisation du réseau. Une utilisation temporaire pourrait cependant s'avérer une application intéressante pour régler des problèmes de congestion. Signalons à ce propos une application aux Etats-Unis en Arizona, où un système FACTS de compensation série (TCSC) de l'impédance d'une ligne de 300 km à 230 kV a permis 1.5. L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 35 de porter la capacité de transit de cette ligne de 300 MW à 400 MW. Enn si les systèmes FACTS sont surtout destinés au réseau de transport, des applications en réseau à moindres tensions sont envisageables pour résoudre des problèmes liés notamment aux nouvelles contraintes nées de la production décentralisée. Signalons que des applications en réseaux ferroviaires 50 Hz, 25 kV sont actuellement à l'étude en Europe, dans le but de réaliser une compensation rapide de la chute de tension dans les sous-stations d'alimentation des caténaires des trains à grande vitesse, et de compenser le déséquilibre du réseau triphasé d'alimentation tout en ltrant les harmoniques. Ces nouveaux systèmes de contrôle sont certainement à prendre en considération pour la préparation des futurs plans d'équipement des réseaux électriques. 1.5.2 Transmission de l'énergie électrique par HVDC Dans ce chapitre, nous allons expliquer les raisons pour lesquelles la considération des systèmes HVDC apporte un intérêt dans la transmission de puissance par rapport à un transport alternatif. Nous présentons en suite le développement d'utilisation des systèmes HVDC avec le progrès dans le domaine d'électronique de puissance. Enn nous allons montrer les applications de transmission DC et leurs problèmes techniques. 1.5.2.1 Introduction Un peu d'histoire : En 1882 la Edison Electric Light Company de Thomas Edison fonde la première centrale électrique du monde à base de 6 dynamos Jumbo le 4 septembre pour produire du courant continu dans le quartier de Wall Street de Manhattan, d'une capacité de 1 200 lampes pour éclairer 85 maisons, bureaux ou boutiques.[edi] La première transmission en courant continu date de 1954, il s'agissait d'une liaison entre l'île de Gotland, en mer Baltique, et la Suède de 20 MW, 200 A, 100 kV. Bien évidemment les composants utilisés étaient des valves à vapeur de mercure. Cette première réalisation a permis d'initialiser le concept de ce type de transmission : les câbles, les redresseurs, le contrôle et d'identier les impacts sur les réseaux raccordés. La venue sur le marché, au début des années 60 des thyristors a favorisé l'essor de cette technique. Rapidement les valves à vapeur de mercure ont été abandonnées à leur prot. En 1970 on comptait plus d'une dizaine de transmissions HVDC dans le monde. En 1997, il y avait plus de 50 systèmes HVDC à travers le monde et beaucoup d'autres en phase de conception ou de construction [Dor97]. Aujourd'hui, plus de cent 36 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique cinquante liaisons ont été construites dans le monde. La Fig. 1.11 montre la croissance des projets de transport d'énergie électrique en HVDC dans le monde selon la puissance maximale en fonction de l'année. 7 Puissance (GW) 6 5 4 3 2 1 0 1 920 1 940 1 960 1 980 2 000 2 020 L'évolution de la puissance transmise en HVDC selon la commission IEEE de transport et distribution. Fig. 1.11 Cette croissance est due au développement rapide dans le domaine d'électronique de puissance qui a permis de réaliser ces projets. 1.5.2.2 Les composants du système HVDC Les composants qui constituent un système HVDC, sont les suivants : 1. Les interrupteurs de puissance sont associés pour former des valves. Celles-ci eectuent la conversion AC-DC et elles sont l'élément principal de tout convertisseur HVDC. Chaque valve unique se compose d'un certain nombre de composants (IGBT, par exemple) connectés en série ; 2. Les transformateurs qui modient le niveau de tension : 3. L'inductance de lissage, dont les principales fonctions sont : Limitation des courants de défaut continus ; Prévention de la résonance dans les circuits à courant continu. 4. Les ltres d'harmoniques, du côté AC d'une station de conversion HVDC, qui ont deux fonctions principales : Absorber les courants harmoniques générés par les convertisseurs HVDC ; 1.5. L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 37 Fournir de la puissance réactive. En outre les ltres d'Harmoniques actifs peuvent être un complément aux ltres passifs en raison de leur meilleure performance. 5. Parafoudre, dont la tâche principale est de protéger l'équipement des surtensions ; 6. Circuit de transmission DC, qui comprend la ligne de transmission DC, des commutateurs à fort courant continu et l'électrode de terre ; 7. Système de Contrôle et Protection. Fig. 1.12 Les composants d'un système HVDC.[Lar05] 1.5.2.3 Les points clés de la transmission en courant continu 1. Le premier des points clés est bien entendu économique. La décision de construire une transmission ou une connexion HVDC n'est prise qu'après d'assez lourdes études prenant en compte, dans une pluralité de situations, les besoins de transfert de puissance. La puissance moyenne étant de l'ordre du GW, très vite les questions relatives au coût d'exploitation apparaissent et en particulier le coût des pertes. Il correspond sur la durée de vie de l'équipement à un manque à gagner pour l'exploitation. Cela signie que lors d'une soumission, ce coût des pertes vient s'ajouter au coût du matériel, des études, de la construction et de la mise en service ; 2. Le second point clé est en relation avec la disponibilité d'exploitation des transmissions ou connexions. Il est bien clair que la disponibilité est en relation avec la abilité et la maintenabilité des installations. La disponibilité demandée, dans les cahiers des charges, est globalement supérieure à 99%. La disponibilité pour le service est égale au quotient : heures de disponibilité pour le service / heures de la période considérée. 38 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique La abilité des matériels, nécessaire pour réaliser ces objectifs de disponi- bilité, est obtenue au moyen de deux axes principaux de conception : D'une part en mettant en ÷uvre les composants qui permettent de respecter une rigoureuse coordination des isolements face aux perturbations les plus sévères des réseaux ; D'autre part avec la mise en ÷uvre de contrôles redondants. Car c'est 2 bien à ce niveau que les MTBF sont les plus faibles. 1.5.3 Les technologies de transport de l'électricité Aux débuts de l'électricité, les deux grandes technologies de transport de l'électricité, en courant continu et en courant alternatif, ont été en concurrence. Mais le courant alternatif l'a emporté assez vite de par la facilité qu'il ore de changer de tension (le transformateur) et de la relative simplicité qu'il présente pour la production d'électricité (l'alternateur). Pour le courant continu, et en simpliant quelque peu, on peut dire que c'est plus compliqué et aujourd'hui, il faut disposer d'un étape intermédiaire en courant alternatif. Par contre le courant continu reste en lice dans le domaine du transport de l'électricité, en particulier sur longues distances. Voici une comparaison économique, en investissement seul pour simplier, pour 1000 MW à transporter en ligne aérienne à courant alternatif, en câble souterrain à courant alternatif, et en câble souterrain à courant continu. En souterrain, la bascule entre alternatif et continu se fait vers 50-60 km [Mes08a]. Fig. 1.13 Câble AC vs. Câble DC.[Mes08a] Généralement, les coûts d'investissement d'une ligne aérienne à courant continu DC 2 Mean sont supérieurs par rapport à une ligne Time Between Failures AC , surtout à cause des 1.5. L'électronique de puissance dans les réseaux du futur 39 stations de conversion. L'aérien est moins cher (une liaison aérienne à courant continu serait plus chère que l'aérien alternatif jusqu'à 500 km environ). La Fig. 1.14 montre la structure de coût des éléments de réseau en courant continu et en courant alternatif. 900 800 C al A tot t û Co l DC tota Coût Le coût [M€] 700 600 [3] 500 (3) 400 [2] 300 (2) 200 [1] 100 (1) 0 0 200 400 500 600 La dist ance [km] 800 1 000 Comparaison des coûts de lignes aériennes AC et DC en incluant les pertes. (1) coût des stations, (2) coût des lignes, (3) coût des pertes.[Lar05] Fig. 1.14 En bref, les lignes DC présentent une solution pratique dans des conditions particulières, où les lignes AC ne sont pas une solution acceptable. Donnons quelques exemples pour illustrer cette comparaison : 1. Les deux câbles de 700 MW entre le Maroc et l'Espagne, mis en service en 1997 et 2006, ont en moyenne 27 km de long, pour des liaisons de longueur totale 60 km. Ils sont donc en courant alternatif [Mes08b] ; 2. Il faut aller par exemple en Chine pour trouver de grands projets aérien à courant continu : Xiangjiaba-Shanghai pour 6400 MW sur 2071 km ! [Yua08] Sur un plan qualitatif, les liaisons à courant continu présentent des avantages certains : Pour la répartition sur un réseau maillé, le courant alternatif est à la merci de la seconde loi de Kirchho, en particulier en cas d'incident ceci peut provoquer des phénomènes incontrôlés [Mer08] ; En courant continu, les ux ne dépendent que des consignes aux deux extrémités de la liaison ; Pour la stabilité, les alternateurs d'un réseau alternatif doivent avoir des vitesses rigoureusement identiques. Ces contraintes de stabilité rendent 40 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique le système vulnérable aux incidents. Une liaison à courant continu est asynchrone et n'impose rien aux vitesses des alternateurs à ses deux extrémités ; Pour les courants de court-circuit, ceux-ci sont accrus par le développement du maillage et des puissances en courant alternatif. Une liaison à courant continu permet un apport de puissance sans augmentation du courant de court-circuit. Malgré ces avantages, les liaisons à courant continu ne se sont vraiment développées que dans des circonstances particulières : liaisons sous-marines, liaisons longues distances. En eet, le réseau alternatif a été dès le début incomparable pour mutualiser les moyens tant de production que de transport, ce qui est un élément clef de la résistance aux chocs que sont les incidents. Et, si les technologies à courant continu ont beaucoup progressé au cours des quarante dernières années, les technologies à courant alternatif ont aussi évolué. Avec les technologies d'il y a quarante ans, on ne pourrait pas exploiter le réseau dans les conditions actuelles. Les progrès ont favorisé l'alternatif dans deux domaines : La rapidité et la abilité des protections qui visent tout à la fois à déconnecter les zones du réseau siège d'un défaut, et à protéger les zones saines ; La régulation des groupes turbo-alternateurs permet d'assurer la stabilité des machines dans des conditions jugées naguère irréalisables. 1.5.4 Les avantages et les applications du HVDC et du HVDC Lightr 1. Interconnexions. Les projets de l'Union Européenne et des Etats-Unis pour améliorer le transport d'énergie, suite aux coupures à grande échelle, se sont traduits par le développement de plans supplémentaires pour de nouvelles interconnexions et davantage d'interconnexions transfrontalières ainsi que par des demandes de réseau plus able. L'élargissement de l'Union Européenne en mai 2004 a ouvert la porte à de nouveaux réseaux d'énergie transnationaux. La volonté des Etats Baltes, par exemple, de créer un système en boucle qui permette de connecter tous les réseaux de cette région montre l'importance des interconnexions et le rôle vital que le HVDC peut jouer. Des interconnexions entre l'Europe et l'Afrique du Nord sont également envisagées ; 2. Prévention des coupures. Les lignes HVDC ne peuvent pas être mises en surcharge. La technologie HVDC permet de maîtriser le débit de l'énergie transportée. Avec le HVDC, l'énergie peut ainsi faire l'objet de 1.6. Les perturbations électriques dûes à la foudre 41 transactions commerciales entre des réseaux indépendants, supprimant les défaillances et compensant les uctuations de tension ; 3. Retour d'alimentation rapide. Outre les avantages du HVDC traditionnel, le HVDC Light ore également une possibilité appelée 'black start' qui permet d'alimenter des réseaux qui ont connu une coupure d'alimentation totale. Par exemple, le câble Cross Sound HVDC Light qui relie Long Island et le Connecticut, a été mis en fonction très rapidement après les coupures d'énergie qu'a connu l'Est des Etats-Unis à la miaoût 2003, permettant un retour rapide et ecace de l'électricité chez des milliers de consommateurs locaux ; 4. Transport performant sur longues distances. Des exemples en Australie, au Brésil, en Chine, en Europe et aux Etats-Unis démontrent l'ecacité sur longue distance de la technologie HVDC d'ABB. Les pertes en ligne sont nettement moins importantes qu'avec la technologie HVAC classique ; 5. L'intégration de sources d'énergie renouvelables dans les réseaux. Le HVDC est la technologie idéale pour une intégration ecace dans les réseaux de l'électricité générée par les sources d'énergie renouvelables. Elle est particulièrement adaptée au transport de l'énergie produite par des éoliennes oshore à des réseaux terrestres et pour les connexions avec des installations oshore, telles que des plates-formes pétrolières avec les réseaux terrestres ; 6. Avantages pour l'environnement. En favorisant un transport d'énergie souterrain et sous-marin, le système HVDC Light ore des avantages indéniables vis-à-vis de l'environnement. Par exemple, le projet Muraylink en Australie la plus longue interconnexion haute tension souterraine au monde avec 177 km a remporté la "2002 Case EARTH Award for Environmental Excellence" pour les meilleures pratiques et innovations dans la gestion environnementale de projets de génie civil. 1.6 Les perturbations électriques dûes à la foudre Les surtensions induites par la foudre dans les réseaux d'énergie électriques et les réseaux de communication sont de nos jours l'une des causes principales des problèmes de qualité d'énergie fourni aux consommateurs et de compatibilité électromagnétique. Ces dernières années, en raison de la demande croissante d'une meilleure qualité d'énergie électrique corrélée avec l'utilisation répandue de dispositifs électroniques sensibles connectés aux lignes de distribution, la protection contre des perturbations induites par la foudre est devenue d'une importance primordiale. Par conséquent, l'évaluation précise des 42 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique surtensions induites par la foudre est devenue essentielle pour une protection ecace des systèmes électriques et électroniques. En outre, les composants électroniques sensibles utilisés dans les systèmes de communication et dans les réseaux électriques peuvent subir des perturbations à des niveaux de plus en plus bas d'interférences électromagnétiques induites. En conséquence, le problème de l'évaluation des perturbations induites par la foudre dans les câbles souterrains a récemment attiré plus d'attention comparé au passé. On distingue quatre types principaux de perturbations, d'origine naturelle ou articielle, pouvant induire dans les équipements électriques, électroniques et électrotechniques des surcharges momentanées ; ce sont : 1. les perturbations associées aux décharges électrostatiques (DES ) ; 2. les perturbations associées à l'impulsion électromagnétique (IEM ) résultant d'une explosion nucléaire ; 3. les perturbations de source inductive, correspondant à l'inuence directe ou à la commutation de circuits inductifs (relais,transformateurs, moteurs, etc.) ; 4. les perturbations associées aux coups de foudre. Ces surcharges sont en général représentées, dans un circuit donné, par trois types de caractéristiques : les caractéristiques temporelles décrivant leur évolution dans le temps ; les valeurs maximales atteintes soit pour la tension, soit pour le courant ; leur énergie. Dans notre travail nous allons étudier les surtensions provoquées par les perturbations associées aux coups de foudre. Premièrement, nous présenterons en bref le mécanisme de la foudre puis ses eets sur les systèmes électroniques, enn nous allons expliquer les surtensions induites par un coup indirect de foudre et un modèle d'un générateur d'essai sera présenté au chapitre 3 an de produire des chocs de surtensions induites. 1.6.1 Présentation de la foudre La foudre est dénie par le passage d'un courant transitoire très important entre deux points normalement isolés de l'atmosphère. La foudre se produit entre un nuage et le sol, entre deux nuages ou entre deux zones chargées au sein d'un même nuage. Ces charges stockées sont, selon toute vraisemblance, générées par les mouvements d'air chaud dans un nuage en formation [Fis90]. Les mesures eectuées montrent que la répartition des charges dans le nuage est complexe. Néanmoins, la partie supérieure du nuage a une charge globalement négative, la base est majoritairement positive et des poches positives et négatives occupent le milieu de la structure. 1.6. Les perturbations électriques dûes à la foudre 43 Une observation plus ne montre que cette répartition globale des charges est modiée par les courants d'air internes au nuage. Ils ont tendance à grouper les charges sous forme de cellules positives et négatives juxtaposées. Ces cellules ont une durée de vie de l'ordre de 30 minutes et une charge de plusieurs centaines de Coulombs. Lorsque la diérence de potentiel entre le sol et le nuage devient supérieure à la rigidité diélectrique de l'air (généralement estimée entre 10 et 30 kV/cm suivant le taux d'humidité), l'arc se développe [Lar95]. Tout d'abord, une colonne d'air ionisée (pilot stream) se forme et se rapproche du sol. Après une extension de 30 à 50 m de cette colonne, une décharge plus intense, le précurseur (stepped leader), se forme et permet au pilot stream de continuer sa progression d'un bond supplémentaire de 30 à 50 m. La période de ces bonds évolue d'une centaine de microsecondes au moment de l'amorçage jusqu'à entre 5 et 10 µs lorsque la colonne approche du sol [Lar95]. Quand le précurseur se rapproche du sol, la charge positive locale du sol se concentre (plus précisément les charges négatives présentes dans cette région sont repoussées). Une fois le champ électrique susant, un canal ionisé part du sol (streamer) en direction du précurseur. Quand ces deux canaux se rencontrent, les charges se neutralisent et créent un chemin de basse impédance qui permet à un courant de plus en plus important de transiter du nuage vers le sol (arc en retour ou return stroke). C'est cette zone fortement conductrice qui crée le ash associé à l'éclair. 1.6.2 L'énergie de la foudre Est-il intéressant de capter l'énergie de la foudre ? C'est là une question souvent posée. On pourrait croire en eet que l'énergie électrique dissipée par les orages est importante. En réalité, s'il est exact que la puissance instan6 7 tanée de la foudre est énorme (10 à 10 MW), la puissance moyenne reste relativement modeste. Pour s'en convaincre, il sut d'intégrer l'énergie dissipée annuellement par l'ensemble des coups de foudre frappant le territoire français. En se basant sur une diérence de potentiel nuage-sol de 100 MV et une charge moyenne par éclair de 20 C, on arrive à une puissance permanente de moins de 100 MW (si on tient en considération qu'environ 1 million de coups de foudre frappent le sol de France par an), soit moins du dixième d'une tranche nucléaire moderne. De plus, on imagine les dicultés techniques qu'il faudrait résoudre pour capter une énergie aussi diuse et aléatoire que celle de la foudre [Rac04]. L'ordre de grandeur de l'énergie de la foudre est de quelques centaines de kilowatts-heure par choc (environ 280 kWh, en incluant l'énergie de l'onde rayonnée magnétiquement). Il y a entre 1 et 2 millions de chocs par an en France. Ainsi, si cette énergie était récupérée et partagée entre 44 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique les 65 millions d'habitants de ce pays, chacun obtiendrait une part de l'ordre de 6 kWh par an. 1.6.3 Eets de la foudre Ils sont de trois ordres : thermique, mécanique et électrique. Les eets thermiques correspondent à la dissipation de l'énergie sous forme de chaleur ; ils ne sont importants que pour des matériaux mauvais conducteurs ou humides ; en particulier, la vaporisation de l'eau dans un sol humide peut provoquer l'écrasement d'un câble souterrain. Les eets mécaniques sont : d'une part, l'onde de choc (coup de tonnerre) résultant de la détente brusque de l'air porté à 30 000 daN dans le canal ionisé ; d'autre part, la force électromagnétique due au champ magnétique créé par la circulation du courant de foudre dans le canal ionisé. Les eets électriques proviennent des très fortes diérences de potentiel dues à deux causes : la circulation du courant de foudre, de loin la plus importante ; l'induction électrique correspondant au champ électrique ; elle est, par exemple, responsable de l'apparition de surtensions entre un équipement mis à la masse et son boîtier qui ne l'est pas. 1.6.4 Eets d'un coup de foudre direct sur un réseau électrique Lorsqu'un coup de foudre frappe un conducteur d'une ligne, tout se passe comme si l'arc en retour se comportait comme un courant injecté dans le conducteur. Ce courant se répartit par moitié de part et d'autre du point d'impact, et chacune de ces moitiés va se propager le long du conducteur. Les lois de propagation des ondes mobiles enseignent qu'à toute onde de courant est nécessairement associé une onde de tension, et réciproquement. Dans le cas d'un foudroiement direct d'un conducteur d'une ligne aérienne, compte tenu des fortes intensités des courants de foudre, l'onde de tension associée se caractérise par des amplitudes considérables, de l'ordre de quelques MV. Aucune isolation économiquement acceptable ne peut supporter de pareilles surtensions : dans le cas des lignes, ce sont les chaînes d'isolateurs, auxquelles sont suspendus les conducteurs, qui constituent les points d'isolement les plus faibles, de sorte qu'un amorçage va immanquablement se produire au niveau de la première chaîne rencontrée par l'onde de tension. Cet amorçage est une violente étincelle, qui n'est autre chose qu'un canal ionisé conducteur, et par lequel va pouvoir passer le courant d'arc en retour, puis un intense courant alimenté par le réseau : ce courant que l'on désigne par courant de 1.6. Les perturbations électriques dûes à la foudre 45 suite, est en fait un courant de court-circuit, et le seul moyen dont on dispose pour l'éliminer est l'ouverture des disjoncteurs aux deux extrémités de la ligne. 1.6.5 Les surtensions Ce sont des perturbations qui se superposent à la tension nominale d'un circuit. Elles peuvent apparaître : entre phases ou entre circuits diérents, et sont dites de mode diérentiel, entre les conducteurs actifs et la masse ou la terre et sont dites de mode commun. En fait, les risques se situent essentiellement au niveau des dysfonctionnements, de la destruction de matériel et, en conséquence, de la non continuité de service. Ces eets peuvent apparaître sur les installations des distributeurs d'énergie ou sur les installations des utilisateurs. Leur caractère varié et aléatoire les rend diciles à caractériser et n'autorise qu'une approche statistique en ce qui concerne leur durée, leurs amplitudes et leurs eets. Le Tab. 1.4 présente les principales caractéristiques de ces perturbations. Type de surtension (cause) Coecient de surtension MT-HT Durée Raideur du front, fréquence Amortissement √ longue >1s fréquence industrielle faible A fréquence industrielle (défaut d'isolement) ≤ De manoeuvre (interruption de court-circuit) 2à4 court 1 ms moyenne 1 à 200kHz moyen Atmosphérique (coup de foudre direct) >4 très court 1 à 10 µs très élevée 1000 kV/µs fort Tab. 1.4 3 Caractéristiques des diérents types de surtensions.[Ful92] 46 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique 1.6.6 Les origines des surtensions transitoires Les surtensions sont la cause des dommages indirects provoqués par la foudre : dégâts aux installations et appareils électriques, électroniques, téléphones, télévision...Mais si la foudre est l'une des causes fréquentes de surtension, elle n'en est pas la seule. Les origines des surtensions : 1. La foudre par impact sur les lignes aériennes. En tombant sur la ligne, la foudre crée une onde de courant de plusieurs milliers d'ampères qui provoque une surtension sur les appareils raccordés à la ligne ; 2. La foudre par impact sur la terre. En tombant sur le sol, la foudre provoque une remontée de potentiel électrique de la terre qui entraîne des surtensions dans les câbles souterrains et les prises de terre des maisons ; 3. La foudre par rayonnement. Le champ électromagnétique créé par la foudre-plusieurs milliers de volts par mètre à plus d'un kilomètre de son point de chute-crée des surtension sur les lignes et les équipements électriques qui s'étendent à plusieurs kilomètres autour du point de chute ; 4. Les parasites industriels. Ils sont créés par des postes à soudure, des lampes à décharges, des moteurs, des fours à arc... ; 5. Les manoeuvres de l'EDF. Le couplage est principalement de type galvanique pour les phénomènes de manoeuvres. Les surtensions engendrées par la foudre sont couplées soit galvaniquement (coup de foudre éloigné sur le réseau de distribution électrique) soit par induction (coup de foudre sur le bâtiment ou dans le voisinage). Les surtension engendrées par les manoeuvres ou la foudre sont caractérisées par un niveau d'énergie généralement élevé. Lors d'un foudroiement direct ou dans le voisinage, des surtensions sont induites entre les diérents câbles connectés à un équipement. L'amplitude de ces surtensions dépend du facteur de couplage entre le(s) conducteur(s) du courant de foudre et la boucle d'installation engendrée par les câbles ainsi que la vitesse de variation du courant de foudre (di/dt). Le facteur de couplage dépend principalement de la distance et de la surface de boucle. 1.6.6.1 Eets des surtensions 1. Claquages : Le phénomène de claquage se produit chaque fois qu'une tension dépasse la tension d'isolement. Très souvent, le claquage se produit entre un conducteur actif et des masses métalliques reliées à la terre. Le claquage dans l'air qui se manifeste par l'amorçage d'un arc est, conformément à ce qui précède, le dépassement de la tension de l'isolant air. 1.7. La Protection Electrique 47 Les phénomènes sont très facilement identiables. Les protections classiques sont ecaces ; 2. Destruction des composants électroniques : Il s'agit de phénomènes nouveaux dûs aux nouvelles techniques de fabrication des composants électroniques. Ces composants sont de plus en plus performants, de plus en plus rapides, de plus en plus microscopiques et de plus en plus sensibles aux surtensions ; 3. Sensibilité aux fronts raides : Les fronts raides se situent entre 1 000 V/µs et 100 000 V/µs. Pour simplier, l'évolution de la sensibilité des circuits actifs aux fronts raides est liée à l'augmentation de l'impédance des entrées. Ainsi, les transistors à eet de champ sont plus sensibles que les transistors bipolaires. Ceci s'explique par l'obligation pour la surtension d'écouler son énergie en créant un courant. Lorsqu'elle rencontre une impédance élevée, elle ne peut créer le courant, même inme, nécessaire à son amortissement et elle s'applique donc en totalité à la première jonction qu'elle rencontre. Dans les circuits intégrés, ces jonctions ont des dimensions de plus en plus petites et leurs tensions de claquage ont considérablement diminué ces dernières années. Ces explications sont simplistes et la réalité est beaucoup plus complexe, mais elles permettent aux concepteurs de prévoir certains phénomènes ; 4. Danger pour les personnes : Les pics de surtensions de durées très courtes sont totalement inoensifs, tout au plus, ils sont assimilables à une décharge d'électricité statique désagréable mais inoensive. 1.7 La Protection Electrique En présence d'une perturbation électrique, l'élément de protection idéal doit présenter : une limitation sans délai de la tension ou du courant à un niveau admissible par le circuit protégé ; une consommation minimale d'énergie en régime normal ; une dissipation maximale d'énergie en présence de perturbations. Ceci se traduit par un courant de fuite très faible pour un limiteur de tension et une résistance série la plus faible possible pour un limiteur de courant. Pendant la phase de limitation (en tension ou en courant), le composant doit pouvoir dissiper une énergie la plus élevée possible. 48 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique 1.7.1 La protection parallèle (en tension) Le principe de la protection en tension est d'éviter la propagation d'une tension anormalement élevée vers la charge. Le fonctionnement d'une protection parallèle : elle bascule d'un régime de forte impédance à un régime de faible impédance. Les causes de ces surtensions sont nombreuses. La fonction est couramment réalisée par des composants dits `écrêteurs' : diodes Zener, diodes à avalanche (Transils de ST Microelectronic), varistances. . . L'autre type de suppresseurs, dits dérivateurs, court-circuite l'alimentation ; ce comportement est celui des Trisils (ST Microelectronic), éclateurs à gaz. . . Les éléments limiteurs de tension présentent une caractéristique statique courant-tension non-linéaire qui peut souvent être décrite par une loi empirique de la forme : I = K.V α où K est une constante spécique au composant, α coecient de non-linéarité.[F.N01] Fig. 1.15 Illustration de la protection parallèle. La limitation des éléments non linéaires est la tension présente à leurs bornes en mode de protection. Cette tension est d'autant plus élevée que la non-linéarité est faible. Pour les dispositifs dérivateurs, c'est le courant traversant le composant de protection pendant la perturbation qui donne la limite de fonctionnement. Aucun composant ne présente une solution idéale et applicable dans tous les cas. Une rapide présentation des diérents composants utilisés contre les surtensions est proposée dans le tableau Tab. 1.5[Com00] 1.7.2 La protection série Un système de transmission d'énergie peut être le siège de surcharges soit en cas de défaut d'isolement, soit en cas de dégradation de l'impédance de la charge du dispositif. Une surtension peut apparaître dans le circuit, la protection parallèle permet d'en réduire l'eet. 1.7. La Protection Electrique Composant 49 Avantages · Dérivation de courant impor- tants · Bidirectionnelle Eclateur à gaz Composant semiconducteur à retournement(Trisil) Diode à avalanche de forte puissance(Transil) Tab. 1.5 · Tension d'amorçage élevée · Amorçage fonction de la vitesse · Capacité à évacuer des éner- Varistance Inconvénients gies importantes · Faible encombrement · Bidirectionnelle · Capacité à évacuer des énergies importantes · Bidirectionnelle · Faible élévation de la tension sur la ligne à protéger en régime de surcharge · Rapide d'apparition du défaut · Phénomène de vieillissement · Risque d'amorçage en dV/dt · Inuence sur le circuit en régime de surcharge (courant non limité) · Capable de n'absorber que des énergies faibles · Principaux dispositifs de protection parallèle PP.[Com00] Toutefois, le courant résultant de tel défaut peut atteindre des valeurs très importantes. La seule limitation étant l'impédance propre de l'installation et la capacité du générateur à délivrer la puissance à la charge dégradée. La fonction d'un dispositif de protection série est donc de limiter le courant lors de l'apparition d'un défaut dans un circuit. Une protection série doit avoir une impédance proche de zéro en fonctionnement normal et basculer en forte impédance en cas de surcharge. Plusieurs types de dispositifs de protection série existent, couvrant une large gamme de courant et de tension. Un dispositif de protection série doit présenter une impédance proche de zéro en fonctionnement normal (que l'on qualiera d'état passif ). En cas de surcharge, l'impédance doit être la plus élevée possible (le dispositif de protection est alors dans l'état actif ). On trouve classiquement des systèmes que l'on peut qualier de simples : fusibles, composants polymères (PolySwitch ®), supraconducteurs, bilames. Le dénominateur commun de tous ces systèmes est la notion de compensation série : variation de l'impédance d'un élément placé en série dans l'installation électrique. Pour le fusible et le bilame l'impédance ne peut prendre que deux valeurs, dans le cas du fusible le changement d'impédance est dénitif. La protection série est associée à une notion de puissance. On utilise couramment des dispositifs de coupure réversible (disjoncteur), ou non réversible 50 Chapitre 1. Les réseaux de distribution d'énergie électrique (fusibles) dont le pouvoir de coupure est plus ou moins élevé en fonction des dispositifs à protéger. Ces dispositifs sont capables d'évacuer des énergies importantes mises en jeu lors des défauts. Dans d'autres gammes de courants/tensions, des solutions sont accessibles à des dispositifs à base de semi-conducteurs (pour des tensions de l'ordre de 1 kV et des courants d'une centaine d'ampères). Fig. 1.16 Protection série. 1.7.2.1 Cahier des charges typique Deux points sont à prendre en considération pour le cahier des charges du composant : La chute de tension à l'état passant (sous courant nominal) doit être la plus faible possible pour limiter les pertes en conduction dans le composant, La puissance générée en régime de limitation ne doit pas provoquer la destruction du composant. On peut globalement dénir la fonction du composant : Etat passif : le courant passe si I<IMAX ; Etat actif : limitation du courant à I=IMAX Les besoins pour la réalisation d'un composant limiteur de courant sont les suivants : 1. une faible chute de tension à l'état passant ; 2. une tenue en tension élevée ; 3. un temps de réponse rapide. Les courants de court circuit peuvent être limités par des systèmes de régulation ; le fusible ne joue alors plus le même rôle : sa place est importante dans les installations sur le plan de la sécurité mais sa fonction devient celle d'un organe de coupure ultime, moins sélectif. Si de nouveaux composants avec des caractéristiques électriques meilleures qu'actuellement arrivent sur le marché, les caractéristiques électriques des fusibles devront évoluer et certains produits devraient être moins complexes. La protection série deviendrait hybride 1.8. Conclusion 51 avec une partie à semi-conducteur et une partie 'mécanique'. Les nouveaux composant SiC ont démontré leur capacité à fonctionner à des températures élevées. Un autre facteur à prendre en compte pour la faisabilité d'un composant limiteur de courant est le coût. En eet, si l'utilisateur nal accepte ce nouveau produit, le rapport prix limiteur/fusible, à fonction égale, doit être inférieur. L'apport de nouvelles fonctions, gràce à l'utilisation de semiconducteurs et d'une logique embarquée, peut justier un coût supérieur. Ce coût sera compensé par des gains sur la maintenance des installations. 1.8 Conclusion du Chapitre 1 Ce premier chapitre permet d'avoir une vue générale sur le contexte de l'étude. On y fait la connaissance du système de distribution et de transport de l'énergie électrique, des perturbations naturelles et d'origine systémique et des protections associées. Une description de la structure du réseau de distribution actuel permet de comprendre les mécanismes d'acheminement de l'électricité aux consommateurs et les contraintes associées. Nous avons aussi présenté une revue synthétique des solutions pour les réseaux du futur, faisant une grande place à l'électronique de puissance, les réseaux HVDC... Par ailleurs, l'électronique de puissance apparaît aujourd'hui comme incontournable entre le réseau de distribution et les sources d'énergies renouvelables. Le Chapitre 2 aborde le thème de l'électronique de puissance connectée au réseau. La compréhension des mécanismes thermo-électrique intervenant dans un composant d'électronique de puissance contre les eets indirects du choc de foudre passe par la connaissance de ce phénomène physique qui est à la source de la perturbation et par celle du composant lui-même, et par le réseau électrique. Le Chapitre 3 est consacré à l'étude du comportement d'un bras d'onduleur à transistors JFET connecté directement au réseau et subissant une perturbation de type choc de foudre. En bref, cette étude nous permet de comprendre la relation entre le réseau et l'électronique de puissance an de trouver des solutions contre les perturbations et les nouvelles contraintes posées par l'interconnexion de convertisseurs indispensables pour l'utilisation des énergies renouvelables. Chapitre 2 L'électronique de puissance et le réseau de distribution Sommaire 2.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 2.2 Le carbure de silicium . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 2.2.1 Bref historique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 Propriétés phyiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 55 2.3 Le JFET en SiC 2.3.1 2.3.2 2.3.3 2.3.4 2.3.5 2.4 2.5 2.1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Principe de fonctionnement . . . . . . . . . . . . . . . Structure du JFET-SiCED . . . . . . . . . . . . . . . État de l'art sur la caractérisation électrique du JFET-SiC Applications réalisées à base du JFET-SiC . . . . . . . Comparaison JFET-SiC avec les composants Si . . . . 57 57 59 60 66 72 Discussion autour la possibilité d'utiliser le JFETSiC dans des applications de réseau de distribution . 84 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84 Introduction L'augmentation de la demande pour des convertisseurs de puissance toujours plus ecaces, plus puissants, et à plus haute température de fonctionnement a poussé les composants de puissance en silicium (Si) à leurs limites physiques théoriques. Pour surmonter ces limitations, les recherches se sont dirigées vers les matériaux à large bande interdite, tels que carbure de silicium (SiC), nitrure de gallium (GaN), et le diamant, en raison de leurs propriétés physiques supérieures. Dans ce chapitre, nous allons présenter en resumé, les propriétés physiques et électriques du carbure de silicium en comparant avec celles d'autres matériaux semi-conducteurs. Nous présentons ensuite l'état de l'art sur les caractéristiques électriques du JFET-SiC. Puis nous passerons aux applications Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 54 réalisées à base du JFET-SiC. Nous présentons aussi des comparaisons entre le JFET-SiC et des composants en Si an de montrer l'intérêt de l'utilisation de ces composants dans le domaine de l'électronique de puissance. Enn nous présentons une discussion sur la possibilité d'utiliser le JFET-SiC dans des applications du réseau électrique de distribution. 2.2 Le carbure de silicium 2.2.1 Bref historique Le SiC n'est pas un nouveau venu sur la scène des semi-conducteurs. En eet, le premier compte rendu sur ce matériau date de 1824, lors d'une expérience de Berzellius [Ber24], qui essayait de produire du diamant. Le carbure de silicium n'existe pas à l'état naturel sur Terre mais Moissan [Moi05] en a découvert des cristaux dans une météorite (cristaux appelés Moissanite....). En 1891, Achelson [Ach92] réussi à faire croître une couche de Carbure de Silicium et lui donna le nom de Silicon Carbide (SiC). En 1907, H. J. Round [Rou07] découvre des propriétés électroluminescentes du SiC, ce qui en fait l'un des premiers semiconducteurs connus, mais son utilisation en tant que tel ne s'est pas développée. La raison principale étant la qualité médiocre du matériau de base obtenu (obstacle technologique). Il faut attendre les années 1950 pour retrouver une nouvelle période d'investigations. Ce sont les secteurs du militaire et de l'aérospatial qui ont à nouveau porté un intérêt au SiC. L'objectif était de développer des composants fonctionnant : à hautes températures ; à hautes fréquences ; à fortes puissances, en milieu hostile (températures élevées, sources de radiations...) ; à hautes tensions. En 1955, Lely [Lel55] proposa un nouveau concept pour faire croître des couches de SiC de haute qualité. Il mit au point une méthode de fabrication de substrats relativement purs et présentant une faible densité de défauts. De nombreuses équipes de recherche aux États-Unis, en Russie, en Allemagne et au Japon se lancent alors sur l'étude du SiC. Puis cet engouement fut freiné par la possibilité d'accroître la taille des substrats ce qui conduit, les années suivantes, à une baisse de l'intérêt porté au SiC et à l'abandon de l'activité, sauf en Russie. 1978 est une année majeure dans le SiC avec l'arrivée de la technique 2.2. Le carbure de silicium 55 de croissance par sublimation, en fait une méthode dérivée de celle de Lely [Tar78]. Au début des années 1980 les substrats deviennent plus grands, et ceci relance les études sur le SiC dans de nombreux pays : aux États-Unis, au Japon et en Europe. En 1979, les premières diodes électro-luminescentes sont fabriquées, et en 1987, la société Cree Research Inc est fondée. Elle commercialise les premiers substrats de SiC en 1991, [CREom]. Les LED en SiC sont déjà commercialisées et les progrès eectués sur cette technologie laissent supposer que de nombreuses autres applications devraient voir le jour dans un avenir proche. 2.2.2 Propriétés phyiques Les propriétés physiques et électroniques du carbure de silicium (SiC) permettent de l'identier comme un matériau semi-conducteur ayant le potentiel de remplacer le silicium (Si) dans certaines applications. Un résumé des propriétés les plus importantes par rapport au Si et à l'Arsénure de Galium (GaAs) est présenté ci-dessous : 2.2.2.1 Bande d'énergie interdite [eV] 4H-SiC : 3,26 6H-SiC : 3,03 GaAs : 1,43 Si : 1,12 Les dispositifs électroniques formés en SiC peuvent opérer à des températures extrêmement élevées, sans sourir d'eets intrinsèques de conduction en raison de la large bande interdite. Cette propriété implique qu'il est moins probable qu'un électron traverse cette bande par une excitation thermique. Par conséquent, les composants en SiC sont de bons candidats pour les applications haute température. 2.2.2.2 Champ électrique critique [V/cm] 4H-SiC : 2,2.106 6H-SiC : 2,4.106 GaAs : 3.105 Si : 2,5.105 A taille équivalente, le SiC peut résister à une tension (champ électrique) de huit à dix fois supérieure à celle du Si ou GaAs sans subir d'avalanche. Cette 56 Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution haute valeur du champ électrique critique permet la fabrication de composants très haute tension, tels que les diodes, les transistors de puissance, les thyristors, et les limiteurs de courant ou tension. Par exemple, pour la même tenue en tension, un composant en SiC peut être réalisé avec une épaisseur plus de huit fois inférieure à celle du Si. Ces améliorations permettent de réaliser un composant avec une résistance plus faible et par conséquent, obtenir des pertes à l'état passant plus faibles. 2.2.2.3 Haute conductivité thermique [W/cm.K] 4H-SiC : 3,0 - 3,8 6H-SiC : 3,0 - 3,8 GaAs : 0,5 Si : 1,5 Le SiC est un excellent conducteur thermique. La chaleur va circuler plus facilement dans le SiC que dans d'autres matériaux semi-conducteurs. En eet, à la température ambiante, le SiC a une conductivité thermique plus élevée que n'importe quel métal. Cette propriété permet aux dispositifs en SiC de fonctionner à des niveaux de densité de puissance très élevés, ou, à densité de puissance modérée, de fonctionner avec de faibles élévations de température. Cette dernière condition est importante pour des applications devant présenter des durées de vie comparables aux équipements sans électronique, par exemple pour remplacer un transformateur traditionnel par un convertisseur de l'électronique de puissance à haute fréquence. 2.2.2.4 Haute Vitesse de saturation [cm/s] 4H-SiC : 2,0.107 6H-SiC : 2,0.107 GaAs : 1,0.107 Si : 1,0.107 Les dispositifs en SiC peuvent fonctionner à haute fréquence en raison de la vitesse de saturation plus élevée que le silicium. En combinant les avantages du SiC, cela apporterait une importante réduction de l'encombrement des systèmes de puissance. Le premier eet est la réduction du nombre de composants mis en série pour les applications haute tension et puis la capacité à fonctionner à haute température permettant la réduction des systèmes de refroidissement. En conclusion, les propriétés du SiC permettent d'orir d'énormes avantages pour des applications extrèmes et en particulier pour les convertisseurs connectés directement aux réseaux électriques. 2.3. Le JFET en SiC 2.3 57 Le JFET en SiC 2.3.1 Principe de fonctionnement Le JFET 1 en SiC est un interrupteur unipolaire possèdant une résistance très faible à l'état passant et capable de fonctionner à haute température et à haute fréquence. De nos jours, le JFET-SiC est l'interrupteur le plus avancé dans son développement. Le principe de fonctionnement des composants FET repose sur l'eet d'un champ électrique sur une structure par la modication de l'étendue de la zone de charge d'espace. Fig. 2.1 Schéma de la structure du canal des JFET étudiés. La Fig. 2.1 montre un schéma simple d'un JFET, ou son principe de fonctionnement est : en appliquant une tension négative faible sur la grille (polarisation faible) et une tension positive sur le drain, alors un courant va circuler dans un canal entre la source et le drain. Ce canal a une longueur L dénie par les dimensions des diusions ou des implantations et une épaisseur 2a modulée par les extensions Xn des zones de charge d'espace des jonctions PN. En augmentant la tension sur la grille, cette tension entraîne une augmentation de l'extension de zone de charge, et par conséquent une réduction de la section du canal et une augmentation de la résistance de celui-ci. Dans ce cas, on peut dire que le canal est pincé, et le courant est limité à une valeur constante. La tension Vds positive appliquée sur le drain accroît la polarisation en inverse des jonctions PN, et par conséquent, augmente l'extension des zones de charge d'espace au voisinage du drain comme l'illustre la Fig. 2.1. 1 Terme Anglais : Junction Field Eect Transistor Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 58 Ce type de transistor est normalement conducteur (Normally-On) ce qui rend plus dicile sa mise en ÷uvre dans des applications telles que l'onduleur car, à la mise sous tension l'entrée et la sortie se trouvent en court-circuit. Les activités sur le SiC ont abordé de nouvelles structures et solutions. Par exemple une étude sur un JFET qui est normalement ouvert (NormallyO ). Ainsi Zhao a réalisé un tel JFET-SiC avec une tenue en tension de 11 kV [Zha04]. Ritenour et son équipe ont réalisé un VJFET-SiC normalementouvert ayant une tenue en tension 1200 V, avec une résistance spécique très faible : 24 mΩ.cm² [Rit10]. La société centre de recherche SiCED Inneon, par l'intermédiaire de son dédié au développement de composants SiC, a mis au point un JFET-SiC et a proposé une version cascode. La Fig. 2.2 montre le schéma équivalent d'un cascode (JFET-SiC + MOSFET-Si). Fig. 2.2 Schéma équivalent de la connexion interne du montage cascode. Il s'agit, en réalité, d'un JFET-SiC normalement-fermé monté en cascode avec un MOSFET-Si basse tension qui permet d'obtenir un ensemble normalement ouvert. Lors de la mise sous tension, le MOSFET-Si bloque d'abord la tension et la diérence de potentiel Vds-mosfet permet ainsi de bloquer également instantanément le JFET-SiC. Avec une polarisation positive sur la grille du MOSFET, celui-ci entre en conduction, Vds-mosfet est alors faible, le JFET conduit également. L'inconvénient de ce montage cascode est la limitation de la température de fonctionnement dûe au MOSFET-Si Actuellement SiCED propose des composants JFET Normally-On, sous forme de puce, ayant une tenue en tension de 1500 V et un 'calibre' en courant de 15 A. 2.3. Le JFET en SiC 59 2.3.2 Structure du JFET-SiCED Il existe aujourd'hui deux fabricants principaux de JFET en SiC, un américain, Semisouth et un européen SiCED/INFINEON. Ceux-ci proposent des échantillons pour le développement d'applications. A notre connaissance ce sont les transistors de SiCED qui sont le plus aboutis et ce sont ceux que nous avons étudiés. Les transistors JFET-SiCED possèdent une structure verticale à deux canaux (un canal latéral pour le contrôle de grille et un canal vertical pour la tenue en tension) [Fri00]. Structure de demi-cellule du JFET-SiCED avec ses deux canaux, avec ses paramètres principaux.[Elp10] Fig. 2.3 La Fig. 2.3 montre une vue en coupe de la structure de demi-cellule du JFET-SiC fabriquée par SiCED. A partir de la gure précédente, on voit que + le canal latéral du JFET est formé entre une couche enterrée P et la jonction de grille. Ce canal est caractérisé par les paramètres 2a, L et Nd avec : L : la longueur du canal latéral ; 2a : la largeur du canal latéral ; Nd : le niveau de dopage du canal latéral. + Le canal vertical du JFET est formé entre les deux couches enterrées P . Ce canal est caractérisé par les paramètres b, h, Ndd avec : Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 60 h : la longueur du canal vertical ; b : la demi-largeur du canal vertical ; Ndd : le niveau de dopage du canal vertical. La région de dérive du JFET est caractérisée par les paramètres Wb et Ndd, avec : Wb : l'épaisseur de la région de drift ; Ndd : le dopage de la région de dérive (Ndd représente à la fois le dopage de la région de dérive et le dopage du canal vertical). Les quatres paramètres derniers du JFET : Lsc : la largeur du contact source ; Ls : la largeur de l'accès de source ; Lc : la largeur active de le cellule ; Z : la longueur équivalente du composant dans le plan perpendiculaire à la coupe. La résistance à l'état passant du JFET représente la résistance totale qui apparaît entre la source et le drain lorsque le transistor fonctionne en régime linéaire. Le matériau du substrat est de type-n 4H-SiC avec une résistivité spécique entre 18 and 25 mΩ.cm.[Elp10] Le Tab. 2.1 résume les paramètres électriques mesurés au laboratoire pour trois versions successives de JFET-SiC (V-I, V-II et V-III) JFET-SiC V-I Ron 1 Idssat 3 (A) (Ω) V-II V-III 0,5 (Ω) 0,2 (Ω) 12 (A) 42 (A) Caractéristiques électriques pour trois versions successives du JFET-SiC. Ron : La résistance à l'état passant et I dssat : Le courant de saturation Tab. 2.1 2.3.3 État de l'art sur la caractérisation électrique du JFET-SiC Dans ce paragraphe, nous allons montrer les caractérisations électriques réalisées au sein du laboratoire Ampère [Mou09] sur des transistors JFETSiC. Nous présentons quelques résultats sur le comportement du JFET en mode de fonctionnement statique et dynamique dans des conditions de haute 2.3. Le JFET en SiC 61 température. Nous présentons ainsi des applications réalisées à base du JFETSiC. Enn, nous présentons une comparaison entre un interrupteur à base de JFET-SiC et un interrupteur à base d'IGBT-Si, pour une application à un module fort courant (simulation). 2.3.3.1 Caractérisation statique Caractérisation électrique statique en mode de polarisation directe : Une caractérisation haute température du transistor JFET-SiC de SiCED a été réalisé par notre laboratoire. Dans ce travail, le comportement statique en mode de polarisation directe (Vds positif ) du JFET a été évalué pour des ◦ ◦ températures comprises entre 25 C et 225 C. Pour caractériser le transistor JFET en mode de polarisation direct, une tension Vds positive est appliquée et la tension de polarisation de grille Vgs négative comprise entre 0 V et la tension de blocage. Les valeurs de tension de polarisation Vds ont été choisies an de montrer les deux régions de fonctionnement (linéaire et saturée). Les mesures ont été réalisées en mode impulsionnel pour permettre d'atteindre des courants élevés et de limiter l'autoéchauement. Caractéristiques électriques statiques en polarisation directe du JFET-SiCED à la température ambiante (à gauche) et à la température 225 ◦ C (à droite), d'après [Mou09]. Fig. 2.4 La Fig. 2.4 montre les caractéristiques statiques pour la troisième version du JFET-SiCED à des températures comprises entre la température ambiante ◦ et 225 C. Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 62 On peut distinguer que le fonctionnement du JFET en statique directe peut être divisé en trois régimes [Mat01] La Fig. 2.5 montre le régime linéaire (Vds Vdssat ). C'est le régime ohmique qui correspond à une évolution quasi-linéaire du courant Ids pour des faibles valeurs de Vds (pour une valeur de Vgs donnée). Dans cette zone, le JFET se comporte comme une résistance contrôlée par la tension de grille Vgs. Cette résistance est nommée la résistance à l'état passant et calculée par la relation : Ron = Fig. 2.5 linéaire. ∆V ds ∆I ds V gs=0,V ds→0 Evolution de la section des deux canaux du JFET dans le régime La Fig. 2.6 montre le régime sous linéaire (Vds ≤ Vdssat ). En augmen- tant la tension de Vds, l'extension de la zone de charge d'espace devient de plus en plus large dans le canal. Le courant présente une variation sous linéaire avec la tension Vds et amorce une saturation. La Fig. 2.7 montre le régime de saturation (Vds ≥ Vdssat ). Le canal conducteur est pincé, les zones de charge d'espace se rejoignent, le courant Ids est égal au courant de saturation Idssat . La Fig. 2.8 montre un schéma de caractéristique statique avec les trois régimes de fonctionnement Caractérisation électrique statique en mode de polarisation inverse : Les transistors JFET-SiCED possèdent une structure verticale qui intègre une diode interne entre drain et source. Cette diode est connectée en parallèle avec le canal de conduction [Fri00]. Par conséquent le JFET peut conduire un courant en inverse indépendament des conditions de conduction du canal et 2.3. Le JFET en SiC 63 Evolution de la section des deux canaux du JFET dans le régime sous-linéaire. Fig. 2.6 Fig. 2.7 pincé. Evolution de la section des deux canaux du JFET dans le régime être utilisé sans diode de roue libre externe. Pour polariser le JFET en mode inverse, une tension négative est appliquée entre drain et source pour polariser la diode interne en direct, et la tension de contrôle Vgs est comprise entre 0 V et la tension de pincement, an de contrôler l'état du canal. Les caractéristiques statiques en inverse du JFET sont montrées sur la Fig. 2.10 ◦ à des température comprises entre la température ambiante et 300 C. Sur les gures précédentes, on peut constater que le courant inverse du JFET circule même si la tension Vgs est inférieure à la tension de pincement, parce que une diode interne existe entre drain et source. On peut distinguer deux (chemins) pour le courant en inverse selon la valeur de tension Vgs appliquée : pour les faibles valeurs de Vds, le courant va circuler principalement 64 Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution Fig. 2.8 Schéma de caractéristique statique montrant les trois régimes de fonctionnement en statique direct. Caractéristiques statiques en polarisation inverse du JFET-SiCED à la température ambiante pour VGS compris entre 0 V et -36 V. Fig. 2.9 dans le canal de conduction, et quand cette tension Vds dépasse la tension de diusion de la jonction PN de la diode interne (Vbi ), le courant inverse va commencer à circuler à travers la diode interne. En outre, l'augmentation de la température va diminuer le courant inverse, parce que la conductivité du canal du JFET diminue. Pour bloquer complètement le canal en mode de polarisation inverse, une tension Vgs inférieure à la tension de seuil Vto doit être appliquée. 2.3. Le JFET en SiC 65 Caractéristiques statiques en polarisation inverse du JFET-SiCED à 300 ◦ C pour VGS compris entre 0 V et -36 V. Fig. 2.10 2.3.3.2 Caractérisation dynamique Le régime de commutation est le régime transitoire pour passer d'un état bloqué à l'état passant et vice-versa pour le JFET. Le JFET peut être caractérisé en régime dynamique dans un circuit de commutation sur charge R-L (résistive et inductive). Cela permet d'extraire de nombreuses informations sur le comportement du composant en commutation (surtension, fréquence des oscillations,...). Ensuite, à partir de la modélisation du circuit de test, il est possible d'identier les paramètres physiques du JFET [Ris07] ou de tout autre composant en commutation. La commutation ne peut pas être instantanée car il y a une constante de temps qui dépend de la charge, de l'inductance et des capacités internes de transistor JFET. On peut caractériser le retard en commutation par quatre grandeurs temporelles : td (o ), tr , td (on) et tf . décrites sur les Fig. 2.13, Fig. 2.14. Nous utiliserons les dénitions utilisées sur les data-sheets de MOSFET de puissance. td (o ) le temps de retard : l'intervalle de temps entre 10% de Vgs et 10% de Vds. tr le temps de montée : le temps de croissance de Vds pour atteindre une valeur de 90% de sa valeur nale. td (on) le temps de retard : l'intervalle de temps entre 90% de Vgs et 90% de Vds. tf le temps de décroissance : le temps de décroissance de Vds pour atteindre une valeur de 10% de sa valeur initiale. Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 300 6 250 5 200 4 150 3 100 2 50 1 0 0 -50 Ids [A] Vds [V] 66 -1 -3 -2 -1 0 1 Temps [us] 2 3 Les formes d'ondes du courant IDS et de la tension VDS à la fermeture du transistor JFET-SiC à la température 25 ◦ C et pour une tension VDS = 300 V. Fig. 2.11 500 6 5 400 300 3 2 200 Ids [A] Vds [V] 4 1 100 0 0 -1 -3 -2 -1 0 1 Temps [us] 2 3 Les formes d'ondes du courant IDS et de la tension VDS à l'ouverture du transistor JFET-SiC à la température 25 ◦ C et pour une tension VDS = 300 V. Fig. 2.12 2.3.4 Applications réalisées à base du JFET-SiC Depuis le début de l'époque des composants de puissance et jusqu'à aujourd'hui, la plupart des composants ont été fabriqués en silicium. Le nombre de ces composants est important dans les applications de puissance, dans les domaines du transport (aéronautique, automobile,..) et de la conversion d'énergie. Ces domaines imposent des contraintes très sévères comme la haute température, la haute tension, la haute fréquence et la forte densité de courant. 2.3. Le JFET en SiC 67 Les formes d'ondes de courants et de tensions du transistor JFET durant l'ouverture du transistor pour une tension VDS = 250 V. Fig. 2.13 An d'utiliser les composants en Si sous de telles contraintes, il est nécessaire d'utiliser des systèmes de refroidissement volumineux et de placer un grand nombre de composants en série et en parallèle. Cela se traduit par un grand volume et une grande masse du système global [Ela02]. L'utilisation des composants SiC permet une importante réduction du volume et de la masse du système et aussi de monter en température, grâce aux propriétés physiques et électriques du SiC. L'utilisation de composants Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 68 Les formes d'ondes des courants et tensions du transistor JFET durant la fermeture du transistor pour une tension VDS = 250 V. Fig. 2.14 en SiC devrait permettre un meilleur rendement global et une réduction de la consommation d'énergie, caractéristiques importantes pour un système destiné à s'insérer dans le réseau de distribution Nous allons à présent passer en revue des démonstrateurs basées sur le 2.3. Le JFET en SiC 69 transistor JFET-SiC an de montrer ses potentialités : ◦ Le premier bras d'onduleur fonctionnant à 300 C réalisé au laboratoire Ampère [Ber05] : les interrupteurs utilisés sont des JFET-SiCED (1200 V 2 A). La Fig. 2.15 représente un montage pour évaluer les performances du bras d'onduleur à JFET. Cette expérience sert à démontrer la faisabilité de convertisseurs SiC pour les applications électroniques à haute température. A noter que ce bras a été réalisé sans diode de roue libre, en protant de la diode interne du JFET. JFET 1 V L C IGBT I JFET 2 Fig. 2.15 D'après [Ber05] Schéma pour la caractérisation d'un bras d'onduleur. Les pertes totales estimées pour ce bras sont la somme des pertes en commutation mesurées et les pertes en conduction calculées, en prenant en considération l'inuence de la température et pour un courant nominal de 0,5A. La Fig. 2.16 montre la variation des pertes totales en fonction de la fréquence pour diérentes températures. Cette expérience montre la possibilité d'utiliser les JFET dans un bras d'onduleur jusqu'à des fréquences de l'ordre de 100 kHz. Le laboratoire Ampère, en collaboration avec le groupe SAFRAN, a ensuite ◦ réalisé un onduleur triphasé fonctionnant à 200 C, [Ber08]. Cet onduleur, réalisé avec six JFET-SiCED (1200 V - 15 A) fonctionne pour une tension de 540 VDC, et délivre un courant de charge de 15 A crête à la fréquence de 10 kHz. Toujours à partir du JFET-SiC un hacheur dévolteur a été réalisé avec un JFET-SiC et une diode Schottky SiC par Kelley [Kel05]. Le type de JFET utilisé est de type normalement ouvert avec une tenue de tension de 600 V. Ce montage tend à montrer la relation entre le rendement du JFET et la température. Kelley a montré que le rendement diminue avec l'augmentation de la température. Ici, la plupart des pertes sont dûes à la diode Schottky-SiC à haute température. Un onduleur triphasé de 4 kW a été réalisé par Cilio [Cil07]. Ce montage Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 70 Estimation des pertes totales d'un bras d'onduleur à JFET en fonction de la fréquence. D'après [Ber05] Fig. 2.16 V JFET Vin Fig. 2.17 I SBD L C Vo Schéma du montage hacheur dévolteur utilisé par Kelley. est fabriqué en utilisant la technologie MCPM (MultiChip Power Module) où les deux parties commande et puissance sont intégrées dans le même module. Chaque interrupteur dans ce prototype est constitué de deux JFET-SiCED (1200 V - 5 A) en parallèle, connectés avec deux diodes Schottky-SiC (600 V - 4 A) de CREE. Ce test tend à montrer la fonctionnalité de ce module à des températures élevées. Cet onduleur fonctionne avec une tension de 600 VDC ◦ et la température de 250 C est imposée par l'extérieur, c'est à dire que la tem◦ pérature du JFET excède 300 C. La Fig. 2.18 montre le schéma équivalent de ce module. Un convertisseur DC-DC bidirectionnel de 20 kW a été réalisé par Aggeler [Agg07], voir Fig. 2.19 Ce convertisseur est un démonstrateur pour des applications de distribution d'énergie électrique, c'est un système Back To Back (BTB), c'est-à-dire réversible, de 6.6 kV. Trois modules de JFET-SiC ont été utilisés en série dans ce montage. Chaque module est composé de deux JFETSiC (1500 V - 8 A) de SiCED en série et de deux en parallèle. Deux modules sont de type normalement fermé et le troisième de type normalement ouvert (montage cascode). La connexion en série de ces trois modules correspond à 2.3. Le JFET en SiC 71 + a b c Fig. 2.18 Schéma équivalent de l'onduleur triphasé MCPM.[Cil07] une résistance à l'état passant de 1,35 Ω. Les pertes totales mesurées pour une puissance de 20 kW et une fréquence de 50 kHz étaient de 149 W. Dans le cas où les interrupteurs utilisés sont des IGBT-Si, et pour une puissance de 10 kW avec une fréquence de 20 kHz, les pertes totales mesurées étaient de 336 W. On voit ici l'avantage des JFET-SiC sur les IGBT-Si dans le cas d'une application haute tension (6kV). Ces mesures ont été utilisées pour éva- Schéma de principe du convertisseur DC-DC 20 kW réalisé par Aggeler.[Agg07] Fig. 2.19 luer les performances du convertisseur-SiC pour une application de 1 MW. En utilisant les modules des JFET-SiC, ce système peut être réalisé avec 50 convertisseurs à une fréquence de 50 kHz. Dans ce cas, les pertes en conduction calculées sont de 4,5 kW, les pertes en commutation peuvent être négligées. En utilisant des IGBT-Si, le nombre de convertisseurs nécessaire est double (100 convertisseurs), les pertes en conduction sont de 18.9 kW et les pertes en commutation sont 9 kW et cela pour une fréquence de 20 kHz. Par conséquent ce convertisseur de 1 MW peut être réalisé à partir des JFET-SiC avec un rendement plus élevé que celui des IGBT-Si (99% dans le cas des JFET- SiC et 97% dans le cas des IGBT-Si), ce qui fait des JFET-SiC de bons candidats Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 72 pour les applications d'interconnexion de réseaux HVDC, par exemple. Un correcteur de facteur de puissance (PFC) triphasé de 2 kW avec une fréquence de 150 kHz a été réalisé par Cass [Cas07]. Pour réaliser ce système, des transistors JFET-SiC (1200 V 5 A) de type normally-on fabriqués par SiCED ont été utilisés avec des diodes Schottky-SiC. La Fig. 2.20 montre un schéma équivalent de ce système. La réalisation de ce circuit a été faite pour une application de 5 A (courant continu de sortie) et de 400 V (tension continue de sortie). Pour une puissance d'entrée de 2,0 kW, la puissance de sortie mesurée était de 1,8 kW, cela signie que le rendement dépasse 91%. La démonstration de ce convertisseur avec des transistors JFET-SiC, et pour une telle fréquence, montre la capacité de ces transistors à fonctionner dans les applications haute fréquence. Schéma électrique équivalent du PFC triphasé réalisé avec des transistors JFET-SiC et des diodes Schottky-SiC.[Cas07] Fig. 2.20 2.3.5 Comparaison JFET-SiC avec les composants Si De nos jours la majorité des composants de puissance utilise le silicium. Il est donc intéressant de comparer les caractéristiques des nouveaux matériaux à celles du silicium pour en voir les avantages. Pour les grandes puissances, le thyristor et le GTO (Gate Turn O thyristor) sont les plus appropriés mais ils restent limités à une faible fréquence d'utilisation (fmax ≈ 1-2 kHz). Pour les applications avec une fréquence de commutation élevée, les MOSFET auront la supériorité dans la famille Si. Avec des fréquences moyennes, on retrouve les IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) voire les transistors bipolaires (BJT). En pratique, de nos jours, les 2.3. Le JFET en SiC 73 BJT ont été pratiquement remplacés par l'IGBT et dans certains cas le thyristor aussi. Le choix se fait plus facilement puisqu'on retrouve trois groupes : la famille des thyristors (bipolaire) pour les très grandes puissances, les MOSFET pour les applications hautes fréquences et les IGBT (conduction mixte) pour les puissances moyennes et les fréquences moyennes. La première limitation des composants en silicium concerne les applications très hautes tensions (>10 kV). En eet pour les réseaux de distribution électrique, ou des applications spécialisées nécessitant des tensions très élevées, l'utilisation de plusieurs composants Si en série est nécessaire. Cette mise en série a plusieurs inconvénients : des pertes à l'état passant importantes et une commande très complexe an de faire commuter tous les composants en même temps. Le second inconvénient provient de l'impossibilité de fonctionnement à ◦ haute température. En eet, au-delà de 150 C les courants de fuites sont beaucoup trop élevés d'une part, et les pertes à l'état passant augmentent aussi. Par contre, le JFET-SiC n'a de limite en température que celle imposée par la métallisation de la puce, de l`aluminium et du packaging. En eet, le matériau SiC résiste à des températures bien supérieures à la température de fusion de l'aluminium. Dans la partie qui suit, une comparaison entre JFET, BJT de famille de SiC et IGBT en Silicium est présenté d'après les travaux de W. Franke [Fra09]. Ensuite, une étude menée par nous même compare un module IGBT-Si du commerce à un module imaginaire fait de 40 puces de JFET-SiC (ces puces sont disponibles aujourd'hui sous forme d'échantillons). 2.3.5.1 Comparaison entre la performance du JFET-SiC, BJT-SiC et l'IGBT-Si Une comparaison entre le JFET-SiC (SiCED [SiC08]) , le BJT-SiC (BitSiC1206 from TranSiC [Tra08]) et un IGBT-Si (IKW08T120, Inneon) (1200 V, 8 A)[AG07]) a été réalisée par W.Toke Franke. Les trois composants ont une tension de blocage identique de valeur 1200 V. Les dimensions des puces du JFET et du BJT sont identiques, pour l'IGBT la puce est légèrement plus grande. Alors que les deux puces de SiC sont montées dans un boitier TO220, l'IGBT est monté dans un boitier TO-247. Bien que les paramètres des ces composants ne soient pas absolument identiques, en raison de la disponibilité, ils sont assez similaires pour cette comparaison. Par conséquent, les pertes totales de IGBT, BJT et JFET sont dénies comme les pertes en commutation et conduction, les pertes dans le driver sont prises en compte. Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 74 L'IGBT possède une chute de tension à l'état passant qui peut se décomposer en deux composantes : vCE = VCE,sat + rCE,on .iC Les pertes de conduction de IGBT sont calculées par cette équation : PIGBT,con = VCE,sat .iC + rCE .i2C Comparaison des pertes totales pour BJT, JFET et IGBT sous les conditions suivantes : 150 ◦ C, 40 KHz, 6 A, 600 V. [Fra09] Fig. 2.21 La Fig. 2.21 montre la distribution des pertes totales du puissance pour les trois composants, ces mesures sont eectués sous les conditions suivantes : 150 ◦ C, 40 kHz, 6 A, 600 V. Toujours à partir de la Fig. 2.21. Les pertes de IGBT sont les plus faibles en mode de conduction, le JFET possède les pertes les plus faibles en mode de commutation, les pertes du BJT sont similaires en mode de commutation et conduction si les pertes du driver sont ajoutées à celles de commutation. Conclusion : Cette étude montre que les pertes totales pour le BJT sont les plus faibles, et que celle de l'IGBT-Si sont les plus importantes. On remarquera que le point de fonctionnement (fréquence, courant et tension) a été choisi en fonction du BJT. En eet, d'une part le calibre en courant et la tension correspondent exactement aux caractéristiques nominales du BJT, d'autre part la fréquence est un peu élevée pour l'IGBT et trop faible pour utiliser le potentiel du JFET. Il serait plus instructif de faire une comparaison à courant et fréquence variable et à tension de claquage identique. Car, si un réseau de distribution impose la tension, la fréquence de commutation des convertisseurs 2.3. Le JFET en SiC 75 est un degré de liberté qu'il faut explorer. Le calibre en courant, imposé par la charge, est une aaire de mise en parallèle. Aussi nous avons fait l'étude présentée dans le paragraphe suivant. 2.3.5.2 Module de JFET fort courant Nous étudions ici un module ctif utilisant 40 puces de JFET-SiC connectées en parallèle, que nous comparerons à un module IGBT-Si [Sem05] de calibre équivalent. Le choix de 40 puces correspond à ce que nous pensons être une égalité de prix d'achat (IGBT/JFET) d'après des informations orales recues de représentants de SiCED, fabricant de FET. Nous estimerons les pertes en commutation et en conduction en fonction de la fréquence et du courant à 125 ◦ C. Cette température est la limite pour l'IGBT alors que le JFET pourrait fonctionner à plus haute température. Cependant, pour pouvoir comparer deux solutions à abilité d'assemblage égale, nous devons choisir une température maximale dans la gamme industrielle. Cette comparaison à pour but d'étudier les opportunités de remplacer les modules IGBT-Si par des modules à JFET-SiC dans des applications de forte puissance à coûts en Euro/Ampère supposés identiques. Bien sûr on pourra augmenter le nombre de puces JFET pour réduire la résistance à l'état passant. Les paramètres du module IGBT-Silicium sont les suivants : VCE(sat) = 2.2 V, IC (max) VCES = 1200 V, = 1200 A. Les paramètres d'une puce unique de JFET-SiC sont les suivantes : VDS = 1200 V, max IDS = 45 A, valeurs mesurées à Ampère. Les conditions de notre comparaison sont : Tension appliquée aux bornes du composant sous test : 500 V, Courant traversant dans le composant sous test : 300 A à 900A, 1000 A, ◦ Les deux composants sont à une température de : 125 C. Chaque JFET dans ce module va supporter un courant d'une valeur 25 A, valeur nominale pour les puces actuelles, nous aurons donc 40 puces connectés en parallèle pour supporter un courant total égal à 1000 A, c'est-à-dire la même valeur que pour le module IGBT-Si. La Fig. 2.22 montre les caractéristiques statiques du module de 40 JFET ◦ et l'IGBT à la température de 125 C, calculées à partir de mesures faites au traceur sur un seule puce de JFET d'une part, et à partir du datasheet pour l'IGBT. La gure précédente montre que la chute de tension sera plus importante pour le module à JFET pour des valeurs de courant : supérieures à 550 A. Un paramètre autre que le courant est à prendre en compte : la fréquence de commutation. Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 76 3 JFET IGBT 2,5 I [kA] 2 1,5 1 0,5 0 0 0,5 1 1,5 2 2,5 V [v] 3 3,5 4 4,5 Les caractéristiques statiques calculées pour le module de 40 JFET et l'IGBT à la température de 125 ◦ C. Fig. 2.22 à 125 tOn tOf f Tab. 2.2 ◦ C JFET-SiC (ns) (ns) ∗ IGBT-Si 35 220 30 200 ∗∗ Valeurs à 125 ◦ C pour une tension VDC = 500 V et à courant nominal (∗ : mesuré au laboratoire Ampère, ∗∗ : d'après le datasheet de l'IGBT) Les pertes en commutation : On peut simplier et réduire les commuta- tions à deux paramètres minimalistes : la durée de la mise en conduction (tOn ) et la durée de l'ouverture (tOf f ). A l'aide des caractéristiques (datasheet) de l'IGBT et de mesures faites au laboratoire sur le JFET, nous avons déterminé les valeurs présentées dans la Tab. 2.2 La Fig. 2.23 décrit une modélisation simple de la commutation, utilisée pour le JFET et l'IGBT. Ici, le recouvrement de la diode de roue libre n'est pas pris en compte. Nous pouvons calculer les pertes en commutation en fonction de la fréquence f, de la tension d'alimentation V, du courant commuté I et des temps de commutation à la fermeture : tOn et tOf f : 2.3. Le JFET en SiC 77 V I t on Fig. 2.23 Forme d'onde simpliée durant la fermeture d'un transistor. 1 com PON = .V.I.tOn .f 2 à l'ouverture : 1 com POF F = .V.I.tOf f .f 2 com d'où des pertes totales en commutation (Ptot ) somme des pertes en commutation à l'ouverture et à la fermeture : Pour le module JFET qui contient 40 puces : com com com Ptot−JF ET = 40.(PON −JF ET + POF F −JF ET ) pour le module IGBT : com com com Ptot−IGBT = PON −IGBT + POF F −IGBT et la Fig. 2.24 montre les pertes totales en commutation pour le module de 40 JFET et l'IGBT en fonction de la fréquence pour des valeurs de courant ègales à 300 A, 600 A et 900 A. Par comparaison, le module de 40 JFET possède les pertes les plus faibles en commutation. Les pertes en commutation de l'IGBT sont élevées et dénissent une limite en hautes fréquences. A pertes en conduction constantes, le module de JFET est plus ecace pour les applications hautes fréquences. Les pertes en conduction : Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 78 Pert es - Commut at ion [kW] 5 IGBT(900A) IGBT(600A) IGBT(300A) JFET(900A) JFET(600A) JFET(300A) 4 3 2 1 0 1 10 Fréquence [kHz] 100 Les pertes en commutation en fonction de la fréquence pour une gamme du courant 300 A, 600 A et 900 A à 125 ◦ C, ces pertes sont calculées à partir des équations ci-dessus Fig. 2.24 Module virtuel à JFET Pour calculer les pertes en conduction pour le JFET, nous allons utiliser les équations suivantes (en prenant en considération que RON est pour un seul JFET dans le module de 40 puces en parallèle, le courant d'une puce JFET seule est 25 A) : 2 con PJF ET = RON .Ief f et les pertes totales en conduction pour le module de 40 JFET : con 2 Ptot−JF ET = 40.RON .Ief f où : RON , Ief f : sont la résistance à l'état passant et le courant ecace d'un seul JFET respectivement. Module IGBT industriel Ici on appelle IGBT un module industriel entier. con 2 PIGBT = Rint .Ief f + VCE,sat .Imoy où : VCE,sat et Rint sont la tension de seuil de l'IGBT et la résistance dynamique observés sur la caractéristique statique, voir La Fig. 2.25 2.3. Le JFET en SiC Fig. 2.25 79 Caracteristiques statiques du module IGBT. Comparaison des pertes en conduction : IGBT-module JFET La Fig. 2.26 montre les pertes en conduction pour le module de 40 JFET et l'IGBT en fonction du courant commuté. On voit que les pertes en conduction évoluent diéremment pour l'IGBT et le JFET. Ceci est dû à la nature purement résistive des JFET et à la présence d'une tension de seuil pour les IGBT. Pert es en conduct ion [kW] 3,5 IGBT JFET 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 0 200 400 600 Courant [A] 800 1 000 Les pertes en conduction du module JFET et de l'IGBT en fonction du courant commuté sous 500V, à 125 ◦ C. Fig. 2.26 Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 80 Les pertes de commande An de calculer les pertes de commande, nous simplions le driver à son seul étage de sortie connecté à un condensateur xe, équivalent à la capacité de la grille des composants commandés. La charge d'un condensateur à travers une résistance dissipe autant d'énergie qu'il en est stockée, à l'arrivée, dans le condensateur. L'énergie stockée est ensuite dégradée à chaque période de commutation. Les pertes du driver sont calculées selon l'équation suivante : 2 .f Pdriver = c.vdriver Commande de grille unipolaire, entre vdriver et zéro. f est la fréquence de commutation, vdriver , la tension appliquée en sortie du driver. et c, le condensateur équivalent à la capacité de où c la grille. est un condensateur xe qui appelle le même courant pic que la Grille du JFET en fonctionnemnet normal. c permet de faire des calculs approchés sans prendre en compte les variations des capacitées du JFET et permet aussi de tester et caractériser les drivers de JFET de façon normative. La Fig. 2.27 montre les pertes de commande pour le module JFET et ◦ IGBT en fonction de la fréquence, à la température 125 C. A partir de cette gure, nous pouvons dire que les pertes de commande dans le cas du module de JFET sont plus hautes. Ceci est dû à la diérence de tension de pincement des IGBT et des JFET et à la diérence de capacité d'entrée. Les pertes de commande des modules à JFET et IGBT en fonction de la fréquence à la température 125 ◦ C. Fig. 2.27 2.3. Le JFET en SiC Les pertes totales : 81 Nous allons calculer les pertes totales pour le module de JFET et l'IGBT en fonction du courant et de la fréquence an de pouvoir faire une comparaison générale, non dépendante d'une application. Par conséquent, les pertes totales sont la somme de toutes les pertes de (commutation, conduction et driver) : 1 2 2 Ptot−JF ET = 40.( .V.Imoy .(tOn + tOf f ).f + RON .Ief f + c.vdriv .f ) 2 où : f est la fréquence de commutation, Imoy : la valeur moyenne du courant d'un seul JFET, Ief f : la valeur ecace du courant d'un seul JFET, c : la capacité équivalente de la grille d'un seul JFET, vdriv : la tension de driver. et pour l'IGBT : 1 2 2 Ptot−IGBT = .V.Imoy .(tOn + tOf f ).f + Rint .Ief f + VCE,sat .Imoy + c.vdriv .f 2 La Fig. 2.28, la Fig. 2.29, la Fig. 2.30, et la Fig. 2.31, montrent les résultats de cette comparaison : 7 IGBT(100kHz) IGBT(10kHz) IGBT(1kHz) JFET(100kHz) JFET(10kHz) JFET(1kHz) Pert es t ot ales [kW] 6 5 4 3 2 1 0 0 200 400 600 Courant [A] 800 1 000 Les pertes totales en fonction du courant pour une gamme de fréquence (1 kHz, 10 kHz et 100 kHz) à 125 ◦ C. Fig. 2.28 Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 82 Pert es t ot ales [kW] 6 IGBT(300A) JFET(300A) 5 4 3 2 1 0 1 10 100 Fréquence [kHz] 1 000 Les pertes totales en fonction de la fréquence pour une valeur de courant : 300 A à 125 ◦ C. Fig. 2.29 Pert es t ot ales [kW] 12 IGBT(600A) JFET(600A) 10 8 6 4 2 0 1 10 100 Fréquence [kHz] 1 000 Les pertes totales en fonction de la fréquence pour une valeur de courant : 600 A à 125 ◦ C. Fig. 2.30 En conclusion, d'après la Fig. 2.32, les pertes dans le module IGBT sont plus importantes que dans le module JFET quand la fréquence est haute. Par contre, lorsque l'on se trouve dans la gamme haute du courant, l'IGBT retrouve des performances meilleures si on réduit la fréquence. C'est donc le 2.3. Le JFET en SiC 83 16 IGBT(900A) JFET(900A) Pert es t ot ales [kW] 14 12 10 8 6 4 2 0 1 10 100 Fréquence [kHz] 1 000 Les pertes totales en fonction de la fréquence pour une valeur de courant : 900 A à 125 ◦ C. Fig. 2.31 choix de la fréquence qui va être discriminant, avec ses conséquences sur le volume des inductances et condensateurs. Les pertes totales en fonction de la fréquence pour les modules JFET-SiC et IGBT-Si à 125 ◦ C. Fig. 2.32 Chapitre 2. L'électronique de puissance et le réseau de distribution 84 2.4 Discussion autour la possibilité d'utiliser le JFET-SiC dans des applications de réseau de distribution Actuellement, environ 30% de toute la puissance électrique produite transite par un système de l'électronique de puissance, quelque part entre le point de production et son utilisation nale. En 2030, il est prévu que ce chire progresse jusqu'à 80%. La production d'électricité au 21ème siècle verra des changements spectaculaires à la fois au niveau de l'infrastructure matérielle et au niveau du contrôle du réseau. Le JFET en SiC devrait trouver sa place en raison de ses pertes faibles par rapport aux dispositifs de puissance en Silicium aujourd'hui ou de sa capacité à fonctionner à fréquence élevée. Cela permettra de réduire les dimensions du système. Le problème du JFET est sa particularité à être normallement passant, mais ceci parait un faible inconvénient par rapport aux avantages annoncés. Du point de vue perspective industrielle, l'économie est l'aspect principal. Quant à l'HVDC, le refroidissement est important, et des économies considérables peuvent être réalisées en raison de faibles pertes d'un interrupteur SiC. Une puce JFET en SiC coûtera toujours plus que le dispositif similaire en Silicium à cause du coût du matériaux de base. Mais, le gain en énergie perdue, dans un monde où l'énergie coûtera de plus en plus cher, devrait balancer l'investissement initial et rendre rentable des installations utilisant le SiC sur la durée d'exploitation. 2.5 Conclusion Dans ce chapitre, nous avons présenté les avantages possibles d'utiliser les composants de puissance à base de SiC par rapport aux composants en Si, avec pour objectif des applications directement connectées au réseau de distribution électrique. Dans ce type d'applications, les propriétés remarquables du SiC mises à prot sont la conductivité thermique et la tenue en tension associée à de faibles résistances passantes. La capacité à fonctionner à haute température n'est pas utile dans les conditions normales d'exploitation. Par contre lors de transitoires sur les réseaux, dûs à des manoeuvres d'origine humaine ou suite à des surcharges ou, plus naturellement, suite à des chocs de foudre, la robustesse des composants en SiC est un atout. Le chapitre qui suit, aborde cette problématique. Chapitre 3 Impact d'un choc de foudre Sommaire 3.1 3.2 Le JFET sous un choc de foudre . . . . . . . . . . . . 86 3.1.1 Normalisation de choc . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.2 Générateur d'essai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.3 Onduleur soumis à une surtension produite par un choc de foudre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87 89 Dispositif expérimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 91 3.2.1 Principe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 3.2.2 Calibration du paramètre thermo-sensible . . . . . . . 95 3.2.3 Séquence de commutation des interrupteurs K1 , K2 , K3 et K4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99 3.2.4 Moyen de mesure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 3.3 Validation Expérimentale et Mesures 3.3.1 Mesure en direct . . . . . . . . . 3.3.2 Mesure en inverse . . . . . . . . . 3.3.3 Vérication et comparaison de la expérimentale par la simulation . 3.4 . . . . . . . . . 102 . . . . . . . . . . . . 102 . . . . . . . . . . . . 106 détection thermique . . . . . . . . . . . . 111 Problématique de l'expérience . . . . . . . . . . . . . . 113 3.4.1 CEM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 3.4.2 Description de la tension appliquée par le générateur . 116 3.1 3.5 Discussion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 3.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117 Le JFET sous un choc de foudre Les réseaux électriques sont de plus en plus interconnectés entre eux et en particulier avec de nouveaux systèmes de production d'énergies renouvelables. Intrinsèquement lors d'un choc de foudre sur un convertisseur, les composants de puissance sont conducteurs ou bloqués. Ainsi, le choc de foudre dépend du composant, mais c'est principalement une caractéristique du matériau. 3.1. Le JFET sous un choc de foudre 87 Toutefois, aujourd'hui seuls les JFET en SiC sont facilement disponibles. Nous nous sommes donc concentrés sur ce composant. Les JFET en carbure de silicium pourraient être utilisés dans les onduleurs de couplage pour augmenter le rendement de ces systèmes. C'est pourquoi nous nous sommes penchés sur la problématique du choc de foudre sur ce composant dont les caractéristiques issues du SiC promettent une robustesse accrue par rapport aux composants classiques comme l'IGBT en silicium. Dans ce chapitre, nous allons montrer la possibilité d'utiliser les JFET en SiC dans un convertisseur directement relié au réseau de distribution. Ceci implique de prévoir un ensemble de protections contre les agressions électriques externes, en particulier les chocs induits par la foudre. Ainsi, nous allons présenter dans ce chapitre, premièrement la norme qui montre les paramètres principaux du choc de foudre, puis le générateur de choc qui est réalisé pour produire un choc compatible avec la norme internationale, deuxièmement, un dispositif expérimental pour soumettre le JFET à un choc de foudre et estimer la température durant le choc. Enn, les résultats expérimentaux obtenus sont confrontés à une tentative de modélisation. 3.1.1 Normalisation de choc Nous allons expliquer dans cette petite introduction les paramètres principaux d'un choc de foudre, puis les normes internationales relatives à ce phénomène. Les paramètres principaux qui représentent le choc de foudre sont : La polarité ; Le temps de montée (temps de front) ; Le temps de décroissance (le temps de queue) ; Valeur de crête du courant ou de le tension ; L'énergie spécique. La forme d'onde de foudre selon le norme peut être décrite par cette équation : une onde unidirectionnelle modélisée par la somme de deux fonctions exponentielles, pour la tension à vide et pour le courant de court-circuit. V(t) = Vmax .(e−αt − e−βt ) I(t) = Imax .(e−αt − e−βt ) V(t) et I(t) sont respectivement les tensions et courants dans la ligne d'ali- mentation. Les coecients α et β peuvent être donné directement. Le temps de montée est entre 10% et 90% de la valeur maximale et la durée de décroissance à 50% de cette valeur, voir la Fig. 3.2. 88 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre On peut citer les normes spéciques à la foudre concernant la mise en oeuvre des protections : 17-100 Norme NFC : (Protection contre la foudre - Installations de pa- ratonnerre) ; Guide UTE C 15 443 - : (Guide pratique : protection contre les surten- sions d'origine atmosphérique) ; CEI 1024-1 Norme NFC : (Protection des structures contre la foudre) ; 17-102 (Protection des structures et des zones ouvertes contre la foudre) ; Norme CEI 801-5 (Section CEI 1000 -4) (Compatibilité électromagné- tique). Nous avons fait appel à la simulation pour mettre au point un générateur de choc de foudre. Il produira une onde 1,2/50 µs, d'après la Norme : CEI 801-5 Compatibilité électromagnétique des équipements électriques et électroniques, Partie 5 : Prescriptions relatives à l'immunitées aux ondes de choc. [Hir] Norme CEI 61000 -4-5 Compatibilité électromagnétique (CEM) Partie 4-5 : Techniques d'essai et de mesure Essai d'immunité aux ondes de choc. Norme CEI 801-5 : Ce projet de norme "de base" international dénit des méthodes d'essai et propose plusieurs niveaux d'essai d'immunité vis-àvis des ondes de choc provoquées par des surtensions dues à la foudre ou aux manoeuvres. Par la suite, des normes "génériques" spéciant le niveau d'essai qui doit être tenu par tous les équipements destinés à être exploités dans un environnement donné ou des normes "de produits" spéciant le niveau d'essai qui doit être tenu par le produit ou la famille de produits concernée, se référeront à cette norme "de base" pour la méthode d'essai. 3.1.1.1 Niveaux d'essai La norme CEI 801-5 prévoit les niveaux d'essai suivants : 500 V, 1 kV, 2 kV, 4 kV, et X (classe ouverte pouvant être employée pour la spécication de produits). En eet, la norme CEI 801-5 (1991) est remplacé par le norme CEI -4-5 (2009) qui a les niveaux d'essai suivants : ± ± 61000 1 kV en mode diérentiel et 2 kV en mode commun. Nous avons choisi la norme CEI 61000 -4-5 dans notre travail car elle correspond au cas d'un onduleur relié au réseau mais pas exposé directement en plein air. 3.1. Le JFET sous un choc de foudre 89 3.1.2 Générateur d'essai Cette norme dénit l'utilisation de générateurs présentant les caractéristiques suivantes : 1. Ondes de tension avec 1,2 µs de durée du front et 50 µs de durée jusqu'à la mi-valeur (tension à vide) ; 2. Ondes de courant avec 8 µs de durée du front et 20 µs de durée jusqu'à la mi-valeur (courant court-circuit). Nous avons construit un générateur d'ondes (1,2/50) de principe de la µs suivant le schéma Fig. 3.1 Le principe est celui de la décharge d'un condensateur pré-chargé, dans un circuit R-L. L'interrupteur est un IGBT qui doit tenir la tension, jusqu'à 2 kV et la valeur maximale de pic de courant : 150 A environ lors de caractérisation en court-circuit. R2 K1 L + C R1 R3 Fig. 3.1 Schéma de principe du générateur d'ondes combinées (hybride)[Hir] Valeurs du générateur de choc déterminées par simulation : C = 5 µF, L = 50 µH, R1 = 16.5 Ω, R2 = 11 Ω, R3 = 66 Ω. C : Condensateur de stockage d'énergie ; R1 et R3 : Résistances déterminant la durée de l'impulsion ; R2 : Résistance d'adaptation d'impédance ; L : Inductance déterminant le temps de montée. Les valeurs de ce générateur de choc sont déterminées en utilisant un simulateur électrique (Logiciel Simplorer 8), les valeurs ainsi trouvée sont montrées à la Fig. 3.1 Le résultat de la simulation du générateur à vide est donné sur la gure suivante Fig. 3.2. 90 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre (a) (b) Fig. 3.2 Résultat de simulation. Onde de choc de foudre : (a) courant à court-circuit et (b) tension à vide Valeur pic à vide : 1360 V, Valeur pic en Court-circuit : 117 A, T1 = Temps de montée, T2 = Temps de descente. 3.1. Le JFET sous un choc de foudre 91 3.1.3 Onduleur soumis à une surtension produite par un choc de foudre L'onduleur est un onduleur de tension à JFET en SiC, rappelons que les onduleurs de tension sont des convertisseurs directs tension-courant alimentés par une source de tension continue, généralement réversible en courant, au moins de manière instantanée, et permettant, à leur tour, d'alimenter en tension alternative des charges ayant un comportement de source de courant. Pour la connexion d'un onduleur à un réseau il y a 2 cas : 1-le réseau est continu auquel cas l'onduleur est connecté par le bus DC 2-le réseau est alternatif et l'onduleur est relié par les points ottants des bras d'onduleurs. Dans le cadre de l'impact d'un choc de foudre vis à vis des JFET, le premier cas n'est pas à traiter car, côté continu, ce sont les condensateurs du bus DC qui supportent en premier lieu le choc. Par contre, quand l'onduleur est soumis à un choc de foudre sur le point milieu des bras, côté alternatif, ce sont les interrupteurs de puissance qui sont directement sollicités. C'est donc ce second cas que nous allons étudié. Fig. 3.3 Bras d'onduleur à base de JFET-SiC soumis à un choc de foudre du côté alternatif. 3.1.3.1 Hypothèses et cas de gure On se référera à la Fig. 3.3. L'impédance du bus DC est faible : d'une part la source de tension doit avoir une impédance Zr interne faible, d'autre part le condensateur de bus, C, a une valeur élevée pour compenser la puissance réactive de la charge et son impédance interne Zc, doit être faible. Cela se traduit par l'hypothèse suivante : la source de tension continue vue par le bras 92 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre d'onduleur a une impédance susamment faible pour limiter les variations de tension lors d'un choc de foudre. Par contre, coté alternatif, le bras d'onduleur présente toujours une impédance faible car, soit le canal des JFET est conducteur, soit la diode interne conduit. Pour cela on suppose que la tension induite par le choc de foudre est suppérieure à la tension de bus. De ce fait, la sortie de l'onduleur se comporte principalement comme un court-circuit et le choc de foudre comme une source de courant. Les JFET ne sont pas sollicité en avalanche, mais en courant, avec une tension aux bornes non nulle résultant du passage d'un courant important dans les zones conductrices du JFET. L'onde de choc de foudre peut avoir une polarité positive ou négative lorsque elle frappe le bras de l'onduleur. Les 2 JFET du bras peuvent être commandés à l'état conducteur (On) ou commandé à l'état bloqué (O ). Ceci permet de remplir un tableau Tab. 3.1 qui comporte les six cas de gure possibles. Au paragraphe suivant on simpliera ces 6 cas, à l'étude de trois cas seulement. 3.1.3.2 Simplication Le Tab. 3.1 est utilisé pour lister les six circuits correspondants de la Fig. 3.4. En plus des hypothèses précédentes, nous devons prendre en considération le fait que le JFET peut conduire un courant inverse par sa diode interne. Donc une commande de JFET O ne signie pas qu'il n'y a pas de courant. La polarité du choc de foudre va permettre la circulation d'un courant dans un JFET, et si, dans le bras, le JFET opposé est commandé en conduction commande JFET On, on aura un court-circuit de bras. La durée de ce courtcircuit sera égale à la plus petite des durées entre la commande du JFET et la durée du choc de foudre. Dans le pire cas cela veut dire que le court-circuit se maintient la durée entière du choc soit environ 200 µs. Nous n'étudierons pas le court-circuit car ceci a déjà été réalisé par [Bou09]. Si l'on supprime les cas de court-circuit il reste : 1. La conduction de la diode interne uniquement, comme dans les cas (a) et (b) ; 2. La conduction du canal uniquement, comme dans les cas (c) et (d) ; 3. La conduction de la diode interne et du canal à la fois, comme dans les cas (e) et (f ). Donc, nalement, trois cas à étudier. 3.2. Dispositif expérimental 93 Nom du cas a b c d e f Polarité du choc + + + commande JFET haut O O O On On O commande JFET bas O O On O O On Les six cas possibles quand un choc de foudre est appliqué sur le point ottant d'un bras d'onduleur à base de JFET-SiC Tab. 3.1 3.2 Dispositif expérimental 3.2.1 Principe Nous nous proposons de transcrire au SiC les méthodes déjà utilisées pour estimer les températures internes de composants de puissance en silicium. Le principe est, premièrement, d'appliquer les surtensions produites par le générateur de foudre directement sur le composant JFET-SiC, pour diverses conditions de polarisation du JFET, (les trois cas précédents), deuxièmement, de 1 mesurer un paramètre thermo-sensible (TSP ) an de calculer la température interne du JFET pendant le choc. Dans le but ultime de modéliser le phénomène de surcharge, nous avons besoin de connaître la température de la puce du JFET lors du choc de foudre. En eet, le courant circulant lors du choc est très largement supérieur au courant nominal (x10) ce qui provoque une élévation rapide de la température. Il est alors nécessaire de prendre en compte l'auto-échauement, c'est-à-dire la température interne du composant. En eet, la mesure de la température interne du JFET pendant le choc est impossible par des moyens classiques, à cause de la grande rapidité du choc de foudre, et de l'auto-échauemet du JFET. Nous avons utilisé une autre technique, une l'image de la température.[Bla82] Pour obtenir la température interne du dispositif lors d'un choc, pour les trois cas cités, nous avons utilisé deux paramètres thermo-sensibles séparés (TSP). Le choix de deux paramètres thermo-sensibles, en fonction de la polarisation de la grille du JFET permet de simplier l'expérience et de réduire les erreurs possibles. L'expérience utilise le paramètre thermo-sensible qui est directement dis- 1 Terme Anglais : Temperature-Sensitive Parameter 94 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre (a) (b) (c) (d) (e) (f) Les chemins possibles du courant de foudre appliqué à la sortie d'un bras d'onduleur à base du JFET-SiC (la ligne en gras présente le chemin du courant de choc) Fig. 3.4 ponible sur le JFET, sans aucune modication de la polarisation de la grille : la résistance à l'état passant, ou la chute de tension directe dans la diode interne. L'utilisation d'un seul paramètre signierait un changement de la polarisation de la grille lors du choc, Cela pose le problème du contrôle des transitoires et par conséquent la croissance de la complexité du circuit. Premièrement, lorsque la polarisation de la grille du JFET est susante négative, dans ce cas, aucun courant circule dans le canal, le dispositif est équivalent à une diode PIN. 3.2. Dispositif expérimental 95 Deuxièmement, lorsque le JFET est activé (On), et la tension de la grille est nulle, la diode interne est court-circuitée par la conduction du canal, sauf à fort courant-inverse. 3.2.2 Calibration du paramètre thermo-sensible Pour obtenir le prol de température régnant dans le JFET, il faut que les paramètres thermo-sensibles soient calibrés avant l'expérience. Nous avons utilisé un dispositif thermo-régulé externe (un bloc de cuivre régulé en température) pour chauer le JFET. Une température xe est appliquée sur le JFET pendant un temps assez long pour atteindre l'équilibre thermique. 3 2,8 VF [V] 2,6 2,4 VGS=VTO 2,2 2 1,8 1,6 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 T [°C] Courbe de calibration du paramètre thermo-sensible qui permet de mesurer la température régnant dans la diode interne du transistor : tension entre source et drain du JFET dont la diode intrinsèque est polarisée en direct par un courant de 200 mA, en fonction de la température. Fig. 3.5 Il faut au préalable eectuer une calibration à courant constant faible (inférieur à l'ampère), an d'éviter l'auto-échauement du JFET. Une phase de calibration a été eectuée pour obtenir la fonction Vf = f (T ), où Vf corres- pond donc à la chute de tension aux bornes de la diode interne du JFET du le canal du JFET d'une façon séparée. Vf est donc au signe près la tension drain-source. Pour obtenir la courbe expérimentale de calibration de la diode intrinsèque du JFET, nous allons polariser le JFET par un courant d'une valeur 200 mA en 96 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 1 VF [V] 0,8 0,6 VGS=0 0,4 0,2 0 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 T [°C] Courbe de calibration du paramètre thermo-sensible qui permet de mesurer la température régnant dans la canal du transistor : tension entre drain et source du JFET dont le canal est polarisée en direct par un courant de 300 mA, en fonction de la température. Fig. 3.6 mode inverse (polarisation négative sur le drain) par une source d'alimentation continue HP 6652A (0 -20 V/0 -25 A), qui permet également de contrôler le courant. Le JFET a été mis à l'état bloqué en polarisant sa grille avec une tension négative proche de la tenue en tension de cette jonction pour bloquer complètement le canal (V gs ≈ V br). En faisant varier la valeur de la température appliquée, nous mesurons la valeur de la chute de tension mesurée aux bornes de la diode par un multimètre à haute résolution. A noter que la réalisation de ces mesures nécessite des températures xes pour éviter l'inuence de l'auto-échauement sur la chute de tension mesurée. Les mesures ont été réalisées pour diérents niveaux de température entre ◦ la température ambiante et la température à 400 C. La Fig. 3.5 montre la calibration de la diode interne du JFET en fonction de la température. En utilisant la même technique pour obtenir la courbe expérimentale de calibration du canal du JFET. Nous avons polarisé le JFET en direct (polarisation positive sur le drain) par un courant de 300 mA et court-circuiter la grille avec la source. La température est xée par le dispositif thermo-régulé externe à chaque mesure pour obtenir les points sur la courbe expérimentale de calibration du canal du JFET. Cette calibration est montrée sur la Fig. 3.6. Le jeu de données permet de construire les équations de la température (T ) en fonction de la chute de tension aux bornes du JFET (VF ) pour chaque 3.2. Dispositif expérimental 97 calibration. Ces équations sont présentées dans le Tab. 3.2. Ces données numériques permettront de convertir la tension VF mesurée aux bornes du JFET en température interne régnant dans ce composant. Diode 200mA Tdiode = +1, 37.103 − 5, 17.102 VF Canal 300mA TRON = −1, 17.102 + 1, 31.103 VF − 1, 42.103 VF2 + 6, 99.102 VF3 Les températures sont en °C, les tensions sont en Volts. Les équations utilisées pour estimer la température à l'aide des paramètres thermo-sensibles. Tab. 3.2 3.2.2.1 Description du dispositif expérimental Pour réaliser les mesures, nous avons utilisé le circuit de test schématisé sur la Fig. 3.7 pour estimer la température régnante dans le JFET lors d'un choc de foudre. Ce circuit contient des interrupteurs qui gérent l'application du choc de foudre puis la mesure du paramètre thermo-sensible. La séquence de déclenchement est décrite à la gure 3.8. Le circuit de polarisation de grille est décrit à la gure 3.9. Nous avons fabriqué un circuit spécique de commande de grille pour obtenir un bon contrôle de la polarisation de la grille du JFET, modélisé par une résistance Rg et source de tension VGS sur la Fig. 3.7. En eet, c'est un circuit simplié en réalité, et le circuit détaillé est montré sur la Fig. 3.9 où nous pouvons régler la tension appliquée sur la grille par la résistance variable P1 de VGS = 0 à VGS = VT O (tension de seuil). Une forte impédance de mode commun est obtenue en utilisant des valeurs élevées pour les résistances de grande valeur 10 µF Ra et Rb (typiquement 68 kΩ). La capacité lm permet d'obtenir une faible impédance diérentielle pour maintenir une tension constante de la sortie du driver de grille. Ici sa Donc le rôle de Cg Ra , Rb et Cg VGS . La résistance Rg valeur est de 33 Ω. émule l'impédance est de commander en toute sécurité la grille du JFET jusqu'au pincement (punch-through), an d'être sûr qu'aucun courant ne circulera dans le canal du JFET. Les résistances Ra , Rb limitent le courant statique de grille à des valeurs acceptables, le condensateur Cg maintient la tension au cours des transitoires. Le courant dynamique de grille est limité par Rg . Normalement, il existe une capacité interne Csg entre la source et la grille que nous ne pouvons pas éviter. Cette capacité charge la grille en tension 98 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre K1 R2 K3 L D1 D2 K4 Rs Im Vc + C R1 R3 K2 Gate driver Rg V F Q + Vg Fig. 3.7 foudre. Dispositif de caractérisation du JFET (Q) soumis à un choc de Q : est un transistor JFET-SiCED 300mΩ sous test ; C : est un condensateur pré-chargé considéré comme la source d'énergie de choc ; K1 : L'interrupteur principal (IGBT-Si) du générateur de choc qui per- met de se connecter le condensateur pré-chargé C avec les éléments passifs (R1 , R2 , L, R3 ) an de produire la forme de choc normalisée ; K2 : un interrupteur (IGBT-Si) qui permet d'interrompre le choc de foudre à des instants croissants en re-dirigeant le courant de choc vers la terre ; K3 : un interrupteur (MOSFET) qui sert à isoler le composant sous test pour eectuer la mesure du paramètre thermosensible K4 Im K2 interrompe le choc ; Vm , et par là de générer un courant le plus constant possible ; D1 : une diode qui sert à protéger l'interrupteur K4 et la source de tension Vm après Vm : un générateur de tension continue ; Rs : une résistance (en série avec Vm ) sert à réduire la variation de potentiel de la source ; : un interrupteur (MOSFET) pour injecter tout seulement le courant de mesure VF pendant le choc ; D2 : une diode permet d'isoler le circuit de mesure du circuit de générateur de choc et de bien imposer le courant de mesure le test Q. Im dans le composant sous Vm 3.2. Dispositif expérimental 99 1 K1 0 t1 1 K2 0 t2 1 K3 0 t3 1 K4 0 t4 t t1 t2 t3 t4 t (usec) Chronogramme de la séquence de déclenchement des interrupteurs du schéma (F ig. 3.7) Fig. 3.8 Ra E− + P1 Rg Cg Vg VGS Rb Fig. 3.9 Circuit détaillé de dispositif de contrôle de tension de la grille VGS . positive quand le choc arrive aux bornes du transistor. 3.2.3 Séquence de commutation des interrupteurs K1, K2, K3 et K4 La mesure de la température grâce à des mesures électriques lors d'un choc de foudre est eectuée en interrompant le choc à des instants croissants. Le dispositif sous test, se voit alors appliqué un courant xe pour obtenir une réponse en tension. Chaque étape (pendant chaque interruption) produit une valeur de température associée à un temps de retard. L'ensemble des valeurs peuvent ensuite être superposées sur la même courbe pour former la réponse thermique. 100 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre Quatre interrupteurs sont utilisés et sont contrôlés par une unité logique programmable. Maintenant nous passons au principe de fonctionnement qui est résumé par le chronogramme de la Fig. 3.8. Dans un premier temps, nous avons chargé la capacité C par l'intermédiaire d'une source de tension continue jusqu'à la valeur (1750 V). Puis on déclenche K1 le choc de foudre en fermant l'interrupteur A ce moment, l'interrupteur le choc de foudre au transistor à l'instant t. K3 doit être déjà fermé an de faire supporter Q sous test. A la n de la durée choisie pour l'impulsion de courant refermer K2 à l'instant t1 ∆t1 , on vient pour nir de décharger l'inductance et annuler le courant dans le JFET sous test. La durée ∆t1 est réglable de 2 µs à 124 µs an de décrire tout le choc de foudre. L'interrupteur un léger retard stress sur K3 ∆t2 est ouvert à l'instant de 2 µs t3 après la fermeture de K2 avec pour isoler le transistor sous test sans générer de K3 . On ferme l'interrupteur léger retard K4 à l'instant t3 après l'ouverture de K3 avec un ∆t3 de 1 µs, un faible courant Im xé de 200 mA à 300 mA, va alors polariser la diode interne ou le canal de transistor selon le cas expérimenté. La durée de mesure de durée choisie de 10 µsec VF : ∆t4 est déterminée par ouverture de K4 . Cette VF moyennée à VF variant entre permet une mesure de tension de l'osciloscope, donc avec une bonne précision (signal l'aide 0,1 V et 2,8 V). La tension VF , chute de tension (directe ou inverse) à faible courant, est une image de la température provoquée dans le transistor. En plus du principe général, plusieurs points pratiques peuvent être notés : Le transistor sous test (Q) est fermé en début de cycle, pour assurer le passage de courant de choc jusqu'à la n de la durée choisie pour l'impulsion de courant L'interrupteur K3 ∆t1 ; doit être fermé avant le déclenchement du choc, an de mettre le composant directement sous test ; L'interrupteur retard ∆t3 K4 K2 Im ; doit être fermé après l'ouverture de an de faire circuler le courant de mesure avec un léger Le générateur de courant de mesure est découplé du circuit de puissance par l'interrupteur K4 et la diode D1 et aussi une résistance Rs de quelques milliers d'Ohms, an de réduire la variation de potentiel vue par la source, et par conséquent de générer le courant le plus constant possible Im . 3.2. Dispositif expérimental 101 3.2.4 Moyen de mesure 3.2.4.1 Instruments de mesure utilisés Les mesures électriques temporelles exposées dans notre travail ont été réalisées en utilisant les instruments suivants : Oscilloscope Tektronix TDS7054 de bande passante 500 MHz ; Sondes de tensions Tektronix P6139A, bande passante 0 500 MHz ; Shunt aselque T&M SDN005 de résistance 4,901 mΩ et de bande passante 0 400 MHz. An d'obtenir les caractéristiques courant / tension aux bornes du JFET, nous avons utilisé un traceur Tektronix. De plus, nous avons besoin d'un oscilloscope capable de tracer une onde très rapide comme le choc de foudre pendant un temps très court (micro9 seconde). L'oscilloscope peut eectuer 2,5.10 échantillonnages par seconde, avec une résolution de 8 bits en mono-coup. 3.2.4.2 Composant étudié Les mesures eectuées dans cette thèse ont été réalisées avec un JFETSiC fabriqué par SiCED. Ses principales caractéristiques sont résumées dans le Tab. 3.3 Composant JFET-SiC Tenue en tension 1200 V Courant nominal 15 A RdsON 0.2 Ω IdsSAT 42 A Vto −19 V Boîtier TO−3 Tab. 3.3 Caractéristiques du JFET-SiC étudié 3.2.4.3 Conditions de mesure Principalement, nos mesures temporelles sont destinées à être comparées avec la simulation. Donc, il est très important de maîtriser l'environnement de mesure an d'obtenir des mesures peu bruitées. 102 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre Eectivement, toutes les mesures présentées ont été réalisées en mode com- 2 mun. Le composant sous test (DUT ) est placé loin de l'inductance et les capacités du générateur de choc de manière à assurer au mieux son fonctionnement en dépit du courant induit dans le circuit de test. Nous avons bien essayé d'éviter le couplage entre le DUT et le reste de circuit pour obtenir des mesures propres. La commande des transistors (les interrupteurs), est eectuée par un module de commande, développé spéciquement pour ce travail. Ce module de commande comprend une carte FPGA 3 an de piloter les grilles de quatre interrupteurs utilisés dans notre travail, avec quatre sorties de bre optique. ∆t1 est une durée variable et ∆t1 est xée par l'opérateur. A partir de la Fig. 3.8, on peut observer que les autres durées en dépendent. Cette période 3.3 Validation Expérimentale et Mesures Nous allons revenir à la Fig. 3.3 pour simplier tous les cas de notre expérience. Cette gure montre un bras d'onduleur qui contient de deux JFET. Chaque JFET peut être dans l'état ON ou OFF selon le contrôle de la grille du JFET. Dans notre expérience, nous étudions un seul JFET à la fois, comme justié en début de chapitre. 3.3.1 Mesure en direct La Fig. 3.10 représente le circuit de test du JFET soumis à un choc de foudre, pour le cas où le canal est polarisé en direct (le drain est polarisée avec une tension positive par rapport à la source) et la tension de polarisation de la grille est nulle VGS = 0. Dans ce cas, la diode interne du JFET est polarisée en inverse (bloquée). C'est-à-dire que le canal est à l'état passant (fermé) sous la tension VDS et la diode interne est polarisée en inverse (bloquée). Cela correspond aux cas de la Fig. 3.4(c) et la Fig. 3.4(d) où le courant de choc passe seulement dans le canal du JFET. Nous avons appliqué une impulsion complète d'un choc de foudre an d'avoir une vue panoramique des variables La Fig. 3.11(a) représente le courant IF IDS et VDS du JFET. qui circule du drain à source dans le canal et la Fig. 3.11(b) représente la tension drain-source 2 Terme 3 Terme Anglais : Device Under Test Anglais : Field-Programmable Gate Array VF mesurée aux 3.3. Validation Expérimentale et Mesures K1 R2 K3 L 103 K4 D1 D2 Rs Im C R1 Q Vg + Vm V F K2 R3 + − Vc + Rg Dispositif de caractérisation en mode direct d'un JFET soumis à un choc de foudre. Fig. 3.10 bornes du JFET testé pour une impulsion complète de choc. De t = 0 à t = 250 µs la tension (drain-source VF ) aux bornes du JFET dépasse les 120 V et le courant atteint 32 A. Manifestement, la chute de tension ON n'est pas seulement celle imposée par la RDS , soit 6,4 V. Le courant est imposé principalement par le générateur de choc par la présence d'une impédance série résistive et inductive. Nous eectuons une succession de mesures à VC initial identique, mais à des instants croissants, en faisant varier la durée de la phase ∆t1 (durée du choc). Nous pouvons alors reconstruire le prol temporel de température interne dans le JFET pendant le choc. Cette température est un bon indicateur des conséquences du choc de foudre et de la marge thermique disponible. La Fig. 3.12 représente les tensions drain-source mesurées après chacune des impulsions, alors que le canal du JFET sous test est passant (VGS et polarisé dans le sens direct par le courant de mesure générateur de tension continue Vm (phase ∆t4 Im sur la Fig. 3.8). = 0), imposé par le VF dans ce cas correspond donc à la chute de tension aux bornes du canal passant du JFET. A partir de l'évaluation de VF , nous pouvons obtenir directement le l'esti- mation du prol de température dans le composant pendant et après le choc de foudre, en utilisant les résultats de la calibration du canal montrés sur la (Fig. 3.6). En raison de graves perturbations CEM, il n'est pas possible d'obtenir la mesure de la tension par ce paramètre thermo-sensible juste après l'interruption du choc. Pour cette raison, une extrapolation linéaire est utilisé pour remonter le temps à partir de données acquises. Les acquisitions sont visibles sur l'image de la Fig. 3.23(a) Les points bleus dans le prol de la température estimée sont calculés pour 104 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 35 30 25 IF [A] 20 15 10 5 0 -5 -50 0 50 100 150 Time [us] 200 250 200 250 (a) IDS 140 120 VF [V] 100 80 60 40 20 0 -20 -50 0 50 100 150 Time [us] (b) VDS Mesure du courant IF et de la tension VF (Drain-Source) durant un choc complet (le canal conduit tout seul en direct) Fig. 3.11 chaque acquisition. On peut constater que la température régnante dans le canal du JFET, ◦ quand la diode interne est bloquée, atteint quasiment 86 C au bout de 30 µs. 3.3. Validation Expérimentale et Mesures 105 La tension drain-source mesurée en faisant croître la durée de la phase ∆t1 par un pas variant entre 2 µs et 30 µs. Fig. 3.12 90 estimated temperature 80 T [°C] 70 60 50 40 30 20 0 50 100 150 200 Time [us] 250 300 Evolution de la température de canal du JFET durant le choc puis lors du refroidissement (la température à t = 0 est de 27 ◦ C ) Fig. 3.13 106 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre K1 R2 K3 L D1 D2 K4 Im Q Vc + C R1 K2 R3 Rs + V F Vg Rg + − Dispositif de caractérisation en mode inverse d'un JFET soumis à un choc de foudre. Fig. 3.14 3.3.2 Mesure en inverse Dans le cas de mesure en inverse, nous allons inverser la position du JFET en quittant le reste de circuit sans changement, voir la Fig. 3.14 nous constatons deux cas diérents selon la tension de la polarisation de la grille du JFET, parce qu'il existe deux chemins possibles du courant dans le JFET : Le premier cas : VGS < VT O (Canal bloqué) VSD En appliquant une tension (tension de choc) sur la source du JFET, la diode sera polarisée en direct et le canal sera bloqué par une tension assez négative de grille VGS = VT O , et avec les mêmes paramètres de l'expérience (puissance,. . .) En eectuant une série de mesure, et en faisant varier la durée de la phase ∆t1 (durée du choc). Nous pouvons alors reconstruire le prol temporel de température pendant le choc. La Fig. 3.15 montre la mesure du courant et la tension VF IF (courant de choc de foudre) (Source-Drain) durant un choc complet. La Fig. 3.16 représente les tensions sourcedrain mesurées après chacune des impulsions, alors que la diode intrinsèque du JFET sous test est ouvert (VSD Im > 0), (phase et polarisée dans le sens direct par la source de courant de mesure ∆t4 sur la Fig. 3.8). VF dans ce cas correspond donc à la chute de tension aux bornes de la diode passante du JFET pendant la durée de mesure ∆t4 . Après l'évaluation de VF , chute de tension aux bornes de la diode du JFET pendant le choc, on peut reconstruire le prol de la température interne dans la diode. La Fig. 3.24(a) montre les points de température (en bleu) pour ◦ chaque acquisition mesurée. La température atteint environ 54 C Vm 3.3. Validation Expérimentale et Mesures 107 80 70 60 IF [A] 50 40 30 20 10 0 -10 -50 0 50 100 150 Time [us] 200 250 200 250 (a) ISD 14 12 VF [V] 10 8 6 4 2 0 -2 -50 0 50 100 150 Time [us] (b) VSD Mesure du courant IF et de la tension VF (Source-Drain) durant un choc complet (la diode conduit en direct et le canal est bloqué) Fig. 3.15 Le deuxième cas : VGS = 0 (Canal passant) Nous appliquons toujours dans le même sens de polarisation, tension positive sur la source du JFET an de réaliser la polarisation en inverse. Dans ce cas la diode est polarisée en direct et le canal du JFET est à l'état 108 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 2.89 Forward Voltage [V] 2.88 2.87 2.86 2.85 2.84 2.83 0 50 100 150 200 Time [us] 250 300 La tension source-drain mesurée aux bornes de la diode polarisée en direct (VGS < VT O ) en faisant croître la durée de la phase ∆t1 par pas variant de 2 µs à 30 µs. Fig. 3.16 55 estimated temperature 50 T [°C] 45 40 35 30 25 20 0 50 100 150 200 Time [us] 250 300 Evolution de la température de la diode du JFET durant le choc puis lors du refroidissement (la température à t = 0 est de 30 ◦ C ) Fig. 3.17 passant mais en inverse, de la source vers le drain, donc il existe deux chemins 3.3. Validation Expérimentale et Mesures 109 80 70 60 IF [A] 50 40 30 20 10 0 -10 0 50 100 Time [us] 150 200 150 200 (a) ISD 16 14 12 VF [V] 10 8 6 4 2 0 -2 0 50 100 Time [us] (b) VSD Mesure du courant IF et de la tension VF (Source-Drain) durant un choc complet (le canal et la diode sont à l'état passant) Fig. 3.18 pour le courant dans le JFET, car le canal et la diode sont à l'état passant. La Fig. 3.18(a) représente le courant IF qui circule de la source au drain dans le canal et la diode et la Fig. 3.18(b) représente la tension source-drain VF mesurée aux bornes du JFET testé pour une impulsion complète du choc. Après une série de mesures en faisant changer la durée entre 2 µs et 20 µs, on peut évaluer la chute de tension VF ∆t1 par pas variant aux bornes du JFET 110 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 165 160 155 VF [mV] 150 145 140 135 130 125 120 0 50 100 150 Time [us] 200 250 La tension source-drain mesurée aux bornes du JFET en faisant croître la durée de la phase ∆t1 par pas variant entre 2 µs et 20 µs (la canal et la diode sont à l'état passant). Fig. 3.19 65 60 55 T [°C] 50 45 40 35 30 25 0 50 100 T ime [us] 150 200 Evolution de la température du JFET durant le choc puis lors du refroidissement (la température à t = 0 est de 26 ◦ C ), (le canal et la diode sont à l'état passant) Fig. 3.20 sur la Fig. 3.19. Par conséquent on peut tracer le prol de la température à partir des valeurs de pendant le choc. La VF . La Fig. 3.25(a) montre l'élévation de la température ◦ température atteint environ 48 C . 3.3. Validation Expérimentale et Mesures 111 3.3.3 Vérication et comparaison de la détection thermique expérimentale par la simulation Fig. 3.21 P(t) la puce en SiC x25 x4 x1 Rth1 Rth26 Rth30 Tj Cth1 Cth26 Cth30 Tamb Circuit électrique équivalent pour le comportement thermique de la puce JFET Fig. 3.22 An de vérier la cohérence de l'estimation de la température, nous avons développé un modèle thermique dont l'entrée est la mesure directe de la puissance instantanée, P, car un modèle électro-thermique de JFET est très complexe à dévélopper. Cette source de puissance P, une série de cellules CT H en cascade et d'une source de température ambiante Tamb RT H , forment un circuit thermique à une dimension. La source P génère un ux correspondant au produit P = iv , ce produit est à tout instant égal à la puissance fournie au JFET, où les gures suivantes, 3.23(b), 3.24(b) et 3.25(b), montrent la puissance dissipée pour chaque cas étudié. La puissance mesurée aux bornes du JFET est utilisée comme entrée de la simulation. Nous allons aussi simplier le modèle en utilisant un modèle thermique classique R-C équivalent à un circuit thermique, voir Fig. 3.22. Dans ce modèle, nous avons découpé la puce 112 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre de SiC en 30 cellules de taille variable. Ce découpage est n à proximité de la zone qui chaue, et, plus grossier dans la partie distante. Cette répartition permet de réduire l'ordre du modèle sans perdre trop de précision, on se réfère à [Amm99]. Les éléments RT H , CT H sont calculés à l'aide des expressions suivantes : RT H = 1 d . λth A où : λth : la conductivité thermique pour SiC-4H [ d : l'épaisseur de A : la surface du W ] cm. ◦ C la maille de l'élement JFET [cm] 2 JFET [cm ] CT H = c.ρ.d.A où : J c : la chaleur massique (specic heat) [ ρ 3 : le mass volumique (density) [g/cm ] g. ◦ C ] ◦ ◦ Les valeurs de λth , c, ρ étant respectivement de 2,7 W/cm. C , 0,69 J/g. C , 3 3,211 g/cm (pour le SiC). La puce, d'une épaisseur de 350 µm et la surface 2 ◦ active est 5,8 mm environ et la température ambiante 27 C . En utilisant les mesures expérimentales de la tension et du courant dans le JFET, on peut calculer la puissance instantanée injectée dans le JFET, cette puissance est ensuite utilisée dans le modèle thermique. Cette technique nous permet de séparer le comportement électro-thermique du JFET, du phénomène de refroidissement en vue de vérier l'estimation de la température. Dans la suite, nous allons montrer les résultats expérimentaux et les simulations pour les trois cas précédents. Nous pouvons noter que la température est maximale dans le cas où le canal est polarisé en direct. Bien que le courant dans ce cas (canal-On) soit inférieur aux deux autres cas, nous observons que la température est plus élevée. Les localisations de source de chaleur et de la zone active du paramètre thermo sensible ne sont pas identiques. 3.4. Problématique de l'expérience 113 90 80 Simulation Mesure T [°C] 70 60 50 40 30 20 0 50 100 150 T ime [us] 200 250 (a) 4 P [kW] 3 2 1 0 0 50 100 150 T ime [us] 200 250 (b) (a) Comparaison entre la température simulée et le résultat expérimental (le canal est à l'état passant en direct) et (b) la puissance instantanée injectée dans le JFET Fig. 3.23 3.4 Problématique de l'expérience 3.4.1 CEM La propagation d'une perturbation en mode commun est considérée par la plupart des ingénieurs en CEM comme le principal problème ! Naturellement, le choc impose des variations de tension et de courant très importantes pendant un temps de l'ordre de la micro-seconde. Dans notre 114 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 55 Simulation Mesure 50 T [°C] 45 40 35 30 25 0 50 100 150 T ime [us] 200 250 200 250 (a) 1 P [kW] 0,8 0,6 0,4 0,2 0 0 50 100 150 T ime [us] (b) (a) Comparaison entre la température simulée et le résultat expérimental (la diode interne est à l'état passant) et (b) la puissance instantanée injectée dans le JFET Fig. 3.24 expérience, on peut dire que le comportement dynamique doit être pris en compte. Le câblage des composants actifs (semi-conducteurs) et des composants passifs (résistances, condensateurs, inductances...), ainsi que les connexions de ces composants doit être pris en compte. Cela pose un réel problème sur l'interprétation les mesures eectuées. En eet, le générateur de choc produit un front sévère ( dv dt = 1 kV /µs) qui 3.4. Problématique de l'expérience 115 70 Simulation Mesure T [°C] 60 50 40 30 20 0 50 100 T ime [us] 150 200 150 200 (a) 1,2 1 P [kW] 0,8 0,6 0,4 0,2 0 0 50 100 T ime [us] (b) (a) Comparaison entre la température simulée et le résultat expérimental (la diode et le canal sont à l'état passant) et (b) la puissance instantanée injectée dans le JFET Fig. 3.25 traverse l'ensemble du circuit. Le découplage du mode commun et une seule connexion à la terre est obligatoire. Une autre diculté est la dynamique des signaux : pendant la phase de 1 µs, le courant mesuré et les tensions changent dans un rapport de 1000. 116 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre 3.4.2 Description de la tension appliquée par le générateur Au cours de notre expérience, on peut observer que l'élévation de température n'est pas importante. En eet, cela est dû à la limitation que nous avons mis sur la tension d'entrée : 1 kV au lieu de 2 kV comme indiqué dans le norme : CEI 61000 -4-5 dans le paragraphe 3.1.1.1. Cette limite est jus- tiée dans notre travail car des surtensions transitoires apparaissent dans le générateur de choc et dépasse le calibre de composants et des sondes. 3.5 Discussion La Fig. 3.23, montre un cas de conduction par le canal. Nous pouvons observer que la réponse simulée de la température (ligne continue) montre un pic, légèrement retardé par rapport à la température mesurée à l'aide du paramètre TSP. Bien que, le même signal de déclenchement utilisé, soit le même dans toutes les expériences, les signaux de référence pour la simulation thermique (le courant et la tension) sont synchronisés par le déclenchement, et une erreur triviale n'est guère possible. Cela peut être un phénomène dynamique thermique à l'intérieur du JFET car la dissipation de puissance ne se trouve pas exactement là où est la région de mesure de paramètre TSP. De plus, la tension TSP est extrapolée à partir d'un segment de 10 µs. Pour chacun des trois cas étudiés, le courant qui passe dans le JFET prend un chemin diérent selon le cas expérimenté. Par conséquent, des régions diérentes du composant DUT sont stressées diéremment selon le passage du courant. Dans ce manuscrit, nous ne prétendons pas à aborder dans l'aspect physique du problème. Néanmoins, des variations importantes sur les réponses thermiques expérimentales demandent une tentative d'explication. Comme indiqué dans la section précédente, les erreurs sur l'utilisation du TSP prennent une part à la diérence observée entre l'expérience (mesure) et la simulation. Une autre source d'incertitude est la modélisation thermique, parce que ce modèle thermique, sans doute, est trop simple pour des très courtes périodes. De plus, généralement, il existe une diérence entre la situation géographique de la région chauée par rapport à la région de mesure TSP à l'intérieur du JFET. Dans la Fig. 3.26 par exemple, la diode drain-source est située entre la + caisson P de source et le drain, alors que la dissipation de puissance se produit dans le canal et la diode en conduction inverse. Dans ce cas, le TSP 3.6. Conclusion Fig. 3.26 interne 117 Coupe verticale d'une demi-cellule du JFET, montré la diode utilisé est la tension directe aux bornes de la diode. En conclusion de cette discussion, Une étude plus approfondie avec un modèle multiphysique valable en auto-échauement sera nécessaire. Une solution lourde est la simulation électrothermique de type éléments nis par exemple avec un outil comme CENTAURUS. 3.6 Conclusion Dans ce chapitre, nous avons présenté les résultats expérimentaux réalisées sur le transistor JFET-SiCED sous un choc de foudre. Le cas étudié correspond aux chocs de foudre sur un onduleur du côté de la ligne alternative. Pour produire une surtension induite par un choc de foudre, nous avons fabriqué un générateur de choc compatible avec la norme CEI 61000 -4-5. Nous avons décrit notre dispositif expérimental qui est capable de mettre le JFET sous surtensions et de mesurer la réponse thermique sous forme d'une image de tension, an de connaître la température de la puce du JFET lors du choc. Puis, une présentation de tous les cas possibles d'un JFET dans un bras d'onduleur sous un choc de foudre a été étudié, en prenant en considération la polarité de la foudre. La validation de ces résultats a été analysée sur un modèle thermique 118 Chapitre 3. Impact d'un choc de foudre simple an de montrer une image de la température interne au JFET. Nous avons utilisé les pertes mesurées dans le JFET, comme une source de la chaleur simulée dans le modèle thermique. Nous avons obtenu comme résultat que le JFET peut supporter un choc de foudre suivant la norme CEI 61000 -4-5 à 1,4 kV. Toutefois, le choc de foudre était d'intensité réduite, ce qui peut correspondre à un choc de foudre distant sur la ligne. Notre méthodologie expérimentale pourra s'appliquer à l'étude de chocs plus sévères, conforme à la norme. Nous avons mis en évidence la complexité des phénomènes mis en jeu avec notamment : diérentes chemins pour le courant ; des localisations diérents des sources de chaleur et des estimations de la température à partir de paramètres thermo-sensibles. Tout cela exige, l'utilisation de modèles multiphysiques précis, valables en phase d'auto-échauement, pour améliorer notre analyse. Conclusion générale Dans le premier chapitre nous avons vu dans quel contexte se situe notre étude. Le réseau de distribution de l'énergie électrique tel que nous le connaissons aujourd'hui va muter dans les années qui viennent par l'arrivée de l'électronique de puissance. C'est ce qui a motivé nos travaux sur la possibilité d'utiliser un nouveau composant : le JFET en carbure de silicium (SiC) comme interrupteur dans les convertisseurs reliés au réseau. Les propriétés exceptionnelles du SiC laissent en eet penser que des performances techniques en matière de réduction des pertes et de montée en fréquence sont atteignables. Le chapitre second contient une étude comparative d'un module IGBT (silicium) du commerce à un module virtuel associant 40 puces de JFET en SiC. Ces puces sont actuellement disponibles sous forme d'échantillons, elles ont été caractérisées au laboratoire. On observe, dans ce chapitre, que les JFET en SiC permettent une montée en fréquence et/ou une réduction des pertes par rapport à une solution classique à IGBT. Nous avons consacré tout le chapitre trois à l'expérimentation. A ce jour, les modèles de JFET ne sont pas encore assez performants pour permettre une étude dans des conditions extrêmes comme celles que peuvent subir des convertisseurs reliés directement au réseau. Parmi des contraintes extrêmes nous avons choisi le choc de foudre indirect. Un dispositif expérimental a été développé et des mesures électro-thermiques eectuées. Le niveau d'énergie appliqué n'a pas permis de s'approcher des limites de destruction des JFET. Il faudra utiliser un générateur de choc beaucoup plus puissant pour connaître la limite par cette technique. De manière générale, nous pouvons conclure que les composants en carbure de silicium, tel que le JFET, permettent de réduire les pertes des convertisseurs reliés au réseau et ouvre à des applications à plus haute fréquence. Que la robustesse électrique et thermique du carbure de silicium repousse les limites de tolérance aux contraintes et devrait contribuer à réduire l'importance des dispositifs de protection actuellement utilisés. Publications personnelles 1. Asif Hammoud. «Comportement électro-thermique d'un JFET en SiC soumis à un choc de foudre». Congrès Jeunes Chercheurs en Génie Électrique. (JCGE'08). Lyon : France. 2008 2. Dominique Tournier, Dominique Bergogne, Asif Hammoud, Dominique Planson, Rami Mousa, Hervé Morel, Bruno Allard and Olivier Brevet. «Current limiting with SiC JFET structures». In 5th International Conference on Integrated Power Electronics Systems, (CIPS'08). Nuremberg: Germany. 2008 3. Dominique Bergogne, Asif Hammoud, Dominique Tournier, Cyril Buttay, Youness Hamieh, Pascal Bevilacqua, Abderahime Zaoui, Hervé Morel and Bruno Allard. «Electro-thermal behaviour of a SiC JFET stressed by lightning-induced overvoltages». In 13th European Conference on Power Electronics and Applications. (EPE '09). Barcelona : Spain. 2009 Bibliographie [Ach92] E. G. Acheson. Production of articial crystalline carbonaceous materials. [Ack05] Brevet no US492767, 1892. 54 T. Ackermann. Wind power in power systems. John Wiley and Sons, 2005. 25, 26, 27 [AG07] Inneon Technologies AG. IKW08T120. www.inneon.com 2007. 73 [Agg07] D. Aggeler, J. Biela, S. Inoue, Akagi H. and KolarJ. W. BiDirectional Isolated DC-DC Converter for Next-Generation Power Distribution - Comparison of Converters using Si and SiC Devices. In Power Conversion Conference, pages 510517. 2007. 70, 71 [Aim03] S. El Aimani, B. François and and F. Minne B. Robyns. Modeling and Simulation of Doubly Fed Induction Generators for Variable Speed Wind Turbines integrated in a Distribution Network. EPE'2003, September 2 - 4, 2003. 27 [Amm99] A. Ammous, S. Ghedira, B. Allard, H. Morel and D. Renault. Choosing a thermal model for electrothermal simulation of power semiconductor devices. sactions on, [Axe99] U. Power Electronics, IEEE Tran- volume 14, no. 2 :300 307, mar 1999. 112 Axelsson, L. Weimers. A. Holm, C. Liljegren, K. Eriksson and Gotland HVDC light transmissionworld's rst commercial small scale dc transmission. In CIRED Conference, Nice, France, 1999. 32 [Ber24] J. J. Berzellius. Unterfuchungen über die Flufsfpathfäure und deren merkwürdigften Verbindungen. Chemie, [Ber05] Annalen der Physik und volume 1 :169230, 1824. 54 D. Bergogne, P. Bevilacqua, S. M'Rad, D. Planson, H. Mo◦ rel, B. Allard and O. Brevet. 300 C operating junction temperature inverter leg investigations. In European Conference on Power Electronics and Applications, page 8. 2005. 69, 70 [Ber08] D. Bergogne, H. Morel, D. Planson, D. Tournier, P. Bevilacqua, B. Allard, R. Meuret, S. Vieillard, S. Rael and F. Meibody Tabar. Towards an airborne high temperature SiC inverter. [Bla82] IEEE, PESC, pages 31783183, 2008. 69 D. L. Blackburn and D. W. Berning. Power MOSFET temperature measurements. In PESC'82 ; Annual Power Electronics 124 Bibliographie Specialists Conference, 13th, Cambridge, pages 400407. juin 1982. 93 [Bor00] P. Bornard. Conduite d'un system de production-transport. Techniques de l'ingenieur, [Bou09] volume D4080, 2000. 8 N. Boughrara, S. Moumen, S. Lefebvre, Z. Khatir, P. Friedrichs and J.C. Faugieres. Robustness of SiC JFET in IEEE Electron Device Letters, Short-Circuit Modes. volume 30, no. 1 :5153, 2009. 92 [Bub98] R.H. Bube. Photovoltaic materials. Imperial College Pr, 1998. 29 [Car91] P. Carrive. Réseaux de distribution : structure et planication. Techniques de l'ingenieur, [Cas97] volume D 4210, 1991. 8, 10 F. Castellanos, J.R. Marti and Marcano F. multiphase transmission line models. 19, [Cas07] Phase-domain Power & Energy Systems volume 19, 1997. 12 J. C. Cass, R. Burgos, F. Wang and D. Boroyevich. ThreePhase Ac Buck Rectier using Normally-On SiC JFETs at 150 kHz Switching Frequency. In IEEE Power Electronics Specia- lists Conference, pages 21622167. 2007. 72 [Cil07] E. Cilio, J. Homberger, B. McPherson, R. Schupbach, A. Lostetter and J. Garrett. A Novel High Density 100kW Three-Phase Silicon Carbide (SIC) Multichip Power Module (MCPM) Inverter. In IEEE Applied Power Electronics Confe- rence, pages 666672. 2007. 69, 71 [Com00] C. Combaret. Comportement thermique des composants de protection contre les eets indirects de la foudre. Ph.D. thesis, L'institut national des sciences appliquées de Lyon, 2000. 48, 49 [Cra06] Valentin Crastan. Les réseaux d'énergie électrique 1. La Voisier, 2006. 12 [CREom] CREE. SiC product specications. www.cree.com. 55 [Dor97] R.C. Dorf. The Electrical Engineering Handbook. CRC Press in cooperation with IEEE Press, University of California, second edition edition, 1997. 35 [Dou97] A. Doulet. Réseaux de distribution : exploitation. de l'ingenieur, [EDF06] Techniques volume D 4230, 1997. 10 EDF. Insertion de production eolienne et photovoltaique dans les reseaux publics des zones non interconnectees. nique SEI REF 03, volume V3 :5, 2006. 29 Référentiel Tech- Bibliographie 125 http://fr.wikipedia.org/wiki/Thomas_Edison. [edi] URL [Ela02] A. Elasser and T.P. Chow. Silicon carbide benets and advantages for power electronics circuits and systems. IEEE, [Elp10] Proceedings of the volume 90, no. 6 :969986, 2002. 67 R. Elpelt, P. Friedrichs and B. Biela. Fast switching with SiC VJFETs inuence of the device topology. Forum, Switzerland, [ES07] 35 Materials Science volume 645-648 :pp : 933936, 2010. 59, 60 E.I. Energie SOLAGRO. Le photovoltaïque (PV) raccordé au réseau public de distribution. Avril 2007. 29 [Fis90] F.A. Fisher, J.A. Plimer and R.A. Perala. Lightning protection of aircraft. [F.N01] Lightning Technologies, page 499, 1990. 42 F.Nallet. Conception, Réalisation et Caractérisation d'un com- posant limiteur de courant en carbure de silicium. Ph.D. thesis, L'institut national des sciences appliquées de Lyon, 2001. 48 [Fon02] M. Fontela, S. Bacha, N. Hadjsaid and C. Andrieu. Functional specications of electric networks with high degrees of distributed generation. Project Grenoble, [Fra05] Rapport D11 ENK8-CT-2002-00673 CRISP- 2002. 9 B. Francois, B. Robyns, E. De Jaeger and F. Minne. Technologies d'éolienne de forte puissance connectée au réseau de moyenne tension. [Fra09] REE, volume 5 :6574, 2005. 27 W.T. Franke and F.W. Fuchs. Comparison of switching and conducting performance of SiC-JFET and SiC-BJT with a state 13th International European Power Electronics Conference and Exhibition, EPE'09, Spain, page 10, September of the art IGBT. 2009. 73, 74 [Fri00] P. Friedrichs, H. Mitlehner, R. Kaltschmidt, U. Weinert, W. Bartsch, C. Hecht, K.O. Dohnke, B. Weis and D. Stephani. Static and dynamic characteristics of 4H-SiC JFETs de- signed for dierent blocking categories. Materials Science Forum, volume 338, no. 2 :1243 1246, 2000. 59, 62 [Ful92] D. Fulchiron. Surtensions et coordination de l'isolement. hier Technique Schneider n, [Hir] Ca- volume 151 :24, 1992. 45 W. Hirschi and J. Ding. protection d'équipement électriques et électronique contre les surtensions transitoires. montena emc sa, page 10. Www.montena.com. 88, 89 [Kel05] R. L. Kelley, and W.A. Draper M. S. Mazzola and J. Casady. Inherently safe DC/DC converter using a normally-on SiC JFET. 126 Bibliographie In IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, volume 3, pages 15611565. 2005. 69 [Lar95] P. Laroche. La foudre : de la détection à l'agression. In Conférence européenne des essais et télémesures(ETTC'95), Chatillon : ONERA, page 9. 1995. 43 [Lar05] D.M. Larruskain, I. Zamora, A.J. Mazon, O. Abarrategui, J. Monasterio and A.I. SAU. Networks : AC versus DC. Electrical Engineering, [Lel55] J. A. Lely. Transmission and Distribution 9th Spanish-Portuguese Congress on page 6, 2005. 37, 39 Darstellung von Einkristallen von Silizium Karbid und Beherrschung von Art und Menge der eingebauten Verunreinigungen. [Mat01] Ber Deut Keram Ges, volume 32 :229236, 1955. 54 H. Mathieu, T. Bretagnon and P. Lefebvre. Physique des semi-conducteurs et des composants électroniques. Dunod Paris, 2001. 62 [Mer05] A. Merlin. Renewables : to what extent can the existing French system cope with dispersed generation ? Electra (CIGRE), volume 219 :411, 2005. 25 [Mer08] A. Merlin, J. Desbrosses and T.J.Y. DELABRE. L'incident du systeme electrique interconnecte europeen du 4 novembre 2006. Revue de l'électricité et de l'électronique, vo- Les technologies de transport de l'électricité. 12 Les faits et lecons. lume 4 :23, 2008. 39 [Mes08a] F. Meslier. novembre 2008. 38 [Mes08b] F. Meslier. Les interconnexions électriques autour de la Méditerranée. [Moi05] MEDELEC, H. Moissan. Étude du Siliciure de carbone de la météorite de cañon Diablo. Sciences, Paris, [Mou09] 22 novembre 2008. 39 Compte-Rendu des Séances de l'Académie des volume 140 :405 406, 1905. 54 R. Mousa. Caractérisation, modélisation et intégration de JFET de puissance en carbure de silicium dans des convertisseurs haute température et haute tension. Ph.D. thesis, L'institut national des sciences appliquées de Lyon, 2009. 60, 61 [Mul04] B. Multon, X.Roboam, B.Dakyo, C.Nichita and H.Ben Ahmed O.Gergaud. Aérogénérateurs électriques. niques de l'ingénieur, [Nai06] and Tech- volume D3960, 2004. 27 P. Naidoo, R.D. Estment, D. Muftic and N. Ijumba. Progress report on the investigations into the recycling of existing HVAC Bibliographie 127 power transmission circuits for higher power transfers using HVDC technology. In AC and DC Power Transmission, 2006. ACDC 2006. The 8th IEE International Conference on, pages 172176. 2006. 6 [Pan04] Y. Pankow. Etude de l'intégration de la production décentralisée dans un réseau Basse Tension. Application au générateur photovoltïque. Ph.D. thesis, Thèse de doctorant de l'Ecole Nationale Supérieure d'Art et Métiers, 2004. 30 [Pav05] M. Pavard, P. Bornard and G. Testud. Réseaux de trans- port et d'interconnexion de l'énergie électrique. Fonctionnement et reglage. [Rac04] Techniques de l'ingenieur, F. Rachidi. La foudre et ses eets électromagnétiques. tibilité électromagnétique, [Ram06] volume D 4090, 2005. 8 Compa- 2004. 43 G. Rami. Contrôle de tension auto adaptatif pour des productions décentralisées d'énergies connectées au réseau électrique de distribution. Ph.D. thesis, INP Grenoble, 2006. 6 [Ris07] D. Risaletto. Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium. Ph.D. thesis, INSA de Lyon, 2007. 65 [Rit10] A. Ritenour, D.C. Sheridan, V. Bondarenko and J.B. Casady. Performance of 15 mm² 1200 V Normally-O SiC VJFETs with 120 A Saturation Current. Materials Science Forum, pages 937940, 2010. 58 [Rob06] B. Robyns, A. Davigny, C. Saudemont, A. Ansel, V. Courtecuisse, B. François, S. Plumel and J. Deuse. Impact de l'éolien sur le réseau de transport et la qualité de l'énergie. 2006. 26, 28 [Rou07] H. J. Round. A note on Carborundum. Electrical World, vo- lume 19 :309312, 1907. 54 [rte] [Sau04] http://en.wikipedia.org/wiki/Réseau_de_Transport_ d'Électricité. 7 URL C. Saudemont, L. Leclercq, B. Robyns, G. Cimuca and M. Radulescu. Développement d'un émulateur temps réel d'un système de génération éolienne associé à un stockage d'énergie. REE, [Sau05] volume 11 :4959, décembre 2004. 28 C. Saudemont, G. Cimuca, B. Robyns and M. Radulescu. Grid connected or stand-alone real-time variable speed wind generator emulator associated to a ywheel energy storage system. 128 Bibliographie Proceedings of the 11th Conference EPE 2005, Dresde, 11 14 septembre 2005. 28 [Sem05] Dynex Module, Semiconductor. Single DIM1200FSS12-A000. Switch Technical IGBT report, www.datasheetarchive.com/ 2005. 75 www.siced.com. [SiC08] SiCED. JFET. 2008. URL 73 [Tar78] Y. M. Tariov and V. F. Tsekov. Investigations of growth processes of ingots of silicon carbide single crystal. J Cryst Growth, volume 43 :209212, 1978. 55 [Tra08] [Wil99] TranSiC. BitSiC1206. www.transic.com 2008. 73 Théodore Wildi. Electrotechnique. De Boeck Université, 3 edition, 1999. 15 [Yua08] Q.Y. Yuan and L. Yun. Xiangjiaba-Shanghai highest power of UHVDC ready for implementation. In IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exposition, 2008. T&D, pages 15. 2008. 39 [Zha04] J. Zhang, P. Alexandrov, J. H. Zhao and X. Li. Fabrication and characterization of 11-kV normally o 4H-SiC trenched-andimplanted vertical junction FET. volume 25, no. 7 :474476, 2004. 58 IEEE Electron Device Letters, FOLIO ADMINISTRATIF THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON NOM : HAMMOUD DATE de SOUTENANCE : 21.Octobre.2010 (avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant) Prénoms : Asif TITRE : Etude des convertisseurs haute tension pour la protection et la coordination des réseaux de distribution. NATURE : Doctorat Numéro d'ordre : 2010-ISAL-0072 Ecole doctorale : E.E.A. Électronique, Électrotechnique, Automatique. Spécialité : Electronique de puissance. Cote B.I.U. - Lyon : T 50/210/19 / et bis CLASSE : RESUME : Les réseaux électriques sont de plus en plus interconnectés entre eux, et, en particulier, avec de nouveaux systèmes de productions locaux (les énergies renouvelables). L'acheminement vers le réseau de distribution se fera par l'intermédiaire de liaisons en courant continu. Ces liaisons peuvent améliorer le comportement des réseaux à courant alternatif en utilisant des systèmes de contrôle rapides basé sur l'électronique de puissance et la commande. D'un autre côté, le développement rapide dans le domaine d'électronique de puissance a permis d'augmenter les projets de transmission d'énergie par courant continu. Parmi les interrupteurs de puissance en développement, le JFET en SiC est le plus avancé et permet d'imaginer des convertisseurs directement reliés aux réseaux. Dans ce cas il seront exposés aux contraintes du réseau, en particulier les chocs de foudre. L'objectif initial de cette thèse est de montrer la possibilité d'utiliser les JFETs en SiC dans un convertisseur directement relié au réseau de distribution et d'initier une étude sur la robustesse des JFET soumis aux surtensions induites par le choc de foudre.Une étude comparative, à partir de modèles et de données extraites de mesures, permet de penser que, dans certaines applications, l'utilisation des JFET est avantageuses par rapport à l'IGBT.Un dispositif expérimental a été développé pour soumettre un JFET à un choc de foudre et mesurer son comportement dans un bras d'onduleur. Ce dispositif permet d'étudier les 6 cas possibles de fonctionnement du JFET, et prend en compte la polarité du choc.Les premières conclusions montrent que le JFET, dans son environnement de bras d'onduleur, résiste bien aux chocs définis dans la norme et qu'il reste un travail à approfondir sur la modélisation électro-thermique de JFET. MOTS-CLES : JFET-SiC, Choc de foudre, Réseau électrique Laboratoire (s) de recherche : Laboratoire AMPERE Directeur de thèse: Hervé MOREL Président de jury : Charles JOUBERT Composition du jury : Stéphane LEFEBVRE Yvan AVENAS Charles JOUBERT Serge PELISSIER Hervé MOREL Dominique BERGOGNE Rapporteur Rapporteur Examinateur Examinateur Directeur Co-directeur