composants de puissance - Département Génie électrique

COMPOSANTS DE PUISSANCE
1-DIODE
La substance active, le silicium, qui constitue la diode de puissance à semiconducteurs est une substance semi-conductrice c'est-à-dire une substance à
résistance décroissante lorsque la température croît; elle est classée entre les
isolants et les conducteurs.
La diode, constituée par une seule jonction PN, est l’élément unidirectionnel
plus simple. La figure précédante donne sa représentation symbolique et indique les
conventions de signe adoptées pour le courant et la tension,
1.1. Etat passant
Quand le circuit dans lequel est placée la diode tend à faire passer le courant
dans le sens direct ou perméable, c'est-à-dire de l'anode A vers la cathode K la
diode est conductrice ou passante:
-
le courant i positif prend la valeur qui lui est imposée par le reste du circuit. Il
faut veiller à ce que la valeur moyenne Imoy de i ne dépasse pas le courant
moyen nominal de la diode;
-
La tension v aux bornes a une valeur positive faible, de l'ordre du volt. En
première approximation, on peut négliger cette chute de tension directe
devant les autres tensions rencontrées dans le circuit.
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1
1.2. Etat bloqué
Quand une tension négative aux bornes tend à faire passer le courant dans le
sens inverse ou imperméable, la diode est isolante ou bloquée:
- la tension négative ou tension inverse, imposée à la diode par le reste du
circuit, peut prendre une valeur élevée. Il faut veiller à ce qu’elle reste inférieure à la
tension inverse nominale de la diode;
- Le courant négatif, ou courant inverse, est très faible, de l'ordre de quelques
dizaines de milliampères. En première approximation, on peut le négliger.
1.3. Caractéristique statique - Simplification
Dans l'étude des redresseurs, on peut, du moins dans un premier temps,
supposer les diodes parfaites (figure ci-après), c'est-à-dire négliger la chute de
tension directe et le courant inverse,
Ensuite, si c'est nécessaire, on corrige les résultats obtenus pour tenir compte
notamment de la chute de tension directe et des pertes correspondantes,
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2
1- 4 caractéristique de la diode réelle
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3
2 THYRISTOR
Un thyristor est un semi-conducteur à quatre couches PNPN assimilable à trois
jonctions ; il constitue un interrupteur unidirectionnel à fermeture commandée. En
plus de l’anode et la cathode, il est muni d’une électrode de déblocage, appelé
gâchette.
Un thyristor 2000 V, 300 A est typiquement une tranche de silicium de diamètre
de 30 mm et d'épaisseur de 0,7 mm.
2.1. Modes de fonctionnement
Si la tension v à ses bornes est négative, le thyristor est bloqué; il n'est
parcouru que par un faible courant de fuite inverse.
Il faut veiller à ne pas dépasser la tension inverse maximale.
Si de négative la tension v devient positive, le thyristor reste bloqué; il n'est
traversé que par un faible courant de fuite direct.
Il faut veiller à ne pas dépasser la tension directe blocable à courant de gâchette nul.
Pour les thyristors normaux, elle est toujours voisine de la tension inverse maximale.
Si la tension v étant positive, on fait passer entre la gâchette et la cathode une
impulsion positive de courant, le thyristor devient passant.
La durée de d'impulsion de déblocage doit être suffisante pour que le courant i
puisse atteindre une valeur dite" courant d'accrochage".
Quand il est conducteur, le thyristor se comporte comme une diode, la chute de
tension directe est toutefois un peu plus forte.
Il ne se bloque que lorsque le courant direct s'annule; en réalité, lorsqu'il devient
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inférieur à une valeur très faible appelée "courant de maintien" de la conduction.
Après l'amorçage, la gâchette a perdu son pouvoir de contrôle.
2.2. Caractéristique statique simplifiée
Lors de l'étude des redresseurs à thyristors, on utilise, du moins dans un
premier temps, la caractéristique schématisée idéalisé (voir figure ci après). Elle
comprend trois branches;
- OA : tension négative, thyristor bloqué,
- OB : tension positive, pas d'impulsion sur la gâchette depuis que ê' est devenu
positif, thyristor bloqué;
- OC : après envoi d'une impulsion alors que v était positif, thyristor conducteur.
Ce tracé néglige;
- Le courant de fuite inverse (i négatif très faible, pour la branche OA);
- Le courant de fuite direct (i positif très faible, pour la branche OB);
- La chute de tension directe (v positif de l'ordre de 2 volts, pour la branche OC).
Ces trois branches sont forcément décrites dans l'ordre indiqué par les flèches
sur la figure
2.3 Principales caractéristiques limites
Comme pour la diode, le comportement dynamique du thyristor lors de
l'amorçage et du blocage sera présenté ultérieurement. Cette étude expliquera la
longue liste des caractéristiques intervenant dans la spécification complète d'un
thyristor.
Lors de la mise en œuvre d'un thyristor dans un redresseur, après avoir veillé;
- à ce que le courant ne soit pas excessif (pointe de courant, valeur moyenne
ou, plus souvent, valeur efficace du courant);
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- à ce que les valeurs maximales de la tension inverse et de la tension directe à
l'état bloqué ne soient pas excessives, il suffit de s'assurer;
- que le courant direct ne s'établit pas trop rapidement (limitation du di/dt), sinon
des échauffements locaux détruisent le composant;
- que la tension directe appliquée au thyristor bloqué ne croît pas trop
rapidement (limitation du dv/dt), sinon il s'amorce sans impulsion de déblocage
- qu'après le blocage, une tension positive n'est pas appliquée à ses bornes
avant un intervalle de temps suffisant, sinon il se réamorce sans impulsion de
déblocage.
Cet intervalle, désigné par tq est appelé temps de blocage.
Dans les montages redresseurs, il est rarement nécessaire de mettre en série avec
les semi-conducteurs une inductance destinée à limiter di/dt. L’inductance de la
source assure cette limitation.
Dans ces montages, de brusques variations de la tension aux bornes des semiconducteurs apparaissent du fait du fonctionnement même du convertisseur; il y a de
plus des surtensions dues aux transitoires et aux parasites. Il est nécessaire de
protéger les semi-conducteurs contre les à-coups de tension, Pour cela, on dérive
aux bornes de chacun d'eux un circuit résistance-capacité.
Les redresseurs fonctionnant d'ordinaire à la fréquence du réseau industriel ou
à des fréquences voisines, il n'est pas nécessaire de recourir à des thyristors
rapides, c'est-à-dire à faible temps de blocage.
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3 THYRISTOR BLOCABLE PAR LA GÂCHETTE
La famille des thyristors comporte deux nouveaux membres: le thyristor
asymétrique et le thyristor blocable par la gâchette, fruits des perfectionnements
apportés au fil des ans au thyristor classique. Ce thyristor est connu sous le nom
thyristor GTO (GTO : Gate Turn-Off Thyristor)
On ne peut désamorcer le thyristor classique qu'en annulant le courant anode.
Mais, comme son nom l'indique, on peut désamorcer le thyristor blocable par la
gâchette en supprimant le courant de gâchette. On amorce un tel thyristor en
injectant un courant dans la gâchette, comme dans le cas thyristor classique.
La structure d’un thyristor blocable par la gâchette est plus complexe que celle
d'un thyristor classique. Le symbole graphique de celui-ci, prolongement de celui du
thyristor classique, montre le double rôle de la borne de gâchette.
a : schéma de principe
fondamental
ieff
La figure précédante (a) résume les spécifications d'amorçage d'un thyristor
blocable par la gâchette. Un courant d'amorçage est injecté dans la gâchette.
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7
L'application d'une tension négative gâchette-cathode de désamorçage, de l'ordre de
10 V, supprime le courant gâchette. La tension de désamorçage doit être inférieure à
la tension inverse de claquage gâchette-cathode, mais assez grande pour extraire la
charge nécessaire au désamorçage.
La figure (b) représente un circuit simple de commande par la gâchette. Le
courant base positif du transistor T1 permet au courant d'entrer dans la gâchette via
R1 et C1, le courant initial étant réglé par R1. La diode Zener D1 conduit une fois sa
tension de claquage atteinte, ce qui maintient la charge sur C1 à (disons) 12 V ; un
petit courant gâchette permanent sort donc de l’alimentation de 15 V comme il est
exigé idéalement. L'inversion du courant de commande fait conduire le transistor T2
et bloque T1. Le condensateur C1 se décharge à T1, le courant gâchette est
supprimé et le thyristor désamorcé. Le condensateur C2 aux bornes du thyristor
limite la croissance dV/dt de la tension anode-cathode.
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4 TRIAC
4.1 Principe de fonctionnement
Un triac est un dispositif à cinq couches et à chaîne PNPN dans chaque sens
entre les bornes T1 et T2. C'est donc un dispositif bidirectionnel comme son symbole
l'indique clairement. Electriquement parlant, le seul dispositif triac effectue ce qui
exigerait les deux thyristors antiparallèles .
4.2 Caractéristique
Le triac peut être commuté à l’état passant par un courant gâchette positif ou
négatif, mais il est plus sensible au courant positif injecté lorsque la borne T2 est
positive et au courant négatif si la borne TI est positive. Mais en pratique, on utilise
toujours le courant gâchette négatif, selon la caractéristique représentée à la figure ci
après.
Les valeurs nominales limites en régime permanent ou établi et en régime
transitoire sont inférieures à celles à thyristor.
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5 TRANSISTOR DE PUISSANCE
5.1 Principe
Le transistor est un dispositif à trois couches NPN ou PNP. En régime linéaire,
le courant collecteur lc est une fonction du courant base lB; une variation du courant
de base donne une variation correspondante amplifiée du courant collecteur pour
une tension collecteur-émetteur VCE donnée. Le rapport de ces deux courants est
compris entre 15 et 100.
De même que les dispositifs à semi-conducteurs, La croissance de la tension
provoque le claquage par avalanche. L'inversion de la tension collecteur-émetteur
provoque le claquage de la jonction base-emetteur à une basse tension, de 10 V
environ. Aussi ne fait-on pas fonctionner le transistor en inverse. Dans les circuits à
tension devant s'inverser, on monte une diode en série avec le transistor.
5.2 Caractéristiques
Les caractéristiques du transistor P N P sont analogues à celles du transistor
NP N, au signe près des courant et des tensions.
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La perte en puissance d'un transistor est égale au produit de la tension
collecteur - émetteur par le courant collecteur.
Considérons la figure suivante :
Si l'on fait varier le courant de base pour commander le courant de charge
placé au collecteur, de grandes tensions peuvent apparaître aux bornes du transistor
Si, par exemple, V = 200 V et que le courant de base IB est réglé donnée, disons, un
courant de 10 A dans une charge de 10 Ω, le transistor chutera de 100 V. Alors la
perte en puissance du transistor est de 1 kW et le rendement total de 50 %. On ne
peut admettre une telle perte, ni un tel rendement total
Dans les applications pratiques de puissance, le transistor fonctionne en
interrupteur. Le courant base étant nul, il est effectivement ouvert. Pour un courant
base qui le met en saturation, il est pratiquement un interrupteur fermé. Le transistor
étant un dispositif dépendant, il faut accorder le courant de base au courant
collecteur. Pour conserver la commande en saturation et éviter une charge de base
excessive, le courant base doit être juste suffisant pour maintenir la saturation.
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On améliore grandement le gain en courant d'un transistor de puissance en
prenant le courant d'attaque de base à partir d'un autre transistor, selon le circuit de
Darlington représenté à la figure ci-après Si le transistor d’attaque est intégré sur la
même puce de silicium, le gain en courant total peut valoir 250, mais le temps de
commutation est plus grand.
Transistors de puissance en
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6 TRANSISTOR MOS DE PUISSANCE
6.1 Principe
Le transistor à effet de champ « métal-oxyde-semi-conducteur», en abrégé
transistor MOS de puissance, est dérivé du transistor à effet de champ FET (pour
«field-effect transistor »). On l'utilise comme interrupteur électronique pour fortes
puissances. A la différence du transistor bipolaire qui est commandé en courant, le
transistor MOS est commandé en tension. Les bornes principales sont le drain et la
source, le courant drain-source est commandé par la tension grille-source.
6.2 Fonctionnement
Avec une tension grille-source nulle, le composant reste bloqué sous tension
drain-source positive jusqu'à plusieurs centaines de volts, L'application d'une tension
positive suffisante, d'environ 3 V, à la grille induit une charge négative sur la surface
du silicium sous la grille. Alors la couche P devient une couche induite N et des
électrons circulent. La création d'un canal par une tension grille positive fait circuler
un courant drain-source. La tension grille détermine la profondeur du canal induit et
donc le courant
Le réseau de caractéristique du circuit à transistor MOS est représenté par :
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Aux très basses tensions drain-source, la résistance du transistor MOS est
constante, mais, aux tensions drain-source supérieures, la tension grille détermine le
courant. Toutefois, dans les applications de puissance, la tension drain-source doit
être petite pour minimiser les pertes de conduction à l'état passant. La tension grille
est donc réglée à un niveau assez élevé pour que la limite du courant drain soit
supérieure au courant de charge autrement dit pour que le transistor fonctionne à
l'état de résistance constante. La limite de la tension grille est d'environ 20 V.
L'absence de toute accumulation de charge rend la commutation très rapide:
les temps de mise en conduction et de blocage sont nettement inférieurs à une
microseconde. La résistance à l'état passant d'un transistor MOS est une fonction de
la tension limite de claquage, les valeurs typiques étant respectivement de 0,1 et de
0,5 Ω pour des transistors MOS de 100 et de 500 V. Plus la tension limite est élevée,
plus la résistance est grande.
On peut commander directement un transistor MOS de puissance par un circuit
micro-électronique. Les tensions limites d'un transistor MOS sont nettement
inférieures à celles d'un thyristor. Le transistor MOS est le dispositif de loin le
plus rapide. Au-dessus d'environ 100 V, les pertes de conduction sont supérieures à
celle du transistor bipolaire et du thyristor, mais les pertes de commutation sont
nettement inférieures. Le coefficient de température de résistance d'un transistor
MOS est positif; le montage en parallèle de transistors MOS est donc relativement
simple. Le courant et la tension admissibles d'un transistor MOS sont inférieurs à
ceux des transistors bipolaires et à ceux des thyristors.
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7. COMPARAISONS DES TRANSISTORS BIPOLAIRES, DES MOS ET
DES THYRISTORS
Les transistors bipolaires, les MOS et les thyristors des convertisseurs servent
d'interrupteurs électroniques. Idéalement, de tels dispositifs :
‰
présentent une tension et un courant illimités,
‰
ont des temps d'ouverture et de fermeture nuls,
‰
ont un courant de fuite nul,
‰
ont des pertes de conduction et de commutation nulles,
‰
ont une puissance d'amorçage nulle,
‰
supportent des surintensités et des tensions transistors
‰
sont faciles à protéger contre les amorçages parasites, ou les défauts
‰
sont de prix modique et faciles à monter.
En pratique, les mérites relatifs de nombre de ces dispositifs les rendent plus
aptes pour une application que pour une autre. Dans certaines, il y a concurrence et
le choix du dispositif n'est pas évident. Les critères importants du choix sont très
souvent les valeurs limites, les pertes de conduction, les pertes de commutation, les
temps de commutation, la stratégie de commande et, finalement le prix.
Le thyristor classique a les valeurs limites les plus élevées de tous ces
dispositifs: il est robuste, sa perte de conduction est petite, il est bon marché, mais
son amorçage est lent et on ne peut le désamorcer qu'en supprimant son courant de
charge. Pour les applications grand public de fréquence de 50 ou 60 Hz, le thyristor
classique est souvent le mieux, son aptitude à supporter de grandes tensions directe
et inverse étant essentielle pour ces applications.
Dans le cas des applications incluant la production d'une tension alternative à
partir d'une source de tension continue (onduleurs), tous ces dispositifs conviennent
et la fréquence de commutation est souvent le critère de choix, Le transistor MOS
est le seul dispositif à retenir si la fréquence ou cadence de commutation est des
plus élevées, supérieure à 100 kHz. Le transistor bipolaire convient pour la gamme
de fréquence de commutation allant de 20 à 100 kHz en raison de son prix moindre,
de sa perte de conduction moindre malgré sa perte de commutation supérieure à
celle du transistor MOS. Dans la gamme allant jusqu'à 15 kHz, le thyristor blocable
par la gâchette et le thyristor asymétrique en particulier conviennent le mieux en
raison de leur robustesse, de leur petite perte de conduction et de leurs surcharge et
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grandeurs transitoires admissibles supérieures.
Les transistors peuvent fonctionner jusqu'à 200°C et les thyristors jusqu'à
125°C. Les pertes et les spécifications de refroidissement sont souvent des critères
importants de sélection. Les spécifications d'amorçage, moins grandes du transistor
MOS commandé en tension, sont parfois le facteur décisif comparativement aux plus
sévères spécifications du transistor bipolaire et du thyristor commandés en courant.
Le thyristor est le plus facile à protéger contre les défauts. Cette propriété,
parmi d'autres, limite l'utilisation des transistors dans les équipements à
environnement difficile.
On cherche sans cesse à améliorer les dispositifs existants et à en inventer de
nouveaux plus proches de l'interrupteur électronique idéal. On travaille activement
sur un nouveau dispositif qui allie l'impédance élevée de la grille et la mise en
conduction rapide du transistor MOS à l'accrochage cumulatif du thyristor et à sa
petite perte à l'état passant.
Calcul des dissipateurs thermiques
(Encore appelé refroidisseur ou radiateur ou heatsinks)
On appelle dissipateur thermique tout dispositif placé sur un boîtier de composant
pour faciliter le refroidissement d’un semi conducteur, son rôle est d’augmenter la
surface de contact du composant avec l’air ambiant pour faciliter l’évacuation de
la chaleur
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CONVERSION CA/CC A L’AIDE
DES REDRESSEURS
1. Introduction
1.1 définition- application
La source d’énergie est un générateur de tension alternative, monophasé ou
polyphasé. Le rôle du convertisseur sera d’imposer au courant dans la charge une
circulation unidirectionnelle.
Les dispositifs correspondants font appel à des éléments ayant la propriété de
ne permettre le passage du courant que dans un seul sens, d’ou le nom de
« redresseur ».
Un redresseur convertit une tension alternative en une tension continue.
Le domaine d’emploi est très étendu. La gamme des tensions va de quelque
volts à plusieurs centaines de milliers de volt (ligne de transport à courant continu),
celle des intensités du milliampère à quelque centaines de kiloampères (installations
d’électrochimie)
Principales applications :
-
Alimentations continues diverses.
-
Charge d’accumulateurs
-
Industrie électrochimique pour l’alimentation des bains électrolytiques ou
galvaniques.
-
Engins de traction : chemin de fer, métro.
-
Variation de vitesse des moteurs.
1-2 TYPES DE REDRESSEURS
Les redresseurs se divisent en deux grands groupes à savoir les redresseurs
demi-onde, à une alternance ou simple alternance et les redresseurs pleine onde, à
deux alternances, double alternance ou en pont.
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2. REDRESSEURS A DIODES
2.1 Redresseur à simple alternance
Considérons le montage redresseur monophasé simple alternance non
commandé.
Par hypothèse, l'amplitude de la tension d'alimentation est telle qu'en
conduction, la chute de tension dans la diode est négligeable.
2.1.1 Charge résistive
Le tracé des formes d'ondes repose sur l'hypothèse que la diode conduit
comme un interrupteur fermé lorsque sa tension d'anode tend à être positive par
rapport à la cathode et qu'elle cesse de conduire lorsque son courant s'annule, à ce
instant elle se comporte comme un interrupteur ouvert
Formes d’ondes lorsque la charge est une résistance pure
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Expression et du courant dans la charge
vch = Vmax sin ωt
ich =
Vmax
sin ωt
R
vch = 0
0 < ωt < π
π < ωt < 2π
ich = 0
Tension moyenne aux borne de la charge
Vmoy =
1
T
∫
T /2
2V sin ωtdt =
0
où Vmax =
1
2π
∫
π
0
2V sin ωtdωt =
V max
π
V est la valeur efficace de la tension sinusoïdale
2.V
Courant moyen de la charge
Vch V max
=
R
π .R
I moy =
tension efficace aux bornes de la charge
Veff =
1
2.π
∫
π
0
(Vmax sin ωtt )dωt =
2
Vmax
2.π
π
∫
0
V
1
( (1 − cos 2ωt )dωt = max
2
2
courant efficace dans la charge
Ieff =
Veff Vmax
=
R
2.R
courant moyen de la diode
I Dmoy = I moy =
Vmax
2.R
courant efficace de la diode
I Deff = Ieff =
Vmax
2.R
Tension inverse maximale de la diode
VImax = Vmax
Facteur de forme de la tension de sortie
FF =
V /2 π
Veff
= max
= = 1.57
Vmoy Vmax / π 2
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20
Valeur efficace de l’ondulation de la tension aux bornes de la charge
Tout signal peut être décomposé sous forme :
2
2
Veff2 = Vmoy
+ VeffOnd
d’où l’on déduit :
VeffOnd = (Veff )² − (Vmoy )² = 0.385Vmax
Coefficient de ronflement de la tension
%r =
VeffOnd
Vmoy
= 121.1%
2.1.2 charge inductif
La charge cesse de conduire lorsque le courant qui la traverse s’annule. le courant iL
s’annule à l’angle β, une fois que toute l’énergie stockée dans l’inductance est
retournée à la source de tension.
β
Formes d’ondes pour une charge inductive
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Expression de iL :
Lorsque D entre en conduction, le circuit est décrit par l’équation différentielle
suivante :
V 2 sin ωt = R.i L + L
di L
dt
cette équation admet deux solutions : permanente ip et transitoire it .
iL = ip + it
où :
ip =
Vmax
sin(ωt − Φ )
Z
tan Φ =
Lω
(angle de la charge) et Z = R ² + ( Lω )²
R
et it = Ke
− Rt / L
τ=
= Ke − t / τ
L
(constante de temps de la charge)
R
donc :
i L (t ) =
V max
sin(ωt − Φ ) + Ke − t / τ
Z
K est une constante que l’on détermine à partir des conditions initiales.
à ωt = α, ich = 0, l’angle α est égal à zéro dans le cas d’une diode.
K =−
Vmax
sin(α − Φ ) + Keα / ωτ
Z
iL (t ) =
Vmax
[sin(ωt − Φ ) − sin(α − Φ )eα / ωτ e − t /τ ]
Z
β est déterminé par iL (ωt = β) = 0 ; on obtient donc :
sin( β − Φ ) + sin(Φ)e
−
β
ωτ
=0
Cette équation n’a pas de solution analytique, on ne peut que la résoudre
numériquement. Cette solution est donnée sous forme d’un abaque apparaissant cidessus. Dans cet abaque est représenté l’angle β en fonction d’un angle de charge φ
et d’un angle de retard à l’amorçage α qui est égal à 0 lorsqu’on utilise des diodes.
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22
Exemple d’utilisation de l’abaque
α = 0 ; L = 20 mH ; R = 5 Ω ; f = 60 Hz ;
tan Φ =
Lω
⇒
R
Vs = 120 V
Φ = 56°
donc β ≈ 240°
tension moyenne aux bornes de la charge.
Vmoy =
1
2.π
∫
β
0
V max Sinωtdωt =
V max
(1 − cos β )
2.π
Courant moyen dans la charge
Im oy =
Vmoy
R
Car la tension moyenne aux bornes de l’inductance est nulle. On peut le vérifier
β
en faisant l’intégrale : ∫α L
di
dt = L(i ( β ) − i (0)) = 0
dt
Tension efficace aux bornes de la charge.
2
Vmax
1 β
1
Veff =
.∫0 [Vmax sin ωt ]² dωt =
.[ β − sin 2 β ]
2π
4.π
2
Courant efficace dans la charge.
Ieff ≠
Veff
Veff
et ≠
Z
R
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23
La seule façon de le calculer, c’est de faire l’intégrale de l’expression du courant
ou d’utiliser l’abaque suivante.
2.1.3 Charge inductive avec diode de roue libre
Si l’on ajoute une diode antiparallèle avec la charge, elle se met à conduire dès
que la tension aux bornes de la charge devient négative. L’énergie accumulée dans
l’inductance de charge circulera dans cette diode, c’est pour cela que l’on appelle
« diode de roue libre » ou (diode de récupération).
Le rôle de cette diode est d’assurer un chemin pour le courant inductif, il s’en
suit un courant de charge plus lissé et une valeur moyenne de la tension aux bornes
de la charge est plus élevée.
Pour le calcul des différentes grandeurs les équations de précédentes peuvent
être utilisées sauf pour les valeurs efficaces.
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24
2.2. Redresseurs doubles alternance en pont
C’est le montage redresseur le plus utilisé à cause de sa simplicité.
3.2.1 Charge résistive :
Séquence de fonctionnement
Alternance positive : 0 < ωt < π ; D1 et D3 sont polarisées en direct et
‰
conduisent.
Alternance négative : π < ωt < 2π ; D2 et D4 sont en conduction.
‰
Expressions de la tension et du courant dans la charge :
VL = Vmax sin(ωt)
IL = (Vmax / R) sin(ωt)
0 < ωt < π
VL = - Vmax sin(ωt)
IL = - (Vmax / R) sin(ωt)
π < ωt < 2π
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
1
π
π
∫0 Vmax Sinωt.ωtd =
2.V max
π
Courant moyenne de la charge
Im oy =
Vmoy 2.Vmax
=
R
π .R
Tension efficace aux bornes de la charge
Veff =
1
π∫
π
0
(V max sin ωtt )² dωt =
2
V max
π ∫
π
0
V
1
( (1 − cos 2ωt )dωt = max
2
2
Courant efficace dans la charge
Ieff =
Veff V max
=
R
2R
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Courant moyen de la diode
I Dmoy = I moy / 2 =
Vmax
π .R
courant efficace dans une diode
I Deff = Ieff / 2 =
Vmax
2 .R
Tension inverse maximale de la diode
VImax = Vmax
Facteur de forme de la tension de sortie
V / 2
Veff
π
= max
=
= 1.11
Vmoy 2.Vmax / π 2 2
FF =
Valeur efficace de l’ondulation de la tension aux bornes de la charge
2
2
Veff2 = Vmoy
+ VeffOnd
d’où l’on déduit :
VeffOnd = (Veff )² − (Vmoy )² = 0.30V max
Coefficient de ronflement de la tension
%r =
VeffOnd
V moy
= 48.34%
Par rapport au montage simple alternance, ce montage a les avantages
suivants :
-
meilleur facteur de forme,
-
meilleur coefficient de ronflement
-
meilleur facteur d’utilisation du transformateur
-
valeur d’ondulation plus faible que le montage simple alternance
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3.2.3 Charge inductive
Pour une charge inductive, la seule forme d’onde qui change c’est celle des
courants (iL , iD, etc..) qui devient plus lissée (filtrée) à cause de l’inductance qui agit
comme filtre
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2.3. Redresseur triphasé à simple alternance
3.3.1 Charge résistive
Pour augmenter la puissance à la sortie, on utilise des montages triphasés.
Expression de la tension et du courant dans la charge
VL = Vmax sin(ωt)
π/6 < ωt < 5π/6
IL = (Vmax / R) sin(ωt)
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
5π / 6
3 3
1
V max Sin(ωt )dt =
V max = 0.82V max
∫
π /6
2.π
2π / 3
Tension inverse aux bornes d’une diode :
Lorsque par exemple D1 conduit D2 voit à ses bornes une tension Vb – Va
D’où :
VR max = 3.Vmax
2.3.2 Charge inductive :
Si la charge est fortement inductive, on peut alors dire que le courant qui la
traverse est continu et on le représente par une source de courant.
Mhamed EL MRABET
28
On obtient donc pour les courbes des différentes grandeurs :
Mhamed EL MRABET
29
2.4. Redresseur triphasé en pont (ou à deux voies)
Mhamed EL MRABET
30
3. REDRESSEURS COMMANDES (A THYRISTORS)
3.1 Redresseur simple alternance commandé (à thyristor)
VT
imoy
Le thyristor conduit dès qu’il reçoit son signal de gâchette, au blocage il se
comporte comme la diode : son courant s’annule ensuite on lui applique une tension
négative.
L’angle β est déterminé à partir de l’abaque.
Mhamed EL MRABET
31
Expression de la tension et du courant dans la charge
VL = 0
0 < ωt < α et β < ωt <2π + α
IL = 0
VL = Vmax sin(ωt)
α < ωt < β
IL = (Vmax / Z) sin(ωt - Φ) + K.e-t/τ
K est déterminé par i(α) = 0
Le courant est donnée par :
iL (t ) =
Vmax
[sin(ωt − Φ ) − sin(α − Φ )eα / ωτ e − t /τ ]
Z
L’angle d’extinction i(ωt=β) = 0
sin(β − Φ) − sin(α − Φ)e(α −β ) / ωτ = 0
ieff
Mhamed EL MRABET
32
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
1
2.π
β
∫α V
max
Sinωtdωt =
V max
(cos α − cos β )
2π
Tension efficace aux bornes de la charge
1
2π
Veff =
β
∫α (Vmax sin ωt )² =
V max
2
β − α sin 2α sin 2 β
+
−
π
2π
2π
Courant moyen dans la charge
Im oy =
Vmoy
R
Courant efficace dans la charge
Cas d’une charge résistive (L = 0)
Ieff =
Veff
R
Cas d’une charge inductive, on utilise l’abaque (page suivante)
Courant dans le thyristor :
Ithmoy = Imoy ; et
VRmax = Vmax
Tension inverse maximum du thyristor:
Puissance absorbée par la charge :
Pch = R.(Ieff)²
Courant efficace fourni par la source :
Is = Ieff
Puissance apparente fournie par Vs :
S = Vs . Is
Facteur de puissance du montage :
Fp = Pch / S
Mhamed EL MRABET
Itheff = Ieff
33
Les valeurs des courants moyenne et efficace (en pu) sont déterminées à partir
2 .V
des abaques : I B =
Z
imoy
ieff
Mhamed EL MRABET
34
3.2. Redresseur à double alternance à point milieu commandé
Dans un montage à point milieu, le courant est continu dans la charge si β >π+α
(βétant l'angle trouvé à l'aide de l'abaque).
L’équation établie précédemment :
iL (t ) =
Vmax
[sin(ωt − Φ ) − sin(α − Φ )eα / ωτ e − t /τ ]
Z
Cette équation s'annule à ωt = α et à ωt = π + α si α = Φ. On peut donc conclure
que α = Φ correspond à la conduction critique et par conséquent α < Φ correspond à
la conduction continue et α > Φ correspond à la conduction discontinue.
3.2.1 Charge inductive α > Φ
L'angle γ = β - α (déterminé à partir de l'abaque) est inférieur à π, le courant dans la
charge est donc discontinu.
Mhamed EL MRABET
35
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
1
β
V
π ∫α
max
sin ωtdωt =
V max
π
(cos α − cos β )
Cette tension est le double que celle trouvée en simple alternance
Tension efficace aux bornes de la charge
Veff =
1
β
(V
π ∫α
max
Mhamed EL MRABET
sin ωt )² =
V max
2
β − α sin 2α sin 2 β
+
−
π
2π
2π
36
Courant moyen d'un thyristor
Ithmoy =
Im oy
2
Courant efficace d'un thyristor
ITheff =
Ieff
2
Tension inverse maximale d'un thyristor
Vimax = 2 Vmax
Courant efficace de la charge
Ieff se détermine à partir de l'abaque.
3.2.2 Charge inductive α < Φ
Si β > π + α le courant dans la charge est continu c'est-à-dire qu'en aucun
instant il ne passe par zéro. Normalement, la conduction de Th1 continue jusqu'à β.
Cependant, à π + α , Th2 reçoit son impulsion d'amorçage et comme il se trouve à
être polarisé plus positivement que Th1, le courant de Th1 se transfert à Th2 et Th1
bloque,
Mhamed EL MRABET
37
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
Vmoy =
1
π
π +α
∫α
2V max
π
Mhamed EL MRABET
V max sin ωtdωt =
V max
π
(cos α − cos(π + α ))
cos α
38
modes de fonctionnement :
♦
pour α < π/2 ⇒ IL> 0 et V L > 0
La puissance à la charge est positive, le montage fonctionne en redresseur.
♦
pour
π < α < π/2 ⇒ IL> 0 et V
L
<0
La puissance à la charge est négative, le montage fonctionne en onduleur.
Tension efficace aux bornes de la charge
Veff = Vs
3.3 Redresseur double alternance en pont commandé
Remarque
Lorsque la charge est fortement inductive Lω >> R, on la représente par une
source de courant d'amplitude constante et égale à IL.
Fonctionnement
Th1 et Th3 reçoivent en même temps leurs signaux s'amorçage. Il en est de même
pour Th2 et Th4.
Tension inverse maximale d’un thyristor
Vimax = Vs
Mhamed EL MRABET
39
Courbes des grandeurs :
3.4 Redresseur double alternance en pont mixte
3.4.1 Redresseur en pont semi-commandé sans diode de roue libre
Mhamed EL MRABET
40
Dans le montage mixte, les thyristors d'une moitié du pont sont remplacés par
des diodes. Par rapport au pont tout thyristor, le pont mixte a les avantages suivants:
♦
Dispositifs de commande de gâchette plus simples (on commande deux
gâchettes au lieu de 4).
♦
Réduction du prix du convertisseur: Les diodes coûtent moins chères
que les thyristors de même puissance.
♦
Meilleur facteur de puissance.
♦
Moins d'ondulation sur le courant de charge.
Fonctionnement
Th1 reçoit son signal d'amorçage à α, il conduit avec D3 jusqu'à π. à π, D4
devient polarisé plus positivement que D3, donc D3 bloqué et D4 s'amorce
naturellement. Le courant de charge circule dans D4 et Th1 jusqu'à π + α ; à π + α,
on amorce Th2 qui se met à conduire provoquant ainsi le blocage de Th1. D4 est
toujours passante et elle conduit avec Th2 jusqu'à 2π
À cet instant, D3 devient polarisée plus positivement que D4, par conséquent,
D3 et Th2 sont en conduction jusqu'au prochain amorçage de Th1.
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
1
π
V
π ∫α
max
sin ωtdωt =
V max
π
(1 + cos α )
Tension efficace aux bornes de la charge
1
π
(V
π ∫α
Veff =
max
sin ωt )²dωt =
V max
2
1−
α sin 2α
+
π
2π
courant efficace dans le secondaire du transformateur
Is =
1
π
I ² dω t = I
π ∫α
Mhamed EL MRABET
L
L
1−
α
π
41
Remarque
La tension aux bornes de la charge ne s'inverse pas, comme si une diode de
roue libre était présente. Ce montage fonctionne en redresseur seulement et ne peut
pas fonctionner en onduleur.
Mhamed EL MRABET
42
3.4.1 Redresseur en pont semi commandé avec diode de roue libre
Mhamed EL MRABET
43
Tension moyenne aux bornes de la charge
Vmoy =
1
π
V
π ∫α
max
sin ωtdωt =
V max
π
(1 + cos α )
La durée de circulation du courant dans les thyristor, et les diodes principales
vaut 180° moins l'angle de retard d'amorçage, La diode de roue libre conduit un
courant décroissant de charge durant les intervalles où elle se trouve sous tension
nulle. Pendant ces intervalles de roue libre, le courant
alternatif d'alimentation est
également nul.
Comparativement au redresseur totalement commandé, le redresseur semicommandé est meilleur marché, mais le courant alternatif de l’alimentation est plus
déformé en raison de ses étapes à valeur nulle. On ne peut utiliser le redresseur
semi- commandé dans le mode onduleur assisté, seul le montage totalement
commandé (tout thyristors) permet d’inverser la tension moyenne.
Mhamed EL MRABET
44
3.5 Redresseur triphasé à simple alternance commandé
Redresseur triphasé simple alternance commandé (tout thyristor)
Tension aux bornes de la charge pour 3 valeurs de α
Mhamed EL MRABET
45
Tension moyenne aux bornes de la charge
5π
+α
1
3 3
6
Vmoy =
V
sin
ω
td
ω
t
=
V max cos α
π
max
∫
2π / 3 6 +α
2π
Courant moyen dans un thyristor
Ithmoy =
Im oy
3
Courant moyen dans un thyristor
Itheff =
Ieff
3
Puissance de la source
⎛ Ieff ⎞
S = 3⎜
⎟.Vs = 3.Vs.Ieff
⎝ 3⎠
3.6 Redresseur triphasé en pont commandé (pont de Graëtz)
Séquence de conduction des thyristors
Mhamed EL MRABET
46
Courbes :
Courbes :
Mhamed EL MRABET
47
Mhamed EL MRABET
48
3.7 Redresseur triphasé en pont mixte
Pareillement au montage en pont monophasé mixte, on retrouve le même
fonctionnement. On peut dire que ce montage est divisé en deux parties: un demipont supérieur à thyristor et un demi-pont inférieur à diode. Le demi-pont supérieur
est à amorçage contrôlable, par contre, le demi-pont inférieur commute
naturellement: la diode qui a la tension la plus positive conduit.
Fonctionnement
À ωt = α on amorce Th1 qui conduit avec D6 (la tension VAB est la plus positive
à cet instant. Lorsque VAC devient plus positive que VAB, D6 arrête de conduire et D2
prend la relève. Si VBC devient plus positive que VAC, D2 ne voit pas cette tension et
elle continue à conduire jusqu'au prochain amorçage de Th3.
Tension moyenne de la charge
Vmoy =
3 3
V max (1 + cos α )
2.π
Mhamed EL MRABET
49
Séquence de conduction pour différents angles d’amorçage
Mhamed EL MRABET
50
Mhamed EL MRABET
51
Mhamed EL MRABET
52
4 Charge avec force électromotrice
On étudiera dans cette partie l'effet de l'introduction d'une Fe.m. dans la charge.
La charge est donc constituée d'une résistance, d'une inductance et d'une Fe.m.
Ce dernier cas se présente lorsqu'on utilise un redresseur pour charger une
batterie ou alimenter un moteur à courant continu. Dans les petits chargeurs de
batterie, l'inductance est pratiquement nulle. Dans les gros chargeurs, l'inductance
n'est pas élevée non plus et parfois on en rajoute une pour filtrer le courant.
Dans le cas des moteurs à courant continu, c'est plutôt le contraire qui se
passe: l'inductance est très élevée et la résistance est faible.
4.1 Redresseur à diode à simple alternance alimentant une charge R.E.
La diode D ne peut pas conduire tant que Vmax sinωt < E
D commence à conduire lorsque :
Vmax sinωt = E
sin ωt =
ωt = α = (sin(m))-1
où m =
E
V max
E
V max
La diode D cesse de conduire à ωt = π - α
Mhamed EL MRABET
53
Expressions de ich et de vch
ich =
V max sin ωt − E
R
0 < ωt < β
vch = Vmax sinωt
ich = 0
β < ωt < 2π + α
vch = E
Courant moyen
Ich =
1
2π
V max
E⎞
⎛ V max
(cos α − cos β − m( β − α ) )
t
−
sin
ω
d
ω
t
=
⎜
⎟
∫α R
R⎠
2πR
⎝
β
Tension moyenne
Vch = R. Ich + E
Courant efficace
I chE
1
=
2π
⎡V max
⎤
∫α ⎢ R sin ωt − m⎥
⎣
⎦
β
2
2
V max
1
⎡1
⎤
(sin
2
−
sin
2
)
+
2
(cos
−
cos
)
+
(
²
+
)( β − α )⎥
IchE =
α
β
m
β
α
m
⎢
2πR ² ⎣ 4
2
⎦
Tension efficace
VchE =
1
2π
[∫ (V
β
α
2π + α
max
sin ωt )² dωt + ∫β
E ²dωt
]
2
V max
1
⎡1
⎤
−
+
−
²)(
−
)
+
2
²
VchE =
α
β
m
β
α
π
m
(sin
2
sin
2
)
(
⎥⎦
2
2π ⎢⎣ 4
Mhamed EL MRABET
54
Phénomène d’empiétement
Mhamed EL MRABET
55
CONVERSION CA/CA A L’AIDE
DE GRADATEURS.
1. INTRODUCTION
Un gradateur est un convertisseur qui fait la conversion ca/ca à fréquence fixe.
Le rôle de ce convertisseur est d’appliquer aux bornes du récepteur une tension
alternative à amplitude variable.
Par conséquent, un gradateur commande le niveau de la tension efficace aux
bornes de la charge.
PRINCIPALES APPLICATION
‰
Chauffage industriel.
‰
Eclairage (variation de la luminosité) .
‰
Commande de vitesse pour moteur à induction (pompe, ventilateur)
2. MONTAGES MONOPHASES.
Utilisation de 2 thyristors tête-bêche
Mhamed EL MRABET
Utilisation d’un triac
56
Montage avec 2 diodes et 2 thyristors
Montage avec 1 seul thyristor
2.1 Gradateur alimentant une charge résistive
Formes d’ondes
Vch = Vmax sinωt pour α < ωt < π et
Mhamed EL MRABET
π + α < ωt < 2π
57
1π
V
π α∫
VchE =
à α=0
I chE =
max
(sin ωt )² dt =
VchE =
V max
2
V max
2
1−
α sin 2α
+
π
2π
à α = π, VchE = 0
VchE
R
2.2 Gradateur alimentant une charge inductive
Formes d’ondes
Pour que le gradateur opère de façon correcte, il faut que l'angle β soit inférieur
ou égal à π + α .
Le courant instantané dans la charge est donné par :
V
i ch = max
2
R
− (ωt −α ) ⎤
⎡
ωL
⎢sin(ωt − φ ) − sin(α − φ ).e
⎥
⎣
⎦
Si α = φ , ich s'annule à π + α donc: φ < α < π
Mhamed EL MRABET
58
3. TECHNIQUES DE COMMANDE DES GRADATEURS
♦
Commande par retard de phase (variation de l'angle α) .
♦
Commande par train d'alternance (Integral Cycle Control), application pour
les lampes car leur inertie thermique est élevée
Commande par train d’alternances
La commande par train d'ondes est à déconseiller lorsque les puissances mises
en jeu sont importantes. Cette commande génère des sous-harmoniques qui sont
injectées dans le réseau et qui peuvent perturber les lignes téléphoniques et les
alimentations avoisinantes.
Mhamed EL MRABET
59
Remarque
Tous les distributeurs d’énergie électrique ont une réglementation du facteur de
puissance dans les industries et impose des pénalités en cas de non respect du
facteur de puissance minimale permissible. Quant aux harmoniques injectées dans
le réseau, dans l'immédiat il ne y a aucune restriction générale; sauf qu’en Europe
où des lois de plus en plus sévères sont adoptées.
4. GRADATEUS TRIPHASES
Il existe plusieurs configurations triphasées et quelques exemples sont données
ci-dessous :
1- Gradateur tout thyristor en étoile
3Gradateur
tout thyristor, charge en ∆
Mham
ed EL MRABET
2- Gradateur mixte en étoie
4- Gradateur en triangle dans charge
60
5- Gradateur tout thyristor en triangle
Conclusion :
Quelle configuration choisir? Cela dépend de l'application. Si on est en grande
puissance, on essaiera de choisir une topologie qui injecte un minimum
d'harmonique dans le réseau. La configuration 5 injecte un minimum d'harmonique.
Mhamed EL MRABET
61
CONVERSION CC/CC
A L’AIDE DE HACHEURS
1. introduction
Un convertisseur CC/CC
est un montage de puissance qui effectue la
transformation courant continu fixe à courant variable. Ce convertisseur que l’on
appelle « hacheurs » trouve énormément d’applications dans l’alimentation à tension
variable des moteurs à courant continu.
Les hacheurs sont très répondus dans le domaine de traction électrique à
courant continu, par exemple sur des engins de chemin de fer et trolley bus, où la
puissance peut aller jusqu’à1MW.
Ils assurent une bonne accélération, un haut rendement ainsi qu’une réponse
dynamique très rapide. On peut aussi les utiliser pour récupérer l’énergie de freinage
d’une machine CC. Cette énergie est renvoyée à la source alternative et il en
résultera une économie d’énergie surtout si les arrêts sont fréquents. Enfin, les
hacheurs sont aussi utilisés dans les alimentations à découpage.
2. principe du hacheur
2.1 Hacheur alimentant une charge résistive
Le montage de base du hacheur de tension apparaît à la figure ci-dessous. Son
fonctionnement est assuré par la durée de fonctionnement et la durée de repos de
l’interrupteur K.
Mhamed EL MRABET
62
Lorsque k est fermé pendant une certaine durée t 1 , la forme de tension V s est
appliquée à la charge. Si K est ouvert pendant la durée t2, la tension aux bornes de
la charge est nulle. L’interrupteur K peut être un transistor de puissance, un
MOSFET, Un GTO ou un thyristor à communication forcée.
2.2 Hacheur alimentant une charge inductive
Lorsque la charge est inductive, il faut rajouter une diode de roue libre aux
bornes de la charge pour faire circuler l’énergie de l’inductance lorsque K est ouvert.
Forme d’ondes
Mhamed EL MRABET
63
Expression de ich(t) en conduction continu :
0< t < αT : K fermé
L’équation différentielle décrivant le fonctionnement de ce circuit est :
Vs = R i1 + Ldi1
dt
Sa solution est de la forme :
i1(t) = A + B e-t/τ où τ= L : constante de temps de la charge
R
à t=0, ich (0) =Imin et i1(t=0) =A+B = Imin
à t= ∞ , ich( ∞ )= Vs et i1(t= ∞ )=A= Vs
R
R
→
Vs + B = Imin
R
B = Imin - Vs
R
i1(t)= Vs + (Imin - Vs ) e-t/τ
R
R
i1(t) = Vs (1-e-t/τ ) + Imin e-t/τ
R
Mhamed EL MRABET
64
αT< t <T : K ouvert (roue libre)
l’équation différentielle de cette séquence est donc
Ri2+ Ldi2 =0
dt
Sa solution est de la forme : i 2 (t)= A + B.e-t-αT/τ
i 2 (t= α T)=A + B = I max
B = I max
i2 ( ∞ )= 0 → A = 0
I2(t) = Imax e-t-αT/τ
on déduit que : i2(t=T) =Imaxe-t- αT /τ
Imin se déduit donc facilement de Imax :
Imin = Imax e-T-αT/τ
Déterminons Imax :
on a : i1 (t= α T) = Imax = Vs (1-e- αT /τ )+Imine- αT /τ
R
Remplaçant Imin par sa valeur donnée en (4.3) :
Imax= Vs ( 1- e-αT/τ ) + Imax e-T-αT/τ e-αT/τ
R
Mhamed EL MRABET
65
Imax= Vs ( 1- e-αT/τ )- Imax e-T/τ
R
Imax (1- e-T/τ)
=
Vs ( 1- e-αT/τ )
R
Vs(1−e−αT /τ)
R
Imax=
1−e−T /τ
(4.4)
2.3 Hacheur alimentant une charge R.L.E
Ce cas présente lorsque la charge est une batterie ou une machine à courant continu.
Formes d’ondes
2.4 Mode de fonctionnement des hacheurs
Il existe trois modes de fonctionnement qui s’applique à tous les hacheurs. Ces modes
sont décrits brièvement ci-dessous :
1. modulation de largeur d’impulsion (PWM) : la durée de fonctionnement
TON de l’interrupteur K est variable tandis que la période de hachage T est fixe. Ce
Mhamed EL MRABET
66
mode est le plus utilisé. Car il permet un filtrage plus aisé aux harmoniques qui en
résultent à des fréquences fixes.
2. modulation de fréquence : la fréquence de fonctionnement f = 1/Test
variable alors que ou bien t1 ou t2 est gardé constant , la plage de variation de la
fréquence doit être assez grande pour pouvoir faire varier la puissance à la charge
de 0 à son maximum. Ce type de contrôle génère des harmoniques à des
fréquences difficiles à prédire et le design du filtre est plus compliqué.
3. modulation de largeur et de fréquence d’impulsion : les deux paramètres
de contrôle sont variables, ce type de contrôle a les mêmes inconvénients que le
précédent, cependant il assure une meilleure réponse dynamique ( lors des
transitoires). Exemple de réalisation pratique : le régulateur fourchette.
3. Alimentation à découpage
Les alimentations à découpage ont vu le jour depuis plusieurs années et leur
emploi se généralise en raison de leurs avantages : encombrement réduit, faible
poids, excellent rendement et par conséquence faible dissipation de chaleur. Alors
que, dans les aliments classiques. Le transistor de régulation se comporte comme
Mhamed EL MRABET
67
une résistance qui varie pour maintenir constante la tension de sortie, l’alimentation à
découpage reprend le principe du hacheur au début de ce chapitre.
Dans l’alimentation classique, le transistor dissipe la puissance non utilisée par
effet joule qui doit s’évacuer à l’aide d’un refroidisseur. Le rendement de ces
alimentations ne dépasse pas 50% dans de bonnes conditions. Dans l’alimentation à
découpage, le transistor travaille en commutation. Il dissipe le minimum d’énergie. Le
rendement peut dépasser 80%. Comme ces montages travaillent à des fréquences
élevées, 100kHz et plus au fur et à mesure de l’évolution des techniques de
commutation, le filtrage ne requiert pas d’inductance et de condensateur volumineux.
En outre, le transistor interrupteur (MOSFET) ne dissipe que peu de puissance et ne
nécessite qu’un radiateur de faible dimension. Le domaine d’application où une
tension continue est requise.
Les alimentations à découpage trouvent
énormément d’application dans le
domaine de l’électronique, les télécommunications, les appareils médicales, etc…
typiquement la tension de sortie est de 3.3V, ± 5V, ± 12V, ± 24V, ± 48V et la
puissance varie de quelques watts à quelques centaines de watts. Les trois
configurations de base utilisées dans ces alimentations à découpage sont l’abaisseur
(buck), l’élévateur (boost) et l’abaisseur- élévateur (buck-boost). Les autres
configurations telles que le flyback (stockage magnétique de l’énergie), le forward
(conduction directe), le puch-pull et le pont complet ont tous été déduites à partir de
ces montages de base.
Mhamed EL MRABET
68
3.1 hacheur abaisseur
schéma et principe de fonctionnement
0<t<αT : K fermé :
Vs alimente l’inductance et
la
sortie
en
même
temps.
L’inductance L se charge donc.
La diode D polarisée en inverse
et
elle
ne
condensateur
conduit
de
pas.
Le
sortie
se
Vs
est
charge.
αT < t < T : K ouvert :
La
source
déconnectée. La charge est en
roue libre. L’inductance L se
charge dans le condensateur de
sortie.
Mhamed EL MRABET
69
Formes d’ondes
Fonction de transfert du hacheur abaisseur
Si l’on néglige la chute de tension aux bornes de K lorsqu’il est en conduction.
La tension moyenne à la charge est donnée par :
t1
Vch= 1 ∫Vs dt = t1 Vs = αVs
T 0
T
Où : T est la période de hachage ;
et α est le rapport cyclique ( duty cycle).
Mhamed EL MRABET
70
Fonction de transfert du hacheur abaisseur
En faisant varier le rapport cyclique α de 0 à 1, Vch varie de 0 à Vs .donc, en
agissant sur α, on peut contrôler le transfert de puissance à la charge.
3.2 Hacheur élévateur (survolteur)
Schéma et principe de fonctionnement
0 < t < αT : K fermé
Vs est un court-circuitée par
K. l’inductance L de faible valeur
(quelque µH) se charge avec une
pente Vs / L. aucune énergie n’est
transférée à la sortie et la diode
D empêche le condensateur de
sortie Co de se décharger dans K.
Mhamed EL MRABET
71
αT<t<T : K ouvert :
La source Vs et l’inductance
L chargée se mettent en série
pour envoyer l’énergie dans la
charge. La tension à la sortie est
égale à Vs plus l’énergie deL qui
sera transféré à Co . la tension
Vch est donc au minimum égale à
Vs.
Formes d’ondes
Mhamed EL MRABET
72
Fonction de transfert de l’élévateur
Reprenons la forme d’ondes du courant dans l’inductance L lorsque la
conduction est continue et déterminons son expression. Nous déduirons ensuite la
fonction de transfert du hacheur élévateur.
0<t<αT : K fermé :
Vs = Ldi1
→ di1= Vs dt
dt
I 1=
L
Vs dt + K
L
∫
K = Imin
I1(t)= Vs t+ Imin
L
À t = αT → Imax = i1 (αT)= Vs αT + Imin
L
αT<t<T : K est ouvert
Vch=Vs- Ldi2 → di2=
dt
I2= Vs −Vch
L
Vs − Vch
dt
L
t
∫dt +K
αT
K = Imax
I2(t)=
Vs − Vch
(t-αT)+Imax
L
Mhamed EL MRABET
73
Remplaçant Imax de(7) par sa valeur donnée en (6)
(7) → i2(t) = Vs −Vch (t-αT) + Vs αT + Imin
L
L
i2(t=T)= Imin = Vs −Vch (T-αT)+ Vs αT + Imin
L
L
Vch −Vs (T-αT) = Vs αT
L
L
(Vch-Vs) (1-α)= Vsα
Vch(1-α)-Vs(1-α)= Vsα
Vch (1-α)= Vs(α+1-α)
Vch = 1
Vs 1−α
Fonction de transfert du convertisseur élévateur
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74
3.3
Hacheur abaisseur-élévateur
schéma et principe de fonctionnement
0<t<αT : K est fermé
L’inductance L se charge
linéairement avec une pente Vs/L.
l’énergie accumulée dans L est
fonction de la durée de fermeture
de K .le condensateur de sortie
alimente la charge de Vs car la
diode est polarisée en inverse.
αT <t<T : K est ouvert
l’énergie accumulée dans L
est transférée à Co. la tension Vch
qui
en
résultera
peut
être
inférieure, égale ou supérieure à
Vs, suivant la quantité d’énergie
initialement stockée dans L
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75
Formes d’ondes
Mhamed EL MRABET
76
Fonction de transfert de l’abaisseur-élévateur
Nous la déduisons à partir de l’expression du courant iL en conduction continue.
0<t<<αT : K fermé
Vs = Ldi1 → di1 = Vs dt
L
dt
I1 ∫Vs dt +K
L
K=Imin
Initialement iL =Imin
I1(t) = Vs t = Imin
L
i1 (αT) =Imax = Vs αT + Imin
A t = αT
L
αT <t<T : K ouvert
Vch = - Ldi2 →
dt
di2 = Vch dt
L
t
I 2=
∫ −VLch dt +Imax
αT
Initialement iL= Imax
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77
I2 = - Vch (t - αT) + Imax
L
Remplaçant Imax dans (11) par sa valeur donnée en(10)
I2(t) = - Vch (t - αT) + Vs αT + Imax
L
L
Vch (T - αT) = Vs αT
L
L
Vch(1-α) = Vsα
Vch = α
Vs 1−α
α
Vch/Vs
0
0.25
0.5
0.750
0.9
0
0.33
1
3
9
Mhamed EL MRABET
78
4. calcul des filtres de sortie
4.1 calcul du filtre de sortie de l’abaisseur
On suppose que Ich est constant donc ∆iL =∆ic
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79
Formes d’ondes
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80
Mhamed EL MRABET
81
4.2 Calcul du filtre de sortie de l’élévateur
Mhamed EL MRABET
82
Hypothèse :
Le courant Ich est constant donc, ∆IL = ∆Ic
0 < t < αT,:
Le condensateur de sortie fournit le courant Ich la variation de tension (∆Vc) résultante
est:
∆Vc =
1
C
∆Vc =
I ch
.α
C. f
∫
αT
0
I ch dt =
I ch
.αT
C
Déterminons ∆Ic :
0 < t < αT
iL =
Vs
t + I min
L
I max =
Vs
αT + I min
L
∆I L = I max − I min =
∆I L = α
Vs
αT
L
Vs
L. f
Sachant que:
Vch
1
=
Vs 1 − α
En remplaçant: ∆I L =
⇒
α=
Vch − Vs
Vch
Vs (Vch − Vs)
L. f .Vch
4.3 Calcul du filtre de sortie de l’abaisseur – élevateur
Mhamed EL MRABET
83
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84
Ich est supposé constant
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85
CONVERSION CC/CA A L’AIDE
D’ONDULATEURS
1 Introduction
Ces dispositifs ont pour but , d’obtenir une source de tension de courant
alternatif, sinusoïdal ou non , à fréquence fie ou à fréquence variable ; à partir d’un
générateur de tension continue , d’où leur nom courant « d’onduleurs ». Nous
distinguons cependant deux types importants :
a) les onduleurs autonomes : ainsi appelés parce qu’ils sont capable de
créer eux mêmes la tension alternative aux bornes d’un récepteurs même
passif. La commande des interrupteurs est indépendante de toute source
externe ;
b) les « onduleurs non autonomes » : (ou pilotés ou assistés) ainsi
dénommés parce que la tension alternative aux bornes du récepteur est
imposée par ce dernier. Son rôle est alors d’assurer le transfert de l’énergie
prélevée sur une source à courant continu à une source à tension alternative
(en général réseau ) . la commande des interrupteurs dépend de l’état du
réseau.
Principales applications
•
Alimentation
de
secours
pour
l’alimentation
instantanée,
à
partir
d’accumulateurs d’une installation normalement connectée à une réseau alternatif
lorsque ce dernier est défaillent (exemple : ordinateur de grande envergure) ;
•
Les entraînements à courant alternatif : moteurs asynchrones à vitesse
variable ;
•
Liaison entre deux réseaux (HVDC) ;
•
Echauffement, durcissement et la fonte des métaux à l’aide de fonte à
induction constituée d’onduleurs fonctionnant entre 500Hz et quelques centaines de
kHz ;
Mhamed EL MRABET
86
•
Engins de traction à base de moteurs à courant alternatif.
Selon le système alternatif que l’on désire produire à la sortie on peut utiliser
soit des onduleurs monophasés soit des onduleurs triphasés. La tension alternative
que l’on produit à la sortie peut être variable en fréquence seulement ( amplitude
fixe) ou variable en fréquence et en amplitude.
2 Montage de base d’un onduleur
Le montage de base d’un onduleur est l’onduleur en demi-pont et son principe
consiste à imposer une tension positive et négative aux bornes de la charge. Pour
cela, il faut utiliser deux hacheurs tête-bêhe.
3 Onduleurs alimentant une charge RL
3.1. Onduleur en demi-pont
A l’instant t=0 on ferme T1, on a vch= +Vs le courant est inductive le courant ich
s’établit dans la charge avec une loi fonction de cette dernière (exponentielle pour
une charge RL).
A l’instant t=t1, on ouvre T1, si la charge est inductive le courant ne peut pas
varier instantanément et c’est la diode D2 qui se met à conduire ce courant, on a
vch=+Vs. On dit qu’il y ‘a commutation de T1 à D2.
Pendant que D2 conduit, T2 ne peut pas fermer puisque la tension est négative
à ses bornes .dès que le courant s’annule (instant t2) on peut fermer T2. la phase de
t1 à t2 est la phase de « récupération ». Si on envoie un signal de commande à T2
Mhamed EL MRABET
87
dès que la tension à ses bornes le permet, on réalise une « commande adjacente ».
A noter que l’on enverra le signal de commande sur T2. la phase de t1 à t2 est la
phase de ‘récupération’ .
Si on envoie un signal de commande à T2 dès que la tension à ses bornes le
permet, on réalise une « commande adjacente » . A noter que l’on verra le signal de
commande sur T2 dès l’instant t1 pour être certain d’amorcer T2 dès le passage par
zéro du courant dans. la charge.
3.2 Onduleur en pont monophasé
Dans la pratique la source continue est unique et cela conduit à la structure des
onduleurs en pont.
La figure ci-dessus représente le schéma d’un onduleur monophasé en pont.
On envoie sur les bases des transistors T1 etT4 des signaux complémentaires.
Mhamed EL MRABET
88
Dans l’exemple précédent, si on attend un certain temps après le passage par
zàro du courant envoyer un signal de commande à T2 on réalise une « commande
décalée ».
On voit que dans ce dernier cas la charge intervient sur la forme de la tension
de sortie de l’onduleur puisque l’instant t2 est fonction de la charge.
4 Commande décalée d’un onduleur en pont
Dans le schéma de la figure ci-dessus, on envoie aux transistors T1 et T4 des
signaux de commande complémentaires. On envoie aux transistors T2 et T3 des
signaux de commande complémentaire mais décalé d’un angle θr par rapport aux
précédents.
A l’instant t0, ich=0 et vch= +Vs. de t0 à t1, les thyristors T2 et T4 conduisent .un
courant positif circule dans la charge et l’on a vch= +Vs.
A l’instant t1, on ouvre T4. si la charge est inductive le courant ne peut pas varier
instantanément et c’est la diode D1 qui se met à conduire . la tension aux bornes de
la charge est nulle : c’est la phase dite ‘roue libre’.
A tout instant de cette phase de roue libre, nous pouvons passer à une phase
dite de récupération en ouvrant T2. il y a alors commutation T2D3. cette phase de
récupération durant laquelle vch== - Vs . dessus
On dispose donc d’une tension qui délivre une tension +Vs, 0, -Vs.
Mhamed EL MRABET
89
5 Réglage de la tension de sortie d’un onduleur par variation de θr.
Il est clair à la figure précédente que pour une tension d'alimentation Vs fixe, on
peut régler la valeur efficace du terme fondamental de la tension de sortie de
l'onduleur en réglant la durée de la période de roue libre, c'est-à-dire en faisant varier
l'angle θr.
la valeur efficace de la tension de sortie est : VchE = Vs 1−θr
π
π −θ r
2
2π
f(t)sin dωt = 2 ∫Vs sinωt dωt = 2Vs
∫
π 0
π θ
π
B1 = 1
r
[cosθ2 −cos(π −θ2 )]
r
r
2
B1 = 4Vs cos θr
π
2
La valeur efficace du terme fondamental de la tension de sortie est
Vch1E= B1 = 4Vs cos θr
2
2π
2
On aussi l’habitude de calculer le résidu d’harmoniques de la tension r . c’est
par définition le rapport de la valeur efficace de résultante de toute les harmoniques
sauf le fondamental à la valeur de la tension
r=
Mhamed EL MRABET
V
−V
VchE
2
chE
2
ch1 E
⎛V
= 1 − ⎜⎜ ch1E
⎝ VchE
θ
8(cos )²
⎞
2
⎟⎟ = 1 −
θ
⎠
π ²(1 − )
2
π
90
La figure ci-dessous donne les variations de r en fonction de θr.
Pour θr = 0 ; r = 0.435, Vch1E est maximum
Si l’on tolère le résidu d’harmonique de l’onde rectangulaire, soit θ=0.45, on
pourra faire varier cosθr/2 entre 0.7 et 1, soit Vch1E dans une plage de 0.7 à 1. C’est
ce que l’on choisira dans la pratique . on notera que le résidu d’harmonique est
minimum pour θr=47°.
On pourra par le calcul trouver que pour θr=60°, l’harmonique de rang 3 est nulle.
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91
6 onduleur triphasé en pont
Le schéma d’un onduleur triphasé est donné à la figure suivante. Il est
principalement constitué de six interrupteurs de puissance. La source Vs a été
divisée en deux sources de valeurs Vs/2 et entre ses deux sources un neutre fictif (le
point O) est placé.
Il existe plusieurs techniques de commende de cet onduleur, la plus populaire
est la commande par modulation de largeur d’impulsion (MLI). L’étude de cet te
commende sort du cadre de ce cours; dans ce qui suit nous illustrerons deux
méthodes simples de commande soit ,la commande à 120° et commande à180° .
6.1 Commande à120°
La commande à120° est identique à celle d’un pont à thyristors triphasé
alimenté par le réseau de distribution. Dans le cas d’une commande à120° chaque
transistor est commandé pendant 120°. Il y a donc un trou de 60° entre les
commandes de 2 transistors d’un même bras. Les commandes des transistor d’un
bras sont décalées de 120° par rapport aux transistors d’un bras voisin.
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92
Les formes d’ondes dans le cas d’une charge résistive sont données à la figure
suivant.
Dans le cas d’une charge inductive à l’ouverture d’un transistor (T1 par exemple) le
courant ne pouvant varier instantanément, c’est une diode qui prend le relai (D4
lorsqu’on ouvre). On inverse donc la tension VA – V0 jusqu’à l’annulation du courant.
Ainsi, la forme de la tension va dépendre de la nature de la charge.
6.2 Commande à 180°
Ici chaque transistor est commandé pendant 180°, les commandes de 2
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93
transistors d’un même bras sont complémentaires, les commandes des transistors
d’un bras sont décalées de 120° par rapport aux transistors du bras voisin.
Les formes d’onde sont représentées à la figure suivant. Avec cette commande
on impose à tout instant la tension de sortie quel quoi soit la nature de la charge.
On peut remarquer que l’on obtient une tension entre phase identique à celle d’un
onduleur monophasé à commande décalée avec θr ==60°, d’où un minimum
d’harmoniques et suppression du 3e harmonique.
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94
7 REGLAGE DE TENSION DANS UN ONDULEUR
Onduleur à fréquence fixe
Pour un onduleur à fréquence fixe, si l’on veut une tension fixe pour un débit
variable, il y aura lieu d’utiliser une régulation . en effet , on ‘a pas une impédance
nulle comme sur tous les réseaux. la source présente une certaine impédance
interne et la tension chute avec le débit.
C’est par exemple le cas pour les onduleurs utilisés comme groupe de secours
à partir de batteries d’accumulateurs. Ainsi si l’on veut réguler la tension, il faut
pouvoir régler le rapport entre tension entrée et tension de sortie.
Onduleur à fréquence variable
Pour réaliser un onduleur à fréquence variable , il faut faire varier f, ceci
concerne les circuits de commande des transistors, c’est un problème d’électronique,
Dans la plupart des applications des onduleurs à fréquences variable ( alimentation
de machine synchrones , asynchrones ou de transformateurs ) il faudra maintenir
V/f= cte. On est donc amené à faire varier la tension de sortie de l’onduleur.
Onduleur à commande 120° ou 180°
Dans un onduleur à commande à 120° la forme de la tension de sortie dépend
de la nature et de la valeur de la charge . L’onduleur présente donc une impédance
interne, fonction de la charge , c’est un cas peu intéressant dans la pratique.
Dans un onduleur à commande à 180°, on dispose d’un onduleur ‘transparent’
à impédance interne très faible ( l’ensemble transistor – diode
tête – bêche se
comporte comme un court circuit) c’est la commande utilisée dans les applications
usuelles.
Onduleur avec alimentation Vs variable
Lorsque l’onduleur est alimenté sous une tension Vs variable , sa tension de
sortie devient naturellement variable . il suffit alors de régler la fréquence à partir de
l’électronique de commande pour maintenir V/f= cte.
L’ensemble des remarques que nous venons de présenter montre clairement
l’importance du réglage de la tension de sortie des onduleurs à partir d’une tension
d’alimentation fixe. Les deux principes utilisés pour effectuer ce réglage sont :
-
le réglage par déphasage ;
-
le réglage par modulation.
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95
BLOCS DE COMMANDE
1. DÉCLENCHEUR POUR REDRESSEMENT COMMANDÉ
La structure d'un déclencheur comporte obligatoirement:
♦
une alimentation stabilisée pour les circuits intégrés,
♦
un transformateur pour apporter la tension de synchronisation et assurer
l'isolement en entrée,
♦
un transformateur d'impulsion pour
transmettre un signal adapté aux
caractéristiques de gâchette des thyristors, et assurer l'isolement en sortie,
♦
et enfin un étage provoquant le retard entre la sinusoïde de référence et
l'apparition des impulsions.
En version industrielle, on dispose des améliorations ci-dessous:
♦
choix entre une commande interne de tension (les butées sont fournies par deux
résistances fixes entourant un potentiomètre) pour les montages en boucle ouverte,
et,
♦
une commande par tension externe (les butées provenant alors d'un montage à
diodes figures A8f, g, h) pour les systèmes en boucle fermée,
♦
réalisation d'un train d'impulsions dont on contrôle l'instant de départ,
♦
sorties synchrones grâce à l'emploi de transformateurs d'impulsions à double
secondaire,
♦
- disjoncteur électronique provoquant l'arrêt des impulsions ou bien commutant la
tension de commande sur la valeur de butée maximale.
Nous avons déjà rencontré le déclencheur à TCA 785 qui provoque un retard
proportionnel à une tension; nous allons aborder un déclencheur plus intéressant.
1.1. Commande linéaire; commande en arc cosinus
Le but est d'obtenir une tension redressée dont la valeur moyenne U0 varie
linéairement avec la tension de commande Uc ; les tensions alternatives du circuit de
puissance étant imposées par le réseau de distribution et un transformateur d'entrée
éventuellement.
La valeur théorique de la tension redressée, en débit ininterrompu à la sortie du
montage redresseur varie en cosα pour les montages tout thyristors et en (1 + cosα)
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96
pour les montages mixtes.
On voit que si la tension de commande Uc peut s'identifier à UCM cosα, alors la
proportionnalité U0 = k.Uc est obtenue.
L'intérêt de la commande linéaire est que la fonction de transfert du montage
redresseur se réduit en régime permanent à une constante, ce qui facilite la
modélisation d'un asservissement et permet de prédéterminer le gain de boucle. Ceci
reste vrai si les fluctuations de Uc sont de constante de temps élevée devant la
période du secteur. (Voir figure A8b).
En termes d'asservissement les harmoniques de tension redressée sont une
entrée de perturbation; leurs effets doivent être éliminés par filtrage avant toute
rétroaction.
Etude du comparateur
L'impulsion d'amorçage d'un thyristor est synchrone du basculement d'un
comparateur; ses entrées sont soumises respectivement à :
; la tension de commande Uc continue, ou lentement variable, et comprise
entre deux butées,
; - une tension Ûc cosωt ; cette tension est en quadrature avance sur la
fonction sinωt.
Ici t = 0 correspond à l'instant de commutation naturelle (début de conduction
d'une diode dans le montage homologue ou l'on aurait substitué des diodes aux
thyristors). La tension aux bornes du thyristor, bloqué sous tension positive et en
attente d'amorçage, évolue en sinωt.
Le tableau B4 indique les tensions anode-cathode des thyristors, et la «cosinusoïde»
en quadrature avance à appliquer au comparateur.
Relation entre butées de tension et butées d'angle de retard:
UCM= Vccosαm
Ucm = Vc cosαM ; en principe αM = 150°
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97
A81 : Déclencheur linéaire pour redressement monophasé monoalternance
1.2. Redressement monophasé commandé
Considérons
le
montage
de
principe
A81
;
c'est
un
déclencheur
monoalternance qui produit une seule impulsion toutes les 20 ms (f = 50 Hz) à un
instant réglable, par la tension Uc, de l'alternance positive de la tension de
synchronisation.
Voyons comment obtenir un déclencheur double alternance pour amorcer Th1
à l'instant α/ω et Th2 à l'instant (α + π)/ω .
on peut penser à doubler complètement le montage A81 à condition de
disposer d'une deuxième tension de synchronisation en opposition de phase sur la
précédente; en pratique ces deux tensions de synchronisation seraient fournies par
un transformateur à secondaire à point milieu, ce point étant relié à la masse du
déclencheur.
Inconvénients : nombre total élevé de composants; repérage nécessaire de la
concordance de phase entre la «commande» et la «puissance».
il faut comparer Uc à Ûc.cosωt quand sinωt > 0 et Uc a - Ûc.cosωt quand sinωt <
0 pour produire une autre impulsion 10 ms plus tard. D'où l'idée d'un amplificateur de
gain ±1 commandé par le signe de v.synchro. ; cet étage à Amplificateur
Opérationnel comporte un transistor en commutation soit bipolaire (penser à le
protéger en Vbe < 0) soit JFET (penser à écrêter Vgs> 0 par une diode).
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98
A l'état bloqué ce transistor est soumis à la tension Ûc cosωt qui présente les
deux signes possibles; on a donc pendant 5 ms Vce < 0 ou Vds < O.
Il faut limiter l'amplitude Ûc pour ne pas détruire le composant.
Ce déclencheur crée des impulsions de sortie toutes les 10 ms et convient à
l'amorçage des montages à deux thyristors P2 et PD2 mixte, avec bien sûr un transformateur d'impulsions à double secondaire. Ce montage A82 a ses oscillogrammes
principaux représentés figure A8a.
Comment amorcer un pont PD2 complet à 4 thyristors ?
Là encore deux solutions sont possibles:
- utiliser deux montages A82 absolument identiques: entre autres même niveau de
tension Ûc cos rot et même tension de commande Uc ; il faut relier les secondaires
d'un transformateur d'impulsions aux thyristors d'une diagonale.
Les quatre thyristors reçoivent simultanément des impulsions ; la diagonale à l'état
bloqué va s'amorcer provoquant l'application d'une tension négative aux thyristors
qui conduisaient; ces derniers se bloquent par commutation naturelle malgré les
impulsions, inopérantes sous tension Vak négative.
- on peut aussi adopter un montage tel que A84 dans lequel on a prévu quelques
améliorations:
• filtrage de la sinusoïde de synchronisation pour s'affranchir des harmoniques
du secteur et des parasites; c'est l'ensemble filtre d'entrée et déphaseur qui doit
fournir un déphasage global de 90° (par exemple 10° + 80° pour le 50 Hz),
• production d'un train d'impulsions pendant une durée fixée par le
changement d'état d'un monostable ; cela facilite l'amorçage des thyristors sur
charge fortement inductive,
• aiguillage du train d'impulsions par une porte ET sur l'un des transformateurs
d'impulsions suivant le signe de v synchro. Il est nécessaire de repérer la
concordance de phase entre la «commande» et la «puissance»,
• mise en œuvre du disjoncteur électronique.
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99
A82 : Déclencheur linéaire, bialternance, pour montages à deux thyristors
Il existe des déclencheurs industriels à commande numérique, dont les
éléments essentiels sont:
♦
une boucle à verrouillage de phase, pour gérer les signaux de la haute
fréquence et les asservir après division, sur le 50 Hz ;
♦
une mémoire qui réalise la fonction Arc Cos;
♦
un compteur prépositionnable à partir de la tension de commande Uc et
d'un convertisseur analogique - numérique;
♦
une logique de sortie permettant de commander l'ensemble des thyristors;
♦
une interface de sortie avec des transformateurs d'impulsions.
Mhamed EL MRABET
100
1.3. Redressement triphasé commandé
Un déclencheur pour montage P3 ou PD3 mixte demande trois sorties
produisant chacune une impulsion tout les 20 ms ; ces sorties sont décalées d'un
tiers de période sur la précédente d'où la nécessité de disposer de tensions de
synchronisation elles-mêmes déphasées; le tableau B4 indique les tensions à utiliser
pour réaliser un déclencheur en Arc Cosinus.
Le montage A83 a pour particularité de fournir trois trains d'impulsions chacun
de durée 120° et déphasés de 120° dans l'ordre de succession des tensions de
synchronisation.
La borne de Remise A Zéro des bascules JK permet une temporisation et une
initialisation à Q = 0 de toutes les bascules, lors de la mise sous tension des cartes
électroniques.
Le disjoncteur électronique peut agir à différents endroits: RAZ de l'oscillateur
produisant les impulsions Haute Fréquence, ou RAZ des bascules JK, ou encore
commutation de Uc sur Ucm ; cette dernière possibilité est fortement recommandée
en onduleur assisté .
Comment commander un pont complet PD3 à six thyristors?
•
une solution consiste à utiliser deux déclencheurs tels que A83 ; les tensions de
synchronisation étant globalement ± V1, ± V2, ±V3, on disposera de trois
transformateurs de synchronisation à secondaire à point milieu; il faut s'assurer
du respect des indications du tableau B4,
•
une autre solution sera développée au chapitre B4.
Mhamed EL MRABET
101
A83 : Déclencheur triphasé pour montage
2. DÉCLENCHEUR POUR HACHEUR A TRANSISTOR
Il faut réaliser un générateur de créneaux, le plus souvent de fréquence fixe, de
rapport cyclique réglable par tension; le plus simple consiste à comparer un signal
e(t) en forme de rampes (soit un triangle symétrique, soit une dent de scie) avec une
tension continue Uc. (fig. A85).
Synoptique de la commande d’un hacheur à transistor
Mhamed EL MRABET
102
L'intervalle de variation de Uc est maintenu par un circuit d'écrêtage à l'intérieur
de l'intervalle de variation de e(t) :
e min < Ucmin < Ucmax < e max
de sorte que le rapport cyclique présente deux butées:
α min =
U c min − e min
e max − e min
;
α max =
U c max − emin
emax − emin
Le problème le plus délicat consiste en l'interfaçage de la sortie du comparateur avec
le transistor de puissance à commander.
3. DÉCLENCHEUR POUR HACHEUR A THYRISTOR
Il faut également réaliser un générateur de créneaux de rapport cyclique
réglable à la sortie S d'un comparateur. Le thyristor principal Thp est amorcé par une
impulsion, ou un train de durée calibrée, synchrone du front montant de s(t) ; le
blocage de Thp coïncide avec l'amorçage du thyristor d'extinction The par une autre
impulsion synchrone du front descendant de s(t).
L'interfaçage comporte entre autres deux transformateurs d'impulsions. (fig. A86)
Synoptique de la commande d'un hacheur à thyristors
L'intérêt de tels déclencheurs appliqués à un hacheur SERIE est la linéarisation
de la fonction de transfert ∆U0 = k ∆UC.
Mhamed EL MRABET
103
Les fluctuations éventuelles de la tension Uc sont de très basse fréquence par
rapport à la fréquence de hachage. Les harmoniques de la tension hachée sont
assimilables à une perturbation périodique, et leurs effets doivent être éliminés.
Limitation symétrique
d’une tension de commande
Limitation dissymétrique
par butées fixes à diodes Ziner
4. COMMANDE M.LI. POUR UN ONDULEUR A TRANSISTOR
L'intérêt de la commande par Modulation de Largueur d'Impulsions réside dans
le contenu harmonique du signal de commande qui se retrouve également au niveau
de la tension «ondulée» aux bornes du récepteur :
♦
un fondamental à la fréquence désirée des tensions alternatives de sortie;
son amplitude est éventuellement réglable par montage potentiométrique,
ou par amplificateur à gain commandé par tension (voir un exemple fig.
A8c)
A8c : Amplificateur à gain commandé par
♦
des harmoniques de rang faible nuls ou négligeables, par exemple du rang
3 au rang 15,
♦
des harmoniques de rang élevé présents, mais les composantes de courant
dont ils sont responsables sont atténuées spontanément si le récepteur est
inductif.
Mhamed EL MRABET
104
Une stratégie fréquemment employée consiste à comparer un signal
triangulaire de fréquence 2n f avec un signal sinusoïdal de fréquence f; aux instants
d'égalité on obtient le basculement du comparateur, donc le changement d'état
logique du signal de commande. (A87) (A88).
Comparons les commandes M.LI. bipolaire et unipolaire: le synoptique le plus
complexe se rapporte au cas unipolaire, mais à instants de découpage identiques les
harmoniques sont en proportion relative moitié. Le générateur de signaux
synchrones rectangulaires et triangulaires doit délivrer des signaux alternatifs pour la
commande bipolaire; par contre on peut employer des triangles positifs ou nuls dans
le cas unipolaire d'où la diode (facultative) de l'oscillateur montré fig. A8e. Le résidu
harmonique est plus faible avec l'emploi de la diode.
Avec un onduleur triphasé, la commande bipolaire est la plus facilement
réalisable; la solution analogique demande des sinusoïdes de référence déphasées
de 120°.
Il existe des solutions numériques dans lesquelles on utilise une mémoire qui
permet de gérer, en association avec une horloge et un compteur, les instants de
commutation des interrupteurs électroniques.
Le composant HEF 4752, chez Motorola, est un circuit intégré spécifique
adapté à la commande des onduleurs triphasés
Mhamed EL MRABET
105
APPLICATIONS
Démarrage électronique par tension variable et limitation du courant
Schéma de principe
L'alimentation du moteur asynchrone triphasé, par montée progressive de la
tension au démarrage, est obtenue par l'intermédiaire d'un gradateur dont le circuit
se compose de 6 thyristors, montés tête-bêche par 2 dans chaque phase du réseau.
Il permet, en fonction de l'instant et de l'angle d'amorçage des thyristors, de
délivrer une tension qui augmente progressivement à fréquence fixe.
La montée progressive de la tension de sortie peut être, soit contrôlée par la
rampe d'accélération, soit asservie à la valeur du courant de limitation, soit liée à ces
deux paramètres.
Courbe
de
La figure 1 montre la caractéristique couple/vitesse d'un moteur à cage en
fonction de la tension d'alimentation : Le couple varie comme le carré de la tension à
fréquence fixe. La montée progressive de la tension limite le couple et le courant au
démarrage, et supprime la pointe de courant instantanée à la mise sous tension.
La figure 2 montre l'évolution du couple en fonction du courant de démarrage.
La limitation du courant de démarrage Id à une valeur prédéterminée Id1, provoque
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une réduction du couple de démarrage Cd1 pratiquement égale au rapport du carré
des courants Id et Id1.
Description de l’Altistart 3
L’Altistart 3 est constitué d’un module de contrôle et d’un ensemble puissance,
assemblés d’une même enveloppe.
Module de contrôle
Commun et interchangeable pour tous les calibres de la même série, il assure:
•
l'allumage des thyristors,
•
le calcul des conditions de fonctionnement par microprocesseur,
•
la mémorisation et la sauvegarde de l'état thermique du moteur et du
démarreur,
•
la surveillance du réseau d'alimentation et l'isolement galvanique,
•
les sorties de surveillance et d'alarme par des relais d'asservissement,
•
la visualisation d'états par 3 DEL,
•
la sélection des fonctions par 4 commutateurs,
•
les réglages par 4 potentiomètres.
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