Etude du déséquilibre de l`alimentation d`un onduleur multi niveaux

République Algérienne Démocratique et Populaire
Mministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique
Université des Sciences et de la Technologie d’Oran
Mohamed Boudiaf
FACULTE DE GENIE ELECTRIQUE
DEPARTEMENT D’ELECTRONIQUE
MEMOIRE EN VUE DE L’OBTENTION DU DIPLOME DE MAGISTER
SPECIALITE : ELECTRONIQUE
Option : SYSTEMES PHOTOVOLTAÏQUES
Présenté par :
Mr. REBAOUI Brahim
Etude du déséquilibre de l’alimentation
d’un onduleur multi niveaux
SOUTENU LE:
12/05/2014
Devant le jury :
Mr Z. AHMED FOITIH
Mr A. MIDOUN
Mr M.ZERIKAT
Mr M.BENDJEBAR
Prof.U.S.T.O.MB
Prof.U.S.T.O.MB
Pro. ENSET. Oran
MC. U.S.T.O.MB
Président
Encadreur
Examinateur
Examinateur
Remerciements
Cette thèse a été préparée au sein du laboratoire de recherche d’Electronique de Puissance et
Energie Solaire
(LEPES), sous la direction de monsieur MIDOUN Abdelhamid, Professeur à
l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran (USTO).
C’est un agréable plaisir pour moi d’exprimer mes remerciements à Monsieur MIDOUN
Abdelhamid, Professeur à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran (USTO), qui,
en acceptant de diriger ce modeste travail
,m’a fait profiter de son expérience, ses
connaissances et ses conseils précieux.
Mes vifs remerciements sont adressés à Monsieur DELLA KRACHAI Mohamed, Docteur d’état
à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour son aide précieuse, ses qualités
scientifiques et humaines. Je lui exprime toute ma gratitude.
J’adresse mes sincères remerciements à Monsieur FOUATIH Zoubir Ahmed, Professeur à
l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour l’honneur qu’il nous a fait en
acceptant d’être président du jury.
Il m’est agréable de pouvoir exprimer ma reconnaissance envers,
Monsieur ZERIKAT Mokhtar, Professeur à ENSET Oran.
Monsieur BENDJEBAR Mokhtar, Maitre de conférence à l’Université des Sciences et de la
Technologie d’Oran.
Pour avoir accepté d’examiner et de rapporter ce travail.
Dédicaces
Je dédie ce modeste travail
A mes chères parents que j’aime beaucoup, dont l’aide, le soutien et les
encouragements permanents m’ont permis de poursuivre mes études
dans Les meilleures conditions.
A mes frères et mes sœurs.
A tous ceux qui me connaissent de prés ou de loin.
Table des matières
Table des matières
Introduction générale
1
Chapitre 1 Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
5
1.1 Introduction. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6
1.2 Définition des onduleurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6
1.3 Structure de base des onduleurs autonomes monophasés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7
1.4 Les onduleurs de tension. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
1.4.1 Fonctionnement à deux séquences. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.4.2 Fonctionnement à trois séquences . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11
1.5 Paramètre de performance d`un onduleur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12
1.6 Différents types de commande des interrupteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
13
1.6.1 Commande à onde rectangulaire. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
14
1.6.2 Commande en créneaux de largeur variable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
15
1.6.3 Commande à paliers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16
1.6.4 Commande à modulation de largeur d’impulsions. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16
1.6.4.1 MLI à échantillonnage naturel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
17
1.6.4.1.1 Caractéristique de la modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
18
1.6.4.2 MLI à échantillonnage régulier symétrique. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19
1.6.4.3 MLI à échantillonnage régulier asymétrique . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
1.6.4.4 MLI calculée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
23
1.6.4.5 La modulation vectorielle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
24
1.7 Choix de structure des semi-conducteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
24
1.8 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
Table des matières
Chapitre 2 : Les convertisseurs multi niveaux
27
2.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
28
2.2 Principe de l’onduleur multi niveaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
2.3 Les différentes topologies des onduleurs multi niveaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
31
2.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
32
2.3.1.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
32
2.3.1.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
2.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flottants . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
2.3.2.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
2.3.2.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
43
2.3.3 Onduleurs multi niveaux en cascade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
43
2.3.3.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
2.3.3.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
48
2.4 Autres topologies . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
50
2.4.1 Convertisseur multi niveaux en cascades . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
50
2.4.2 Le convertisseur à commutation douce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
51
2.4.3 Convertisseurs multi niveaux généralisés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41
2.5 Synthèse comparative . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
52
2.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
53
Chapitre 3 : Fractionnement du bus continu et problème d’équilibrage
54
3.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
55
3.2 Les différentes techniques de réglage du bus continu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
55
3.2.1 Modification de la stratégie de commutation PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
60
3.2.3 Modification au niveau convertisseur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
61
3.3 Buck-Boost approche . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
61
3.3.1 Principe de fonctionne du convertisseur boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
61
3.3.2 Principe de fonctionne du convertisseur buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
64
3.3.3 Circuit d’équilibrage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
66
3.3.3.1 Mode Buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
67
3.3.3.2 Mode Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
68
3.4 Résultat de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
69
3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
73
Table des matières
Chapitre 4 : Réalisation du banc d’essai
74
4.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
75
4.2 Description générale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
75
4.3 Convertisseur NPC réalisé . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
77
4.3.1 Partie de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
78
4.3.2 Partie mesure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
80
4.3.2.1Capteur de tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
80
4.3.2.2Traitements des signaux des capteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
81
4.4 Circuit d’équilibrage réalisé . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
83
4.5 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
84
4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
87
Conclusion Générale
88
Introduction
Générale
Introduction générale
Introduction générale:
Depuis la fin du XIXe siècle, on a inventé en électrotechnique des « machines » utilisant les
propriétés du magnétisme, et plus particulièrement du ferromagnétisme, pour réaliser les
diverses conversions possibles des formes d’énergie électrique.
Avec le développement de l’automatique, de l’électronique et de l’informatique, on peut
remplacer les « machines » par des convertisseurs statiques qui sont des montages utilisant
des interrupteurs à semi-conducteurs permettant par une commande convenable de ces
dernières de régler un transfert d’énergie entre un générateur et un récepteur. Ce transfert
pourra être, dans certains cas, réversible.
Donc, il joue le rôle d’interface entre source d’énergie électrique et consommateur. En réalité,
les convertisseurs statiques ne peuvent fournir qu’une tension (ou un courant) découpé(e), car
« l’électronique de puissance ne peut être qu’une électronique de commutation. Un grand
nombre de procédés industriels s’appuient sur des entraînements électriques à vitesse variable.
Dans beaucoup de ces applications, l’élément principal est un onduleur de tension qui
alimente une machine. Les onduleurs sont des structures en pont constituées le plus souvent
d'interrupteurs électroniques.
Dans ces dernières années, l’exigences des équipements de puissance à haute tension pour
l’industrie a augmenté, et atteint le niveau des mégawatts. La valeur limitée de la tension de
blocage des interrupteurs réalisables jusqu’à présent est à la base du développement des
2
Introduction générale
onduleurs multiniveaux. Cette tension est inférieure à la tension de service des équipements
haute tension. Pour aller au-delà de ces limitations, nous disposons de deux possibilités :
La réalisation de macro-interrupteurs [1]. Ces macro-interrupteurs sont obtenus en
associant en série des interrupteurs de tension de blocage inférieure à la tension de
service souhaitée. Cette technique présente l’inconvénient de nécessiter la mise en
place de résistances d’équilibrage, afin que la tension à l’état bloqué se répartisse
uniformément entre les différents éléments constituant le macro-interrupteur.
La réalisation d’un convertisseur multi-niveau. Cette méthode consiste à employer un
convertisseur de topologie plus complexe. Le nombre d’interrupteurs utilisés est du
même ordre que pour le convertisseur constitué de macro-interrupteurs, mais les
éléments sont associés de manière différente. La commande nécessite d’avantage de
signaux, mais le convertisseur résultant présent de meilleures performances.
En plus de permettre d’obtenir une tension de service plus élevée sans recourir à des
macro-interrupteurs, l’adoption d’un convertisseur multi-niveau présente d’autres
avantages :
La qualité d’une onde en escalier : L’onduleur multi-niveau, en plus de générer une
tension avec une très faible distorsion, réduit la contrainte dv/dt ce qui améliore la
compatibilité électromagnétique (CEM) [2].
Tension de mode commun : Les onduleurs multiniveaux produisent des tensions de
mode commun réduites ; les contraintes sur les roulements du moteur commandé par
ce type d’onduleur s’en retrouve réduites. Encore plus, la tension de mode commun
peut être entièrement éliminée par des stratégies de commande évoluées [3].
La fréquence de commutation: L’onduleur multi-niveau peut fonctionner aussi bien à
la fréquence du fondamental qu’à des fréquences PWM plus élevées. Il faut noter
3
Introduction générale
qu’une fréquence
plus basse réduit les pertes par commutation et améliore le
rendement.
Malheureusement, les convertisseurs multiniveaux présentent quelques inconvénients.
Un
désavantage particulier est Le déséquilibre des niveaux de tensions aux bornes des
condensateurs pour les convertisseurs qui utilisent des capacités pour former les sources de
tension continue, cas des convertisseurs à diode de bouclage , l’objectif de ce travail est
d’aborder la résolution du problème de l’équilibrage des tensions du bus continu .le mémoire
est scindé en quatre chapitres.
Dans le premier chapitre, on expose d'une manière générale certaines structures
des onduleurs monophasés ainsi que
leurs modes de
fonctionnement général, tout en
donnant un bref rappel sur certaines méthodes de commande appliquées pour des onduleurs.
Le deuxième chapitre est consacré à une présentation des structures de base de la
conversion multiniveaux ainsi que leur principe de fonctionnement.
Le troisième chapitre est dédié à l’étude des différentes méthodes utilisées pour
résoudre le problème de l’équilibrage des tensions du bus continu
Le quatrième chapitre traite la réalisation expérimentale du banc d’essai pour valider
les résultats issus de la simulation. Ce chapitre détaille en particulier la réalisation des
cartes de commande, de puissance et de mesure.
Finalement, on va clôturer ce présent travail par une conclusion générale, exposant les
différents résultats obtenus, et dégageant les perspectives à envisager.
4
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des
onduleurs de tension
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.1 Introduction
Les onduleurs de tension constitue une fonction incontournable de l`électronique de
puissance présente dans les domaines d`application les plus variés, dont le plus connu est sans
doute celui de la variation de vitesse des machines à courants alternatifs. La forte évolution de
cette fonction s`est appuyée, d`une part sur le développement de composants à semiconducteurs entièrement commandables, puissants, robustes et rapides, d`autre part, sur
l`utilisation quasi-généralisée des techniques dites de Modulation de Largeur d`Impulsion
(MLI ou Pulse Width Modulation). Ces dernières s`appuyant
sur les performances en
fréquence de découpage permises par les premiers. Au caractère (noble) de cette fonction
(convertisseurs entièrement réversibles, forme sophistiquée de la conversion d`énergie)
correspond à des applications particulières intéressantes. L`objective dans ce chapitre est de
présenter l`architecture et le mode de commande de ces onduleurs, leurs principales
applications, des plus classiques aux plus récentes.
1.2 Définition des onduleurs
Un onduleur est un convertisseur statique assurant la conversion continu alternatif .Par
exemple, si on dispose à l`entrée d`une tension continue et si grâce à des semi-conducteurs, on
relie chacune des bornes du récepteur tantôt à l`une, tantôt à l`autre des bornes d`entrée, on
peut obtenir entre les bornes du récepteur une tension tantôt positive, tantôt négative. Par une
séquence adéquate de commande des semi-conducteurs, il est donc possible de produire à la
sortie du convertisseur une tension alternative de valeur moyenne nulle.
6
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Cette tension peut comporter un ou plusieurs créneaux par alternance suivant qu`il s`agit
d`une commande à un créneau par alternance ou d`une commande par Modulation de Largeur
d`Impulsions (Pulse Width Modulation).
Fig1.1 : Synoptique d’une conversion continue-alternative.
1.3 Structure de base des onduleurs autonomes monophasés
Comme tous les convertisseurs statiques, un onduleur autonome est très tributaire des
caractéristiques du générateur et du récepteur entre lesquels il est inséré. De ces
caractéristiques découle notamment la nature des commutations à effectuer et, par là, les
semi-conducteurs à employer. Pour aborder les structures des onduleurs, on caractérise
le générateur et le récepteur, continu ou alternatif, de tension ou de courant au point de
vue des commutations, ceci nous conduit à distinguer deux types d'onduleurs:
les onduleurs de tension.
les onduleurs de courant.
Les premiers sont alimentés par une source de tension continue, les seconds par une
source de courant continu. La nature de la source continue impose celle du récepteur
7
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
alternatif, les onduleurs de tension alimentent des récepteurs de courant, les onduleurs
de courant alimentent des récepteurs de tension [4][5][6].
1.4 Les onduleurs de tension
Un onduleur de tension est un onduleur qui est alimenté par une source de tension
continue, sa tension Ve n'est pas affectée par les variations du courant qui la traverse,
la source continue impose la tension à l'entrée de l'onduleur et donc à sa sortie. La
configuration la plus générale de l'onduleur de tension monophasé est celle dont la
structure est en pont complet tel que c'est représenté à la figure 1.2. On considère que la
tension d'alimentation Ve est constante et égale à E.
Un tel circuit peut avoir deux modes de fonctionnement:
fonctionnement à deux séquences,
fonctionnement à trois séquences.
T1
Ve
T4
I
V
T2
T3
Fig1.2 : Structure d’un onduleur de tension en pont.
8
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.4.1 Fonctionnement à deux séquences
Ce fonctionnement correspond à la fermeture et l'ouverture simultanées des deux couples
d'interrupteurs (Tl ,T3) et (T2,T4),ces deux couples d'interrupteurs sont complémentaires.
On peut représenter les séquences de fonctionnement du convertisseur par la figure 1.3.
Ve=E
I
Ve=E
V
I
V
Fig1.3 : fonctionnement à deux séquences.
La première séquence correspond à la fermeture de Tl et T3 et l'ouverture de T2 et T4
la deuxième séquence correspond à l'ouverture de Tl et T3 et la fermeture de T2 et T4 .
De ce fait on peut obtenir le même fonctionnement du convertisseur avec un nombre
inférieur d'interrupteurs, on est conduit donc à la structure en demi-pont représentée à la
figure 1.4.
T1
E
I
E
V
T2
Fig1.4 : Structure d’un onduleur de tension en demi-pont.
9
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Tl et T2 sont deux interrupteurs complémentaires et les deux séquences de fonctionnement
sont les mêmes que celles du convertisseur en pont complet tel que c'est présenté à la
figure1.3.
En
pratique,
pour
l'alimentation
d'un
onduleur,
on
utilise
une
seule source
d'alimentation. Pour la configuration en demi-pont on emploie deux condensateurs montés
en parallèle avec la source d'alimentation, de valeurs égales et assez élevées pour
pouvoir maintenir un potentiel fixe au point milieu, ils permettent donc d'obtenir deux
tensions égales, chacune d'elles alimente un bras d'onduleur. La structure de ce
convertisseur est représentée par la figure 1.5.
La configuration en demi-pont présente un inconvénient concernant le dimensionnement
des
interrupteurs.
Cependant,
pour une même
puissance transmise par une source
d'alimentation de tension E, le courant débité par la source dans le cas de la configuration
en demi-pont est le double de celui de
la configuration
en
pont
complet.
Le
dimensionnement en courant des interrupteurs dans le premier cas doit être, donc, deux
fois plus élevé que dans le deuxième cas. Par contre, vu la réduction de moitié du
nombre d'interrupteurs, l'onduleur en demi-pont est assez utilisé lorsque la tension de la
source continue est de l'ordre de la centaine de volts, dans ce cas le doublement du
courant n'est pas trop gênant et la réalisation du diviseur capacitif pas trop onéreuse.
10
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
T1
C
I
E
C
V
T2
Fig1.5 : Structure d’un onduleur de tension en demi-pont alimenté avec une seule source de
tension.
1.4.2 Fonctionnement à trois séquences
Dans ce cas une autre séquence de fonctionnement est ajoutée aux deux séquences
précédentes: séquence de roue libre. Cette séquence correspond à la fermeture de T2 et T3
et à l'ouverture de Tl et T4 et alternativement à la fermeture de T2 et T3 et l'ouverture
de Tl et T4 Les trois séquences se résument dans la figure 1.6 .La fonction de
modulation prend dans ce cas trois valeurs, f= -1, 0, 1.
Ve=E
I
V
Ve=E
I
V
Ve=E
Fig1.6: Fonctionnement à trois séquences d’un onduleur de tension.
11
I
V
V
I
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Le fonctionnement à trois séquences a l'avantage de pouvoir faire varier l'amplitude de la
fondamentale de la tension de sortie et ceci en faisant varier le temps relatif à la période
de roue libre.
1.5 Paramètre de performance d`un onduleur
Les performances des onduleurs résident dans la stabilité de la fréquence et de la tension.
Cependant, leurs grandeurs de sortie présentent des harmoniques qui nuisent à la machine et
son fonctionnement.
En appliquant le théorème de Fourier, les grandeurs (tension) de sortie de l`onduleur
peuvent être mises sous la forme suivante :
Vt
V0
2Vn sin nwt
Dans le cas des onduleurs V0 est égale à zéro.
La valeur efficace d`une grandeur périodique est donnée par
1
T
Veff
T
1
2
v t dt
2
0
l`expression suivante :
L`application de cette formule générale donne avec la représentation harmonique :
vn2
Veff
1
2
n 1
ième
Facteur de n
harmonique :
HF Vn /V1
Facteur de distorsion :
DF 1
V1
n
(Vn )2
2,3,.. n2
12
1
2
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Facteur de distorsion d`une harmonique individuelle est :
DF
Vn
n².V1
2
1.6 Différents types de commande des interrupteurs
La classification des stratégies de commutations des onduleurs est illustrée par la figure 1.7.
On regroupe ces stratégies en deux grandes familles suivant la fréquence de commutation, soit en
commutation à fréquence fondamentale ou fréquence haute. Toute technique utilisée peut être classifie
dans l’une ou l’autre des familles. Mais les objectifs communs aux techniques de commutation dans
ce cas sont :
Régulation en fréquence st amplitude de la tension ou du courant générées par le
convertisseur.
La minimisation du taux d’harmonique de la tension ou du courant généré.
13
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
STRATEGIES DE COMMUTATION
Commutation à la fréquence
fondamentale
Modulation en
Escalier
Commutation à haute fréquence
Elimination sélective
d’harmonique
MLI Sinusoïdale
MLI Vectorielle
Fig1.7: Différentes techniques de modulation des onduleurs.
Dans cette section on va passer en revue le principe de quelques méthodes de commande
traditionnellement appliquées pour les onduleurs.
Parmi les différents types de commande, il existe :
1. commande à onde rectangulaire.
2. commande en créneaux de largeur variable.
3. commande à paliers.
4. commande à MLI.
14
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.6.1 Commande à onde rectangulaire
Pour la forme d’onde de cette commande, comme schématisé par la figure 1.8, la
valeur efficace de la tension n’est pas réglable et dépend de la tension continue d’entrée.
Elle est nommée, aussi, commande pleine onde.
Fig1.8: commande à onde rectangulaire.
1.6.2 Commande en créneaux de largeur variable
Cette commande est obtenue par l’association des ondes rectangulaires déphasées
l’une par rapport à l’autre avec un angle variable, d’où, une commande à trois états de sortie
(figure 1.9).La valeur efficace de la tension de sortie est variable en agissant seulement sur la
durée du créneau.
Fig1.9: commande en créneaux de largeur variable.
15
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.6.3 Commande à paliers
Elle est constituée par la somme ou la différence de créneaux de largeur variable. La
forme générale se rapproche au mieux de la sinusoïde. Elle est nommée, aussi, commande en
marche d’escalier (figure 1.10).
Fig1.10: Commande en créneaux de largeur variable
1.6.4 Commande à modulation de largeur d’impulsions
L’onde de sortie se compose d’un train d’impulsions de largeur variable. L’intérêt de
ce type de commande est de réduire le taux d’harmonique afin d’approcher l’onde de sortie à
la sinusoïde par conséquent devient facilement filtrable (figure 1.11)
Fig1.11: Commande à modulation de largeur d’impulsions
16
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Il existe plusieurs méthodes pour la génération de la MLI, elles ont été proposées et
analysées dans la littérature. Parmi ces méthodes nous allons citer :
1.6.4.1 MLI à échantillonnage naturel [7][8] [9]
la méthode de modulation de largeur d’impulsion à échantillonnage naturel, est la
plus utilisée jusqu'à nos jours pour la commande des onduleurs monophasés et surtout
des onduleurs triphasés. Cette technique est basée sur la détermination en temps réel des
instants de fermeture et d'ouverture des interrupteurs, obtenue par l'intersection d'une
onde de
référence
de forme
sinusoïdale et d'une onde
de modulation
de forme
généralement triangulaire.
Son implantation en pratique est relativement simple, lorsqu’il s’agit d’utiliser des
circuits analogiques.
Dans les applications à commande numérique la génération des largeurs d’impulsions
l’onde de référence n’est plus un signal analogique mais un signal numérique échantillonné.
Fig1.12 : MLI à échantillonnage naturel
17
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.6.4.1.1 Caractéristique de la modulation :
Si la référence est sinusoïdale, deux paramètres caractérisent la commande :
L’indice de modulation mf est égal au rapport des fréquences de la porteuse (fp) et du signale
modulant (fm).Il est définit comme suit :
mf = fp/fm
Ce rapport découle entre un compromis, entre une bonne neutralisation des harmoniques et un
bon rendement de l’onduleur. Ce dernier se détériore au fur et à mesure que la fréquence de
commutation augmente.
Le coefficient de réglage en tension r ou le taux de modulation est égal au rapport de
l’amplitude de la tension de référence (Am) à la valeur de l’onde porteuse (Ap).
Il est définit comme suit :
r= Am/Ap
Dans la pratique, on s’arrange toujours à avoir un rapport cyclique inférieur à l’unité .De
façon à éviter les ratés de commutation qui pourront entraîner des discontinuités de
fonctionnement, et en particulier dans les applications à vitesse variables ou l’on fait varier la
fréquence et la tension.
où:
Am : Amplitude de la tension de référence
Ap : Valeur de crête de l’onde de modulation
18
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
On distingue généralement deux types de modulation de largeur d’impulsion à
échantillonnage naturel : asynchrone et synchrone, dans les deux cas, l’amplitude de
la tension de sortie varie avec le coefficient de réglage r.
Modulation synchrone :
la modulation est dite synchrone si L'onde de modulation et la référence sinusoïdale
sont synchrones de façon que la fréquence de la tension de référence fm soit un
multiple
entier naturel de
la fréquence de
l'onde de modulation fp. La sortie de
modulation est donc périodique et ne contient que les harmoniques multiples de la
fondamentale.
Modulation asynchrone :
L'onde de modulation et la référence
sont asynchrones. Plus L’indice de
modulation mf est élevé, plus la fréquence des harmoniques non voulues est éloignée
L'inconvénient de cette approche est la non périodicité de la M.L.I. Qui peut
engendrer des composantes subharmoniques.
1.6.4.2 MLI à échantillonnage régulier symétrique [7] [8]
Cette technique a été décrite pour la première fois par BOWES en 1975.
Contrairement à la MLI naturelle, dans cette technique, l’échantillonnage des tensions de
référence (la sinusoïde) se fait à des instants périodiquement espacés.
Cette technique de modulation est une version des précédentes ou l’on cherche à
rendre le signal symétrique à l’instant Te.
19
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
L’onde modulante est échantillonnée à chaque sommet positif de la porteuse. Cette
valeur est maintenue constante pendant une période de hachage Te (période du signal
triangulaire) à l’aide d’un bloqueur d’ordre zéro (boz).
Le principe de cette modulation est présenté sur la figure1.13.
1
…
2
(a)
3
(b)
Vs
(c)
Fig1.13 : MLI à échantillonnage symétrique
a) principe de la modulation.
b) Impulsion de commande.
c) La tension de sortie de l’onduleur.
20
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Courbe1 : porteuse triangulaire .
Courbe 2 : référence sinusoïdale.
Courbe 3 : version échantillonnée de l’onde modulante.
Cette procédure génère une onde en palier qui est l’approximation de la référence sinusoïdale.
L’onde en palier est ensuite comparée à la porteuse triangulaire.
1.6.4.3
MLI à échantillonnage régulier asymétrique [8][9]
La distorsion due aux harmoniques peut être réduite en effectuant deux
échantillonnages de la référence sinusoïdale par période de l’onde triangulaire.
Ainsi, tout en gardant la même fréquence pour les commutations des interrupteurs, on
peut doubler la fréquence d’échantillonnage, et améliorer la réponse en diminuant la
distorsion.
Pour cela, on effectue un échantillonnage toute les demi- période de la MLI (ou bien la
période d’échantillonnage, est divisée par deux : (Te=Th/2) et on calcule indépendamment
l’instant de passage à 1 et l’instant du retour à 0.
La figure 1.14 montre le principe.
21
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
3
2
1
(a)
t
0
1
(b)
t
t
(c)
Vs
Fig1.14 : MLI à échantillonnage asymétrique.
a) principe de la modulation.
b) Impulsion de commande.
c) La tension de sortie de l’onduleur.
Courbe 1 : porteuse triangulaire.
Courbe 2 : référence sinusoïdal de la phase.
Courbe 3 : version échantillonnée de l’onde modulant.
22
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.6.4.4 MLI calculée
Cette technique de MLI consiste à calculer les instants de commutation des interrupteurs de
manière à reprendre à certains critères portant sur le spectre fréquentiel de l`onde résultante.
Ces séquence sont alors mémorisées et restitue cycliquement pour assurer la commande des
interrupteurs.
Les critères usuellement retenus sont :
élimination d` harmonique de rang spécifiée.
élimination d` harmonique dans une bande de fréquence spécifiée.
Généralement, on utilise une onde qui présente une symétrie par rapport au quart de
période puis, déduire les autres angles par symétrie. La figure 1.15, nous montre après
décomposition en série de fourrier d’un signal MLI bipolaire symétrique par rapport au quart
de période et antisymétrique par rapport à la demi période. L’existence d’harmoniques d’ordre
impaires.
Les angles de commutations
1,
2,
3,
4 nous permettent, en les contrôlant,
d’éliminer les trois harmoniques et de contrôler la fondamentale.
UC
0
/2
3 /2
4
4
1
2
1
2
3
3
Fig1.15 : signal MLI bipolaire.
23
2
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.6.4.5 La modulation vectorielle
Utilisée dans les commandes modernes des machines asynchrones pour obtenir
des formes d’ondes arbitraires non nécessairement sinusoïdales. Le principe de la MLI
vectorielle consiste à reconstruire le vecteur tension statorique Vs à partir de huit
vecteur tension. Chacun de ces vecteurs correspond à une combinaison des états des
interrupteurs d'un onduleur de tension triphasé, Cette méthode de MLI peut désormais être
implantée dans des circuits intégrés numériques. Elle nécessite toute fois des calculs
numériques rapides et précis. De ce fait, la fonction MLI est séparée des fonctions de
"commande algorithmique" et implantée dans un circuit intégré spécifique.[10][11]
1.7 Choix de structure des semi-conducteurs
Les semi-conducteurs les plus couramment utilisés pour réaliser les interrupteurs sont les
transistors de puissance (MOSFET, IGBT, Bipolaires) et les thyristors.
Les progrès technologiques accomplis dans le domaine des transistors de grandes
puissances permettent maintenant de réaliser des onduleurs de forts courant et tension.
L’expérience a montré que l’utilisation des transistors pour la commutation de grandes
puissances est devenue facile.
24
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
Cependant, pour un thyristor, un circuit auxiliaire peut engendrer des conséquences
néfastes, surtout s’il comporte lui-même un thyristor sur le circuit de commande :
Faible vitesse de commutation,
Pertes calorifiques élevées,
Bruits acoustiques générés sur l’inductance de commutation,
Encombrement.
Le transistor évite bien ces inconvénients, en plus de ses possibilités à fonctionner à
fréquence de commutation élevée. Toutefois, pour les faibles et moyennes puissances, il est
préférable d'envisager une technologie à transistors plutôt qu’à thyristors malgré toutes les
contraintes qui peuvent découler (fréquence de commutation, circuit d’aide à la commutation,
tenue en tension, etc.…), moyennant quelques précautions ; en l’occurrence, la surveillance
des pertes en puissance dans les transistors aussi bien en conduction qu’en commutation et
veiller à leurs bon refroidissement.
Tandis que pour les puissances supérieures, le thyristor GTO semble être mieux adapté, si
nous prenons en considération certaines analogies vis-à-vis du transistor, qui se favorise, par
rapport au thyristor classique, de l'élimination des circuits d’extinction forcée.
25
Chapitre 1
Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension
1.8 Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons présenté une étude de l’onduleur à deux niveaux et leur
principe de fonctionnement ainsi leur commande, par les techniques de modulation de largeur
d’impulsion. Chaque technique possède un domaine d’application, des avantages ainsi que
des inconvénients.
Les onduleurs à deux niveaux sont généralement limités en tension et en puissance. Afin de
palier à cet inconvénient, les onduleurs multiniveaux commencent à être utilisés dans le
domaine des puissances allant jusqu’à plus de 10 MVA avec des tensions qui peuvent
facilement atteindre plus de 6 kV. Le chapitre suivant sera consacré à faire une étude sur les
onduleurs multiniveaux.
26
Chapitre 2
Les convertisseurs multi niveaux
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.1 Introduction
Les convertisseurs multi niveaux constituent des associations de semi-conducteurs et
de sources de tension qui permettent d’obtenir une tension de sortie au-dessus des calibres
unitaires de chaque interrupteur ainsi qu’une fréquence apparente supérieure à celle de
commutation de chaque interrupteur[12].
En général, les onduleurs de tension multi niveaux peuvent êtres vu comme des
synthétiseurs de tension, dans lesquels la tension de sortie est synthétisée de plusieurs
niveaux, [13][14][15] Les avantages les plus importants de la topologie multi niveaux par
rapport à la topologie bi niveaux conventionnelle sont les suivants :
La tension de sortie est échelonnée avec au moins trois niveaux de tension et donc, elle
présente un meilleur spectre fréquentiel. En conséquence, les éléments de filtrage nécessaires
sont plus réduits et moins coûteux.
L’utilisation des tensions de sortie plus élevées permet d’augmenter la puissance du
convertisseur sans augmenter le courant.
L’augmentation de la fréquence apparente de sortie permet une dynamique du système
plus élevée.
Cependant ces convertisseurs présentent aussi quelques inconvénients :
Au fur et à mesure que les niveaux de tension augmentent la structure de
contrôle devient plus complexe.
28
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Des problèmes de déséquilibres de tension des condensateurs apparaissent.
Une révision des publications de ces dernières années nous montre que l’étude des
convertisseurs multi niveaux (analyse de la topologie, contrôle, modulation, etc.) est à présent
un des sujets le plus important de l’électronique de puissance.
Le développement de la technologie multi niveaux a été marqué par deux facteurs.
D’un côté, l’évolution technologique des matériaux semi-conducteurs permettant la
réalisation de convertisseurs de puissance et de tension plus élevées. D’un autre côté, même si
le contrôle des convertisseurs multi niveaux est compliqué, l’évolution des processeurs
numériques de signal avec capacité de calcul et vitesse de réaction très élevée et coût réduit
ont rendu possible la mise en œuvre de ce contrôle [12].
Il est à noter que le choix de la meilleure topologie multi niveaux et de la stratégie de
contrôle ou de commande la mieux adaptée à chaque application donnée n'est souvent pas
facile à trouver. [14]
2.2 Principe de l’onduleur multi niveaux
Ce paragraphe a pour but d'introduire le principe général du comportement multi
niveaux. La figure 2.1 aide à comprendre comment travaillent les convertisseurs multi
niveaux. Un convertisseur à deux niveaux est représenté à la figure 2.1.a), dans laquelle les
commutateurs semi-conducteurs ont été remplacés par un interrupteur idéal. La tension de
sortie ne peut prendre que deux valeurs: 0 ou E. Sur la figure 2.1.b), la tension de sortie de
trois niveaux peut prendre trois valeurs: 0, E ou 2E.
Dans la figure 2.1.c) le cas général de n niveaux est présenté. [16][17].
29
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Fig2.1 : Onduleur à niveaux multiples :
a) à deux niveaux.
b) à trois niveaux.
c) à N niveaux.
L’augmentation de nombre du niveau permet d’améliorer les formes d’ondes en
sortie du convertisseur, notamment en termes de contenu harmonique, mais cela nécessite une
commande beaucoup plus complexe et un nombre important des semi-conducteurs utilisés.
Cela rend le système global plus couteux et surtout plus complexe.
30
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3 Les différentes topologies des onduleurs multi niveaux
Cette section est consacrée à la présentation du fonctionnement des principales
structures des onduleurs multi niveaux : l’onduleur en cascade, l’onduleur à diode de
bouclage, l’onduleur à capacités flottantes.
La figure 2.2 représente les topologies des onduleurs multi niveaux les plus récentes
[18]:
Onduleurs MULTI NIVEAUX
Onduleurs
Clampé
Onduleurs à
Condensateurs
flottants
Onduleurs en
cascade
Autres
topologies
Fig2.2 : Différentes topologies des convertisseurs multi niveaux
31
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage
La première topologie, de l’onduleur de tension multi niveaux est la structure NPC
(Neutral-Point-Clamped). Elle a été proposée, la première fois en 1981, par Nabae et al.
[15][19][20].En ce moment, c’est la topologie la plus utilisée dans l’industrie.
2.3.1.1 Principes de base
Pour des raisons de simplicité, nous limiterons l'étude à un bras d'onduleur NPC de
trois niveaux, l'objectif visé est de déterminer les valeurs que peut prendre la tension Vao
pour les différents états possibles des interrupteurs statiques, de montrer les séquences
de conductions des interrupteurs.
Dans sa version la plus simple, chaque branche de cet onduleur comporte quatre :
interrupteurs contrôlables et six diodes, et deux condensateurs branchés en parallèle avec la
tension d’entrée Vdc comme représenté à la Figure 2.3 (a).
Pour assurer les niveaux de tension. Les interrupteurs T11, T’11 et T12, T’12 présentes
deux cellules de commutations ou les deux interrupteurs de chaque cellule sont
complémentaires.
32
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
T11
C1
T12
T13
C2
T14
T11
C1
Vdc/2
0
T’11
Vdc/2
C2
T’11
a
C3
T12
Vdc
0
Vdc
T’12
.a
T’13
C4
T’12
(a)
T’14
(b)
Fig2.3 : Circuit d’une phase d’un convertisseur NPC.
a) à trois niveaux.
b) à cinq niveaux.
Pour un convertisseur NPC
à N-niveaux de tensions, nous avons N
fonctionnement possible permettant de générer les N niveaux de tensions.
33
séquences de
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Et en particulier pour le NPC à trois niveaux on a trois séquences de fonctionnent:
Séquences 1 : Génération du niveau maximum
Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont passants et T’11, T’12 sont bloqués comme le
montre la figure 2.4(a). Et la tension de sortie Vao est: Vao = +Vdc/2.
La tension appliquée aux interrupteurs T’11, T’12 vaut: +Vdc/2.
Séquences 2 : Génération du niveau intermédiaire
Les interrupteurs T12, T’11 sont passants et T11, T’12 sont bloqués, dans ce cas le point a
est relié directement au point 0 à travers l'une des diodes de maintien, comme le montre la
figure 2.4(b). Et la tension de sortie Vao est donc nulle, Vao = 0.
La tension appliquée aux interrupteurs T11, T’12 vaut: +Vdc/2.
Séquences 3 : Génération du niveau minimum
Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont bloqués et T’11, T’12 sont passants comme le
montre la figure 2.4(c). Et la tension de sortie Vao est: Vao= -Vdc/2.
La tension appliquée aux interrupteurs T11, T12 vaut:+Vdc/2.
34
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
T11
T11
C1
C1
C1
T12
Vdc
T11
0
C2
T’11
a
.
T12
0
Vdc
T’11
C2
T’12
a
.
T12
Vdc
0
C2
T’12
(b)
(a)
T’11
a
T’12
(c)
Figure 2.4 : Séquences de fonctionnement d'un bras d'onduleur NPC trois niveaux.
Les trois états de commutation possibles sont résumés au Tableau 2.1, L’état 1
représente l’interrupteur fermé et l’état 0 représente l’interrupteur ouvert.
T11
1
T12 T’11 T’12 Vao
1
0
0
Vdc/2
0
0
1
1
-Vdc/2
0
1
1
0
0
Tableau 2.1 : Etats possibles de l’onduleur NPC à trois niveaux.
35
.
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
La figure 2.5 illustre les séquences de commande d’un bras de l’onduleur et les tensions de
phases Va0, Vb0 (tension de sortie du 2ème bras) et la tension entre phases Vab.
T11
0
180
360
0
180
360
0
180
360
0
180
360
T12
T’11
T’12
Vdc/2
Va0
0
-Vdc/2
0
180
360
Vdc/2
0
-Vdc/2
Vdc
Vb0
0
180
360
Vab
0
-Vdc
0
180
360
Fig2.5 : les séquences de commande d’un bras de l’onduleur et les tensions de phases Va0, Vb0
et la tension entre phases Vab le cas d’un onduleur monophasé
36
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Pour générer les impulsions de commande MLI de cet convertisseur deux porteuses
triangulaires sont nécessaires. Ces porteuses ont la même fréquence fp et la même
amplitude Ap (figure 2.6)a.
Ils sont ensuite comparés au signal de référence (sinus) d' amplitude Am et de
fréquence fm. Chaque comparaison donne 1 si une porteuse est supérieure ou égale à la
référence, et 0 dans le cas contraire.
(a)-Signale de référence et de porteuses triangulaires
(b)-Signale de commande T11
(c)-Signale de commande T12
Fig2.6 : Principe de commande MLI pour un onduleur NPC à trois niveaux.
a) Signale de référence et de porteuses triangulaires.
b) Signale de commande T11.
c) Signale de commande T12.
Les interrupteurs T’11 et T’12 sont commandés de manière complémentaire aux T11 et T12
respectivement.
La Figure 2.7 présente les résultats de simulation des tensions de sortie de l’onduleur
NPC commandé par la technique MLI. Pour un bus continu Vdc=100, une charge composée
d’une résistance R=1
en série avec une inductance L=15 mH, un coefficient de réglage
r=0.8 et on a varié l’indice de modulation en fréquence mf pour les valeurs de 8 et 16.
37
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Tension(V)
Tension(V)
Temps(s)
Amplitude(%)
Temps(s)
Amplitude(%)
Fréquence (Hz)
Fréquence (Hz)
(a)
(b)
Fig2.7 : Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur NPC.
a) Vab pour r=0.8, mf=8.
b) Vab pour r=0.8, mf=16.
Nous remarquons à partir de la figure 2.7, cette structure permet d’avoir 3 niveaux de tension
distincts ; et que les premiers harmoniques dus au découpage sont autour de deux fois la
fréquence de découpage. Cette propriété est assez intéressante en termes de filtrage car elle
permet d’avoir une réduction du volume des composants du filtre de sortie.
38
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3.1.2 Avantages et inconvénients
Les topologies NPC présentent plusieurs avantages dont quelques uns sont énumères cidessous [21] :
Toutes les phases partagent le même bus continu.
La méthode de contrôle est relativement simple.
N’utilise pas des transformateurs.
Par contre l'inconvénient de cette structure est [21][22]
Déséquilibre de la tension des condensateurs. Dans certaines conditions de
fonctionnement, la tension du point milieu capacitif peut avoir des variations
très importantes. Afin d'assurer le bon fonctionnement, il faut prévoir une
stratégie de commande pour assurer la stabilité de cette tension. Ce problème
devient plus complexe lorsque le nombre de niveaux est plus important.
L’exigence des diodes a fréquence de commutations élevée et qui doivent
supporter le courant maximale circulent dans le circuit.
L’inégalité des tensions inverses supportées par les diodes
39
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flottants
La topologie de l’onduleur multi niveau à cellule imbriquées ou à condensateurs
flottant (flying capacitor multilevel inverter), a été proposé par Meynard et Foch en 1992
[22][23][24][25]. Cette structure est proposée pour résoudre d’une part le problème de
l’équilibre des tensions, et d’autre part pour réduire le nombre excessif de diodes. Dans cette
topologie, les capacités remplacent les diodes de blocage, d’où l’appellation « onduleur à
condensateur flottants ».
2.3.2.1 Principes de base
Dans cette topologie, chaque branche de cet onduleur, dans le cas d’un onduleur à
onduleur à trois niveaux, comporte quatre interrupteurs contrôlables et quatre diodes, et trois
condensateurs ; deux sont branchés en parallèle avec la tension d’entrée Vdc et la troisième
capacité remplace les deux diodes de blocage. Comme représenté à la Figure 2.8 (a).
Pour un convertisseur à condensateurs flottants à N-niveaux de tensions, nous avons 2N-1
séquences de fonctionnement possible permettant de générer les N niveaux de tensions.
Et en particulier pour un convertisseur à condensateurs flottants à trois niveaux on a
quatre séquences de fonctionnent:
Le tableau 2.2 montre la tension de sortie (Vao) et les états de commutations possibles pour
trois niveaux.
40
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
T11
T12
T’11
T’12
1
1
0
0
1
0
0
1
0
1
1
0
0
0
1
1
Vao
Vdc
Vdc/2
Vdc/2
0
Tableau 2.2 : Etats possibles de l’onduleur à condensateurs flottants à trois niveaux.
T11
C1
T12
C13
T13
C12
C2
T14
Vdc
T11
N
C1
N C12
C2
T’12
C11
T’14
.a
C12
C3
T12
Vdc
C13
T’13
.a
C13
T’12
C4
T’11
T’11
0
0
(a)
(b)
Fig2.8: Circuit d’une phase d’un convertisseur à condensateur flottant.
a) à trois niveaux.
b) à cinq niveau.
41
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
La commande MLI pour le cas du convertisseur à condensateurs flottants à trois niveaux
se fait de la même manière du convertisseur NPC, ce seulement la position des interrupteurs
qui change.
La Figure 2.9 présente les résultats de simulation des tensions de sortie de l’onduleur à
condensateurs flottants à trois niveaux. Les paramètres de la charge, du bus continue, de
coefficient de réglage ainsi que de l’indice de modulation sont identiques à la structure
NPC précédente.
Tension(V)
Tension(V)
Temps(s)
Amplitude(%)
Temps(s)
Amplitude(%)
Fréquence (Hz)
(a)
Fréquence (Hz)
(b)
Fig2.9 : Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur à condensateurs
flottants.
a) Vab pour r=0.8, mf=8.
b) Vab pour r=0.8, mf=16.
42
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3.2.2 Avantages et inconvénients [21] [22] [26]
Cette topologie présente plusieurs avantages, notamment :
Elle élimine le problème des diodes de blocage dans la topologie NPC.
La tension de blocage des interrupteurs est partout la même.
Puisqu’elle est modulaire l’existence pour un nombre de niveaux élevé est facile.
Les condensateurs n’étant jamais mis en série entre niveaux différents, le problème du
déséquilibre de leur tension n’existe plus.
Cependant, la contrainte de ces convertisseurs est la nécessité d’un grand nombre de
condensateur, notamment pour une configuration triphasée ce qui augmente le volume de
l’onduleur.
Si son application exige des tensions initiales non nulles aux bornes des
condensateurs, on doit associer à la stratégie de commande une stratégie de pré-charge.de
plus, il est évident que des courants de grandes valeurs efficaces circuleront à travers ces
condensateurs. Il y a un potentiel de résonance parasite entre les condensateurs découplés.
2.3.3 Onduleurs multi niveaux en cascade
Une des premières applications des connexions en série
des topologies des
convertisseurs monophasés en pont en était pour la stabilisation de plasma Par Marchesoni et
al. en 1988 [23][24][27].
Le principe de base de cette topologie est la connexion de plusieurs onduleurs
monophasés à sources continues séparées.
43
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.3.3.1 Principes de base
Pour mieux comprendre le fonctionnement de la structure cascade en pont H à
trois niveaux de tension, nous allons limiter notre étude à sa structure monophasée, figure
2.10(a).
La structure d'un bras d'onduleur trois niveaux de type cascade en pont H est
identique à celui d'un onduleur classique monophasé en pont complet voir figure2.10(a).
Cependant la technique de commande est différente ce qui permettra d' avoir les trois
niveaux de tension.
T11
E1
T11
E
T12
a
O
T’11
E2
T’12
(a)
T12
a
Vdc
T’11
T’12
T13
T14
Vdc
O
T’13
T’14
(b)
Fig2.10 : Structure d’un bras d’onduleur multi-niveaux de type cascade.
a) à trois niveaux.
b) à cinq niveaux.
44
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
L'objectif visé est donc de déterminer les valeurs que peut prendre la tension Vao pour les
différents états possibles des interrupteurs, de montrer les séquences de conductions des
interrupteurs.
Comme pour le cas de l'onduleur NPC trois niveaux, nous avons trois séquences de
fonctionnement possibles:
Séquences 1 : Génération du niveau maximum
Dans ce cas, les interrupteurs sont bloqués et T’11, T12 sont passants comme le montre la
figure 2.11(b). Et la tension de sortie Vao est: Va0=+Vdc.
La tension inverse appliquée aux interrupteurs T11, T’12 vaut: +Vdc
Séquences 2 : Génération du niveau intermédiaire
Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont bloqués et T’11, T’12 sont passants comme le
montre la figure 2.11(c). Et la tension de sortie Vao est: Va0=0.
La tension inverse appliquée aux interrupteurs T11, T12 vaut: +Vdc.
Séquences 3 : Génération du niveau minimum
Dans ce cas, les interrupteurs T11, T’12 sont passants et T’11, T12 sont bloqués comme le
montre la figure 2.11(a). Et la tension de sortie Vao est: Va0=-Vdc.
La tension inverse appliquée aux interrupteurs T’11, T12 vaut: +Vdc.
45
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
T11
Vdc
T11
T12
O
a
T’11
Vdc
O
(a)
Vdc
a
T’11
T’12
T11
T12
T12
O
a
T’11
T’12
T’12
(c)
(b)
Fig2.11 : Séquences de fonctionnement d'un bras d'onduleur trois niveaux en Cascade.
Les trois états ou séquences de commutation possibles sont résumés au tableau 2.3
T11
0
0
1
Vao
Vdc
0
1
1
0
-Vdc
0
0
1
1
0
1
T12 T’11 T’12
Tableau 2.3 : Etats possibles de l’onduleur cascade à trois niveaux.
La commande MLI pour le cas du convertisseur en cascade à trois niveaux se fait de la
même manière du convertisseur NPC, ce seulement la position des interrupteurs qui change.
46
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
La Figure 2.12 présente les résultats de simulation les tensions de sortie de
l’onduleur en cascade. Les paramètres de la charge, du bus continue, de coefficient de
réglage ainsi que de l’indice de modulation sont identiques à la structure NPC précédente.
Tension(V)
Tension(V)
Temps(s)
Amplitude(%)
Temps(s)
Amplitude(%)
Fréquence (Hz)
(b)
Fréquence (Hz)
(a)
Fig2.12: Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur en cascade.
(a)-Vab pour r=0.8, mf=8.
(b)-Vab pour r=0.8, mf=16.
47
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
On a bien remarqué que la qualité des signaux obtenus est bonne et elle n’est pas identique
pour les trois topologies discutées précédemment. On remarque aussi une nette amélioration
du spectre d’harmonique par l’augmentation de la fréquence de découpage car les
harmoniques sont repoussées vers les fréquences les plus élevée. Cette propriété est assez
intéressante en termes de filtrage car elle permet d’avoir une réduction du volume des
composants du filtre de sortie.
2.3.3.2 Avantages et inconvénients [15] [21] [22]
Les convertisseurs multi niveaux en cascade présentent les avantages suivants :
La construction de ce type de topologie est modulaire vue qu’elle est formée de
circuits redondants ce qui permet d’atteindre des niveaux de tension très élevées.
Ils ont besoin d’un nombre de composants moins important que les autres topologies
multi niveaux pour fournir le même nombre de niveaux. Ils n’utilisent ni diodes de
bouclage ni condensateurs flottants.
Les interrupteurs supportent la même tension de blocage.
Il devient possible d’alimenter une charge en haute ou moyenne tensions à partir de
plusieurs alimentations basse tension (par exemple dans le cas de l’énergie solaire).
Elle ne présente pas de problèmes liés à l’équilibrage des points de raccordement des
tensions d’alimentation.
48
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Un autre atout de cette topologie est sa capacité à fonctionner même si un onduleur est
en court-circuit, avec un nombre de niveaux de tensions générées plus bas.
En plus la commande est simplifiée car les convertisseurs élémentaires présentent la
même structure.
Les limitations de ce type d’onduleur :
Les sources continues présentes dans le circuit de cette topologie sont obtenues par
l’utilisation d’un transformateur à plusieurs secondaires comme première solution, ou
bien plusieurs transformateurs distincts. Mais dans tous les cas on se trouve obligé de
prévoir un système de correction du facteur de puissance pour remédier aux effets de
pollution du réseau électrique causée par les redresseurs.
Les sources continues nécessaires, limitant ainsi leur utilisation dans certains
domaines d’application.
Cette topologie s’adopte mieux à des systèmes alimentés par panneau solaire.
49
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.4 Autres topologies
2.4.1Convertisseur multiniveaux en cascades
En Application de la haute tension il est possible d’exploiter les avantages des topologies
décrites ci-dessus. Un convertisseur multi niveaux en cascade est réalisé en remplaçant
l’onduleur monophasé formant la topologie En cascade par à diode de bouclage ou
condensateurs flottants. La figure illustre le circuit de cette nouvelle topologie [23].
A
N
Fig2.13 : Convertisseur à neuf niveaux par association en cascade de convertisseurs à
condensateurs flottants.
50
à
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.4.2 Le convertisseur à commutation douce
La commutation douce est une méthode qui a pour objectif de diminuer les pertes de
commutation et d’augmenter le rendement du convertisseur, cette technique est réalisée des
convertisseurs conventionnels [24][28].
2.4.3 Convertisseurs multi niveaux généralisés
Cette topologie fut présentée par Peng en 2001 comme une structure de convertisseur
de laquelle les convertisseurs à diode de bouclage et condensateurs flottants peuvent être
déduits [11].
Outre ces topologies discutées précédemment, d'autres topologies de convertisseurs
multi niveaux ont été proposées, mais la plupart d'entre elles sont à base de circuits
"hybrides", combinaisons de deux topologies de base ou de légères variations de celles-ci. Ces
topologies sont :
a) Le convertisseur asymétrique hybride [29],
b) Le convertisseur avec des ponts en cascade et sources CC/CC avec isolement [26],
c) Les convertisseurs reliés par transformateur [16][30][31],
d) Le convertisseur Diode/Capacitor-Clamped : variante de l’onduleur NPC [32],
e) Le convertisseur New Diode-Clamped : autre variante de l’onduleur NPC [10].
51
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
2.5 Synthèse comparative
Le tableau 2.3 [33] récapitule, pour le même nombre de niveaux N de la tension
simple de sortie, le nombre de composants nécessaires à la conception de chacune des trois
structures multi niveaux permettant l’équilibrage de la contrainte en tension exercée sur les
interrupteurs les constituant.
Structure du
convertisseur
NPC
A Condensateurs
flottants
Cascade
2 ( N 1)
2 ( N 1)
2 ( N 1)
2 ( N 1)
2 ( N 1)
2 ( N 1)
0
0
( N 1)
( N 1) / 2
Les composants
Composants de
commutations
principales
Diodes principales
Diodes de blocage
Condensateurs
continus
(Alimentation)
Condensateurs
d’équilibrage
2 (N
2)
( N 1)
2.( N
0
2) / 2
0
Tableau 2.4 : Nombre de composants nécessaires à la réalisation des trois structures
d’onduleurs multi niveaux
52
Chapitre 2
les convertisseurs multi niveaux
Du point de vue du nombre de composants, les onduleurs à cellules cascadées
paraissent être la solution multiniveau la plus avantageuse, surtout lorsque le nombre de
niveaux devient important [34]. C’est effectivement le cas pour les applications monophasées
telles que le ltrage actif ou la compensation statique, lorsque le convertisseur n’a pas besoin
de fournir d’énergie au système. Pour les applications triphasées et pour un petit nombre de
niveaux, les onduleurs NPC sont intéressants, car les condensateurs sont partagés par les
différentes branches, ce qui permet un équilibrage de la puissance circulant entre les phases.
Cet équilibrage permet une réduction notable de la taille des condensateurs intermédiaires.
2.6 Conclusion
On a exposé dans ce chapitre le principe de convertisseurs multi niveaux, on a passé
en revue les différents topologies en énumérant les avantages et les inconvénients de chacune
d’elle. On a ensuite exposé les stratégies de commutation appliquées à ce type de
convertisseur en donnant quelque exemple de simulation pour les convertisseurs de type NPC,
cascade et à condensateur flottants de trois niveaux.
Le chapitre suivant traite le problème de déséquilibre de tension aux bornes des capacités qui
demeure l'obstacle principal dans le cas des convertisseurs à diode de bouclage et à
condensateurs flottants.
53
Chapitre 3
Fractionnement du bus continu et
problème D’équilibrage
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
3.1 Introduction
Dans
le chapitre
précédent,
différentes familles de convertisseurs
ont été
présentées. Parmi elles, certaines utilisent le fractionnement du bus continu pour avoir les
différents niveaux de tension en sortie. Une des structures les plus connues utilisant ce
principe sont les structures de type Neutral Point Clamped (NPC). Pour cette structure
l’équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs du bus continu demeure l'obstacle
principal [23][35].ce problème engendre des distorsions d'harmoniques aux niveaux des
tensions générées par ce convertisseur, en plus d'un déséquilibre des niveaux de tensions
bloquées par les interrupteur d’où augmentation des pertes par commutations.
3.2 Les différentes techniques de réglage du bus continu
Dans la littérature, plusieurs solutions sont déjà proposées pour résoudre ce problème,
parmi ces solutions, on distingue la modification de la stratégie de commutation PWM et la
modification du convertisseur par l’ajout d’un circuit d’équilibrage.
55
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
3.2.1 Modification de la stratégie de commutation PWM
Cette commande devra conserver l’équilibrage des tensions aux bornes des
condensateurs flottants .les caractéristiques des convertisseurs NPC figure (3.1) offrent la
possibilité d’assurer l’équilibre et l’évolution des tensions aux bornes des condensateurs
flottants en agissant directement sur les signaux de commande du convertisseur[36][37].
D’abord il est nécessaire de connaitre l’évolution de la tension aux bornes des condensateurs
flottants et le sens du courant du bus continue. il est nécessaire aussi de connaitre tous les
états possibles du convertisseur (tableau 3.1) ainsi que l’évolution de la tension aux bornes
des condensateurs flottants et le niveau de tension en sortie du convertisseur pour chacun des
états voici la table (tableau 3.2), donnant la tension de sortie théorique (Vs), la charge ou
décharge des condensateurs (c1, c2) en fonction des commandes des interrupteurs et du sens
du courant (Is1,Is2).
Dans le tableau 3.2, le signe de la variation de la tension aux bornes des condensateurs
flottants, est expliqué
de la façon suivante : les (0) traduisent une
inutilisation du
condensateur, les (+) correspondent à une augmentation de la charge du condensateur tandis
que les (-) interprètent une diminution.
56
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Is1
T11
T21
T12
T22
Vc1
C1
Is
Is2
Vdc
Vs
T’11
T’21
T’12
T’22
C2
Vc2
Fig3.1 : Circuit d’un convertisseur NPC monophasé à trois niveaux.
57
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Bras1
Bras2
Tension de sortie
T11
T21
T12
T22
Vs
1
1
1
1
0
1
1
0
1
Vc1
1
1
0
0
Vc1+Vc2
0
1
1
1
-Vc1
0
1
0
1
0
0
1
0
0
Vc2
0
0
1
1
-Vc1-Vc2
0
0
0
1
-Vc2
0
0
0
0
0
Tableau 3.1 : Séquence MLI de l’onduleur NPC 8 interrupteurs.
Les signaux de commande des interrupteurs des demi cellules du bas sont liés à ceux du
haut afin d’éviter tout court-circuit des deux condensateurs et toute ouverture de la
charge:
11 =
,
21 =
,
58
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Tension de sortie
Vs
Vecteur
T11
T21
T12
T22
Z1
1
1
1
1
0
A11
1
1
0
1
A12
0
1
0
B11
1
1
Z2
0
A21
Is>0
Is<0
Is1
Is2
Vc1
Vc2
Vc1
Vc2
0
0
0
0
0
0
0
Vc1
1/2Vdc
Is
-Is
-
+
+
-
0
Vc2
1/2Vdc
0
Is
+
-
-
+
0
0
Vc1+Vc2
Vdc
Is
0
0
0
0
0
1
0
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
-Vc1
-1/2Vdc
-Is
Is
+
-
-
+
A22
0
0
0
1
-Vc2
-1/2Vdc
0
-Is
-
+
+
-
B21
0
0
1
1
-Vc1-Vc2
-Vdc
-Is
0
0
0
0
0
Z3
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
Tableau 3.2: Effet des vecteurs de tension sur l’équilibrage
Grâce à cette table (Tableau 3.2), nous pouvons établir un algorithme de commande
permettant de maintenir l’équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs, quelque soit
le sens du courant (moteur au génératrice). Cet algorithme nécessite la connaissance de la
déviation des tensions aux bornes des condensateurs (Vc2-Vc1) ainsi que le signe du
courant (alternatif Is).
59
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Comme nous pouvons le voir, si nous voulons générer une tension nulle les
condensateurs ne sont pas sollicités. De même pour générer une tension (Vdc ou -Vdc) les
condensateurs ne sont pas sollicités dans ce cas non plus. de ce fait, la tension de ces
derniers demeure inchangée.par contre si nous voulons produire une tension de (Vc1 ou
Vc2) et ( –Vc1 ou -Vc2), pour garder l’équilibrage il faudra utiliser la commutation entre les
commande A11 et A12 pour le demi niveau positif et A21 et A22 pour le demi niveau négatif.
Par exemple (Tableau 3.2), lorsque Is>0, l'utilisation du vecteur
chargera le condensateur
A11 ou A22 a
C2 (symbolisé par +). L'utilisation du vecteur A12 ou A21 a
diminuera sa tension (symbolisé par -). Ce choix possible est un degré de liberté utilisé pour
régler l'équilibrage du bus continu.
3.2 Modification au niveau convertisseur
Ce type de solution vise à équilibrer la tension des capacités par modification du
circuit du convertisseur en ajoutant un dispositif passif ou actif au niveau des capacités dans
le but de rééquilibrer le potentiel aux point de connexion des capacités. C’est la technique
qu’on a adopté et implémenté. En utilisant un hacheur de type BUCK et un autre de type
BOOST [38][39].
60
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
3.3 Buck-Boost Approche
3.3.1 Principe de fonctionne du convertisseur boost
Le convertisseur boost tire son nom du mot anglais qui veut dire augmenter, passer
de quelque chose de petit à quelque chose de plus grand, ici la tension. C’est un circuit
élévateur. Permis Ces avantages sa simplicité de topologie, son rendement élevé et ses basses
pertes. Le schéma d’un boost est le suivant :
L
D
Vdc
T
C
R
Vc
Fig3.2 : Convertisseur Boost.
Le convertisseur peut alors travailler suivant deux modes de fonctionnement dépendant de ca
capacité de stockage d’énergie et de la période de commutation.ces deux modes de
fonctionnement sont :
Mode continue : dans ce cas, l’énergie emmagasinée dans l’inductance L est transférée
partiellement et donc le courant de celle-ci ne s’annule pas.
Mode discontinue : dans ce
cas,
au
contraire,
l’énergie
emmagasinée
l’inductance L est transférée totalement et donc le courant dans celle-ci s’annule.
61
dans
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
En mode de conduction continu, le fonctionnement du circuit peut se diviser en deux selon
l’intervalle de commutation (Ton, Toff). L’intervalle Ton commence quand on ferme
l’interrupteur T à t = 0. Le courant d’entrée, qui s’élève, traverse l’inductance L et
l’interrupteur T. La diode est polarisée en inverse; la charge est donc isolée de la source.
i1
L
Vdc
ic
Vc
C
Fig3.3 : Circuit équivalent du Convertisseur Boost pour Ton.
L’intervalle Toff commence quand on ouvre l’interrupteur T1. À t = t1. Le
courant de l’inductance L diminue car l’énergie emmagasinée dans l’inductance
L est transférée à l’étage de sortie(la charge +la capacité C).
i2
L
D1
ic
Vdc
C
Fig3.4 : Circuit équivalent Convertisseur Boost pour Toff.
62
Vc
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Dans l’intervalle Ton le courant de l’inductance vaut :
di1
dt
Vdc
i1(t )
t I1
L
Vdc L
Où I1 est le courant à l’instant pour l’intervalle Ton.
Le courant pendant l’intervalle Toff peut s’exprimer :
di2
Vc
dt
Vdc Vc
i2(t )
t I2
L
Vdc L
Ou I2 est le courant initial pour l’intervalle Toff.
En mode de conduction continue la période de commutation est T = Ton +Toff et le rapport
cyclique D :
D
T on
T
D’un autre coté, nous pouvons exprimer la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée
et du rapport cyclique selon :
Vc
1
Vdc
1 D
63
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
3.3.2 Principe de fonctionne du convertisseur buck
La topologie des convertisseurs buck est largement utilisée dans le domaine de
l’électronique de puissance grâce à sa simplicité et son rendement élevé, un convertisseur
buck fournit une tension moyenne aux bornes du récepteur, inférieure à celle de la source.
L'avantage principal de ce type est ses basses pertes de puissance et
bonne stabilité de
commande.
La figure (3.5) montre Le schéma de base de convertisseur Buck.
T
Vdc
L
C
D
R
VC
Fig3.5 : Convertisseur Buck.
En mode de conduction continu, le fonctionnement du circuit peut se diviser en deux selon
l’intervalle de commutation (Ton, Toff). ). L’intervalle Ton commence quand on ferme
l’interrupteur T à t = 0. Le courant d’entrée, qui s’élève, traverse l’inductance L et dans
l’ensemble formé par la charge et la capacité C.
64
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
i1
L
ic
Vdc
Vc
C
Fig3.6 : Circuit équivalent du Convertisseur Buck pour Ton.
L’intervalle Toff commence quand on ouvre l’interrupteur T1. À t = t1. Dans ce cas, le
courant de l’inductance décroisant vient de la diode D et s’écoule vers l’ensemble formé par
la charge et la capacité C.
L
i2
ic
D
C
Vc
Fig3.7 : Circuit équivalent du Convertisseur Buck pour Toff.
Dans l’intervalle Ton le courant de l’inductance vaut :
di1
Vc
dt
Vdc Vc
i1(t )
t I1
L
Vdc L
65
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Où I1 est le courant à l’instant pour l’intervalle Ton.
Le courant pendant l’intervalle Toff peut s’exprimer :
Vc
i2(t )
L
di2
dt
Vc
t I2
L
Ou I2 est le courant initial pour l’intervalle Toff.
Nous pouvons exprimer la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée et du rapport
cyclique selon :
Vc DVdc
3.3.3 Circuit d’équilibrage
Afin de rééquilibrer les tensions aux bornes de diviseur capacitif un circuit
d’équilibrage (figure 3.8) est mise en place qui combine le convertisseur buck avec le
convertisseur boost.
T1, D1, L1 et C2 se composent le convertisseur Buck. T2, D2, L2 et C1 se composent
convertisseur Boost. En mode d'équilibrage, ces deux convertisseurs fonctionnent dans des
périodes complémentaires.
66
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
T1
T2
Fig3.8 : Circuit d’équilibrage
On distingue deux modes de fonctionnement :
3.3.3.1 Mode Buck
Dans ce mode lorsque la tension du condensateur C1 (Vc1) est supérieure à celle du
condensateur C2 (Vc2), le convertisseur Buck (T1, L1, D1 et C2) commence à fonctionner
afin de réguler la tension aux bornes du condensateur C2 pour maintenir l'équilibre de la
tension de point neutre. Le convertisseur boost ne fonctionne pas pendant cette période.
Puisque Vdc=Vc1+Vc2 la tension de C1 diminue et par conséquent
la tension
Vc2
augmente.
Quand l’interrupteur T1 est fermé et D1 polarisée en inverse, est bloquée. Le courant
de source circule
dans l’ensemble L1 e C2. Lorsque l’interrupteur T1 est ouvert le
condensateur C2 reçoit l'énergie emmagasiné dans L1 à travers la diode D1.
La commande se fait avec un rapport cyclique constant
67
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
3.3.3.2 Mode Boost
Dans ce mode (Vc2>Vc1), le convertisseur Buck ne fonctionne pas.et l'énergie dans le
condensateur C2 est indirectement transféré au condensateur C1 parce que Vc2>Vc1.
Lorsque l'interrupteur T2 est fermé Le courant circule dans C2, L2 et de l'interrupteur T2
vers la masse. L’énergie est emmagasinée dans L2. Lorsque l’interrupteur T2 est ouvert,
l'énergie stockée dans L2 est transmis dans C1 par D2. Pendant cette période en réglant la
tension de C1 jusqu' ou l'équilibrage.
Dans ces deux modes la commande se fait avec un rapport cyclique constant.
Afin de minimiser le cout de dispositif et augmenter la fiabilité de système, un circuit
d'équilibrage simplifie peut être appliqué au réglage de la tension de point neutre avec un
nombre moins important de composant, comme montré dans la figure 8. On élimine D1, D2
et L2 .Les diodes parallèles aux interrupteurs T1 et T2 fonctionné comme D2 et D1,
respectivement. Ce circuit garde les mêmes performances et le principe de fonctionnement de
premier circuit.
68
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
T1
T2
Fig3.9 : Circuit d’équilibrage simplifie
3.4 Résultat de simulation
Afin de confirmer le bon fonctionnement de cette technique, nous avons simulé cette
structure sur le logiciel MATLAB. Le schéma de simulation de convertisseur NPC avec le
circuit d'équilibrage du point neutre est représenté dans la figure 3.10:
69
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
VS
Vdc
Mesure
NPC SPWM
Commande MLI pour contrôler
le point neutre
Fig3.10 : Le convertisseur NPC avec le circuit d'équilibrage.
Nous avons effectué deux tests. Dans le premier test Les valeurs des éléments utilisés sont :
la tension du bus continu Vdc=30V.C1=3000 µF et C2=2200 µF (afin de créer un
déséquilibre de charge aux bornes de ces deux condensateurs).
Les figures 3.11 et 3.12 illustre les résultats de simulation de convertisseur NPC à vide avec
et sans l’équilibreur. Les figures 3.11.a, 3.11.b représente respectivement la tension de sortie
de l’onduleur Vab et les tensions aux bornes des condensateurs sans équilibreur.
70
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Les figures 3.12.a, 3.12.b, 3.12.c représente respectivement la tension de sortie de l’onduleur
Vab, les tensions aux bornes des condensateurs et ordre de commande des interrupteurs de
circuit d’équilibrage avec l’équilibreur.
Tension(V)
Temps(s)
(a)
Vc1(V)
Vc2
Tension(V)
Temps(s)
(b)
Fig3.11 : Formes d’ondes à vide sans l’équilibreur :
a) la tension de sortie de l’onduleur Vab.
b) des tensions des capacités du bus continu.
71
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Tension(V)
Temps(s)
(a)
Vc1(V)
Vc2
Tension(V)
Temps(s)
(b)
T1
T2
5
Tension(V)
0
Temps(s)
(c)
Fig3.12 : Formes d’ondes à vide avec l’équilibreur :
a) la tension de sortie de l’onduleur Vab.
b) des tensions des capacités du bus continu.
c) séquence de commande des interrupteurs de circuit d’équilibrage.
72
Chapitre 3
Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage
Nous remarquons une légère déformation du signal de sortie Vab (figure 3.11.a) due
en partie à l'inégalité des valeurs des condensateurs utilisés en entrée de l’onduleur
NPC(figure 3.11.b) . Nous constatons aussi que les tensions aux bornes des condensateurs
sont parfaitement équilibrées après le démarrage du circuit d’équilibrage (La figure 3.12.b),
et par conséquent l’amélioration de la forme d’onde de signale de sortie Vab voire la figure
(3.12.b).
La comparaison entre ces résultats montre que cette technique d’équilibrage ne perturbe pas
le fonctionnement du convertisseur tout en assurant bonne répartition de la tension sur les
déférentes cellules de commutation.
3.5 Conclusion
Les solutions pour équilibrer les tensions des condensateurs du bus continu sont
nombreuses et possèdent chacune des caractéristiques différentes. La stabilisation des
tensions est essentielle pour assurer une conversion correcte et de bonne qualité. La
solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires dédiés à l’équilibrage des
tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert d’énergie du condensateur en
surcharge
vers un condensateur moins chargé. Ce transfert d’énergie se fait par
l’intermédiaire d’un élément de stockage
technique est
l’ajout
inductif.
L’inconvénient
majeur
de
cette
de composants supplémentaires pour assurer la conversion
d’énergie. Mais un des avantages de cette technique est le fonctionnement quels que soient la
profondeur de modulation et le facteur de puissance.
73
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
4.1 Introduction
Dans ce chapitre, nous allons présenter la réalisation d’une maquette expérimentale afin de
valider les résultats issus de la simulation. D’abord, nous allons présenter les différentes
parties du montage en montrant le rôle de chacune des cartes utilisées. En suite nous
présenterons la mise en œuvre d’un convertisseur NPC à trois niveaux.
.
4.2 Description générale
Pour valider expérimentalement les techniques de commande présentées dans le cadre de ce
travail, nous avons construit un banc d’essais complet.
La figure 4.1 montre un synoptique du banc d’essais réalisé. Ce schéma met en évidence
quatre différentes parties :
La partie puissance qui regroupe :
Le convertisseur NPC à trois niveaux.
Les cartes de drivers.
Le circuit d’équilibrage du bus continu.
La partie mesure qui constituée de :
Capteurs de tension (pour mesurer les tensions des condensateurs flottants).
Circuit de traitement des signaux des capteurs.
La partie commande : constituée d’une carte de contrôle à base d’un microcontrôleur
de type DSPIC 30f4011.
75
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
La partie interface qui permet l’isolation optique des sorties de la carte de commande,
donc de prévenir des perturbations de fonctionnement des équipements et matériels.
PARTIE D’INTERFACE
Isolation par
optocoupleurs
D
S
P
I
C
Carte de
mesure
DRIVERS
Circuit
d’équilibrage
Onduleur
PARTIE DE MESURE
PARTIE COMMANDE
PARTIE DE PUISSANCE
AAN
Fig4.1 : synoptique du banc d’essai réalisé.
76
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
La photo de ce banc expérimentale est donnée sur la figure 4.2.
CARTE DE MESURE
CARTE DE COMMADE
CIRCUIT D’EQUILIBRAGE
ONDULEUR
DRIVERS
Fig4.2 : Photo du banc d’essais
4.3 Convertisseur NPC réalisé
La figure 4.3 représente le circuit de puissance d’un onduleur monophasée à trois niveaux de
type NPC :
.
C1
T11
T21
T12
T22
A
Vdc
B
C2
Vc2
T’1
T’2
T’1
T’2
Fig4.3 : Schéma simplifié d’un onduleur monophasée à trois niveaux de type NPC.
77
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
Fig4.4: Photo du convertisseur NPC réalisé
Nous présentons, dans ce qui suit, les parties constitutives de ce convertisseur.
4.3.1 Partie de puissance
Les interrupteur de puissance utilisés dans le convertisseur réalisé sont des transistors
MOSFET (MOSFET : Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor) type IRF730, ces
transistors supportent une tension 600V et permettent de passer un courant de 20A. Les
interrupteurs de puissance sont montés sur un circuit imprimé afin de minimiser les
inductances de câblage, et sont placés sur un dissipateur thermique, lui-même ventilé pour
évacuer la chaleur. Pour les diodes de clamping nous avons choisi des BYT12. Voir
caractéristiques dans l’Annexe A.1
78
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
Les MOSFET sont pilotés par des drivers qui permettent d’adapter les signaux de commande,
fournis par la carte de commande, aux caractéristiques des interrupteurs. Chaque carte drivers
permet de piloter un MOSFET. Afin d’assurer une isolation, entre la carte de commande et la
carte de puissance, cette isolation nous permet de protéger la partie électronique faible
puissance et lui permet d’être moins sensibles aux bruits générer par la partie de puissance, on
utilise un driver isolé par photo coupleur (HCPL 2601).
La figure 4.5 montre le schéma principal du driver.
Fig4.5: circuit d’interface de puissance
79
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
La figure 4.6 représente le résultat de test du driver.
(b)
(a)
Fig4.6 : Signaux de test de la carte du driver.
a) signal PWM à l’entre du driver.
b) signal PWM à la sortie du driver.
4.3.2 Partie mesure
4.3.2.1Capteur de tension
Les tensions aux bornes des condensateurs sont mesurées grâce à un capteur à effet hall (LEM
LV-25P) ; dont les caractéristiques se trouvent dans l’Annexe A.2. Ce capteur a un temps de
réponse 40µs et un rapport de conversion entre 1000 :2500.les valeurs des résistances RT, RM,
sont dimensionnées pour un courant primaire de 10 mA et un courant secondaire de 25 ma.la
figure présent le schéma de principe de et la figure 4.6 représente la carte de mesure réalisée.
80
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
-15V
+15V
Fig4.7: connections du capteur LEM LV25-P
4.3.2.2Traitements des signaux des capteurs
Nous avons réalisé une carte de conditionnement dont le circuit de base est présenté sur la
figure 4.8. Ce circuit va récupérer Les deux informations délivrées par les capteurs de
tensions. L’une étant la tension à la borne du condensateur C1 du bus continue, l’autre étant la
tension à la borne de condensateur C2.
(a)
(b)
A1
Vc1
Vc2
A3
A2
Fig4.8 : Schéma de base de traitement des signaux des capteurs.
a) Circuit non inverseur avec gain.
b) Comparateur.
81
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
Le circuit est divisé en deux blocs selon ses différentes fonctions
A. Circuit non inverseur avec gain
Le signale provenant du capteur de tension est amplifie est ajusté par un amplificateur
opérationnel TL082.
B. Le comparateur
Ce bloc va comparer les deux tensions mesurées par un amplificateur opérationnel
LM311. Le comparateur va ainsi générer un signale vers le Microcontrôleur Dspic
30F4011.
Fig4.9 : la carte de mesure réalisée.
82
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
4.4 Circuit d’équilibrage réalisé
La figure 4.10 représente le schéma simplifié de circuit d’équilibrage réalisé :
T1
C1
Vdc
T2
C2
Fig4.10 : Schéma simplifié de circuit d’équilibrage.
La photo du circuit d’équilibrage réalisée est donnée sur la figure 4.11 :
Fig4.11 : Circuit d’équilibrage.
83
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
4.5 Résultats expérimentaux
Après avoir présenté le matériel de l’équipement de la maquette. Nous allons présenter
quelques résultats expérimentaux obtenus sur un onduleur NPC à trois niveaux pour valider le
banc d’essai.
Cette stratégie de commande a été validée pour la commande de l’onduleur monophasé à
trois niveaux utilisant deux condensateurs différentes C1=4700 µF et C2=2200 µF, pour
obtenir une variation importante aux bornes de ces condensateurs et la tension du bus continu
Vdc=30V.
Les figures 4.12 et 4.13 illustre les résultats obtenues expérimentalement de convertisseur
NPC à vide avec et sans l’équilibreur. Les figures 4.12.a, 4.12.b représente respectivement la
tension de sortie de l’onduleur Vab et les tensions aux bornes des condensateurs sans
équilibreur.
Les figures 4.12.a, 4.12.b, 4.12.c représente respectivement la tension de sortie de l’onduleur
Vab, les tensions aux bornes des condensateurs et ordre de commande des interrupteurs de
circuit d’équilibrage avec l’équilibreur.
84
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
(a)
Vc2
Vc1+VC2
Vc1
(b)
Fig4.12 : Formes d’ondes à vide sans l’équilibreur :
a) la tension de sortie de l’onduleur Vab.
b) des tensions des capacités du bus continu.
85
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
(a)
Vc2
Vc1+Vc2
Vc1
(b)
(c)
Fig4.13 : Formes d’ondes à vide avec l’équilibreur :
a) la tension de sortie de l’onduleur Vab.
b) des tensions des capacités du bus continu.
c) séquence de commande des interrupteurs de circuit d’équilibrage.
Nous remarquons une déformation
signal
obtenu
en
expérimentalement,
simulation
du signal de sortie Vab (figure 4.10.a) mais le
est meilleur
(moins
déformé)
que
celui
obtenu
due en partie aux choix des valeurs des condensateurs utilisés
86
Chapitre 4
Réalisation du banc d’essai
(C1=4700 µF et C2=2200 µF) . Nous constatons aussi que malgré cet écart important entre
les tensions aux bornes des ces deux condensateurs, le système d’équilibrage a pu d’éliminer
cet écart (La figure 4.11.b), et par conséquent l’amélioration de la forme d’onde de signale de
sortie Vab voire la figure (4.11.b).
Il est possible d’observer que cette structure auxiliaire est optimale pour l’équilibrage des
tensions aux bornes des condensateurs du bus continu.
4.6 Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons détaillé les différentes parties du montage réalisé au laboratoire
LEPES de l’USTO. Cette réalisations est conçue autour d’une carte de commande a base de
microcontrôleur DSPIC 30f4011.une carte de protection réalisée pour assurer la protection du
dispositif contre les surtensions et surintensités ainsi que contre les défauts d’alimentations
des cartes.
Nous avons finalement détaillé les blocs les plus importants, constituant les cartes de
puissance et commande de convertisseur.
Les essais expérimentaux montrent une dynamique d’équilibrage satisfaisante, qui permet en
particulier de démarrer le convertisseur.
87
Conclusion
Générale
Conclusion générale
Conclusion Générale
Le convertisseur NPC permet d’obtenir des performances statiques et dynamiques très
intéressantes par rapport à une structure à deux niveaux et ses applications sont diverses de
nos jours : entraînement moyenne tension pour l’industrie, appareillages pour la marine,
activité minière et traction. Le NPC apparaît également prometteur dans le domaine de
l’énergie solaire, ainsi que pour les applications basse tension. Cependant, l’utilisation d’un
pont diviseur capacitif fait apparaître des problèmes
d’équilibrage du point milieu. Le
potentiel de celui-ci peut onduler avec une amplitude importante, voir diverger dans certains
cas. De nombreuses solutions ont été étudiées et ont permis d’apporter des réponses à ce
problème soit par utilisation de commandes actives soit par introduction de circuits annexes
assurant une stabilité du potentiel du point milieu. Ces solutions, très performantes, sont
également très pénalisantes en termes de complexité et de coût global du convertisseur et
condamnent, dans la plupart des cas, l’utilisation de la topologie NPC pour un nombre de
niveaux supérieur à trois.
Le travail effectué et décrit dans cette thèse avait pour objectif une contribution à
l’amélioration des performances du convertisseur multiniveaux de type NPC, le contrôle de
cette topologie engendre une complexité supérieure dans les algorithmes de commande
puisque le maintien des tensions aux bornes des condensateurs est une contrainte
supplémentaire à satisfaire pour assurer une conversion correcte et de bonne qualité. La
89
Conclusion générale
solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires dédiés à l’équilibrage des
tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert d’énergie du condensateur en
surcharge vers
un condensateur moins chargé. Ce transfert
d’énergie se fait
par
l’intermédiaire d’un élément de stockage inductif.
Des résultats expérimentaux de test de la technique
proposé ont été donnés et
comparés à ceux de la simulation.
En perspective, nous pensons à l’avenir approfondir ce travail par :
La réalisation d’un onduleur triphasé à trois niveaux et l’utilisation
l’algorithme SVM pour
l’équilibrage des tensions aux bornes des
condensateurs.
Contribution des convertisseurs multiniveau au raccordement de la production
d’origine solaire sur un réseau électrique.
90
Bibliographie
Bibliographie
Bibliographie
[1] J.S Mariéthoz « étude formelle pour la synthèse de convertisseurs multiniveaux asymétriques:
topologies, modulation et commande » école polytechnique fédérale de Lausanne », thèse no 3188
(2005).
[2] K.J Mckenzie « eliminating harmonics in a cascaded h-Bridges Multilevel Inverter Using Resultant
Theory, Symmetric Polynomials, and Power Sums » The University of Tennessee, Knoxville. May
2004.
[3] B. Ozpineci, L. M. Tolbert, Z. Du, « Optimum Fuel Cell Utilization with Multilevel
Inverters »IEEE Power Electronics Specialists Conference, June 20-25, 2004, Aachen, Germany, pp.
4798-4802.
[4] S.R. Sanders, G.C. Verghese and P.F. Cameron, «Non-linear Control Laws for Switching Power
Converters» Proceeding of the IEEE. 25 the Conference on Decision and Control" Athens, Greece,
Dec. 1986.
[5] Y. Chéron, «La commutation douce dans la conversion statique de l'énergie électrique»
Technique et Documentation- Lavoisier 1989.
[6] F. Mnif «étude et réalisation des lois de commande par mode de glissement et par approche
géométrique: application à un onduleur de tension monophasé», thèse pour l'obtention du diplôme de
maitre ès sciences appliquées en électronique industrielle à l'université du Québec à Trois-Rivières,
mai 1991
[7] F. Labrique, G. Séguier, R. Bausiere « Les convertisseurs statiques de l’électronique de
puissance», Vol.N°4. Edition Technique et documentation-Lavoisier.1995.
[8] B. Bourahla, A. Bouabnani « Commande par différentes MLI d’un moteur asynchrone», PFE
Université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf juin 2004.
[9] M. Chergui, H. Mezrai «Etude d’une commande d’un ensemble onduleur- machine asynchrone en
utilisant les réseaux de neurones sous Matlab», PFE Université des Sciences et de la Technologie
d’Oran Mohamed Boudiaf juin 2004.
92
Bibliographie
[10] Y. Diaf, D. Ben antar. « L’électricité solaire photovoltaïque ».PFE En vue d’obtention du
Diplôme de Master en Génie électrique Université Kasdi Merbah–Ouargla, Juin 2012.
[11] C.De Almeida Martins, « Contrôle direct de couple d’une machine asynchrone alimentée par
convertisseur multiniveaux à fréquence imposée », Thesis of doctorate electric genius,
Institut
national polytechnique of Toulouse, December 2000.
[12] A. Lopez, D.H Bermeo "commandes avancées des systèmes dédies a l’amélioration de la qualité
de l’énergie : de la basse tension a la montée en tension ", docteur de l’institut national polytechnique
de Grenoble avec le « label européen » nov2006
[13] O. Fadli "Modélisation et commande non linéaire de l’association : machine synchrone a aimants
permanents – onduleur de tension a trois niveaux "" thèse de magister université de Batna juin 2006.
[14] M. Yaichi "Analyse de la technique de modulation vectorielle SVM (Space Vector Modulation)
appliquée aux onduleurs multi niveaux" thèse de magister université de Djilali Liabés de Sidi belabbés 2006.
[15] A. Hamoudi «Modélisation et caractérisation Cem d’un convertisseur DC-AC" thèse de magister
université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf Mars 2009.
[16] A. Lega: « Multilevel Converters:Dual Two-Level Inverter Scheme », Thèse de Doctorat de
l’Université de Bologne, March 2007.
[17] J. Rodríguez, J.S Lai and F.Z Peng: « Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls, and
Applications », IEEE Transactions on Industrial Electronics,Vol. 49, No. 4, pp. 724-738, August 2002.
[18] S.A.Menéndez: « Aportaciónal Controldel Convertidor CC/CA de tersNiveles », Thèse de
Doctorat de l’Université Polytechnique de Catalunya, Nov. 2004.
[19] A. Nabae, I. Takahashi and H. Akagi: « A New Neutral-Point-Clamped PWM Inverter »,
IEEE Transaction Industry Application, Vol. IA-17, pp. 518-523, Sep/Oct. 1981.
[20] N. Celanovic « Space Vector Modulation And Control Of Multilevel ConverterS», Thèse de
Doctorat de l’Université Polytechnique de Virginia, Sep. 2000.
[21] K. Benmansour «Réalisation d'un banc
d'essai pou la commande et l'observation des
convertisseurs multicellulaires série: approche hybride»,thèse de doctorat université cergy pentoise
juin 2009.
93
Bibliographie
[22] M. Keddar « études des onduleurs multi nivaux dans les applications photovoltaïques» thèse de
magister université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf Juillet 2010.
[23] M. Benguanem « Etude et commande numérique d’un STATCOM à base d’onduleurs multi
niveaux », thèse de doctorat Université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf
juillet 2007.
[24] K. Yakoub « réduction des effets de la tension homopolaires dans les associations onduleurs multi
niveaux moteur à induction » thèse de magister Batna.2005
[25] J.S MANGUELLE « Convertisseurs multi niveaux asymétriques alimentés par transformateurs
multi-secondaires basse-fréquence: réactions au réseau d'alimentation » thèse de doctorat école
polytechnique fédérale de lausanne 2004.
[26] M. Bahlouli, O. Namiri « Réalisation d’un onduleur a trois niveaux» PFE Université des
Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf juillet 2007.
[27] M. Marchesoni, M. Mazzucchelli, S. Tenconi: « A Nonconventional Power Converter f Plasma
Stabilization », IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC'88), Vol pp. 122-129, 1988.
[28] x. wu, l. huang, «direct torque control of three-level inverter using neutral networks as switching
vector selection », IEEE industry applications soc. Annual meeting conference (IAS’01),Vol.
2,pp.939-944.2001.
[29] A. Argoub, H. Zahereddine« PFE Université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed
Boudiaf juillet 2007.
[30] K. corzine,«a hysteresis current regulated control for multi-level drives »,IEEE trans. On energy
conversion, vol. 15,pp. 169-175, 2000.
[31] G. bode, G Holmes, «implementation of three level hysteresis current control for a single phase
voltage source inverter», IEEE power electronics specialists conference (PESC’00), Vol. 1, pp.3338.2000.
[32] S. singh, F.li, C. garrett, R. Thomas, «a study of sigma-delta modulation control strategies for
multi-level voltage source inverters », 7 th conference on power electronics and variable speed drives,
pp.347-352, 1998.
94
Bibliographie
[34] A. lerrede « Etude, commande et mise en œuvre de nouvelles structures multi niveaux », thèse de
doctorat Université de Toulouse, novembre 2011
[35] V.N Bhaskar Reddy, V. Narasimhulu, Dr. Ch. Sai Babu «Control Of Cascaded Multilevel
Inverter By Using Carrier Based PWM Technique And Implemented To Induction Motor Drive »
ICGST-ACSE journal, volume 10, issue 10, Décembre 2010.
[36] O. Bouhali « Contribution des convertisseurs multiniveaux au raccordement de la production
d’origine éolienne sur un réseau électrique » Thèse présentée en vue de l’obtention de grade de
Docteur l’Ecole Centrale de Lille, 19 Avril 2007.
[37] J. Carter, C.J. Goodman, H. Zelaya, S.C. Tran « Capacitor voltage control in single-pease threelevel PWM converters» The University of Birmingham, United Kingdom.
[38] D. Shaoan, «A DSP controlled multi-level inverter providing DC-Link voltage balancing, ridethrough enhancement and common-mode voltage elimination». Doctor of Philosophy in Electrical and
Computer Engineering presented on October 2003. Oregon State University.
[39] S. Fukuda, Y Matsumoto, A Sagawa, « Optimal-regulator based control NPC boost rectifiers for
unity power facto rand reduced neutral-point potential variations» IEEE Trans on Indu Elec Vol46,
N°3, June 1999.
95
Annexe
ANNEXE
A.1 Caractéristiques physiques des MOSFET IRF730 et diodes utilisés
IRF730(MOSFET)
VCE
IC
VGE
td (on)
td (off)
VRWM
IF
Tension Collecteur-Emetteur
Courant Collecteur
Tension Grille Emetteur
Temps de retard à la conduction
Temps de retard au blocage
BYT12 (diode)
Tension inverse
Courant direct nominale
600 V
5.5 A
± 20 V
17 ns
56 ns
400 V
12 A
Tableau 1 : Caractéristiques physiques des MOSFET IRF730 et diodes utilisés.
A.1 Caractéristiques du capteur de tension
Caractéristiques
Tension primaire efficace maximale Vp_max
Courant primaire efficace nominale Ipn
Tension d’alimentation
Rapport de transformation (Kmv)
Courant secondaire efficace maximale ISv_max
Valeurs
10..500V
10mA
±12..15
2500 :1000
25mA
Tableau 2 : Caractéristiques du capteur de tension.
Résumé
Le travail effectué et décrit dans cette thèse avait pour objectif une contribution à
l’amélioration des performances du convertisseur multiniveaux de type NPC, le
contrôle de cette topologie engendre une complexité supérieure dans les algorithmes de
commande puisque le maintien des tensions aux bornes des condensateurs est une
contrainte supplémentaire à satisfaire pour assurer une conversion correcte et de
bonne qualité. La solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires
dédiés à l’équilibrage des tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert
d’énergie du condensateur en surcharge vers un condensateur moins chargé. Ce
transfert d’énergie se fait par l’intermédiaire d’un élément de stockage inductif.
Des résultats expérimentaux de test de l’algorithme de commande proposé ont
été donnés et comparés à ceux de la simulation par MATLAB, ces derniers confirment
le bon fonctionnement de ces algorithmes.
.NPC
.
.
MATLAB
.