12. L`amplificateur transistorisé

Cours 12
L’amplificateur transistorisée
TABLE DES MATIÈRES
12. L'AMPLIFICATEUR TRANSISTORISE
12-1
12.1 Principe (Classe A)
12.1.1 Couplage
12.1.2 Amplificateur et inverseur
12-1
12-1
12-2
12.2 Résistance dynamique d'émetteur (ou transconductance)
12.2.1 Cas du transistor bipolaire
12.2.2 Cas du transistor à effet de champ
12-3
12-3
12-5
12.3 Impédances d'entrée et de sortie
12-8
12.4 L'amplificateur en classe ab
12.4.1 l'amplificateur suiveur (collecteur commun)
12.4.2 Montage push-pull
12.4.3 Puissance dissipée par un push-pull (audio)
12-10
12-10
12-12
12-15
12. L'amplificateur transistorisé
12.1 Principe (Classe A)
Le qualificatif classe A signifie qu'un transistor traite les deux alternances du signal au
complet; on dit communément 360° du signal. Ceci implique que le transistor doit avoir
un courant de repos (IC) tel, qu'il soit possible de le faire varier sur plage assez grande
dans les deux sens; c'est-à-dire, en augmentant et en diminuant. Comme vu
précédemment, on choisit généralement un courant étant à peu de chose près la moitié du
courant de saturation du collecteur.
12.1.1 Couplage
À la Figure 12-1, grâce à C1, servant de barrière pour le courant continu mais laissant la
porte ouverte au signal alternatif, on introduit une perturbation à la base du transistor. On
dit que C1 sert de couplage. On choisit un condensateur dont la réactance est faible dans
la plage de fréquences pour laquelle l'amplificateur sera utilisé. Il faut considérer la
fréquence la plus basse. Si le circuit est utilisé à l'intérieur d'une application audio, on
considère la plage de 20Hz à 20kHz. Il faut dans le cas de Figure 12-1 que XC1 soit plus
petite que la somme de l'impédance d'entrée, ici étant 8,3k et de la résistance interne de
la source de signal.
Entrée
Ucc = 15V
RC
10k
Sortie
+
R1
100k
+
C1
1µF
C2
1µF
R2
10k
Rc
(charge)
RE
1k
Figure 12-1
En supposant une résistance interne de source de 600:
C1 = 1 / (2 x (8,3k + 600) x 20Hz) = 895nF (1µF standard)
La même idée s'applique à C2. Il faut que sa réactance soit plus petite que la somme de
RC et de la charge (RC détermine Z sortie). En supposant une charge de 100k on
calcule ainsi C2:
C2 = 1 / (2 x (100k + 10k) x 20Hz) = 72,4nF (0,1µF standard)
L’amplificateur transistorisée
page 12-1
12.1.2 Amplificateur et inverseur
Examinez la Figure 12-2. La tension provenant du signal d'entrée vient se superposer à la
tension continue présente à la base du transistor. On retrouve ensuite de nouveau le signal
d'entrée à l'émetteur avec la composante continue abaissée de 0,7V par rapport à la base.
Le courant IC (ou IE) du transistor se trouve alors à varier autour de son point de
polarisation au gré du signal d'entrée. Si le signal d'entrée a, par exemple, une amplitude
de 1V crête à crête, la variation de courant dans RE sera de 1V / 2,2k = 445µA crête à
crête. Cette variation de courant se répercute dans la résistance du collecteur et on
observe à ses bornes une variation de tension de 455µA x 22k = 10V crête à crête. On a
donc un gain par rapport à la tension d'entrée, ce gain étant le rapport entre RC et RE.
Cette variation de tension est ensuite véhiculée à la charge via le condensateur de
couplage C2.
La tension de sortie présente une autre particularité. En plus d'avoir une plus grande
amplitude elle est inversée. C'est à dire que l'alternance positive du signal d'entrée est
reproduite à la sortie comme étant l'alternance négative et vice versa. Ceci explique le fait
de dire que gain est négatif. Un transistor est amplificateur inverseur.
Av = -RC / RE
13,2V
8,2V
Ucc = 15V
R1
100k
0,5V
0V
-0,5V
RC
10k
5V
+
Entrée
1,88V
1,38V
0,88V
C1
1µF
R2
10k
C2
0,1µF
RE
1k
Figure 12-2
L’amplificateur transistorisée
page 12-2
3,2V
Sortie
0V
-5V
1,18V
0,68V
0,18V
12.2 Résistance dynamique d'émetteur (ou transconductance)
12.2.1 Cas du transistor bipolaire
Entrée
RB
2M
+
C1
Ucc = 15V
RC
10k
+
Sortie
C2
ß = 100
VBE = 0,7V
Figure 12-3
Si on est en présence d'un amplificateur tel la Figure 12-3, quel élément va déterminer le
gain de l'amplificateur? C'est la résistance dynamique de la jonction base-émetteur. Un tel
amplificateur peut atteindre facilement un gain de -300, mais la distorsion est importante.
Si il est vrai que ce montage a une piètre performance en courant continu il en est de
même en courant alternatif.
La tension alternative, via le condensateur de couplage, se trouve à être appliquée
directement aux bornes de la jonction base-émetteur. Cette tension crée donc des
variations de courant de collecteur selon la relation suivante IE(VBE).
IE = IS x eUBE / 26mV (à 25°C)
ou encore:
UBE = 26mV x ln (IE / IS)
où:
IS = est le courant de saturation de la jonction: 10-13 A
Cette fonction de transfert est exprimée graphiquement à la Figure 12-4.
L’amplificateur transistorisée
page 12-3
IE (mA)
10,6
4,90
2,27
1,05
0,49
0,5
0,52 0,54
0,56 0,58
0,6 0,62
0,64 0,66
UBE
(V)
Figure 12-4
On voit bien que cette relation n'est pas linéaire, mais plutôt exponentielle. Ceci montre
que le courant circulant dans le transistor ne sera pas directement proportionnel à la
tension d'émetteur, d'où la distorsion du signal à la sortie.
IE (mA)
Point de
polarisation
Pente = 1/r'e
UCE
UBE
(V)
+
_
_
Figure 12-5
L’amplificateur transistorisée
page 12-4
+
Cette manière de faire est acceptable en autant qu'on soit en présences de petits signaux.
C'est à dire que si l'amplitude de sortie reste faible, la distorsion ne sera pas aussi
importante. On remarque sur le graphique de la Figure 12-5 que la variation de IE (ou IC)
dépend de la variation de UBE. Ceci correspond à la pente de la courbe IE(UBE) autour du
point de polarisation. Par calcul différentiel, afin de trouver la pente, on découvre ce
qu'on nomme la transconductance. Celle-ci est exprimée comme étant l'inverse de la
résistance dynamique de la jonction base-émetteur 1/r'e. La résistance dynamique
(ube/ic), symbolisée par r'e, se calcule ainsi:
r'e = 26mV / IE
C'est cette valeur qui nous permet de calculer le gain de ce montage amplificateur (pour
un petit signal seulement).
Av = -RC / r'e
# 1 - Exemple
Question:
Quel est le gain en tension du circuit de la Figure 12-3 et la tension crête-à-crête de sortie
si une tension de 5mV est appliquée à l'entrée?
Solution:
r'e = 26mV / 715µA = 36,4
Av = -10k / 36,4 = -275
es = 5mV x -275 = 1,38V crête-à-crête
12.2.2 Cas du transistor à effet de champ
En effectuant la dérivée de l'équation correspondant au graphique de UGS vs ID on obtient
le résultat suivant:
gm = (-2 x IDSS / UGSoff) x (1 - UGS / UGSoff)
C’est la dérivée de ID par rapport à VGS
où gm représente la transconductance
IDSS
pente = gm
IDQ
UGSoff
UGSQ
Figure 12-6
L’amplificateur transistorisée
page 12-5
Udd
IDSS = 10mA
UGSoff = -5V
RD
1k
Sortie
Entrée
C1
0,1µF
15V
C2
RG
100k
C3
RS
1k
20µF
Figure 12-7
La Figure 12-7 montre un amplificateur réalisé grâce à un transistor à effet de champ.
Remarquez le condensateur C3 servant à "court-circuiter" la résistance RS de sorte que la
source du transistor puisse être considérée comme branchée à commun au point de vue
alternatif. Le gain en tension de ce montage se calcule comme suit:
Av = -RD x gm
Cet amplificateur est inverseur comme dans le cas du transistor bipolaire.
gm = -2 x 10mA / -5V x (1 - -2,5V / -5V) = 2mS
Av = -1k x 2mS = 2
Remarquez que l'on n'atteint pas un gain aussi important qu'un transistor bipolaire. La
grande qualité du transistor à effet de champ est sa haute impédance de grille.
# 1 - Exemple
Examiner le circuit suivant:
Udd
IDSS = 10mA
UGSoff = -2V
RD
3,3k
Sortie
Entrée
C1
0,01µF
C2
RG
1M
RS
400R
Figure 12-8
L’amplificateur transistorisée
20V
page 12-6
C3
20µF
Questions:
a) IDQ = ?
b) UGSQ = ?
c) UD = ?
e) UDSQ = ?
f) gm = ?
g) Av = ?
d) US = ?
Solution:
a) et b) En utilisant le graphique UGS vs ID on trouve IDQ = 2,5mA et UGSQ = 1V
ID
10mA
1
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
2,5mA
0,2
0,1
UGS
0
1
0,9
0,8
0,7
2V
0,6
0,5
0,4
0,3
1V
c) UD = 20V - 2,5mA x 3,3k = 11,8V
d) US = UGS = 1V
e) UDSQ = 11,8V - 1V = 10,8V
f) gm = (-2 x 10mA / -2V) x (1 - -1V / -2V) = 5mS
g) Av = -3,3k x 5mS = -16,5
L’amplificateur transistorisée
page 12-7
0,2
0,1
0
12.3 Impédances d'entrée et de sortie
L'impédance d'entrée d'un montage, faisant usage d'un transistor bipolaire, est déterminée
par les résistance de polarisation du transistor et l'impédance vue dans la base. Au point
de vue du courant alternatif, une source d'alimentation en courant continu représente un
point commun (théorème de superposition). En utilisant le circuit de la Figure 12-1, par
exemple, on dessine le circuit équivalent alternatif de la Figure 12-9:
ß = 100
R1
100k
R2
10k
RE
1k
RC
10k
Rc
(charge)
Figure 12-9
Les condensateurs de couplage disparaissent car ils
sont considérés être des conducteurs en alternatif.
R1 et R2 sont maintenant en parallèle. La base
représente comme impédance le produit par le
facteur ß de tout ce qui est branché à l'émetteur. On
peut représenter cette idée par la Figure 12-10.
Z base = ß x (RE + r'e)
xß
À la Figure 12-1:
UB = 15V x 10k / (10k + 100k) = 1,36V
UE = 1,36V - 0,7V = 664mV
IE = 664mV / 1k = 664µA
r'e = 26mV / 664µA = 39,2
Z base = 100 x (1k +39,2) = 104k
Z entrée = 10k // 100k // 104k = 8,3k
Figure 12-10
Dans le cas du transistor à effet de champs, la grille représente une impédance d'entrée
infinie. Dans le cas de la Figure 12-7, par exemple, l'impédance d'entrée du montage vaut
RG, c'est à dire 100k.
L'impédance de sortie, dans le cas d'un transistor bipolaire est la valeur de RC et ,dans le
cas d'un JFET, elle est la valeur de RD. Dans les deux cas, le collecteur comme le drain
sont des générateurs de courant. Ils ont une impédance infinie. Il ne reste, au point de vue
alternatif, que RC ou RD à commun. À la Figure 12-1 elle vaut 1k et à la Figure 12-7 elle
vaut 1k.
L’amplificateur transistorisée
page 12-8
# 1 - Exemple
Question:
Faire le diagramme fonctionnel de la Figure 12-11.
Ucc = 20V
RC
22k
R1
240k
Entrée
+
+
C1
5µF
Sortie
C2
5µF
R2
22k
RE
2,2k
VBE = 0,7V
ß = 150
Figure 12-11
Solution:
IE = 445µA
r'e = 26mV / 445µA = 58,4
22k
Z base = 150 x ( 2,2k + 58,4) = 339k
Entrée
Sortie
19k
Z entrée = 240k // 22k // 339k = 19k
-10 x Uentrée
Z sortie = RC = 22k
Av = -22k / 2,2k = -10
# 2 - Exemple
Question:
Faire le diagramme fonctionnel de la Figure 12-8.
Solution:
Z entrée = RG = 1M
Z sortie = RD = 3,3k
Av = -16,5
3,3k
Entrée
Sortie
1M
L’amplificateur transistorisée
page 12-9
-16,5 x Uentrée
12.4 L'amplificateur en classe ab
12.4.1 l'amplificateur suiveur (collecteur commun)
On a déjà vu qu'il fallait considérer les impédances de sortie et les impédances d'entrée
lorsqu'on reliait deux étages d'amplification entre eux. L'impédance de sortie de l'un
pourrait être trop élevée et l'impédance d'entrée de l'autre trop faible. Ceci produirait un
diviseur de tension indésirable. Il faut alors donner plus de muscle à la sortie de l'étage
d'amplification. On ajoute, pour ce faire, un transistor ayant comme travail d'abaisser
l'impédance de sortie de l'étage. Examinez la Figure 12-12.
Ucc = 15V
Entrée
R1
100k
RC
10k
+
C1
1µF
T2
Sortie
+
T1
C2
1µF
R2
10k
RE1
1k
RE2
 Rc
Rc
(charge)
Figure 12-12
On y retrouve le circuit de la Figure 12-1
augmentée d'un suiveur. Ceci a pour effet
d'abaisser l'impédance de sortie de l'étage du
facteur ß du transistor T2. La Figure 12-13
donne une représentation de l'idée de la
chose.
L'impédance de sortie du circuit branché sur
la base est divisé par le facteur ß comme si
on regardait à l'envers au travers une lunette
d'approche. La résistance r'e est une petite
saleté sur la lentille. La tension de
polarisation au collecteur de T1 est la source
de polarisation pour T2. Il est aussi
nécessaire de retrouver une résistance à
l'émetteur de T2 de sorte à permettre la
polarisation de celui-ci. Cette résistance, de
sorte à avoir un fonctionnement acceptable
(classe A), doit avoir un valeur égale ou
inférieure à la valeur de la charge.
xß
Figure 12-13
Z sortie = (RCT1 / ßT2 + r'eT2*) // RET2
* négligeable dans la plupart des cas
L’amplificateur transistorisée
page 12-10
En supposant RC = 10k, RE = 1k: et ßT2 = 100:
UET2 = UCT1 - 0,7V = 8,4V - 0,7V = 7,7V
IET2 = 7,7V / 1k = 7,7 mA
r'eT2 = 26mV / 7,7mA = 3,4
Z sortie = ((10k / 100) + 3,4) // 1k = 501
(r'eT2 négligeable!)
C'est une amélioration nette; en effet, l'impédance de sortie est passée de 10k à 501.
Il y a aussi un effet sur le gain de l'étage. Il ne faudra plus ne considérer que RCT1 mais
aussi Z base de T2 (charge non branchée).
Av = -(RC // ZbaseT2) / RET1
Z baseT2 = 100 x 1k = 100k
(r'eT2 négligée)
Av = -(10k // 100k) / 1k = -9,1
On obtient ainsi le nouveau diagramme fonctionnel suivant:
501R
Entrée
Sortie
8,3k
-9,1 x Uentrée
Figure 12-14
L’amplificateur transistorisée
page 12-11
12.4.2 Montage push-pull
On a souvent à fournir de l'énergie alternative, ou continue de polarité ayant à changer, à
une charge ayant une impédance très basse. Un transistor suiveur seul ne serait pas en
mesure d'accomplir cette tâche économiquement. Prenons l'exemple d'un haut-parleur de
8 auquel une puissance de 5 watts est fournie. Pour être en mesure d'obtenir cette
puissance au haut-parleur dans les deux alternances il est nécessaire, avec suiveur simple,
d'installer une résistance d'émetteur de valeur très basse. Lors de l'alternance négative,
c'est le condensateur de couplage qui est la source d'énergie. À cause de cela la résistance
d'émetteur ainsi en série avec le haut-parleur doit avoir une valeur très basse de sorte à ne
pas chuter une tension excessive. La Figure 12-15 montre un exemple de cette absurdité.
20V
10,6V
1000µF
10,6A
+
1R
8
Figure 12-15
Les valeurs de tension et de courant de la Figure 12-15 ont été optimisées de sorte à être
en mesure d'atteindre 5W dans le haut parleur.
UCE = 9,4V
IC = 10,6A
Puissance dissipée par le transistor = 9,4V x 10,6A = 100W! C'est fou!
MONTAGE À ALIMENTATION BIPOLAIRE
Il apparaît donc qu'une solution soit nécessaire, car l'efficacité du système laisse à désirer
grandement même si ce dernier est fonctionnel. C'est ici qu'intervient la structure de
suiveur appelée "push-pull". Un transistor (NPN) prendra la charge du cycle positif et un
autre transistor (PNP) prendra la charge du cycle négatif. Lorsque la tension de sortie sera
nulle, les deux transistors auront un courant presque nul les traversant. Leur dissipation
de puissance au repos sera faible, donc acceptable. Chacun des deux transistors s'occupe
de la moitié du signal (180°). C'est ce qu'on nomme la classe B.
Lors du passage à 0 volt aux bornes de la charge, il est désiré que les transistors soient
tous les deux encore en conduction. C'est une conduction très faible mais qui est
nécessaire pour que les deux transistors puissent contrôler correctement le signal lors du
passage à 0 volt. Ceci implique que les transistors travailleront sur une plage plus grande
que 180° mais plus petite que 360°. C'est ce qu'on nomme la classe AB.
L’amplificateur transistorisée
page 12-12
Examinons la Figure 12-16. Celle-ci est l'idée de principe d'un push-pull.
Courant
push (pousse)
Tension
Courant
et
Tension
Ucc+
pull (tire)
Ucc-
Courant
Figure 12-16
Le défaut de la configuration push-pull est la distorsion de croisement, le croisement étant
l'instant où, comme à la course à relais, l'un des transistors donne le bâton à l'autre. La
Figure 12-17 exprime ce défaut. C'est le besoin d'éliminer ce défaut qui est à l'origine de
la classe AB et même plus récemment de la classe A (pour le push-pull). Il va sans dire
que la classe A est très énergivore.
Ucc+
Ucc-
Figure 12-17
Le problème vient du fait que le signal d'entrée doit atteindre une tension suffisante afin
de mettre le transistor en route, approximativement 0,7V. Cela produit la disparition à la
sortie de la portion du signal se trouvant autour de 0 volt, c'est à dire ±0,7V. Ceci cause
une distorsion très désagréable lorsque le signal est à basse amplitude.
L’amplificateur transistorisée
page 12-13
La façon de régler ce problème est de polariser à l'avance les transistors du push-pull. On
insère entre leurs bases une source de tension d'environ 1,4V (qu'il faut ajuster) de sorte
qu'ils soient près à démarrer immédiatement. Cette source est fabriquée électroniquement.
Des diodes peuvent faire l'affaire, voir même des résistances. Mais l'idéal, dans un
amplificateur de qualité, est d'utiliser un autre transistor servant de régulateur de tension
parallèle. Celui-ci maintiendra la tension entre les deux bases à une valeur très stable.
Cette tension est identifiée à la Figure 12-18 par Upol. (tension de polarisation).
Ucc+
T1
R1
+
Upol.
_
RE1
T3
R2
RE2
T2
UccFigure 12-18
RE1 et RE2 sont des résistances de valeur assez basse (< 1). Ce sont elles en conjonction
avec Upol qui contrôlent le courant de polarisation des transistors du push-pull au repos.
Supposons qu'un courant de 10mA traverse T3, que R2 vaut 100, RE1 = RE2 = 0,5 et
que toutes les tensions de jonction base-émetteur soient 0,7V. Si on désire un courant de
repos de 25mA dans T1 et T2, à quelle valeur faut-il alors ajuster R1?
URE1 = URE2 = 25mA x 0,5V = 12,5mV.
Upol = 0,7V + 12,5mV + 12,5mV + 0,7V = 1,425V
UR2 = 0,7V (elle est en parallèle avec UBE de T3)
IR2 = IR1 = 0,7V / 100 = 7mA
UR2 = Upol - 0,7V = 1,425V - 0,7V = 0,725V
R1 doit être ajusté à 0,725V / 7mA = 104
En pratique, cet ajustement est effectué en installant un voltmètre numérique aux bornes
de RE1 et RE2 en série et en faisant varier R, en partant de 0 et en montant, jusqu'à ce
que la tension désirée soit atteinte. Dans ce cas-ci, cette tension serait de 25mV. Cet
ajustement devrait être fait l'amplificateur déjà chaud. Aussi, le transistor T3 est
mécaniquement en contact avec le radiateur thermique de T1 et T2 de sorte à éviter
l'emballement thermique. En effet, lorsqu'un transistor chauffe, ou est chauffé, sa tension
de jonction base-émetteur diminue (-2mV / °C). Il alors impératif que la tension de
polarisation (Upol) soit asservie à la variation des tensions des jonctions base-émetteur de
T1 et T2. On y parvient en maintenant T3 à la même température que T1 et T2 en
l'installant aussi sur le radiateur thermique supportant T1 et T2.
L’amplificateur transistorisée
page 12-14
MONTAGE AVEC ALIMENTATION MONOPOLAIRE
Un condensateur de couplage est nécessaire à sortie afin d'éliminer la composante en
courant continu maintenant présente. Examinez la Figure 12-19.
Ucc
T1
Ucc / 2
R1
+
Upol.
_
RE1
T3
R2
1000µF
+
RE2
C1
8R
T2
Figure 12-19
Le condensateur C1, en plus de faire office de couplage, est l'élément qui fournira
l'énergie au transistor T2 lors de l'alternance négative.
En audio, on peut faire le calcul suivant afin de déterminer la valeur de C1:
C1 = 1 / (6,28 x 8 x 20Hz) = 1000µF
12.4.3 Puissance dissipée par un push-pull (audio)
Le pire qu'aurait à subir un montage push-pull serait une onde carrée dont l'amplitude
correspond à la moitié de l'alimentation en bipolaire (ou la quart de l'alimentation en
monopolaire). Le pire cas est évidemment celui qui doit être considéré de sorte à être en
mesure de calculer le radiateur thermique à installer.
Donc, lorsqu'un push-pull fournira à la charge l'onde carrée décrite précédemment chaque
transistor dissipera 25% de la puissance maximale de sortie de l'amplificateur. Cette
puissance pourrait être décrite comme étant la puissance fournie à la charge par une onde
sinusoïdale à 1kHz juste avant l'écrêtage de l'onde. Par exemple, les transistors de sortie
(push-pull) d'un amplificateur de 100W, dans le pire des cas, dissiperont chacun 25W.
À plein régime (onde sinusoïdale), cependant, la puissance dissipée sera moindre. Elle
correspondra, par transistor, 14% de la puissance maximale de sortie de l'amplificateur.
Par exemple, les transistors de sortie (push-pull) d'un amplificateur de 100W à plein
régime, dissiperont chacun 14W.
Le pire cas, en onde sinusoïdale, se produit lorsque que la puissance de sortie atteint
seulement 40% de la puissance maximale. Chaque transistor dissipera alors 20% de la
puissance maximum de l'amplificateur. Par exemple, les transistors de sortie (push-pull)
d'un amplificateur de 100W fournissant 40W à sa sortie, dissiperont chacun 20W.
L’amplificateur transistorisée
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