UNIVERSITÉ DE NANTES Ecole polytechnique de l’université de Nantes _____ ÉCOLE DOCTORALE SCIENCES ET TECHNOLOGIES DE L’INFORMATION ET MATHEMATIQUES N° attribué par la bibliothèque Année 2010 Transmission de données par Courants Porteurs en Ligne sur un réseau Modulé en Largeur d'Impulsion ___________ THÈSE DE DOCTORAT Discipline : Electronique Spécialité : Génie Electrique Présentée et soutenue publiquement par Marc-Anthony MANNAH le 24 septembre 2010, devant le jury ci-dessous Président Rapporteurs Examinateurs Bernard MULTON, Professeur, ENS Cachan, SATIE, Bruz Philippe LADOUX, Professeur, Laplace, INP ENSEEIHT, Université Toulouse Fabienne NOUVEL-UZEL, Maître de Conférences/HDR, IETR, INSA Rennes Christophe BATARD, Maître de Conférences, IREENA, IUT Nantes Nicolas GINOT, Maître de Conférences, IREENA, IUT Nantes Mohamed MACHMOUM, Professeur, IREENA, Polytech’Nantes Directeur de thèse : Mohamed MACHMOUM Encadrants : Christophe BATARD, Nicolas GINOT Laboratoire IREENA EA1770 ED 503-094 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 1 TABLE DE MATIERES Remerciements ..........................................................................5 Avant propos ..............................................................................7 Liste des sigles et symboles utilisés ........................................11 Chap 1 Technologie des Courants Porteurs en Ligne .............13 1. 2. 2.1. 2.2. 2.3. 3. 3.1. 3.2. 3.3. 4. 4.1. 4.2. 4.3. 5. 5.1. 5.2. 6. Aperçu historique................................................................................................... 13 Les CPL comme moyen de télécommunication .................................................... 15 Principe de fonctionnement et caractéristiques ..................................................... 15 Applications et débits nécessaires ......................................................................... 17 Cadre normatif et standards ................................................................................... 17 Canal d’énergie et de communication ................................................................... 18 Canal de communication à topologie variable....................................................... 18 Canal d’énergie et bruit associé............................................................................. 19 Les paramètres essentiels d’une ligne de transmission.......................................... 21 Transmission et couplage des données par courants porteurs ............................... 25 Généralités sur les modulations QAM et multi porteuses ..................................... 25 Modulation multi-porteuse OFDM........................................................................ 29 Couplage du signal CPL au réseau électrique ....................................................... 32 Perspectives d’application des CPL ...................................................................... 33 Les applications embarquées ................................................................................. 33 Les applications industrielles................................................................................. 34 Conclusion ............................................................................................................. 35 Chap 2 Exploitation et analyse d’un modem CPL domestique sur un réseau MLI ......................................................37 1. 2. 3. 3.1. 3.2. 3.3. 3.4. Introduction............................................................................................................ 37 Positionnement du problème ................................................................................. 38 Onduleur de puissance........................................................................................... 40 Principe de fonctionnement ................................................................................... 40 Analyse de la commutation ................................................................................... 42 Influence du courant de phase sur la commutation ............................................... 43 Spectre du signal MLI en sortie de l’onduleur ...................................................... 48 M. A. Mannah 2 4. Mise en œuvre d’un modem CPL domestique sur un réseau MLI ........................ 50 4.1. Caractéristiques du signal en sortie des modems CPL .......................................... 51 4.2. Communication sur un réseau MLI ....................................................................... 52 4.2.1. Essais avec onduleur hors tension sans découpage ...................................... 53 4.2.2. Essai avec onduleur sous tension et avec découpage ................................... 55 4.2.3. Limites de Fonctionnement .......................................................................... 56 4.3. Conclusion ............................................................................................................. 57 5. Hypothèses des causes de disfonctionnement ....................................................... 58 5.1. Interface de couplage............................................................................................. 58 5.2. Comportement du coupleur sur un réseau MLI..................................................... 59 5.2.1. Comportement théorique .............................................................................. 59 5.2.2. Validation expérimentale.............................................................................. 62 6. Filtrage du réseau MLI .......................................................................................... 64 6.1. Structure du filtre MLI........................................................................................... 64 6.2. Mesures avec du réseau MLI................................................................................. 66 6.3. Amélioration et contraintes.................................................................................... 67 7. Conclusion ............................................................................................................. 67 Chap 3 Etude d’un coupleur CPL pour réseaux MLI................69 1. Cahier des Charges ................................................................................................ 69 1.1. Synoptique général des coupleurs ......................................................................... 69 1.1.1. Le transmetteur ............................................................................................. 70 1.1.2. Le récepteur .................................................................................................. 71 1.2. Discussion sur l’architecture électronique des Coupleurs ..................................... 71 1.2.1. Filtrage passe bande...................................................................................... 72 1.2.2. Isolation galvanique...................................................................................... 74 1.2.3. Amplification................................................................................................ 75 2. Outils de modélisation : intérêts du formalisme des paramètres de répartition..... 75 2.1. La méthode de chaînes........................................................................................... 76 2.2. La méthode de répartition...................................................................................... 77 2.2.1. Principe des paramètres S............................................................................. 77 2.2.2. Interprétation des paramètres S .................................................................... 79 2.3. Conclusion ............................................................................................................. 81 3. Caractérisation et implémentation du ‘Transmetteur’ et du ‘Récepteur’ ............. 82 3.1. Filtrage passe bande et isolation galvanique ......................................................... 82 3.2. Amplification......................................................................................................... 88 3.3. Caractéristiques du transmetteur............................................................................ 91 3.4. Caractéristiques du récepteur................................................................................. 92 4. Caractérisation de la chaîne complète ................................................................... 93 4.1. Caractérisation du câble de puissance ................................................................... 94 4.2. Canal de transmission sans perturbation ............................................................... 97 5. Conclusion ........................................................................................................... 100 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 3 Chap 4 Validation de la transmission de données sur un réseau MLI ...........................................................................101 1. Caractérisation de l’information à transmettre .................................................... 101 1.1. Estimation des débits pour un asservissement de position ou de vitesse ............ 102 1.1.1. Différentes technologies rencontrées.......................................................... 102 1.1.2. Débit nécessaire pour une information de position .................................... 104 1.1.3. Synthèse...................................................................................................... 105 1.2. Choix d’une modulation appropriée .................................................................... 106 1.3. Technique de modulation QPSK ......................................................................... 108 1.3.1. Principe de la modulation ........................................................................... 108 1.3.2. Principe de la démodulation ....................................................................... 111 2. Génération et transmission des données .............................................................. 111 2.1. Génération du train binaire .................................................................................. 111 2.2. Modulateur QPSK ............................................................................................... 112 2.3. Démodulateur QPSK ........................................................................................... 114 2.4. Ensemble modulateur démodulateur ................................................................... 115 3. Validation de la communication.......................................................................... 117 3.1. Transmission de données sous VDC = 0 V ........................................................... 119 3.2. Transmission de données sous VDC = 325 V ....................................................... 120 3.3. Conclusion ........................................................................................................... 121 4. Transmission de données à puissance réduite : Optimisation du niveau............. 122 5. Conclusion générale............................................................................................. 126 Conclusions et Perspectives ..................................................127 Annexe 1 : ..............................................................................131 Annexe 2 : ..............................................................................135 Annexe 3 : ..............................................................................137 Bibliographie...........................................................................139 4 M. A. Mannah Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 5 Remerciements Je suis très sensible à l’honneur que me font les membres du jury de ma thèse. Je tiens en particulier à remercier Monsieur Bernard MULTON d’avoir accepté de présider ma soutenance de thèse. Un grand Merci aux membres rapporteurs Madame Fabienne NOUVELUZEL et Monsieur Philippe LADOUX d’avoir accepté de rapporter et d’évaluer mon travail de thèse. Mes remerciements sincères à mon directeur de thèse Monsieur Mohamed MACHMOUM pour tous ses conseils et remarques pertinentes tout au long de ces trois années. Ma cordiale reconnaissance à mes deux encadrants, Messieurs Christophe BATARD et Nicolas GINOT, qui ne m’ont pas seulement confié ce travail mais aussi, par un encadrement exceptionnel, m’ont « scientifiquement adopté ». Merci pour votre soutien indéniable, vos précieux conseils, votre support professionnel et fraternel et de m’avoir guidé dans mes premiers pas dans le monde de la recherche. Un grand Merci à toutes les personnes du laboratoire IREENA ainsi que tous les personnels du site de la Chantrerie. C’est à vous que j’adresse toute ma reconnaissance pour votre disponibilité, soutien et les bons moments passés en votre compagnie : - Sandrine, Christine, Stéphanie, vous étiez toujours disponibles pour m’aider dans mes papiers, à travers toutes les difficultés que j’ai rencontrées et vous aviez toujours des réponses et des conseils pour mes différentes questions et soucis. - Professeurs Joseph Saillard, Serge Toutain, Yide Wang, je vous remercie de m’avoir accepté au sein de votre Laboratoire IREENA et pour votre accueil chaleureux ce qui m’a donné la chance d’entrer dans le monde de la recherche. J’espère avoir été à la hauteur de vos attentes. - Marc, Guillaume, Nicole, Christophe Bourlier, Yannick, Nicolas, Yann, Anne, Bruno Froppier et tous les collègues, je vous remercie pour l’ambiance conviviale créée tout au long de ces trois années. Les pauses café et les bons moments passés ensemble vont me manquer. - Christophe Millet, Bruno Feuvrie et Fréderic Poitiers, vous étiez toujours là pour m’aider que ce soit au niveau de mes travaux expérimentaux ou au niveau de mes enseignements. Un grand Merci du fond du cœur pour tous vos conseils et réponses à mes innombrables interrogations. M. A. Mannah 6 - Atef, Ahmad, Siamak, Charles, Haitao, Anthony, Ali et tous mes collègues doctorants, vous êtes beaucoup plus que des amis, vos innombrables gestes ont fait de moi une personne bien aimée, ce qui a fait toute la différence… Je n’oublierai jamais les bons moments partagés ensemble. Vous étiez à mes cotés aussi bien pour le meilleur que pour le pire. Un grand merci à toutes les personnes de passage au laboratoire IREENA (Sites Chantrerie et Saint Nazaire), aux personnels de l’Université de Nantes et de l’IUT de Nantes. Vous étiez comme une famille pour moi, vous m’avez chaleureusement soutenu et accueilli tant à Nantes, que dans votre coeur. Je n’oublierai pas de m’adresser à mes deux chers colocataires - que je nommerai plutôt des frères, Salim et Joe - pour tout ce que vous m’avez fait, en particulier de m’avoir supporté pendant plus de deux ans. Je sais bien que ce n’est pas si facile que ça !! Merci pour votre support, pour la motivation que vous m’avez apportée, pour le soutien, pour l’aide et pour les bons moments partagés. Mes amis Libano-Nantais. Sans vous cela aurait été beaucoup plus difficile. Merci de m’avoir soutenu et supporté dans les situations difficiles. Vous étiez comme des frères et des sœurs. Je vous n’oublierai jamais. Vous m’avez fait éviter le « home sickness » en m’apportant, chacun à sa façon, un soutien familial dont j’ai quotidiennement profité pour me sentir comme chez moi. Où que l’avenir me mène, vous serez toujours gravé dans mon coeur et ma mémoire. Enfin et encore, mes plus grands remerciements s’adressent à mes parents sans qui, je ne serai pas là, mais surtout sans qui, je ne serai pas moi. Merci de m’avoir toujours épaulé dans mes choix et de m’avoir poussé vers un travail passionnant. C’est vous qui, par le fruit de votre confiance et amour, avez fait de moi ce que je suis et ce que je serai... A vous mes parents, je dédierai tout mon travail en espérant que cela pourra compenser un peu, mon absence. Pour toutes ces raisons, et parce que je vous aime moi aussi à ma façon, de l’amour que vous m’avez appris à vivre et pratiquer, je tiens à vous remercier authentiquement et généreusement, à la libanaise : CHOUKRAN JAZILAN ! Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 7 Avant propos Contexte général et motivations Avec la libéralisation des marchés de l’électricité et des télécommunications, de nouveaux acteurs sont apparus apportant des services novateurs. Dans le secteur des télécommunications, l’offre d’accès à Internet à hauts débits, avec un minimum d’installation, peut aider à conquérir de nouveaux clients. La transmission de données par Courants Porteurs en Ligne (CPL) est très prometteuse parce qu’elle utilise le réseau électrique comme support physique de transmission, et ce « réseau » est actuellement le plus développé dans l’habitat. Le principe du CPL consiste à superposer au signal électrique de fréquence 50-60 Hz un autre signal à plus haute fréquence (HF) et de faible énergie (dans la bande 1-30 MHz). Très facile à installer, cette technologie permet d’étendre la couverture Internet à des régions mal desservies par les autres technologies ou dans toutes les pièces d’une habitation. En effet, les CPL ne nécessitent aucun câblage supplémentaire puisque la plupart des infrastructures résidentielles ou industrielles possèdent un vaste réseau électrique. Cela procure l’énorme avantage, d’une part de ne pas devoir implanter un nouveau câblage et, d’autre part d’offrir une grande souplesse d’utilisation, puisque les systèmes électroniques qui y sont connectés impliquent de toute façon, dans la quasi-totalité des cas, une alimentation en énergie fournie par le secteur. Ces dernières années, les travaux relatifs à l’accès à internet haut débit à travers les installations électriques ont connu une réelle explosion. De nombreux travaux se sont intéressés à l’étude et la caractérisation des réseaux électriques basse tension qui sont généralement non conçus pour la transmission de données hautes fréquences. D’autres travaux ont mis en relief la nature des différents bruits présents dans ces canaux ainsi que leurs origines. Le caractère hostile des réseaux électriques pour la communication a suscité aussi de nombreuses recherches sur les techniques de transmission. Un consortium industriel ‘HomePlug PowerLine Alliance’ s’est formé dans le but de créer un standard industriel qui préconise les conditions générales de l’utilisation de cette technologie dans la bande de fréquence [1,6 MHz - 30 MHz] sur les réseaux électriques basses tensions. Toutefois, comme toute nouvelle technologie, la technologie CPL n’est pas encore normalisée au niveau international. Les seuls points qui doivent être respectés actuellement portent sur la compatibilité électromagnétique et sur la sécurité électrique. Un nouveau domaine d’application de cette technologie concerne les tâches de diagnostic et de commande d’ensemble « pré actionneur - actionneur » en milieu industriel. En effet, la commande et le diagnostic de machines électriques nécessitent des échanges d’informations M. A. Mannah 8 entre les capteurs et les organes d’élaboration des consignes de commande et de traitement des signaux. Les capteurs (de position, de vitesse ou de vibration ...) sont généralement installés près des machines alors que les informations qu’ils envoient sont traitées par des variateurs ou des ordinateurs situés à plusieurs dizaines ou centaines de mètres. Actuellement, ces informations sont souvent acheminées par des câbles blindés dédiés aux communications. L’installation de ces câbles est coûteuse et encombrante. Le travail présenté dans ce mémoire porte sur l’exploitation de la technologie CPL dans les réseaux MLI (résaux à Modulation par Largeur d’Impulsions). L’objectif de cette étude est de montrer la faisabilité de la communication en mettant en relief les difficultés rencontrées au sein d’un ensemble « convertisseur – machine » et de proposer un nouveau modem CPL adapté à ces applications. Ce travail de thèse est effectué au sein du laboratoire IREENA ‘Institut de Recherche en Electronique et Electrotechnique de Nantes Atlantique’. Il s’inscrit dans le cadre du rapprochement des activités développées entre les pôles de compétences ‘STIC’ et ‘Energie’ et contribue au transfert de connaissance entre les équipes de deux domaines bien distincts : la ‘Communication’ et les ‘Courants Forts’. Ainsi, ces travaux se situent à la frontière de deux domaines, ce qui en fait toute l’originalité. Organisation du travail Le contenu de cette thèse se décompose en quatre chapitres, une conclusion générale et deux annexes. Le premier chapitre présente l’état de l’art de la technologie Courants Porteurs en Ligne. Après un bref aperçu historique de l’évolution de cette technologie, le principe de fonctionnement des CPL est décrit. Les différentes caractéristiques des CPL et de l’environnement sont d’abord mises en relief. Ensuite, les caractéristiques et les propriétés des lignes électriques ainsi que les différents bruits que l’on peut rencontrer sont abordées. La technique de modulation OFDM la plus utilisée dans les modems CPL ainsi que les différentes méthodes de couplage du signal sur le réseau sont analysées. Le chapitre se termine par une présentation des différentes applications envisageables pour cette technologie, en particulier en milieu industriel. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 9 Le deuxième chapitre met l’accent sur l’utilisation de la technologie CPL domestique dans le cadre d’une association convertisseur machine. L’onduleur de puissance, considéré comme étant la principale source de bruits dans le canal de communication, est étudié et la communication via CPL est testée dans cet environnement. Nous montrons que le fonctionnement de la technologie CPL conçue pour les applications domestiques est limité dans le cas des réseaux à Modulation de Largeur d’Impulsions (MLI). Les causes de disfonctionnement sont mises en exergue et une première solution consistant à utiliser un filtre passe bas en sortie de l’onduleur est proposée. Les avantages et inconvénients de cette solution sont présentés. Le troisième chapitre est consacré au développement de nouveaux coupleurs CPL pour réseaux MLI et à la validation de leur bon fonctionnement. Tout d’abord, le cahier de charge est posé en fonction des besoins de l’application. Les caractéristiques fréquentielles et le gain des coupleurs sont précisés. Le synoptique du banc d’essai et du modem CPL pour réseaux MLI sont ensuite déduit. Un rappel sur la théorie des lignes permettant la modélisation en hautes fréquences du canal nous permet de choisir la technique de mesure la plus appropriée. Deux coupleurs de transmission et de réception sont ensuite réalisés, testés et validés. La chaîne de transmission comportant les deux coupleurs et le canal de transmission est analysée en détail et son gain total est discuté. Le bon fonctionnement de l’ensemble est ensuite validé. Le dernier chapitre aborde la performance des coupleurs développés sur le réseau MLI en utilisant une modulation de type QPSK. La faisabilité de la communication à l’aide de ces coupleurs CPL est évaluée en fonction du niveau de tension sur du bus continu de l’onduleur et du niveau relatif de la puissance d’émission de l’information. Ces investigations sont réalisées et validés au sein d’un ensemble convertisseur machine distant de 10 m et 50 m. Une conclusion générale de ces travaux ainsi que les perspectives sont présentées à la fin de ce mémoire. M. A. Mannah 10 Contribution scientifique Ce travail de thèse a fait l’objet de plusieurs publications et communications : Revues internationales - Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Investigations on Power Line Communication Technology for Motor Drive Application”, International Revue of Electrical Engineering” IREE, Avril 2010. - Ginot N., Mannah M. A., Batard C., Machmoum M., “Application of Power Line Communication for Data Transmission over PWM Network”, IEEE Smart Grid, Septembre 2010. - Batard C., Ginot N., Mannah M. A., Machmoum M., “Power Line Communication Technology over a PWM Network”, European Journal of Electrical Engineering” EJEE, accepté à paraître Février 2010. Conférences internationales - Mannah M. A., Ginot N., Batard C., Machmoum M., “Data Transfer through the Motor Feeder Cable in an Industrial Application”, Applied Power Electronics Conference APEC 09, Washington USA, Feb 2009, p. 1667-1672. - Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Power Line Communication over Feeder Cables in an Industrial Application”, International Symposium of Power Line Communication ISPLC 09, Germany, March 2009, p. 255-260. - Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Characterization of a new PLC modem for an industrial application”, European Power Electronics EPE 09 conference, Spain, September 2009, p. 1-9. Conférence nationale - Ginot N., Batard C., Mannah M. A., Machmoum M., “ Transmission de données sur un réseau MLI”, Electronique de Puissance de Futur EPF 10, Saint Nazaire, Juin 2010. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI Liste des sigles et symboles utilisés CPL CFS RCS PLCA PLC-J PLC PLT PPC CENELEC OFDM CEM CDMA R L C G Zc γ α β υp ΓR ROS Bi Tb Ts QAM PSK MCM COFDM DS-SS FFT IFFT ASK FSK DSL Courants Porteurs en Ligne Carrier Frequency Systems Ripple Carrier Signaling Power Line Communication Association Power Line Communication Japan Power Line Communication Power Line Telecommunication Power Plus Communications Comité Européen de Normalisation Electrotechnique Orthogonal Frequency Division Multiplexing Compatibilité Electromagnétique Code Division Multiple Access Résistance linéique Inductance linéique Capacité linéique Conductance linéique Impédance caractéristique Constante de propagation Coefficient d’atténuation Coefficient de propagation Vitesse de propagation Taux de réflexion Rapport d’Onde Stationnaire Bit numéro ‘i’ Période d’un bit Période d’un symbole Quadrature Amplitude Modulation Phase Shift Keying Multi Carrier Modulation Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing Direct Sequence Spread Spectrum Fast Fourier Transform Inverse Fast Fourier Transform Amplitude Shift Keying Frequency Shift Keying Digital Subscriber Line 11 M. A. Mannah 12 ADSL IHM MLI BT IGBT MOSFET Fbi (i=1, 2, 3) vmi(i=1, 2, 3) Vm fm Tm vd Vd fd Td Fi (i=1, …, 6) Ki (i=1, …, 6) tmort Ti (i=1, …, 6) Di (i=1, …, 6) iL vL VDC tm td vge a SNR BF ωc ζ Vi(i=1, 2) Ii(i=1, 2) [Ti] S sij |ai(i=1, 2)|2 |bi(i=1, 2)|2 L IL QPSK OBW Asymmetric Digital Subscriber Line Interface Homme Machine Modulation par Largeur d’Impulsion Basse Tension Insulated Gate Bipolar Transistor Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor Ordre de commande du bras d’onduleur numéro ‘i’ Signal modulant numéro ‘i’ Amplitude du signal modulant Fréquence du signal modulant Période du signal modulant Signal de découpage Amplitude du signal de découpage Fréquence du signal de découpage Période du signal de découpage Ordre de commande de l’interrupteur numéro ‘i’ Cellule de commutation numéro ‘i’ temps mort Transistor de la cellule numéro ‘i’ Diode de la cellule numéro ‘i’ Courant de phase Tension au borne d’une phase Tension du bus continu de l’onduleur Temps de montée Temps de descente Tension de grille Rapport cyclique Signal Noise Ratio Basse Fréquence Pulsation propre Amortissement Tension aux bornes du port numéro ‘i’ Courant du port numéro ‘i’ Matrice de transmission numéro ‘i’ Matrice de répartition S Paramètres de la matrice S Puissance incidente au port numéro ‘i’ Puissance réfléchie au port numéro ‘i’ Pertes dans le quadripôle Pertes d’insertion Quadrature Phase Shift Keying Occupied Band Width Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 13 Chap 1 Technologie des Courants Porteurs en Ligne 1. Aperçu historique La technologie CPL a été introduite pour la première fois en 1920, date à laquelle ont été déposés les premiers brevets sur la transmission de données sur des lignes à hautes tensions [BRO99], [HAN00] et [HAN03]. Néanmoins, plusieurs essais et expériences ont été effectués avant cette date par Joseph Routin en 1897 et Chester Thoradson en 1905 qui ont essayé d’envoyer des signaux électriques pour le contrôle et l’acquisition de données. En 1920, l’utilisation de systèmes à fréquences porteuses ‘Carrier Frequency Systems’ (CFS) sur des lignes haute tension a permis de transmettre des consignes de commande et de faire du monitoring. La fréquence des porteuses était comprise entre 15 et 500 kHz. Une puissance émise de 10 W était souvent suffisante pour couvrir des distances de plus de 500 km. Ces lignes à hautes tensions se révélaient être de bons canaux de transmission à ces fréquences [DOS97], [DOS01]. A partir de 1930, la technologie ‘Ripple Carrier Signaling’ (RCS) utilisa les réseaux basses tensions et moyennes tensions pour la commande des systèmes. Elle consiste à superposer à la tension d’exploitation un signal basse fréquence (125 Hz – 3 kHz) modulé en amplitude. Néanmoins, cette technologie présente des inconvénients : le débit binaire est faible (40 bits/s) et la puissance nécessaire au transport de l’information doit être très élevée pour éviter les grandes atténuations dues aux désadaptations d’impédances [DOS97], [ABR+92]. En outre, le coût élevé des émetteurs de RCS a impliqué une communication unidirectionnelle. On note qu’en 1938, Edward Davy a effectué la mesure électrique à distance du niveau de tension des batteries dans un site de télégraphie londonien. En 1975, l’évolution des produits a permis une communication bidirectionnelle. Parmi les leaders de ce marché, on peut citer par exemple, l’entreprise ‘General Electric’ qui développa le relevé de compteurs à distance ‘AMR’ [ABB02], [TER03]. En 1980, des recherches ont été menées afin de caractériser les propriétés du réseau électrique en tant que support pour le transfert de données. Le rapport signal sur bruit et l’atténuation du signal par le réseau électrique étaient les principales mesures réalisées. L’utilisation des réseaux de distribution électrique pour la diffusion de données (multimédia, informatique…) est apparue en 1990 avec le développement de l’Internet. 14 M. A. Mannah En 1997, les premiers tests de transmission de signaux de données bidirectionnelles sur le réseau électrique ont été réalisés. Le coût séduisant de la technologie Courants Porteurs en Ligne (CPL) et les récents progrès réalisés dans les domaines des communications numériques et du traitement de signal ont permis aux CPL de connaître un regain d’intérêt durant les dix dernières années. Plusieurs alliances entres différentes associations et groupes industriels se sont formées dans le but de promouvoir la technologie CPL. Parmi ces associations, on peut nommer l’alliance internationale HomePlug créée en 2000 qui compte plusieurs industriels tel que EDF, France Telecom, Sony et d’autres [ASC00]. On retrouve également l’alliance ‘Power Line Communication Association’ (PLCA) en Amérique du nord et ‘Power Line Communication Japan’ (PLC-J) qui ont été créées respectivement en 2001 et 2003. La technologie CPL a bien évolué durant ces quelques années. Différents essais ont été effectués afin de mettre en évidence la faisabilité de la technologie CPL dans les applications domestiques (accès internet, mise en réseau des appareils électriques…) et d’analyser les éventuels problèmes liés à la mise en œuvre de cette technologie. En 2000, EDF R&D et Ascom (France) ont effectués leurs premières expérimentations sur le réseau sinusoïdal. En 2001, l'Office Fédéral de la Communication (OFCOM) a mesuré à Fribourg les perturbations engendrées par les CPL. La société ‘PLC Utilities Alliance’ (PUA) lance en 2002 un test de grande envergure à Saragosse (Espagne) portant sur 300 immeubles et 20000 maisons impliquant l'installation et la configuration de 140 transformateurs. Les résultats très concluants ont poussé la société Mitsubishi à proposer des offres commerciales dans certaines villes d’Espagne. La société allemande (MVV) a elle aussi mis en place plusieurs réseaux d'accès CPL à titre expérimental dans les principales villes d’Allemagne, permettant ainsi à plus de 3000 abonnés de tester le haut débit sur les lignes à basse tension. En France, EDF participe à différents projets d'étude sur le déploiement du CPL et une étude est menée depuis le début de l'année 2004 en collaboration avec le fournisseur d'accès Tiscali. En 2005, la technologie CPL est commercialisée dans le monde entier. On note l’arrivée de la norme HomePlug 1.1 turbo 85Mbits et le début de réglementation au niveau européen. En 2007, on trouve des modems à hauts débits arrivant jusqu’à 200 Mbits/s tel le HomePlug AV 200 Mbits/s. La technologie CPL présente de nouvelles fonctionnalités à prix abordable. La société IEEE prévoit la mise en œuvre d’une norme commune permettant l’interopérabilité des différents systèmes CPL. Diverses recherches sont menées pour libérer complètement les marchés et pour résoudre les différents problèmes liés aux perturbations électromagnétiques et concernant la normalisation. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 15 2. Les CPL comme moyen de télécommunication 2.1. Principe de fonctionnement et caractéristiques On retient sous l'appellation CPL toute technologie qui vise à faire passer de l'information à bas ou haut débit sur les lignes électriques en utilisant des techniques de modulations avancées. Selon les pays, les institutions et les sociétés, les CPL se retrouvent sous plusieurs appellations différentes : ‘Powerline Communications’ (PLC), ‘Powerline Telecommunications’ (PLT). Le principe des CPL consiste à superposer au signal électrique sinusoïdal de fréquence 50 Hz un signal d’information de faible énergie mais à une fréquence plus élevée, comme le montre la figure 1.1. Ce signal information se propage sur l'installation électrique et peut être reçu et décodé à distance. Ainsi, il est reçu par tout récepteur CPL qui se trouve sur le même réseau électrique [ISS+05], [PAV+03]. Tension (dBV) Signal CPL Signal électrique 0 5 10 15 Temps (ms) 20 25 30 Figure 1.1 Signal électrique et signal CPL superposé La superposition est obtenue par une opération de couplage inductif ou capacitif qui permet le transfert de l’information sur les lignes d’énergie [HRA+04]. Le coupleur assure une isolation galvanique entre les lignes électriques et les appareils de communication et permet en réception de filtrer le signal électrique basse fréquence afin de récupérer l’information haute fréquence. 16 M. A. Mannah Avantages et Intérêt Cette technologie présente plusieurs avantages qui lui ont permis d’entrer en concurrence avec d’autres techniques de transmission. L’utilisation de la ligne électrique comme support de communication rend l’installation d’un mini réseau informatique ou le partage d’une connexion Internet très simple. En effet aucune modification de l’installation électrique n’est nécessaire et la mise en œuvre est immédiate. De plus, chaque prise électrique devient un point de connexion potentiel. Ainsi, l’utilisateur peut se déplacer à volonté dans son bâtiment et accéder à ces ressources sans être contraint de trouver une borne d’accès réseau. Cette technologie est économique. Elle évite la réalisation d’un nouveau câblage de réseau informatique qui peut s’avérer coûteux. Elle permet aussi d’apporter une évolutivité dans la montée en puissance des points de connexion dans la maison ou dans l’entreprise. Bande de fréquence La bande de fréquence utilisée dans les réseaux de distribution électriques basses tensions peut être classée en deux catégories en fonction du débit offert. Pour les systèmes à bas débit de l’ordre de quelques kbits/s, les CPL utilisent des techniques de modulations monoporteuses et fonctionnent dans la bande de fréquence [3 kHz - 148,5 kHz] dite bande de CENELEC [CEN02]. Pour les systèmes à hauts débits dépassant les quelques Mbits/s, les CPL utilisent des modulations multiporteuses de type ‘Orthogonal Frequency Division Multiplex’ (OFDM) dans la bande de fréquence [2 MHz - 30MHz]. Inconvénients Bien que la technique CPL semble assez séduisante, plusieurs arguments plaident contre le développement d'installations CPL. La transmission de données avec cette technologie peut gêner considérablement la réception d’autres systèmes (radiodiffusion, radioamateurs, militaires, ambassades, signaux horaires, télémesures…). Inversement, toute source haute fréquence située dans la gamme des ondes courtes est susceptible aussi de brouiller le trafic CPL. En général, le système de transport des signaux CPL n'est pas blindé et rayonne à l'extérieur d'un appartement. La confidentialité du trafic n'est alors pas garantie si les informations envoyées ne sont pas cryptées. Enfin, Il n’existe pas de normes définitives concernant les CPL. Il n’est ainsi pas rare de trouver des modems dont les rayonnements vont bien au-delà des normes de la compatibilité électromagnétique (CEM) imposées aux autres matériels [ISS02], [DOS04] et [MAR05]. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 2.2. 17 Applications et débits nécessaires Les systèmes CPL peuvent être répartis en trois grandes catégories en fonction de l’application, du débit et de la bande passante occupée [HRA+04]. La première catégorie correspond aux applications à bas débits inférieures à 20 Kbits/s. Ce sont essentiellement des applications domotiques ou d’autres applications spécifiques comme la relève automatique de compteur électrique. Les applications à débits moyens allant jusqu’à quelques centaines de Kbits/s sont utilisées pour la collecte d’informations, la gestion de l’énergie, la commande d’éclairage public et certaines applications de contrôles automobiles et industrielles. Pour les applications à bas et moyens débits, les techniques de modulation à bande étroite sont utilisées. Les informations sont transmises sur une seule porteuse par modulation d’amplitude et/ou de fréquence. La troisième catégorie est celle des applications à hauts débits pouvant être supérieurs à quelques dizaines de Mbits/s. Ces débits concernent les applications de type multimédia (transmission d’images, voix et données) et pour l’accès Internet haut débit. Ces applications requièrent de larges bandes de fréquences. Les techniques de modulation mises en œuvre pour occuper toute la bande disponible sont essentiellement des techniques à étalement de spectre et des techniques multi porteuses. 2.3. Cadre normatif et standards Les réseaux CPL sont à la fois des réseaux électriques et des réseaux de télécommunication. Le cadre juridique est alors mal défini. De ce fait, il n'existe pas encore de réglementation précise pour les équipements et les réseaux CPL, notamment ceux à haut débit. Notons qu’il existe deux types de courant porteur, le CPL en intérieur (indoor) et le CPL en extérieur (outdoor). Le CPL indoor est celui que l'on utilise dans une maison pour relier des ordinateurs entre eux. Le signal reste confiné à l'intérieur du domicile et ne dépasse pas le compteur électrique. Il est utilisé pour relier des appareils entre eux afin qu'ils puissent communiquer. Le CPL outdoor est utilisé à l'échelle d'un quartier. Il permet notamment de fournir un accès Internet haut débit dans des zones qui ne sont pas couvertes ni par l'ADSL ni par le câble. Devant l’absence de normes, de standards et de réglementations pour les équipements et les réseaux CPL, les associations d’industriels ont proposé leurs propres standards. Actuellement, on dénombre principalement deux standards : - le standard HomePlug (réseau indoor uniquement) - le standard Opera (réseaux indoor et outdoor) M. A. Mannah 18 L’alliance HomePlug [HPA04], [HPA05], [HPA07] a rassemblé en Mars 2000 treize industries mondiales pour garantir la compatibilité des différents appareils CPL. Le but de l’alliance était de pouvoir utiliser les prises et les lignes électriques pour connecter les appareils entres eux et au réseau internet. L’alliance HomePlug a imposé des normes notamment pour la communication CPL en mode Indoor et la majorité des équipements CPL sur le marché suivent ces certifications. A l’aide de la technique de modulation OFDM, ce standard permet à ce jour la transmission de données à haut débit allant jusqu’à 200 Mbits/s en utilisant une plage de fréquences de 2 à 30 Mhz. Le monopole du standard HomePlug pourrait être brisé par l’arrivée de la norme ‘Open PLC European Research Alliance’ (OPERA). Même si cette dernière a pour vocation de devenir le premier véritable standard en matière de CPL Outdoor, sa particularité de pouvoir être étendue à l’architecture CPL Indoor, en fait un bon concurrent pour son homologue Américain. Cependant, la norme HomePlug est particulièrement bien implantée, ce qui pourrait modérer l’essor d’OPERA dans le monde Indoor. 3. Canal d’énergie et de communication Le canal de transmission, au sens général du terme, assure le lien entre l’émetteur et le récepteur permettant le transfert de l’information. 3.1. Canal de communication à topologie variable Dans le cas de la communication CPL, le réseau électrique est utilisé comme un support de transmission de données. On peut imaginer le caractère variable de la topologie du câblage dans un bâtiment et sa répercussion directe sur la transmission de l’information [LIN+09]. La figure 1.2 présente le principe d’un système de communication CPL. Le canal de transmission est constitué d’un réseau électrique domestique et de charges dont le comportement est variable. Le modèle d’un tel canal n’est pas déterministe [KRI+00]. Sa réponse en amplitude et en phase varie avec la fréquence et les appareils électriques que ces derniers soient connectés ou non, en marche ou à l’arrêt. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI CPL 1 Réseau électrique 230V/50Hz PC 1 19 Transmission des Données CPL 2 PC 2 Couplage des appareils domestiques Enclenchement / Déclenchement Figure 1.2 Réseau CPL Lors de la propagation des signaux CPL sur le réseau électrique, différents phénomènes viennent modifier leur contenu spectral, entraînant la déformation de ces signaux. Les causes de ces modifications sont multiples et résultent des pertes dans les fils, du couplage entre les différents câbles, de l’enclenchement ou le déclenchement des appareils électriques ainsi que du caractère multi trajets du canal dû aux réflexions successives provoquées par les désadaptations des lignes. 3.2. Canal d’énergie et bruit associé Les systèmes électroniques sont contraints à coexister sur un réseau où sont en permanence, connectées et déconnectées des charges. Lorsqu’une charge inductive est activée ou désactivée, une impulsion se propage sur le circuit d’alimentation ainsi que vers toutes les entrées des organes qui y sont branchés [HOO+98], [ZIM+021]. Le câblage, se comportant comme une antenne, est susceptible de recevoir et de transmettre les bruits présents à l’intérieur d’un bâtiment. On classifie souvent ces bruits rencontrés en cinq grandes catégories suivant leurs origines, leur durée, leur occupation spectrale et leur intensité [ZIM+022], [BAN+01]. Ces catégories sont le bruit blanc, le bruit de fond, les bruits à bande étroite, les bruits périodiques et les bruits impulsifs. Le bruit blanc Le bruit blanc est un bruit aléatoire qui présente une densité spectrale de puissance uniforme pour toutes les fréquences. En général, il est caractérisé par une autocorrélation nulle. Plusieurs types de bruit blanc existent parmi lesquels le bruit blanc gaussien qui suit une loi normale de moyenne et variance données. 20 M. A. Mannah Le bruit de fond Le bruit de fond présent sur les lignes électriques, possède une densité spectrale de puissance relativement basse. Ce type de bruit résulte de la superposition d’une grande variété de sources de bruit de faible intensité présentes dans l’environnement des lignes. Son niveau de puissance varie à l’échelle des minutes voir des heures. Par opposition au bruit blanc, le bruit de fond rencontré ici affiche une nette dépendance en fréquence principalement dans la partie très basse du spectre. Notons que ce type de bruit existe même en l’absence de tout signal porteur d’informations. Dans le cas des CPL outdoor, il est généré, par exemple, par les transformateurs de distribution ou l’éclairage public. De plus, les perturbations atmosphériques et les influences électromagnétiques peuvent être à l’origine de ce bruit. Le bruit à bande étroite Les bruits à bande étroite dans les lignes électriques résultent des émissions de radiodiffusion. Il s’agit donc de brouilleurs persistants qui apparaissent souvent sous la forme d’un signal sinusoïdal modulé et qui occupent les sous bandes correspondant aux diffusions grandes et moyennes ondes. Des travaux sont menés afin d’évaluer les effets de ces perturbations sur les systèmes de communications haut débit [WIL+03], [WIL+05]. Ce bruit essentiellement provoqué par les signaux radioamateurs est caractérisé par des pics à des fréquences généralement constantes. Le bruit périodique Les bruits périodiques synchrones à la fréquence principale de l’onde émise consistent en une suite de bruits impulsionnels arrivant toutes les 1/ (k*fréseau) secondes, avec généralement k = 1 ou k = 2. Ce bruit est d’importance secondaire car puisqu’il est peu puissant. Le bruit impulsif On distingue trois types de bruit impulsif : le bruit impulsif périodique asynchrone, le bruit périodique synchrone et le bruit impulsif asynchrone à la fréquence principale du signal à transmettre. Ces trois bruits diffèrent par leur amplitude, largeur et intervalle de temps. Les différents types de ce bruit impulsionnel le rendent de nature plus complexe que le bruit blanc. Il est l’obstacle le plus sévère à la communication CPL [CRU+05]. Il est principalement du à des influences extérieures (perturbations atmosphériques, effets de circuits à courants forts), à des enclenchements et déclenchements d’appareils et à des effets de commutations. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 21 Enfin, pour minimiser l'effet du bruit engendrant des évanouissements importants du signal utile dans certaines bandes de fréquences, diverses solutions proposées pour le canal radio mobile peuvent être transposées à la propagation filaire. Les deux techniques de modulations les plus populaires sont l'étalement de spectre avec multiplexage par code ‘Code Division Multiple Access’ (CDMA) et la transmission multi porteuses OFDM. Pour les applications CPL, l'approche CDMA a été étudiée dans [CRU+05]. Pourtant, l'OFDM a été retenue par l'ensemble des constructeurs pour les applications Indoor et a fait l’objet du standard HomePlug [YON06]. 3.3. Les paramètres essentiels d’une ligne de transmission L’utilisation des courants porteurs sur les câbles électriques, initialement conçus pour le transport de l’énergie, rend le canal d’énergie rayonnant [PHI98]. Afin d’optimiser la communication sur un tel support, une modélisation fréquentielle de la ligne de transmission peut être effectuée. Cette modélisation dépend de plusieurs facteurs tels que le type de câble, les sources de bruit perturbatrices et les fréquences de transmission [ZIM+00]. Quelque soit le type du réseau impliqué, la transmission à l’aide de la technologie CPL se fait soit entre deux phases conductrices soit entre une phase et un neutre. Ainsi le canal CPL peut être modélisé comme une ligne bifilaire. Les paramètres primaires Le modèle d’une ligne de transmission a déjà été largement traité dans la littérature [PAP+05], [WEE+06] et [MEN+04]. Dans ce paragraphe, nous rappellerons les principales propriétés. Un tronçon de ligne de longueur ∆x peut être modélisé par le circuit électrique de la figure 1.3. Ce modèle permet de caractériser la propagation du signal à travers la ligne. ∆x i(x+∆x, t) i(x, t) R ∆x U(x, t) L∆x C ∆x G∆x U(x+∆x, t) Figure 1.3 Tronçon d'une ligne électrique M. A. Mannah 22 Les éléments R, C, L et G sont appelés paramètres primaires de la ligne. Ils s’expriment par unité de longueur. Ces éléments sont déterminés par les caractéristiques intrinsèques du câble et dépendent du matériel et de la géométrie [KON+07], [KON09]. - R∆x est la résistance linéique des deux conducteurs de la ligne. Elle s’exprime en Ω/m. - L∆x est l’inductance linéique des deux conducteurs de la ligne. Elle s’exprime en H/m. - C∆x est la capacité linéique formée par le diélectrique et les deux conducteurs. Elle s’exprime en F/m. - G∆x est la conductance transversale linéique due aux pertes diélectriques. Elle s’exprime en S/m. Les paramètres secondaires Une ligne de transmission est caractérisée par deux paramètres secondaires essentiels : l’impédance caractéristique de la ligne Zc et la constante de propagation γ. Ces deux paramètres peuvent être déterminés soit par résolution d’équations différentielles reliant les ondes incidentes avec les ondes réfléchies [HEN+99], soit par des mesures expérimentales de l’impédance d’entrée [KON09], [AHO03]. L’impédance caractéristique complexe Zc est définie par l’équation 1.1 : R + j Lω G+ jCω Zc = (1.1) La constante de propagation γ caractérise la vitesse de propagation et l’atténuation de l’onde électromagnétique. Elle correspond à : γ= (R + j Lω )(G + j C ω ) = α + j β (1.2) On rappelle que α est le coefficient d’atténuation et β le coefficient de propagation. Pour une ligne de transmission sans pertes, l’impédance caractéristique devient : Zc = L C (1.3) Dans ce cas, le coefficient d’atténuation α s’annule et la constante de propagation devient : γ = j β = j ω LC (1.4) Ceci nous permet de définir la vitesse de propagation de l’onde électromagnétique υp qui est égale à : υp = ω 1 = . β LC (1.5) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 23 Comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée Si un câble d’impédance caractéristique Zc est chargé par une impédance ZL tel que Zc ≠ ZL, on dit alors que le câble est désadapté. Une partie de la puissance transmise sera réfléchie et la transmission sera atténuée. On obtient alors des minima et maxima de transmission. Si la réflexion est assez importante, le signal sera totalement perdu à certaines fréquences critiques dites « zéros de transmissions ». La figure 1.4 montre le schéma équivalent ainsi qu’une simulation du gain d’une ligne de transmission non adaptée mettant en évidence les zéros de transmissions. Ze R1∆x L1∆x ue Rn∆x Ln∆x C1∆x G1∆x Cn∆x Gn∆x Entrée Ligne ZL us Sortie a) modèle d’une ligne électrique Bande de cohérence Zéros de transmissions 0 Gain (dB) -50 -100 -150 0 20 40 60 80 100 Fréquence (MHz) b) Comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée Figure 1.4 Modèle d’une ligne électrique et comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée Ces zéros de transmissions sont défavorables pour la communication et dépendent généralement de la longueur d’onde du signal et de la longueur du câble. La longueur d’onde est donnée par l’équation 1.6. Elle est fonction de la fréquence du signal ‘f’ et de la vitesse de propagation de l’onde électromagnétique ‘υp’. λ= υp f (1.6) M. A. Mannah 24 En réalité, la ligne de transmission peut être considérée comme longue ou courte en fonction de la fréquence du signal. Le phénomène de réflexion, du à la désadaptation, atténue partiellement ou totalement le signal transmis. Les ondes incidentes et réfléchies dans le canal créent des ondes stationnaires de courant et de tension. Ces ondes cumulent une certaine puissance qui sera dissipée dans le canal sous forme de pertes et rendent l’impédance d’entrée du canal instable et dépendante de la fréquence [LIU+00], [SAR+01] et [WEE06]. La bande de cohérence du canal est définie comme la largeur de bande minimale pour laquelle deux atténuations du canal sont indépendantes. Le taux de réflexion complexe ΓR pour une ligne de transmission d’impédance caractéristique Zc fermée par une impédance de charge ZL est donné par l’équation 1.7 : ΓR = ZL − ZC = ΓR . e j θ ZL + ZC (1.7) Ce facteur exprime l’homogénéité entre l’impédance du câble et celle de la charge. ΓR = 0 implique que l’impédance du câble et celle de la charge sont identiques. Le Rapport d’Onde Stationnaire (ROS) permet de mettre en évidence la désadaptation d’impédance. Il décrit la relation entre les amplitudes maximale et minimale du signal dans une ligne de transmission. - ROS = 1 implique une adaptation complète entre l’impédance du câble et celle de la charge. - Plus le ROS augmente, plus la désadaptation augmente. Le rapport d’onde stationnaire est donné par la relation 1.8 : ROS = U max U min = I max I min (1.8) Pour une fréquence de transmission donnée, on peut calculer la longueur d’onde d’après la relation 1.6. La relation entre la longueur de la ligne de transmission et la longueur d’onde est importante. Il a été démontré que pour une longueur du câble multiple du quart de la longueur d’onde, on a des maximums et des minimums de transmission, c'est-à-dire des fréquences favorables qui permettent le transport de l’information sans atténuation et des fréquences interdites qui atténuent fortement le signal information [KON09], [LIU+00], [WEE06]. Ainsi, le câble électrique n’est pas idéal pour la transmission des données en haute fréquence. Le signal information sera atténué à cause des différentes pertes dues à la nature du câble (pertes résistives, pertes diélectriques et pertes en radiations) et aux problèmes de réflexion. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 25 4. Transmission et couplage des données par courants porteurs L’idée principale de la technologie CPL consiste à transmettre les informations à travers le réseau électrique. Celui-ci n’étant pas initialement conçu pour la transmission de données hautes fréquences, il est nécessaire de moduler le signal pour qu’il soit adapté au canal. Le choix de la bande de fréquence de transmission, ainsi que la façon dont les informations sont transmises à travers le canal, définissent les principales caractéristiques d’une modulation. Celle-ci est définie comme étant un processus par lequel le signal est transposé de sa forme originale en une forme adaptée au canal de transmission. Par exemple, on pourra faire varier les paramètres d'amplitude et de phase d'une onde sinusoïdale appelée porteuse qui servira à transporter ces informations à une fréquence plus élevée. Le couplage du signal au canal et la récupération de celui-ci se font à l’aide d’une capacité ou d’un transformateur. On utilisera la notation « coupleur capacitif » et « coupleur magnétique ». 4.1. Généralités sur les modulations QAM et multi porteuses Modulations QAM et représentation graphique : constellation Le débit est un des facteurs les plus importants lors d’une étude de transmission de données. Dans le cas d’une modulation numérique, il est défini en fonction du nombre de bits ou de symboles transmis par seconde. Rappelons qu’un symbole est formé par plusieurs bits rassemblés comme indiqué à la figure 1.5. Le nombre de bits dépend du type de modulation utilisé. Tb Horloge Train binaire B1 B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 2*Tb B1 Différents symboles formés chacun de 2 bits B3 B5 B7 B2 Symbole 1 B4 Symbole 2 B6 Symbole 3 B8 Figure 1.5 Association Symboles et Bits Symbole 4 M. A. Mannah 26 Le diagramme de constellation permet de représenter les différents symboles dans un diagramme bidimensionnel dont les axes délimitent le plan complexe aux instants d'échantillonnage des symboles. L’axe des abscisses ‘I’ correspond à la composante réelle et celui des ordonnées ‘Q’ correspond à la composante imaginaire du symbole transmis. La façon de disposer ces symboles dépend du type de modulation de base que ce soit une Modulation d'Amplitude en Quadrature (QAM) ou une modulation par sauts de phase (PSK). Le principe des différentes modulations monoporteuses est largement détaillé dans la littérature [HAY94], [KAD05] et [PRO+04]. La figure 1.6 montre un exemple de constellation pour deux types de modulations différentes. On note que le nombre de points sur le diagramme augmente lorsque le nombre de symboles augmente. Pour la modulation 8-PSK, on remarque que les points sont à égales distances du centre et que leur phase varie. Pour la modulation 16-QAM, l’amplitude et la phase des différents points varient conformément au principe de cette modulation. Q Q α I α I Constellation 16-QAM Constellation 8-PSK Figure 1.6 Diagrammes de constellation 8-PSK et 16-QAM Le nombre de point sur la constellation représente le nombre de symboles différents pouvant être transmis. Toutefois, on remarque que pour une puissance donnée fixe, les symboles émis seront de plus en plus proches sur la constellation lorsque leur nombre augmente. La figure 1.7 montre qu’à cause du bruit, il sera plus difficile au niveau du récepteur de différencier entre eux deux symboles. Ainsi, si le nombre de symboles augmente sur une constellation, les performances du système en seront alors affectées à cause du bruit du canal de transmission [BAU01]. Par conséquent, un compromis est nécessaire entre le débit symboles et le taux d’erreur. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 27 CANAL DE TRANSMISSION Données modulées envoyées Données modulées reçues Q Q I Constellation 16-QAM au transmetteur I Constellation 16-QAM au récepteur Figure 1.7 Influence du bruit du canal de transmission sur la constellation Le canal de transmission dans notre cas n’est autre que le réseau électrique. La réponse fréquentielle de ce canal n’est pas plate. Ainsi, à certaines fréquences le signal émis sera fortement atténué. Les zéros de transmission liés à la désadaptation condamneront même certaines fréquences. Un tel canal est dit sélectif. En d’autres termes, ce phénomène apparaît si le signal possède une bande de fréquence plus large que la bande de cohérence du canal de propagation. De même, les problèmes de réflexions et de multi chemins entraînent des problèmes d’interférences entre symboles [BIG03], [BIN90] ce qui peut encore dégrader la qualité de la transmission. Afin de pallier à ces problèmes des techniques de modulations multiporteuses ‘Multi Carrier Modulation’ (MCM) ont vues le jour. Principe des modulations multi porteuses Le principe des modulations multiporteuses consiste à placer l’information dans une fenêtre « temps-fréquence » telle que sa durée soit bien plus grande que le temps de propagation ‘Delay Spread’ du canal [STE07], [AKM00]. En effet, en modulant sur ‘n’ porteuses, il est possible d'utiliser des symboles ‘n’ fois plus longs tout en conservant le même débit qu'avec une modulation monoporteuse. En choisissant une valeur assez grande pour ‘n’, la durée des symboles devient grande devant l'étalement des retards, et les perturbations liées aux échos deviennent négligeables. La figure 1.8 montre la répartition des données sur quatre sous porteuses et sa répercussion sur le débit. M. A. Mannah 28 Tb Train binaire débit D B1 B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 B9 B10 B11 B12 Porteuse 1 B1 B5 B9 Porteuse 2 B2 B6 B10 B3 B7 Porteuse 3 Porteuse 4 Répartition sur 4 porteuses B4 B11 B12 B8 4*Tb Débit D/4 Figure 1.8 Répartition des données sur les sous porteuses La fonction de transfert du canal montre que celui-ci comporte des atténuations qui dépendent de la fréquence. La modulation multiporteuses consiste à transmettre l’information sur n porteuses sinusoïdales de fréquence fi (i = 1,…, n). Durant son trajet, l’information modulée sera déformée et atténuée d’un certain gain G qui est fonction de la fréquence fi de la porteuse. Si une information portée à une certaine fréquence est totalement atténuée due à la sélectivité du canal, ce ne sera pas forcément le cas pour les informations portées aux autres fréquences. L’information envoyée sur les différentes fréquences ne sera pas totalement perdue ce qui nous permettra de la récupérer lors de la démodulation. Chaque sous canal peut être alors considéré comme une transmission mono trajet dotée de son propre rapport signal sur bruit (fonction de l’atténuation) et de largeur ∆f. Cette stratégie rend les modulations multi porteuses moins sensibles au bruit impulsif que les transmissions mono porteuses puisque chaque sous canal est traité indépendamment [BIG03], [AKM00]. Le débit de chaque sous porteuse est égal au débit initial divisé par le nombre total des sous porteuses. Classification des modulations multi porteuses Plusieurs modulations multiporteuses existent. On peut citer les modulations ‘Orthogonal Frequency Division Multiplexing’ (OFDM) et ‘Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing’ (COFDM) qui sont basées sur le principe de multiplexage des fréquences [FLO+95], [INT00] et [KAI02]. Il existe aussi les modulations ‘Code Division Multiple Access’ (CDMA) et ‘Direct Sequence Spread Spectrum’ (DS-SS) qui sont basées sur le principe de l’étalement de spectre [PIC+82], [KOND+93]. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 29 L'utilisation conjointe de l'OFDM et de l'étalement de spectre peut donner lieu à un grand nombre de variantes, regroupées sous l'appellation générique ‘Multi Carrier Spread Spectrum’ (MC-SS) [NOB03], [KAI98]. Certaines modulations introduisent les techniques de codage (Reed Salomon (3,7), BCH (21,31), …) [DEG02] afin d’augmenter la robustesse et la fiabilité de la transmission comme la modulation COFDM. Les modulations à porteuses orthogonales se distinguent des autres du faite qu’elles permettent de résoudre les problèmes liés à l’évanouissement sans toute fois entraîner une augmentation spectrale [CRU05]. Par la suite, on limitera notre étude à la modulation OFDM qui est largement utilisée dans les applications CPL et adoptée par les standards HomePlug. 4.2. Modulation multi-porteuse OFDM L’intérêt de la modulation OFDM réside dans l’amélioration apportée au niveau de l’occupation spectrale en orthogonalisant les porteuses. De plus, l’implémentation de la modulation et de la démodulation est très répandue avec des circuits spécialisés de Transformée de Fourier Rapide (Fast Fourier Transform). Le multiplexage en fréquence est bénéfique pour les transmissions dans des canaux sélectifs en fréquence qui comportent des trajets multiples [AKM00], [CRU05]. Le principe de cette modulation est basé sur deux points principaux [MA+05]: La condition d’orthogonalité et la transformée de Fourier. Condition d’orthogonalité La notion d’orthogonalité signifie que les sous-porteuses OFDM sont alignées de telle sorte que les valeurs nulles du spectre d’une sous porteuse coïncident avec les maximums des sous porteuses adjacentes, ce qui entraîne un chevauchement spectral partiel. Le chevauchement partiel des signaux des sous-porteuses permet de réduire la bande occupée sur le canal. Grâce à cette orthogonalité, il n’y aura pas d’interférence entre les sous porteuses. C1 f0 f1 CN-1 Axe des amplitudes C0 fN-1 Axe des fréquences Figure 1.9 Modulation OFDM : orthogonalité des sous porteuses M. A. Mannah 30 Principe de la FFT et son utilisation Le principe de la modulation OFDM consiste à envoyer l’information sur n sous porteuses en parallèles, puis à leur appliquer une transformée de Fourier. La transformée de Fourier rapide ‘FFT’ est un algorithme de calcul rapide de la transformée de Fourier discrète d’un signal numérique. La IFFT est la transformée de Fourier inverse. Pour appliquer la transformée de Fourier à un signal ou un bloc de données, il suffit de le diviser en n petits blocs, n étant une puissance de deux. L’expression de la transformée de Fourier rapide discrète est donnée par l’équation 1.9. On note que Xn représente la transformée de Fourier du signal numérique xn et ‘Ne’ le nombre d’échantillons. X n (k ) = N e −1 ∑ x n .e − 2 jπ nk Ne 0 < k < Ne ou (1.9) n =0 Chaque porteuse module une donnée pendant une fenêtre de durée Ts, celle-ci étant la période d’un symbole. Dans le cas de la modulation OFDM, on souhaite moduler ‘N’ porteuses déphasées de 1/Ts chacune (condition d’orthogonalité) sur une bande passante de N/2Ts. Les informations sont d’abord modulées à l’aide d’une modulation de base (ASK, PSK, FSK, QAM) et sont ensuite codées et placées sur N branches parallèles. La transformée de Fourier rapide inverse permet de transformer les blocs d’entrées complexes cn en un signal temporel. Cela revient à appliquer la relation 1.10. 1 x (t ) = N N −1 ∑ c .e 2 jπ ( f 0 + n n− N )t 2.Ts (1.10) n =0 La démodulation consiste à effectuer une transformée de Fourier directe discrète. A la réception, on obtient le signal y(t) qui est l’équivalent du signal modulé x(t) multiplié par la fonction de transfert du canal. Le signal z(t) donné par l’équation 1.11 n’est autre que le signal y(t) translaté en bande de base. z (t ) = y (t ).e −2 jπ f 0t 1 = N N −1 ∑c H e n 2 jπ ( n n− N )t Ts (1.11) n =0 L’équation 1.12 est l’expression du signal z(t) échantillonné. Cette discrétisation permet l’utilisation des transformées de Fourier rapides directes ‘FFT’ et inverses ‘IFFT’. L’application de la FFT à ce signal permet d’obtenir les symboles complexes multipliés par la valeur de la fonction de transfert du canal cnHn. Il suffit alors de diviser par Hn et de faire une démodulation en bande de base pour récupérer les données numériques. (−1) k z (tk ) = z (kTs / N ) = zk = N N −1 ∑c H e n n =0 n 2 jπ kn N (1.12) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 31 La figure 1.10 montre le synoptique du modulateur et du démodulateur OFDM. Canal de transmission H H Décomposition en n branches Modulation en bande de base cn zk cn Train binaire IFFT x(t) z(t) Ts FFT Modulateur OFDM Démodulation en bande de base Train binaire Sérialisation des données Démodulateur OFDM Figure 1.10 Principe de la modulation OFDM Avantages et Intérêt La technique de modulation OFDM présente plusieurs avantages. Elle admet une bonne efficacité spectrale et est moins sensible aux perturbations que les modulations monoporteuses sur les canaux sélectifs en fréquence [MA+05], [ANA+09]. De plus, grâce aux intervalles de gardes, elle permet d’éliminer les interférences entre symboles et entre sous porteuses. Cette modulation permet de véhiculer les informations sur différentes porteuses en parallèles, ce qui revient à augmenter le débit et la rendre plus robuste contre les problèmes d’interférences. On pourra alors assurer une transmission plus fiable sans l’utilisation d’égaliseurs complexes, ni de systèmes de décodage compliqués [KAI98], [DEG02]. Enfin, les avantages de cette modulation ont poussé à l’exploiter dans différents domaines. Le satellite et l’ADSL fonctionnent sur le principe de l'OFDM pour la diffusion (Broadcast) de sons, de données ou de vidéos [KAI98]. De même, l'OFDM se destine aux systèmes de communications sans fil et permet d’assurer des débits théoriques arrivant à 54 Mbits/s. Siemens et Motorola ont également fait la démonstration de réseaux de téléphonie mobile de quatrième génération compatibles OFDM fonctionnant à plus de 300 Mbits/s. L’OFDM a d’ailleurs été choisi par le comité HomePlug 8, ce qui signifie que tous les équipements portant cette certification fonctionnent avec cette modulation. Le tableau récapitulatif suivant présente une comparaison entre la modulation OFDM et les modulations monoporteuses. Efficacité Spectrale Débit Sensibilité aux perturbations et aux problèmes d’interférences Complexité Modulation OFDM + + + Modulations monoporteuses - - + Tab. 1.1 Modulation OFDM et modulations monoporteuses M. A. Mannah 32 4.3. Couplage du signal CPL au réseau électrique Le coupleur a une double fonction. Il doit permettre de superposer le signal à transmettre sur le réseau électrique et il doit assurer l’isolation entre les équipements CPL et le réseau électrique [WILF07]. On dénombre deux principaux types de couplage : le couplage capacitif et le couplage magnétique [AHO03]. Ces deux couplages sont présentés à la figure 1.11. Réseau triphasé Charge Couplage Capacitif Isolation Charge Couplage Magnétique Branchement de l’équipement CPL L1 L2 Figure 1.11 Différents types de couplage : capacitif et magnétique Couplage capacitif Le couplage capacitif, dit aussi couplage électrostatique, se fait par la mise en série de deux condensateurs avec le signal CPL à coupler. L’équipement est branché en parallèle sur le réseau à l’aide des condensateurs et connecté sur les départs électriques [BIL+04]. Cette méthode présente l’avantage d’assurer à la fois le filtrage passe haut ainsi que l’isolation galvanique. En revanche, les condensateurs mis en œuvre devront supporter toutes les contraintes électriques du réseau de distribution. Couplage magnétique Le couplage magnétique dit aussi couplage inductif se fait par raccordement de l’équipement entre deux phases par le biais d’un transformateur. Le signal se propage par effet magnétique et l’isolation galvanique est assurée. Les transformateurs utilisés sont à large bande afin de transmettre les signaux numériques avec un minimum de distorsion. Ce type de couplage est fréquemment utilisé dans les systèmes de communications notamment dans les réseaux numériques modernes comme les xDSL. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 33 5. Perspectives d’application des CPL Dans ce paragraphe, nous allons citer quelques applications possibles ou l’on peut trouver la technologie CPL. Celle-ci initialement conçue pour les applications domestiques trouve sa place aussi dans les systèmes embarqués comme dans les applications aéronautiques et automobiles. De plus, les CPL se sont imposées récemment comme de vrais concurrents pour les applications de monitoring et de diagnostic notamment dans les domaines de construction et de transport. Cependant, cette technologie reste jeune dans le monde industriel et rarement exploitée dans les diverses applications de commande et de contrôle. 5.1. Les applications embarquées Le développement des services et des fonctionnalités supplémentaires pour la sécurité et le confort dans les systèmes embarqués (avion, bateau, véhicule) nécessite des transmissions de données hauts débits. L’installation de câbles supplémentaires pour transmettre toutes ces informations dans des réseaux qui en disposent déjà en quantité très élevée n’est pas appréciable et entraîne des problèmes d’encombrement, de coût et de rayonnements. L’alternative CPL a donc tout son intérêt. Les différents services introduits dans les nouveaux systèmes embarqués sont en pleine expansion et peuvent être répartis dans différentes catégories en fonction du débit. Le tableau 1.2 illustre les différentes applications CPL qu’on peut trouver dans un véhicule en fonction du débit de chacune d’elles. [DEG02], [CAR06]. Débit Applications Fonction de contrôle < 10 Kbits/s (Contrôle d’allumage, des feux, du coffre) Transfert général d’information 10 - 125 Kbits/s (Tableau de bord) 125 Kbits/s - 1 Mbits/s > 1 Mbits/s Contrôle en temps réel (Contrôle de moteur, Airbag) Applications Multimédia (Internet, TV, vidéo) Tab. 1.2 CPL dans les applications embarquées M. A. Mannah 34 5.2. Les applications industrielles Les applications industrielles sont diverses et se répartissent entre le diagnostic d’actionneurs électriques, le monitoring d’un processus de contrôle, la commande d’une association « convertisseur actionneur » et l’envoi d’informations relatives à l’Interface Homme Machine (IHM). L’environnement industriel et les associations convertisseurs moteurs sont soumis à des conditions très sévères (vibrations, humidités, bruits), à des couples transitoires importants et à des commutations hautes fréquences. Pour cela, la surveillance permanente des machines électriques est préférable à des surveillances périodiques [LIND03]. Elle permet de détecter immédiatement certains dommages dès leur apparition ou même de les anticiper, rendant ainsi moins ardues les interventions. Afin de réaliser ceci, il est actuellement nécessaire de mettre en place des câbles supplémentaires pour le diagnostic. La technologie CPL se présente une nouvelle fois comme une technologie intéressante permettant de transmettre toutes les informations nécessaires à travers le réseau électrique triphasé. Ainsi, avec cette technologie, on pourra réaliser le diagnostic de la machine et transmettre les informations relatives aux vibrations et aux bruits, à la température des bobinages, aux inspections visuelles, etc.… [CHE94]. Nous pouvons également utiliser le câble d'alimentation pour la transmission de données issues d’un codeur en temps réel et pour le contrôle d'un servosystem [COA99]. En résumé, dans l’industrie, le câble d'alimentation dans une association convertisseur machine peut être utilisé pour les communications à large bande [AHO+05], [AHO+06] et pour les systèmes à temps réel pour le contrôle de machines [KOS+061], [KOS+062]. Toutefois, il faut noter clairement que toutes ces applications n’existent pas actuellement et restent en cours de développement. La technologie CPL est donc une alternative prometteuse à l’usage des câbles additionnels pour la communication. Cependant, le canal de communication est très différent du canal de communication des applications domestiques. L’étude de la faisabilité de la communication par courants porteurs dans une association convertisseur machine sera l’objet de note étude. Dans un premier temps, nous mettons en évidence les limites de fonctionnement de cette technologie adaptées aux réseaux sinusoïdaux. Par la suite, nous proposerons des solutions pour pallier aux difficultés rencontrées afin de pouvoir communiquer sur ce réseau. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 35 6. Conclusion Dans ce premier chapitre, nous avons proposé un état de l’art de la technologie des Courants Porteurs en Ligne. Nous avons expliqué le principe de fonctionnement des CPL et souligné les différentes caractéristiques. Par la suite, l’accent a été mis sur la nature du canal de transmission et les différents bruits rencontrés. Les modulations QAM et multiporteuses, en particulier la modulation OFDM largement utilisée dans les modems CPL ont été présentées. Enfin, des domaines où les applications CPL peuvent être exploitées ont été évoqués. Dans le prochain chapitre, nous exploiterons cette technologie, initialement conçue pour les applications domestiques, au sein d’une association convertisseur machine. Les limites à l’utilisation des CPL, actuellement dédiés aux réseaux sinusoïdaux, au sein des réseaux MLI (Modulation par Largeur d’Impulsion) seront traitées. 36 M. A. Mannah Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 37 Chap 2 Exploitation et analyse d’un modem CPL domestique sur un réseau MLI Ce chapitre est consacré à l’exploitation de la technologie CPL, initialement dédié aux réseaux sinusoïdaux, dans des applications utilisant des réseaux à Modulation de Largeur d’Impulsions (MLI). Ce chapitre débute par une description de l’association convertisseur machine et par une modélisation de l’onduleur. Les limites de fonctionnement des modems CPL seront ensuite soulignées et les hypothèses de non fonctionnement seront également traitées. 1. Introduction Les applications industrielles mettant en œuvre des ensembles convertisseurs machines sont nombreuses. Différents exemples ont été cités au premier chapitre. Ces ensembles convertisseurs machines fonctionnent la plupart de temps en boucle fermée. Prenons le cas de l’ensemble « onduleur - machine asynchrone » de la figure 2.1. Pour réguler la vitesse de la machine, une information de vitesse ou de position est nécessaire à la boucle de régulation. Afin de prévenir des dysfonctionnements, du monitoring et de la supervision peuvent aussi être effectués [LIND03]. Des informations de type mesure de température et mesure de courants/tensions doivent être remontées à l’unité centrale ainsi que les échanges Interface Homme Machine (IHM). Actuellement, la plupart des informations nécessaires au bon fonctionnement sont transmises par des câbles supplémentaires. T1 T3 T5 Codeur Energie AC DC VDC 1 3 T2 Réseau triphasé MAS 2 F1 T4 F2 F3 T6 F4 F5 Capteurs Charge F6 Commande des transistors Câbles Information Figure 2.1 Association convertisseur machine typique 38 M. A. Mannah Les câbles servant au retour de l’information présentent plusieurs inconvénients. Nous avons besoin d’autant de câbles que de capteurs installés. De plus, dans l'industrie, la longueur des câbles de puissance peut atteindre plusieurs dizaines voir centaines de mètres de longueur. Le coût de ce câblage peut varier entre 50 € et 5000 € par mètre installé [BROO01]. Ainsi, le prix peut être un obstacle majeur à l'adoption de cette méthode pour le conditionnement en ligne. D’autre part, ces câbles peuvent être exposés à un environnement hostile et les informations issues des capteurs risquent d’être perdues dans les cas où les câbles sont abîmés. Dans les applications industrielles, l’installation de câbles supplémentaires pour les moteurs entraîne des problèmes d’encombrement et de maintenance. De même, l’ajout de câbles sur de longues distances est contraignant dans certaines situations comme par exemple les applications embarquées. Dans les applications robotiques, les mouvements des articulations, peuvent conduire à des dégâts et des ruptures au niveau des câbles de faibles sections utilisés pour la commande. Pour ces différentes raisons, la solution consistant à utiliser la technologie CPL pour le retour d’informations semble être intéressante. En effet, elle présente les avantages suivants: - Cette technologie ne nécessite pas de câblage supplémentaire étant donné que la communication se fait à travers le câble de puissance. - Cette technologie n’est pas affectée par le risque de rupture de câble. - Les débits actuellement disponibles, semblent suffisants pour les applications classiques de variation de vitesse et de supervision. Dans ce chapitre, nous mettrons en évidence les limites de l’utilisation des CPL dédiés au réseau sinusoïdal domestique dans des applications utilisant les réseaux MLI. 2. Positionnement du problème Ces dernières années, le développement de la technologie CPL s’est principalement concentré sur les applications domestiques. Cette technologie a été conçue pour la transmission de données numériques à travers le réseau électrique sinusoïdal 110-230V/50-60Hz où sa fiabilité a été démontrée [PAV+03], [MAJ+04]. L’intérêt d’utiliser cette technologie dans des applications industrielles a été mis en évidence précédemment. Un exemple d’utilisation des modems CPL dans un réseau MLI est représenté à la figure 2.2. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI Modem CPL 1 39 Modem CPL 2 PC 1 PC 2 110/230 V 50/60 Hz Transmission de données (a) Modems CPL sur réseau sinusoïdal T1 AC DC T3 T5 Codeur energie Charge 1 VDC MAS 2 3 T2 Réseau triphasé F1 T4 F3 F2 F5 F4 Informations T6 Modem CPL F6 Commande des transistors Modem CPL (b) Modems CPL sur réseau MLI Figure 2.2 Utilisation des modems CPL sur réseaux sinusoïdaux et réseaux MLI 600 600 400 400 200 200 Amplitude (V) Amplitude (V) Dans une application de type variation de vitesse d’une machine asynchrone, le canal de communication est très différent du réseau sinusoïdal basse tension. En particulier, les ports d’entrée des modems CPL sont soumis à des tensions très différentes en terme de formes d’ondes et d’amplitude, comme indiqué à la figure 2.3. 0 -200 0 -200 -400 -400 20 ms 20 ms -600 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 Temps (s) (a) Tension appliquée au modem CPL (Réseau MLI) -600 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 Temps (s) (b) Tension appliquée au modem CPL (Réseau Sinus) Figure 2.3 Signal MLI et signal électrique sinusoïdal M. A. Mannah 40 Considérons les applications industrielles en France : - Dans un réseau domestique, l’amplitude et la fréquence de la tension sont constantes (Umax = 325V, f = 50Hz). - Dans un onduleur, la tension du bus continu est obtenue par redressement puis filtrage du réseau monophasé ou triphasé sinusoïdal. On a donc : VDC = 325 V - ou VDC = 560 V Dans un réseau MLI, on distingue deux fréquences : La fréquence du signal modulant qui varie de quelques Hz à quelques dizaines de Hz. La fréquence du signal de découpage qui est souvent fixe. Classiquement, cette fréquence se situe autour de quelques kHz. Avant de tester la performance de la technologie CPL sur un réseau MLI, il semble intéressant de caractériser plus finement les commutations au sein d’un onduleur de puissance. 3. Onduleur de puissance Les stratégies de commande des interrupteurs sont nombreuses (commande MLI symétrique, MLI asymétrique, commande sigma delta,…). Chaque stratégie présente des avantages et des inconvénients [FOC+98], [FOC+00] et [TI00]. Dans notre étude, nous ne nous intéresserons qu’à la modulation MLI naturelle qui correspond à la comparaison d’un signal modulant sinusoïdal à un signal triangulaire d’amplitude et de fréquence fixe. 3.1. Principe de fonctionnement Un onduleur est constitué de semi-conducteurs de puissance jouant le rôle d’interrupteurs. Pour les applications basse tension, un interrupteur est constitué d’un transistor MOSFET et d’une diode en antiparallèle. Pour les applications moyenne et haute tension, le transistor IGBT remplace le transistor MOSFET [BAUS+98]. Un onduleur triphasé est constitué de trois cellules de commutation. Une électronique centrale fournit les ordres d’amorçage et de blocage des trois bras d’onduleur Fb1, Fb2 et Fb3 comme indiqué à la figure 2.4. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 41 F1 F3 VDC iL1 K1 K3 L1 K2 iL2 vL2 F4 iL3 K5 L2 K4 vL1 F2 F5 L3 K6 vL3 F6 Commande rapprochée Fb1 Fb2 Fb3 Electronique centrale Figure 2.4 Synoptique d'un onduleur triphasé Le synoptique de la figure 2.5.a représente le principe de commande MLI triphasée en boucle ouverte. La fréquence du signal triangulaire est la fréquence de découpage des interrupteurs d’un bras. Le temps mort, en général constant, permet d’éviter les courts circuits de bras à chaque commutation. Fréquence fd vd - vm1 + vm1 = V m sin ( ωmt) vm2 vm2 = V m sin ( ωm t - 2 π/3) Fb1 vm3 = Vm sin ( ωm t - 4π/3) F1 vm1 F2 t Comparateur 1 Fb2 + inversion + temps morts vd F3 F1 F4 t Comparateur 2 Fb3 vm3 inversion + temps morts + inversion + temps morts Comparateur 3 fd >> f m a) principe de la commande MLI tmort F5 tmort F2 F6 t tmort tmort b) Commande des interrupteurs du bras 1 Figure 2.5 Principe de la MLI triphasée Les signaux modulants vm1, vm2 et vm3 sont trois tensions triphasées équilibrées ayant les mêmes amplitudes V̂m , les mêmes fréquences fm et déphasées entre elles de 120°. La porteuse vd a une fréquence très supérieure à celle du signal modulant. La comparaison des signaux vm1, vm2 et vm3 avec le signal vd permet d’obtenir les signaux Fb1, Fb2 et Fb3. Pour éviter les courts-circuits de bras, il faut prévoir un temps morts entre le blocage d’un interrupteur et l’amorçage de l’autre interrupteur appartenant au même bras. Les signaux de commande F1 et F2 tracés pour deux périodes de découpage sont représentés à la figure 2.5.b. M. A. Mannah 42 3.2. Analyse de la commutation Les formes d’ondes vL1, v L2 et vL3 en sortie de l’onduleur dépendent des fonctions F1 à F6, mais aussi des caractéristiques intrinsèques des composants semi-conducteurs en commutation [HOL92], [HOL94]. Rappelons que dans une cellule de commutation, l’amorçage et le blocage commandé d’un interrupteur provoque le blocage et l’amorçage spontané de l’interrupteur opposé. De plus, le signe de courant de ligne iL impose le semiconducteur passant. Prenons l’exemple du bras 1 présenté à la figure 2.6. - Si iL1>0, seuls T1 et D2 peuvent être passants. - Si iL1<0, seuls T2 et D1 peuvent être passants. F1 T1 VDC F2 F1 vK1 iL1>0 D2 D1 vK1 iL1 <0 VDC F2 vL1 = vK2 a) iL1 > 0 vL1 = v K2 T2 b) iL1 < 0 Figure 2.6 Topologies d’une cellule de commutation : iL > 0 et iL < 0 Ainsi, pour deux mêmes ordres de commande F1 et F2, la forme d’onde de la tension vL1 est dépendante dans un premier temps du signe de iL1. Les deux cas distincts iL1 > 0 et iL1 < 0 sont représentés à la figure 2.7. 1 0 1 1 F1 t t mort t mort F2 t 0 0 1 F1 t t mort t mort F2 0 t T1 bloqué V DC VDC iL1>0 vK1 0 t T1 passant D2 bloquée 0 vK1 D1 bloquée t iL1 <0 V DC VDC t 0 td1 = tOFF (T1) v L1 = v K2 vK2=v L1 D2 passante t m1 = tON (T 1) a) Courant de phase iL1 > 0 0 T2 passant td2 = tON (T 2) t t m2= tOFF (T 2) b) Courant de phase iL1 < 0 Figure 2.7 Formes d’ondes à l’entrée et en sortie d’un bras d’onduleur Transmission de données par CPL sur réseaux MLI - Cas 43 où iL1 > 0 (figure 2.7.a) La tension vL1, égale à la tension vK2, passe de +VDC à 0 en un temps td1 (temps de descente). Ce temps td1 correspond à la durée de la remontée de la tension aux bornes de T1 (blocage de T1). La tension vL1 passe de 0 à +VDC en un temps tm1 (temps de montée). Ce temps tm1 correspond à la durée de la décroissance de la tension aux bornes de T1 (amorçage de T1). - Cas où iL1 < 0 (figure 2.7.b) La tension vL1 passe de +VDC à 0 en un temps td2. Ce temps correspond à la durée de décroissance de la tension aux bornes de T2 (amorçage de T2). La tension vL1 passe de 0 à +VDC en un temps tm2. Ce temps tm2 correspond à la durée de remontée de la tension aux bornes de T2 (blocage de T2). 3.3. Influence du courant de phase sur la commutation Dans le paragraphe précédent, nous avons rappelé que la forme d’onde de la tension vL était constituée de créneaux d’amplitude VDC de largeurs variables et que le passage de 0 à VDC et vice versa était lié au temps de commutation des semi-conducteurs. Or, ces fronts sont susceptibles de perturber la communication dans une application utilisant des CPL. Il est donc intéressant de les modéliser. Intéressons nous à la cellule de commutation présentée à la figure 2.8. En première approximation, l’IGBT T1 peut être représenté par une source de courant contrôlée par la tension de grille vge1 et par 2 diodes D11 et D12. La diode D11 permet le fonctionnement du transistor T1 en saturation et la diode D12 empêche la conduction en inverse du transistor. La capacité C1 modélise la mise en parallèle des capacités du transistor T1 et de la diode D1. Ce modèle ne prend pas en compte les diverses inductances intrinsèques des composants. Vdc K v ge1 T1 VDC D1 T1 iL1 vge1 T2 D2 D11 D12 iT1 K v ge2 vL1 D21 T2 vge2 0 (a) Cellule de commutation 1 D22 12 iT2 D1 C1 iD1 D2 iL1 C2 iD2 (b) Schéma électrique équivalent Figure 2.8 Modèle simplifié de la cellule de commutation M. A. Mannah 44 Considérons le cas où le courant iL1 est négatif. En raisonnant avec le schéma électrique équivalent de la figure 2.8.b, on peut tracer les formes d’ondes théoriques des commutations à l’amorçage et au blocage du transistor. La figure 2.9 montre les courants et les tensions aux bornes de la diode D1 et du transistor T2. vge2 t iD1 = - iL1 iD1 vD1 = 0 0 iD1 = 0 t vD1 vD1 = - VDC vT2 = VDC vT2 = vL1 iT2 = - iL1 1 iT2 vT2 = 0 iT2 = 0 0 t 2 3 4 1 Figure 2.9 Formes d'ondes dans une cellule de commutation (iL1 < 0) On peut distinguer quatre phases différentes durant une même période. Ces différentes phases de fonctionnement sont présentées à la figure 2.10. VDC VDC D1 K vge1 C1 VDC D1 K v ge1 T1 T1 iD1 ≈ K v gs2/2 iL1 < 0 D2 K vge2 C2 V DC ≈ K v gs2/2 K v ge2 vL1 Phase 1 iL1 < 0 C2 K v ge2 vL1 D2 T2 iT2 0 0 V DC C1 T1 iL1 < 0 C2 D1 K v ge1 D2 T2 T2 C1 V DC vL1 iT2 0 Phase 2 Phase 3 a) Amorçage du transistor T2 VDC D1 K v ge1 C1 T1 C2 D2 T2 D1 K v ge1 T1 iL < 0 K v ge2 0 VDC VDC ≈ i L/2 ≈ i L/2 V DC K v ge2 vL1 T2 C1 C2 D2 iD1 K v ge2 V DC iL < 0 D2 Phase 4 C2 V DC vL1 T2 vL1 0 0 C1 T1 iL < 0 iT2 Phase 3 D1 K v ge1 Phase 1 b) Blocage du transistor T2 Figure 2.10 Configurations possibles durant la commutation d’une cellule pour iL1 < 0 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 45 - La phase 1 correspond à la phase de conduction de la diode D1. - La phase 2 correspond à la phase de commutation D1 passante vers T2 passant. - La phase 3 correspond à la phase de conduction de T2. Nous notons que la durée de décroissance de la tension vL1 est principalement due à la décharge du condensateur C2 par la source liée k.vge2 (k.vge2 >> iL1). - La phase 4 correspond à la phase de commutation T2 passant vers D1 passante. Nous notons que la durée de croissance de la tension vL1 est uniquement due à la charge du condensateur C2 par le courant de charge iL1. Ainsi, lorsque le courant de ligne iL est négatif, le temps de descente td est constant et indépendant de iL alors que le temps de montée tm est variable et fonction de iL. Afin de confirmer cette analyse expérimentalement, des mesures sont effectuées sur le banc d’essais représenté à la figure 2.11. T1 D1 T3 D3 T5 D5 Connexion pour i L1< 0 iL1 VDC T2 D2 T4 D4 T6 D6 vL1 1 bobine 80 mH Plan de charge 12 Ω Connexion pour i L1> 0 Commande des transistors Fb1 = 1 Fb2 = 0 Fb3 = 0 Figure 2.11 Description de l'essai expérimental La cellule de commutation testée est un des bras de l’onduleur triphasé utilisé par la suite. Cet onduleur est alimenté par une tension VDC = 325V. Une charge inductive constituée d’une inductance L = 80 mH en série avec un plan de charge résistif de 12 Ω est connectée entre le +VDC et la sortie L1. Un générateur à rapport cyclique variable pilote la conduction des semiconducteurs, ce qui permet de faire varier la valeur du courant iL1. Les formes d’ondes expérimentales sont fournies à la figure 2.12. Nous pouvons noter que les résultats expérimentaux confirment les relevés théoriques exposés précédemment. La durée de descente td de vL1 est constante quelque soit la valeur de iL1, alors que le temps de montée tm diminue lorsque le courant iL1 augmente. M. A. Mannah 46 400 ns 40 ns vL1 325 V 325 V vL1 -5 A -5 A iL1 Phase 1 Phase 2 iL1 Phase 3 Phase 3 100 V Phase 4 Phase 1 100 V a) iL1 = - 5 A 200 ns 40 ns vL1 325 V 325 V vL1 -15 A -15 A iL1 iL1 100 V 100 V b) iL1 = - 15 A Figure 2.12 Formes d'ondes expérimentales dans une cellule de commutation pour iL1 < 0 Le même raisonnement peut être mené dans le cas où le courant de phase iL1 est positif. La figure 2.13 montre les courants et les tensions aux bornes de la diode D2 et du transistor T1 lorsque iL1 > 0. vge1 t vT1 = VDC vT1 iT1 = iL1 0 iT1 = 0 iT1 vT1 = 0 t vL1 = VDC iD2 = iL1 0 iD2 vD2 = 0 vD2 vD2 = - VDC 5 6 7 8 t vL1 = - vD2 5 Figure 2.13 Formes d'ondes dans une cellule de commutation (iL1 > 0) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 47 Comme précédemment, nous pouvons distinguer quatre phases de fonctionnement. - La phase 5 correspond à la phase de conduction de la diode D2. - La phase 6 correspond à la phase de commutation D2 passante vers T1 passant. - La phase 7 correspond à la phase de conduction du transistor T1. Nous notons que la durée de croissance de la tension vL1 (amorçage de T1) est principalement du à la source de courant commandée K.vge1 (K.vge1 >> iL1). - La phase 8 correspond à la commutation T1 passant vers D2 passante. Nous notons que la durée de décroissance de la tension vL1 (blocage de T1) est uniquement due au courant de charge. Ainsi, lorsque le courant iL1 est positif, le temps tm est constant et indépendant de iL alors que le temps td est variable et fonction de iL. Cette analyse est confirmée par les relevés expérimentaux de la figure 2.14, la charge étant connectée entre la sortie L1 et le zéro de tension (figure 2.11). 40 ns 400 ns vL1 325 V 325 V iL1 5A Phase 7 Phase 8 iL1 5A vL1 Phase 5 Phase 5 Phase 6 Phase 7 100 V 100 V a) iL1 = + 5 A 40 ns 200 ns vL1 iL1 iL1 325 V 15 A 15 A 325 V vL1 100 V 100 V b) iL1 = + 15 A Figure 2.14 Formes d'ondes expérimentales dans une cellule de commutation pour iL1 > 0 M. A. Mannah 48 Les relevés expérimentaux confirment la théorie. Nous pouvons dès lors extraire des mesures les relations qui lient les temps de commutation td et tm au courant de phase iL. Cette relation est fournie à l’annexe 1. Dans le cas d’un onduleur triphasé piloté par une stratégie de commande MLI, on retrouve, sur un cycle de fonctionnement, tous les cas de figures énoncés précédemment (figure 2.15). 1 r vm1 0 t Td iL1 vd -1 vd vm1 vm1 iL1 iL1 vm1 t t t vd iL1 α1Td α3 Td VDC m1 t d1 VDC vL1 vL1 t t α4Td VDC vL1 t t m2 t d2 t vd α2 Td VDC vd vm1 iL1 vL1 t t m3 t d3 t t m4 t d4 Figure 2.15 Formes d’ondes sur un cycle de fonctionnement 3.4. Spectre du signal MLI en sortie de l’onduleur A partir des formes d’ondes de la figure 2.15, nous sommes capables de tracer le spectre de la tension entre phases uL12 en sortie de l’onduleur. Le principe du calcul est fourni à l’annexe 1. Les hypothèses simplificatrices sont les suivantes : Les temps morts sont nuls. les oscillations à chaque commutation des interrupteurs ne sont pas prises en compte. Le calcul prend en compte les temps de montée tm et de descente td en fonction de la valeur et du signe des courants iL1 et iL2. Le spectre de la tension uL12 tracé à la figure 2.16 correspond aux paramètres suivants : Transmission de données par CPL sur réseaux MLI ^ VDC = 325V ^ r = Vm Vt = 0.8 ^ v m1 = Vm sin(ω m t ) ^ i L1 ( t ) = I L sin(ω m t − ϕ) t OFF = 49 VDC a 1i 2L1 + b1i L + c1 f d = 10kHz ^ v m 2 = Vm sin(ω m t − 2π 3) ^ f m = 50Hz ^ i L 2 ( t ) = I L sin(ω m t − ϕ − 2π 3) I L = 10A t ON = 40 ns où cos(ϕ) = 0.8 a 1 = − 2,69 ; b1 = 141,8 ; c1 = 153 ; 10 0 Tension composée (dBm) -10 -20 dB/déc -20 -30 -40 dB/déc -40 -50 -60 -70 -80 -90 1M 10 M Fréquence (MHz) 100 M Figure 2.16 Spectre du signal MLI Nous remarquons que l’enveloppe du spectre diminue de 20 dB/décade jusqu’à la fréquence 7 MHz et de 40 dB/décade au-delà de cette fréquence. A 1 Mhz, le niveau de bruit est de 0 dBm et diminue pour atteindre un niveau de -50 dBm à 30 MHz. Ainsi, nous pouvons remarquer que le début de la bande de fréquence des CPL [1,6 MHz - 30 MHz] est fortement bruité ce qui rend difficile la communication. Cependant, le niveau de bruit diminue avec la fréquence, ce qui a pour conséquence une augmentation du rapport signal sur bruit (SNR). D’autre part, ce bruit ne peut pas être assimilé à un bruit blanc. En effet, les signaux qui sont à l’origine de ce spectre sont déterministes. L’amplitude et la phase de chaque remontée spectrale sont données par des relations déterminées. La reconstruction du signal temporel à partir des raies présentes dans la bande de fréquence CPL montre la nature impulsive du bruit. Des études de caractérisation de ce bruit ont déjà fait l’objet de travaux dédiés aux applications domestiques des CPL [DEG02]. Nous reviendrons sur le comportement temporel de ce bruit dans la partie 5 de ce chapitre. Notons que ce spectre théorique est cohérent avec tous les relevés expérimentaux obtenus par notre équipe. Ainsi, il sera utilisé à la suite comme une référence permettant d’analyser et de critiquer les résultats des mesures et des expérimentations à mener M. A. Mannah 50 4. Mise en œuvre d’un modem CPL domestique sur un réseau MLI La communication sur le réseau électrique se fait entre les différents modems connectés sur ce réseau. Selon la spécification HomePlug, ces modems sont transparents et ne peuvent communiquer que s’ils sont de même marque et de même référence [LEE+03]. Toutefois tous les modems basés sur ce standard Américain, fonctionnent d’une façon homologue indépendamment de leur référence [AFK+05]. Pour cela l’analyse de fonctionnement et l’étude de l’architecture d’un modem spécifique du marché peut être généralisé pour tous les modems HomePlug et nous permet de comprendre leur principe de fonctionnement. Nous avons choisi pour notre expérimentation un modem DEVOLO HomePlug de débit maximal de 85 Mbits/s. Ce modem dédié pour les applications Indoor assure une transmission bidirectionnelle sur une bande passante qui s’étend entre 1.6 MHz et 30 MHz. Il se comporte comme une interface de transmission et de réception et reçoit les signaux modulés tout en assurant une isolation galvanique entre les parties signal et puissance. Toutefois, le modem CPL doit être modifié de manière à pouvoir séparer l’alimentation du signal d’informations. La figure 2.17 montre une photo de ce modem ainsi qu’un synoptique de son électronique. 230 V / 50 Hz Signal information Flyback Alimentation DC pour l’Electronique Redresseur Tx Information depuis PC Modulation OFDM Rx Information Depuis et vers le PC Alimentation carte électronique + Information vers le canal (a) Photo et synoptique du modem CPL initial Information vers le canal 230 V 50 Hz Flyback Tx Information depuis PC Alimentation DC pour l’Electronique Redresseur Modulation Signal information OFDM Rx Alimentation carte électronique (b) Photo et Synoptique du modem CPL modifié Figure 2.17 Modification du modem CPL domestique Information Depuis et vers le PC Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 51 Un modem CPL dédié à la mise en réseau de PC via le réseau électrique est constitué de deux parties : - La première partie assure les alimentations continues des circuits électroniques à partir du réseau sinusoïdal 230V. Elle est constituée d’un filtre passe bas, d’un pont redresseur et d’une alimentation flyback. - La deuxième partie est dédiée au transfert bidirectionnel de l’information entre les PC. Elle est constituée d’un filtre passe haut, d’un transformateur assurant l’isolation galvanique, d’un étage d’amplification et de modulation / démodulation de l’information. Dans le modem original, l’information modulée et la prise secteur constituent un seul et unique port (figure 2.17.a). Nous avons physiquement séparé l’information modulée de l’alimentation, conformément à la figure 2.17.b. On peut ainsi dissocier le signal portant l’information du réseau d’alimentation afin de coupler le CPL sur notre réseau MLI. 4.1. Caractéristiques du signal en sortie des modems CPL La modification apportée sur les modems CPL nous permet de visualiser le signal OFDM. Le synoptique du banc de test expérimental est représenté à la figure 2.18. Communication de données PC 1 Modem CPL 1 Modem CPL 2 PC 2 230 V 50 Hz Figure 2.18 Test de communication Une communication entre deux modems CPL a été établie. Les deux modems CPL alimentés par le réseau électrique, font communiquer deux PCs via leur sortie dissociée du réseau d’alimentation. Le signal information transmis par le canal reliant ces deux modems CPL ainsi que son spectre sont représentés à la figure 2.19. M. A. Mannah 52 20 10 Amplitude (dBm) Amplitude (dBV) 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 0 5 10 15 20 25 30 35 40 Fréquence (MHz) Figure 2.19 Signal et spectre associé La modulation OFDM employée dans ces modems CPL est mise en évidence par l’étalement spectral visible sur la figure 2.19. Son niveau de tension peut atteindre une dizaine de volts, ce qui explique pourquoi un tel signal est capable de surmonter les bruits d’un réseau électrique sinusoïdal. En ce qui concerne le spectre, on remarque que le signal atteint le niveau -5 dBm entre 4 MHz et 22 MHz alors qu’il est à moins de -30 dBm sur le reste de la bande fréquentielle. Il faut toutefois noter que si l’on prend en considération le spectre en sortie de l’onduleur présenté à la figure 2.16, le niveau de bruit était -10 dBm à 4 MHz et a diminué à -40 dBm à 22 MHz. Le SNR a évolué alors de 5 dB à 35 dB entre ces deux fréquences. 4.2. Communication sur un réseau MLI Les modems CPL dédiés aux réseaux sinusoïdaux vont être testés sur un réseau MLI. Le banc d’essai expérimental et son synoptique sont présentés à la figure 2.20. Une machine asynchrone est alimentée par un onduleur triphasé via un câble (12 AWG) généralement utilisé dans les applications industrielles. La machine asynchrone de puissance nominale 1,8 kW est connectée à une génératrice synchrone débitant dans un plan de charge résistif. L’objectif de ce banc est de tester la communication entre deux modems CPL sous différentes conditions. Les deux modems sont situés à proximité du moteur (point C) et de l’onduleur (point B) et sont alimentés par le réseau monophasé sinusoïdal. Une liaison bifilaire de longueur 50 cm (point A et point B) a été utilisée permettant d’effectuer la mesure en sortie de l’onduleur ou bien directement au niveau de l’interrupteur de puissance (IGBT). Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 53 Chemin de câbles T1 VDC T3 T5 Point A Point C Point B Energie etDonnées 1 2 Moteur 3 T2 F1 F2 T4 F3 F4 T6 F5 F6 Commande des IGBT Fb1 Fb2 Communication de données Fb3 Modem PC 1 CPL 1 PC 2 Modem CPL 2 230 V 50 Hz Figure 2.20 Photo et synoptique du banc d'essai expérimental 4.2.1. Essais avec onduleur hors tension sans découpage L’expérience suivante a pour but de mettre en évidence l’influence des différents paramètres sur la communication entre les deux modems (tension du bus continu, fréquence de découpage). L’onduleur est mis hors tension. Trois différentes mesures ont été effectuées et sont présentées à la figure 2.21. M. A. Mannah 54 -0.5 dBV -0.5 dBV -0.5 dBm Point C Point B Point A Energie et Données 10 m 50 cm Sonde de tension *20 Modem CPL 1 Oscilloscope PC 1 PC 2 Modem CPL 2 230 V 50 Hz (a) Transmission à travers le câble triphasé : onduleur et MAS non connectés Point C Point B Point A -4 -0.5 dBV dBV -4 dBm Energie et Données Moteur Onduleur 10 m 50 cm Sonde de tension *20 Modem CPL1 Oscilloscope PC 1 PC 2 Modem CPL2 230 V 50 Hz (b) Transmission à travers le câble triphasé : onduleur et MAS connectés Point A Point C Point B -10 dBV -0.5 dBV -10 dBm Energie et Données Onduleur Moteur 10 m Sonde de tension *20 Modem Oscilloscope CPL 1 PC 1 PC 2 Modem CPL 2 230 V 50 Hz (c) Transmission à travers le câble triphasé : influence de la ligne inductive Figure 2.21 Mesures expérimentales réalisées - Un premier essai a été effectué pour étudier la transmission à travers le câble triphasé sans tenir compte de l’influence de l’onduleur et de la machine électrique. La mesure est faite au point B. La communication s’effectue entre les points C et B. La figure 2.21.a montre l’enveloppe du signal qui est à un niveau d’environ -0.5 dBV. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 55 - Un second test a été effectué, cette fois ci avec le câble triphasé connecté à la machine asynchrone au point C et à l’onduleur au point B. La mesure a été effectuée au point B et l’enveloppe du signal de communication est présentée à la figure 2.21.b. En présence de l’onduleur et la machine asynchrone, on observe que le niveau de l’enveloppe est d’environ -4 dBV. - Un troisième test met en évidence l’intérêt de la mise en place d’une liaison inductive entre l’onduleur et le point de connexion des modems. Les mesures ont été effectuées au point A, directement au niveau du module IGBT. La figure 2.21.c montre une forte atténuation de l’enveloppe du signal OFDM (-10 dBV). 4.2.2. Essai avec onduleur sous tension et avec découpage L’essai suivant a pour but de tester la communication entre les deux modems CPL dans un canal faiblement pollué. Le banc de test utilisé est présenté à la figure 2.22. Point C Point B Energieet Données Moteur Onduleur 10 m Oscilloscope 1 2 u12 u12HF 230 V 50 Hz CPL PC 1 Modem 1 CPL PC 2 Modem 2 Figure 2.22 Synoptique du banc de test Les conditions de l’essai sont les suivantes : ^ V DC = 10V ; r= Vm = 0.8; f d = 2kHz; ^ Vd La machine asynchrone est maintenue à vide. Le câble utilisé a une longueur de 10 mètres. Un filtre passe haut de fréquence de coupure 1 MHz correspondant à la fréquence basse de la bande fréquentielle des CPL est mis en place permettant de filtrer les signaux de puissances et de récupérer le signal information OFDM. Dans ces conditions, nous effectuons une transmission de données entre les deux modems CPL. Nous remarquons que ces derniers communiquent bien entre eux. La première courbe de la figure 2.23 montre la tension entre phases u12 en sortie de l’onduleur. La seconde courbe est la tension en sortie du filtre passe haut. Elle correspond aux composantes hautes fréquences de la tension u12. M. A. Mannah 56 u12 4V 50µs u12HF 1V Figure 2.23 Superposition des signaux MLI et OFDM Sur le premier tracé, il apparaît clairement la superposition du signal information sur la composante MLI. Sur le second tracé, il ne reste que le signal information. La composante MLI a été filtrée ce qui a permis d’assurer une bonne communication entre les modems. 4.2.3. Limites de Fonctionnement La communication entre les modems a été établie pour une tension du bus continu VDC = 10V, une fréquence de découpage fd = 2 kHz, avec une machine à vide. Toutefois, ces conditions sont loin de celles des conditions nominales où un onduleur est alimenté avec une tension continue de quelques centaines de Volts. Pour cela, nous avons fait une série de mesures sous différentes tensions VDC et fréquences de découpage fd dans le but d'étudier l'effet de ces paramètres sur la communication. Les différents tests effectués sont les suivants : - Influence de la tension du bus continu Nous avons fixé la fréquence de découpage fd à 2 kHz. La machine asynchrone tourne toujours à vide. Nous avons augmenté progressivement la tension du bus continu VDC afin d'évaluer son effet sur la communication. Pour chaque valeur de cette tension, la transmission d’un fichier de données entre les points C et B est testée. Nous avons noté que pour une tension de 100 V, la communication est interrompue. Les causes de non fonctionnement seront discutées au paragraphe suivant. Le tableau 2.1 montre le débit des données en fonction de VDC. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 57 Débit (Mbits/s) 85 50 15 8 0 0 VDC (V) 0 10 50 80 100 150 Tab. 2.1 Débit de données en fonction de la tension du bus continu Nous notons que pour une tension inférieure à 80 V, le débit reste acceptable et la transmission des données est assurée. Les Modem CPL que nous avons utilisé sont fournis avec un logiciel permettant de connaître le débit au cours d’une transmission de données. - Influence de la fréquence de découpage La tension VDC est fixée à 80 V, tension pour laquelle les modems CPL arrivent à communiquer. La machine asynchrone tourne toujours à vide. La fréquence de découpage fd évolue par pallier. Pour fd = 2 kHz, le fichier de données est transmis correctement entre les points B et C avec un débit de 8 Mbits/s. Pour fd = 5 kHz, la transmission des données est toujours effective, mais le débit est fortement ralenti (environ 2 Mbits/s). Pour fd = 10 kHz, la communication est interrompue. Le tableau 2.2 montre le débit de données en fonction de la fréquence de découpage fd. Débit (Mbits/s) 8 4 0 fd (kHz) 2 5 10 Tab. 2.2 Débits de données en fonction de la fréquence de découpage 4.3. Conclusion Dans cette partie, nous avons pu montrer que la communication sur un réseau MLI est limitée. Dès que la tension du bus continu ou la fréquence de découpage augmente, la communication est interrompue. Nous avons vu que pour une fréquence de découpage fixée à 5 kHz, la tension maximale que peut atteindre le bus continu sans que la communication soit interrompue est de 80V. Nous sommes donc très loin des tensions nominales mises en jeu au sein des ensembles « convertisseur – machine ». Par conséquent, les modems CPL conçus pour fonctionner sur un réseau sinusoïdal n’arrivent pas à communiquer sur réseaux MLI. M. A. Mannah 58 5. Hypothèses des causes de disfonctionnement Nous avons montré que les modems CPL dédiés aux réseaux sinusoïdaux ne pouvaient fonctionner sur les réseaux MLI que sous certaines conditions très restrictives. Il semble logique de penser que les fronts de tension de l’onduleur sont la cause principale du non fonctionnement des CPL. Pour vérifier cette hypothèse, une interface électronique a été développée. Elle reprend les principaux éléments constituant la partie couplage de l’information sur le réseau électrique des modems CPL. 5.1. Interface de couplage La carte électronique développée est constituée du même condensateur et du même transformateur constituants les modems CPL présentés à la figure 2.17. Le transformateur utilisé de type BEL, admet un rapport de transformation égal à 1. Son secondaire est chargé par une résistance 50 Ω (figure 2.24). Récepteur / Transmetteur Pour les signaux modulés Signal de puissance d’entrée C Capacité Vers le canal de puissance R 50 Ω Transformateur Figure 2.24 Photo et synoptique du coupleur Ce coupleur étant connecté entre les deux bornes de la sortie de l’onduleur, l’observation de la tension aux bornes de la résistance de 50 Ω en sortie du transformateur peut nous aider à comprendre la raison du non fonctionnement des modems CPL. Avant d’effectuer des mesures sur un réseau MLI, nous allons caractériser cette interface dans le domaine fréquentiel. Le relevé expérimental du diagramme de Bode de notre coupleur est tracé à la figure 2.25. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 59 20 Gain (dB) 0 -20 -40 -60 -80 4 10 105 106 107 108 Fréquence (Hz) Figure 2.25 Diagramme de Bode du coupleur C’est un filtre passe haut du second ordre, de fréquence de coupure 1 MHz. Nous notons un gain unitaire dans la bande de fréquence [2 MHz - 30 MHz]. La pente est de - 40 dB/décade conformément à un filtre d’ordre 2. Pour une utilisation des modems CPL dans un réseau domestique, l’interface de couplage filtre la composante BF (50 Hz) et laisse passer l’information dans la bande de fréquence 1,6 MHz - 30 MHz. Par la suite, nous étudions le comportement de ce coupleur lorsqu’il est excité par un signal MLI. 5.2. Comportement du coupleur sur un réseau MLI Sur un réseau MLI, nous avons vu précédemment que la tension d’entrée entre deux phases UL12 a la forme d’un trapèze. On peut alors calculer la réponse de ce coupleur à cette excitation. 5.2.1. Comportement théorique Afin d’analyser le comportement du coupleur sur un réseau MLI, une étude théorique a été menée afin de déterminer la nature du signal à sa sortie lorsqu’un signal MLI est appliqué à son entrée. En première approximation, le coupleur peut être modélisé par le circuit électrique de la figure 2.26. Les composants sont choisis de façon à avoir une fréquence de coupure égale 1 MHz. M. A. Mannah 60 C e(t) = uL12(t) R=50 Ω R L e(t) s(t) C=4.7nF td tm L=5µH α Τd Figure 2.26 Modèle RLC équivalent de l'interface de couplage La tension d’entrée a pour expression : e(t) = (V DC /t m ) .t .u(t) − (V DC /t m ) .(t − t m ) .u(t − t m ) − (V DC /t d ) .( t − a .Td + t d ) .u(t − a .Td + t d ) + (V DC /t d ) .( t − a .Td ) .u(t − a .Td ) (2.1) VDC correspond à la tension du bus continu de l’onduleur et Td est la période de découpage. Les indices ‘α’, ‘tm’ et ‘td’ représentent respectivement le rapport cyclique, le temps de montée et le temps de descente. La fonction u(t) est l’échelon unitaire. Le coupleur modélisé par un circuit RLC admet dans le domaine fréquentiel la fonction de transfert suivante : H (p ) = S (p ) p2 = 2 E ( p ) p + (1 R . C ) . p + (1 L . C ) (2.2) Dans le domaine de Laplace, l’évolution du signal de sortie est donnée par l’équation 2.3. S(p) = H(p).E(p) 1 e − tm . p e (− a .Td + td ) . p e − a .Td . − − − tm td td t m .p où E(p) = VDC p2 ⇒ S(p) = 1 e − tm . p e (− a .Td + td ) . p e − a .Td VDC . − − − tm td p 2 + (1 R .C ) . p + (1 L .C ) t m td (2.3) .p A l’aide de la transformée inverse de Laplace, on repasse au domaine temporel. L’évolution temporelle du signal s (t) est donnée par l’équation 2.4 : Transmission de données par CPL sur réseaux MLI V DC s (t ) = t .ω . 1 − ξ 2 m c V DC − t .ω . 1 − ξ 2 d c ( 61 ) e − α . t . sin ω c . 1 − ξ 2 . t . − α . (t − t m ) 2 ( ) ω ξ − e . sin . 1 − . t − t . u ( t − t ) c m m . ( ) ( ( (2.4) ) e − α . (t − a . T + t d ) . sin ω . 1 − ξ 2 . (t − a . T + t ) . u (t − a . T + t ) c d d d d − e − α . (t − a . Td ) . sin ω . 1 − ξ 2 . (t − a . T ) . u (t − a .T ) c d d ) Les variables utilisées ωc, ζ et α représentent respectivement la pulsation propre du coupleur, l’amortissement et l’atténuation : 1 ωc = L .C , ξ= 1 L , 2R C α= 1 2 R .C (2.5) Pour une configuration donnée de ces paramètres, ces équations ont été tracées à l’aide de Matlab. La période du signal d’entrée a été fixée à 10 µs, le rapport cyclique à 0,5 alors que les temps de montée et de descente sont fixés respectivement à 300 ns et 500 ns. La figure 2.27 montre le signal de sortie du coupleur s(t) lorsqu’on lui applique à l’entrée un signal e(t) d’amplitude VDC = 50V et VDC = 200V. Signal d'entrée (V) 150 50 V 100 V 100 50 0 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.8 0.9 1 -5 x 10 Signal de sortie (V) 50 25 0 -25 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.8 0.9 Figure 2.27 Formes d'ondes en entrée et en sortie du coupleur 1 -5 x 10 M. A. Mannah 62 Nous remarquons que le coupleur ne filtre pas totalement le signal MLI. A l’amorçage et au blocage d’un IGBT, on retrouve à sa sortie une impulsion de tension d’amplitude élevée. Le niveau de cette impulsion augmente lorsque la tension VDC du bus continu de l’onduleur augmente, ce qui explique la cause de disfonctionnement des modems CPL à partir d’une certaine valeur de VDC. Nous pouvons aussi noter que plus le temps de commutation diminue, plus l’amplitude de l’impulsion de tension augmente, ce qui accentue le niveau de perturbation. Malheureusement, les onduleurs fréquemment rencontrés dans le domaine la conversion statique d’énergie électrique sont alimentés sous des tensions de plusieurs centaines de volt. On peut recenser des tensions de 325 V et 565 V pour les applications grand public et industrielles puis 750 V, 1,5 kV, 3 kV pour les applications ferroviaires les plus répandues. De plus, les progrès réalisés dans la technologie des IGBT et de leurs drivers ont pour conséquence des temps de commutation des interrupteurs de plus en plus court. Ainsi, l’interface de couplage retenue dans les CPL dédiés au réseau sinusoïdal domestique n’est pas adaptée aux contraintes des réseaux industriels. 5.2.2. Validation expérimentale L’objectif de cet essai est de vérifier expérimentalement les conclusions de l’étude théorique. L’essai effectué est décrit à la figure 2.28. Les relevés expérimentaux sont fournis à la figure 2.29.a. Sonde de tension x 20 T1 VDC T3 D1 D3 T5 D5 iL1 Ch1 Connexion pour iL1 < 0 S1 S2 T2 F1 F2 D2 F3 T4 F4 D4 F5 T6 F6 Fb2 D6 Plan de charge 12Ω vL1 Connexion pour i L1 > 0 Coupleur chargé 50 Ω Commande des transistors F b1 3 bobines en série 80 mH, 2x17 mH S3 F b3 Figure 2.28 Synoptique du banc de test expérimental Les conditions de l’essai sont les suivantes : Sonde de tension x 20 Ch2 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 63 ^ ^ VDC = 100V r = V m V d = 0 .8 t m = 300ns t d = 500 ns f d = 10kHz L’onduleur débite sur une charge RL formée par un ensemble de trois bobines en série avec un plan de charge résistif. La première courbe de la figure 2.29 montre la tension en sortie de l’onduleur alors que la seconde courbe montre le signal en sortie de notre coupleur. Nous remarquons bien que les impulsions en sortie du coupleur dépendent de l’amplitude du signal d’entrée et du temps de commutation. La figure 2.29.b montre les formes d’ondes théoriques calculées dans les mêmes conditions que l’essai expérimental. Celles-ci sont bien cohérentes avec les formes d’ondes expérimentales. (*20) 40V 40V 20V 20V (*20) (*20) (*20) 150 100 50 0 -50 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 x 10 50 0 -50 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Temps(s) 3.5 4 4.5 5 x 10 150 100 50 0 -50 4 5 6 7 8 9 Temps(s) -6 Signal de sortie (V) Signal de sortie (V) Temps(s) Signal d'entrée (V) Signal d'entrée (V) (a) résultats expérimentaux 10 x 10 -6 50 0 -50 4 -6 5 6 7 Temps(s) (b) Résultats théoriques Figure 2.29 Formes d'ondes en entrée et en sortie du coupleur 8 9 10 x 10 -6 M. A. Mannah 64 6. Filtrage du réseau MLI L’étude théorique menée précédemment a montré que le niveau de tension en sortie du coupleur était fortement dépendant du dv/dt de la tension de l’onduleur. Pour assurer une communication entre les modems CPL, les variations brusques de tension doivent être fortement limitées. Une première solution consiste à placer un filtre passe bas en sortie de l’onduleur, conformément au schéma de la figure 2.30. Onduleur triphasé T1 T3 Charge T5 Energie ≈ 10 m 1 VDC Moteur MAS 2 3 T2 F1 T4 F2 F3 T6 F4 F5 Fb2 Communication de données Energie et Signal Information Communication de données F6 Contrôle des IGBT Fb1 Filtre LCL Fb3 Modem 1 CPL PC 1 PC 2 Modem 2 CPL 230 V 50 Hz Figure 2.30 Synoptique du banc d'essai expérimental 6.1. Structure du filtre MLI La structure du filtre MLI retenue est présentée à la figure 2.31. Nous avons choisi cette structure car elle présente une atténuation de 40 dB/décade et admet, en théorie, une impédance de sortie croissante avec la fréquence. Les tests de communication seront effectués pour un bus continu de 325 V et une fréquence de découpage de 10 kHz. On rappelle que dans ces conditions, la communication entre les CPL est inexistante sans filtre MLI. La fréquence de coupure de ce filtre est fixée autour de 4 kHz. Cette fréquence inférieure à la fréquence de découpage 10 kHz permet de conserver les composantes basses fréquences tout en diminuant les dv/dt du signal MLI. Nous avons choisi le couple C = 6µF et L = 250 µH. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI UL12e 65 L L L L L L C UL12s C C Figure 2.31 Structure du filtre LCL Toutefois, les éléments de ce filtre présentent des imperfections liées à leurs technologies. Les capacités interspires des inductances ainsi que les inductances parasites des condensateurs utilisés en électronique de puissance rendent le filtrage inapproprié au-delà de quelques centaines de Hertz. Afin de mettre cela en évidence, nous avons mesuré le diagramme de Bode du filtre LC présenté à la figure 2.32.a. Le diagramme de Bode est présenté à la figure 2.32.b. Nous observons le comportement d’un filtre passe-bas du second ordre jusqu'à 70 kHz. Au-delà de cette fréquence, le niveau de bruit ne nous permet plus d'assurer la garantie des mesures et des résultats. Au-delà de 1 MHz, nous observons des remontées spectrales dues aux imperfections des composantes à ces fréquences. Le filtre ne peut alors plus être considéré comme un filtre passe bas. 20 10 L UL12s Gain (dB) UL12e 0 C -10 -20 -30 -40 -50 10-1 (a) Filtre LC 100 101 102 103 Fréquence (kHz) (b) Diagramme de Bode Figure 2.32 Diagramme de Bode du filtre LC 104 105 M. A. Mannah 66 6.2. Mesures avec du réseau MLI Le banc d’essai expérimental est représenté à la figure 2.30. La longueur du câble triphasé est de 10 mètres. La machine asynchrone tourne à vide. Les conditions de l’essai sont les suivantes : ^ f m = 50 Hz f d = 10kHz r= Vm ^ = 0 .8 Vd La communication entre les modems CPL est testée pour différentes valeurs du bus continu. Un fichier de données est envoyé entre les deux PC situés de part et d’autre du câble d’alimentation entre le moteur et l’onduleur. Les résultats sont présentés au tableau 2.3. Les résultats des tests effectués sans filtre MLI sont rappelés. VDC (V) 0 10 50 Sans Filtre MLI Débit (Mbits/s) 85 25 7 Avec Filtre MLI Débit (Mbits/s) 85 75 42 80 100 150 200 250 300 Communication interrompue 37 Débit constant : 32 Mbits/s Tab. 2.3 Effet de l'utilisation du filtre MLI sur le débit Ces résultats mettent en évidence l'intérêt de l’utilisation d’un filtre MLI. La figure 2.33 montre le signal MLI filtré et le signal en sortie du coupleur pour une tension du bus continu VDC = 200V et une fréquence de découpage fd = 10 kHz. Signal en sortie du filtre MLI 100V Signal en sortie du coupleur 1V Figure 2.33 Signal MLI filtré et signal en sortie du coupleur Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 67 L’allure du signal en sortie du filtre MLI n’est pas plat. Cela signifie que des impulsions en sortie du coupleur perturbent la communication. Ceci est du à l’imperfection du filtre MLI qui ne filtre pas les composantes supérieures au MHz. 6.3. Amélioration et contraintes L’utilisation du filtre MLI en sortie de l’onduleur a pour conséquence une diminution notable des impulsions en sortie du coupleur. Les modems CPL arrivent à communiquer pour une fréquence de découpage de 10 kHz et un bus DC de 300V. Cependant, on remarque que dans ces conditions, le débit mesuré est inférieur au débit maximal que peut assurer le modem CPL. De plus, ces filtres sont volumineux, ce qui peut poser des problèmes dans certaines applications et le coût de tels filtres n’est pas négligeable. Ainsi, l’emploi d’un filtre MLI n’est donc pas la solution idéale à notre problème. 7. Conclusion Dans ce chapitre nous nous sommes intéressés à caractériser la tension entres phases présente dans les réseaux MLI. Nous avons montré que les modems CPL dédiés aux réseaux sinusoïdaux ne fonctionnaient pas sur ce type de réseaux. En effet, un bruit impulsif apparaît à chaque commutation des IGBT et ne peut être filtré par la structure des coupleurs des CPL domestiques. Une solution de filtrage passif a été proposée et investiguée. L’utilisation d’un filtre MLI en sortie de l’onduleur a pour conséquence une diminution notable des impulsions en sortie du coupleur. Les modems CPL arrivent à communiquer pour une fréquence de découpage de 10 kHz et un bus DC de 300 V. Cependant, on remarque que dans ces conditions, le débit mesuré est inférieur au débit maximal 85 Mbits/s que peut assurer le modem CPL. Ceci est du à l’imperfection du filtre MLI qui ne filtre pas les composantes supérieures à quelques mégahertz. L’emploi d’un filtre MLI n’est donc pas la solution idéale à notre problème. De plus, nous avons vu que l’enveloppe spectrale de l’onduleur est constituée d’une première partie dont la pente est de -20 dB/décade et d’une deuxième partie de pente - 40 dB/décade. Cette dernière commence à environ 30 MHz. Afin d’effectuer un filtrage le plus efficace possible, il semble judicieux de transporter l’information dans la zone ou la pente est de - 40 dB/décade, c'est-à-dire au-delà de 30 MHz. La réalisation d’un coupleur CPL performant et prenant en compte les exigences du réseau MLI fait l’objet du chapitre suivant. 68 M. A. Mannah Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 69 Chap 3 Etude d’un coupleur CPL pour réseaux MLI Dans le deuxième chapitre, nous avons montré que la technologie CPL dédiée aux réseaux sinusoïdaux n’était pas adaptée aux réseaux MLI. A chaque commutation des interrupteurs, l’onduleur génère des impulsions de tension d’amplitudes élevées. Celles-ci ne sont pas éliminées par les coupleurs des modems CPL domestiques. La communication est alors perturbée. Ainsi, on propose de développer un coupleur adapté pour un réseau MLI. Il s’agit de concevoir, de dimensionner et de modéliser une interface de couplage performante capable d’assurer la communication en dépit de la présence de l’onduleur. La transmission des informations sera effectuée à une fréquence porteuse plus élevée de façon à ce que le bruit dans le canal soit moins influant. 1. Cahier des Charges Pour développer notre coupleur, nous devons tout d’abord fixer nos objectifs et nos besoins. Ceux-ci nous permettent de bien définir les caractéristiques principales du coupleur et de choisir par conséquence les différents composants électroniques qui le constituent. Les caractéristiques et propriétés de ces derniers sont déterminées en fonction de la nature des informations à envoyer et des différentes perturbations à filtrer. 1.1. Synoptique général des coupleurs Nous avons besoin de transmettre des données entre une interface de transmission côté moteur et une interface de réception côté onduleur. Cette transmission des informations devra être assurée malgré la présence de l’onduleur qui perturbe fortement l’environnement. M. A. Mannah 70 Un signal, généralement en bande de base, est issu d’un capteur localisé au niveau du moteur. Ce signal doit être modulé et porté à une certaine fréquence pour s’adapter au canal. Le signal modulé est couplé au réseau via une interface. Par la suite, cette interface sera nommée ‘transmetteur’. Côté onduleur, une autre interface extrait l’information modulée du réseau MLI. Cette interface sera nommée ‘récepteur’. L’information sera ensuite démodulée avant son renvoi vers l’onduleur. Le synoptique du système est décrit à la figure 3.1. Signal MLI VDC Moteur Informations capteurs Informations modulées Commande MLI Récepteur Transmetteur Démodulateur Modulateur Informations modulées Informations modulées Figure 3.1 Synoptique de la chaîne de transmission 1.1.1. Le transmetteur Le transmetteur devra assurer les fonctions suivantes : 1- il doit laisser passer les données provenant du modulateur vers le réseau MLI. Par contre, il doit bloquer la perturbation du réseau MLI se propageant vers le modulateur. Un filtre passe bande très sélectif est donc nécessaire. La fréquence centrale de ce filtre, qui est aussi celui de la fréquence de la porteuse, devra être supérieure à 30 MHz, comme indiqué au chapitre 2. 2- Le niveau électrique en sortie de l’étage de modulation impose la présence d’un amplificateur (« driver de ligne »). 3- Pour des raisons de sécurité, une isolation galvanique des signaux est nécessaire. Le synoptique du transmetteur est présenté à la figure 3.2. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 71 1.1.2. Le récepteur Le récepteur devra à son tour assurer les fonctions suivantes : 1- Comme pour le transmetteur, le récepteur doit laisser passer l’information modulée mais il doit aussi bloquer la perturbation provenant du réseau MLI. Un filtre passe bande très sélectif est donc nécessaire. Les filtres passe bande du transmetteur et du récepteur sont donc identiques. 2- A l’arrivée côté onduleur, le signal modulé sera atténué à causes des pertes dans le câble. Ceci est d’autant plus vrai que la fréquence de la porteuse est élevée et que le câble est long. Une amplification sera prévue au niveau du récepteur. 3- Pour les mêmes raisons mentionnées précédemment, une isolation galvanique est obligatoire au niveau du récepteur. Informations modulées Informations modulées Signal MLI Amplificateur Amplificateur Transformateur Filtre Transmetteur CANAL Informations modulées Amplificateur Informations modulées Signal MLI Filtre CANAL Transformateur Amplificateur Démodulateur Modulateur Le synoptique du transmetteur et du récepteur est présenté à la figure 3.2. Récepteur Figure 3.2 Principe du transmetteur et du récepteur 1.2. Discussion sur l’architecture électronique des Coupleurs Après avoir défini l’architecture des deux coupleurs, nous allons déterminer les caractéristiques de chaque bloc. Les choix des filtres, des transformateurs d’isolation et des amplificateurs devront être cohérents de façon à assurer une performance maximale de l’interface de couplage. M. A. Mannah 72 1.2.1. Filtrage passe bande Dans la littérature, on distingue deux types de filtres : Les filtres actifs et les filtres passifs. Les filtres actifs sont constitués de résistances, de condensateurs et d’amplificateurs opérationnels. Ils sont faciles à mettre en œuvre et bon marché. Cependant, ils nécessitent une alimentation électrique, introduisent du bruit et leurs applications sont limitées à quelques dizaines de MHz. Les filtres passifs ne nécessitent pas d’alimentation électrique. On dénombre trois technologies [FRE02]: - Les filtres à inductances et condensateurs, - Les filtres à résonateurs piézoélectrique (quartz, céramique,…), - Les filtres micro rubans. Nous avons retenu la technologie des filtres passifs LC. Outre l’absence d’alimentation, les filtres LC permettent des niveaux de tensions élevées et un bruit fortement réduit par rapport aux filtres actifs. De plus, ils sont adaptés à la gamme de fréquences retenues. On rencontre deux types de structures pour les filtres passifs LC : la structure en T ou en π. Ils sont constitués de ‘n’ branches, ‘n’ étant l’ordre de la fonction de transfert du filtre. Dans le cas des filtres passe bande, les branches parallèles sont constituées d’une inductance et d’un condensateur en parallèle. Les branches séries sont constituées d’une inductance et d’un condensateur en série. On rappelle que pour la structure en T, on a : - La première branche est une branche série, - Lorsque n est pair, le filtre se termine par une branche parallèle, - Lorsque n est impair, le filtre se termine par une branche série. On rappelle que pour la structure en π, on a : - La première branche est une branche parallèle, - Lorsque n est pair, le filtre se termine par une branche série, - Lorsque n est impair, le filtre se termine par une branche parallèle. Structure et ordre du filtre Le signal à filtrer est la tension MLI de l’onduleur. Pour le transmetteur et le récepteur, l’entrée du filtre est côté câble électrique. Le transmetteur voit principalement l’impédance du moteur et celle du câble au point B. Le récepteur voit principalement l’impédance de l’onduleur et celle du câble au point A. Le synoptique de l’ensemble est présenté à la figure 3.3. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI pt A VDC Signal MLI 73 pt B ond Z Z mot Informations Commande MLI Informations capteurs modulées Régulation Démodulation Récepteur Transmetteur Figure 3.3 Impédances vues par le transmetteur et le récepteur Pour les filtres, il est judicieux de choisir une branche d’entrée série plutôt que parallèle. En effet, le câble étant modélisé par une série d’inductances, un filtre à branche d’entrée parallèle peut créer une cellule de résonance avec le câble. De plus, la structure en T permet de répartir la tension MLI sur plusieurs composants, facilitant ainsi leurs choix. Nous avons donc retenu une structure en T. En sortie le filtre est connecté à un transformateur. En première approximation, l’entrée du transformateur peut être modélisée par une inductance magnétisante LH. Si la dernière branche du filtre est une branche parallèle, l’inductance magnétisante LH se retrouverait en parallèle avec la branche LC du filtre. Le filtre n’aurait pas alors le comportement désiré. Il est donc préférable de choisir un filtre se terminant par une branche série. Nous devons donc choisir une structure de filtre en T avec un ordre impair. Or, nous avons montré dans le chapitre deux qu’il était nécessaire de choisir un ordre de filtre élevé, bien supérieur à deux. La réalisation pratique d’un filtre passe bande nécessitant une tenue en tension élevée est difficilement réalisable au-delà d’un ordre 5. Pour le transmetteur et le récepteur, le filtre passe bande sera une structure en T d’ordre 5. Fréquence de coupure et largeur de bande Nous avons vu dans le chapitre deux que la fréquence de coupure basse du filtre devrait se situer au-delà de 30 MHz. Afin de garder la possibilité à l’avenir, d’une modulation à étalement de spectre, nous retenons une largeur de bande de 30 MHz, conformément à celle des CPL domestiques. Notons que la fréquence centrale du filtre correspond à la fréquence de transmission du modulateur. Pour des questions de réalisation technique de ce dernier, la fréquence centrale du filtre a été positionnée à 70 MHz. M. A. Mannah 74 Réponse du filtre On distingue deux grandes catégories de filtre : - Les filtres polynomiaux. - Les filtres à zéro de transmissions (non polynomiaux) Les principaux filtres polynomiaux sont connus sous les noms de Butterworth, de Tchebychev et de Bessel. Les principaux filtres non polynomiaux sont connus sous les noms de Cauer (ou Elliptiques) et Tchebychev inverse. Le tableau 3.1 récapitule les caractéristiques de ces filtres [FRE02]. Bande passante Raideur de la pente (pour un ordre donné) Réalisation Butterworth Plate Moyenne Simple Tchebychev Ondulée Bonne Simple Plate Faible Simple Ondulée Très bonne Complexe Plate Bonne Complexe Type Bessel Elliptique Tchebychev inverse Tab. 3.1 Caractéristiques des différents filtres Nous avons retenu un filtre polynomial de type Butterworth car sa réponse est plate dans la bande passante, sa réalisation est plus simple et la raideur de la pente est plus élevée que celle d’un filtre de type Bessel. En conclusion, pour le transmetteur et le récepteur, nous avons retenu un filtre passe bande de type Butterworth, d’ordre 5, avec une structure en T, de fréquence centrale 70 MHz et de largeur de bande 30 MHz. 1.2.2. Isolation galvanique Les transformateurs permettent d’assurer une isolation galvanique entre la partie électronique basse tension et le réseau de puissance haute tension. Nous avons choisi des transformateurs qui garantissent un bon fonctionnement dans la bande fréquentielle retenue c'est-à-dire 55 MHz - 85 MHz. Le rapport de transformation de ces transformateurs étant égal à 1, ceux-ci ne contribuent pas au gain total des interfaces de couplage. Cependant, ils permettent de protéger la partie électronique basse tension (commande et modulation) jusqu’à des tensions égales à 500V. La bande passante des transformateurs utilisés s’étend de 0,1 MHz à 350 MHz présentant une atténuation minimale autour de la fréquence centrale du filtre (70 MHz). La vérification expérimentale de leur bon fonctionnement sera traitée ultérieurement dans ce chapitre. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 75 1.2.3. Amplification Le signal modulé à quelques dizaines de MHz fournit par l’étage de modulation, présente un niveau électrique faible. Un étage d’amplification, construit autour d’un driver de ligne xDSL, assure un gain de 18 dB avant la connexion sur le réseau MLI. Les pertes et la désadaptation du câble de puissance entre la machine et l’onduleur apportent une atténuation importante. Un étage d’amplification similaire au transmetteur remonte l’amplitude du signal avant de rentrer dans le démodulateur. Là encore, le gain est fixé à 18 dB. A l’issue de cette partie, nous avons présenté l’architecture électronique du transmetteur et du récepteur. Pour des raisons technologiques, le transmetteur comme le récepteur seront construit en deux éléments distincts, ce qui nous permettra de mesurer les caractéristiques au niveau de chacun des éléments. Un premier élément assurera la fonction amplification et driver de ligne. Le deuxième élément intégrera le filtrage passif, l’isolation galvanique et le couplage sur le réseau MLI. Avant d’aborder quantitativement les coupleurs transmetteur et récepteur, un rappel sur les paramètres de répartition fera l’objet du prochain paragraphe. Nous utiliserons ces paramètres afin de quantifier le comportement fréquentiel des coupleurs. 2. Outils de modélisation : intérêts du formalisme des paramètres de répartition Plusieurs techniques de modélisation existent dans la littérature [BAN+01], [PHI99], [ZIM+99] et [TAN+03]. Un modèle est représenté essentiellement par ces paramètres et son algorithme. On peut distinguer deux grandes catégories de modèles: les modèles empiriques et les modèles déterministes. - L’approche empirique consiste à déterminer le comportement du modèle à partir des mesures expérimentales. Cette approche nécessite peu de calcul mais elle est sujette à plusieurs erreurs vu que le modèle dépend des résultats de mesures. Ce type d’approche est largement détaillé dans les travaux de Zimmermann [ZIM+021], [ZIM+99]. - L’approche déterministe consiste à calculer les paramètres du modèle à partir d’une étude théorique. Cette approche illustre d’une façon claire la relation entre le comportement du réseau qu’on analyse et les paramètres de son modèle, ce qui permet de prédire facilement tout changement au niveau de la fonction de transfert, une fois la configuration du réseau changée. Le réseau est considéré comme une composition de plusieurs quadripôles montés en cascade. Ainsi son comportement global est décrit en évaluant les différentes matrices qui représentent les différents quadripôles. Cette méthode est efficace pour les systèmes caractérisés par plusieurs branches et par des discontinuités d’impédances. Elle sera utilisée surtout si la topologie du réseau de distribution est connue et les caractéristiques HF de chaque composant sont connues auparavant [KON+08], [AHO+03] et [AHO+04]. M. A. Mannah 76 Compte tenu de notre application, l’approche déterministe sera utilisée. Nous ne déterminerons pas le modèle théorique de chaque coupleur mais nous utiliserons ces outils pour analyser leurs comportements. Deux méthodes basées sur cette approche existent dans la littérature : la méthode de chaînes et la méthode de répartition. 2.1. La méthode de chaînes Cette méthode consiste à injecter un signal étalon d’un coté et à mesurer sa réponse de l’autre coté du quadripôle. Dans ce cas, le quadripôle est représenté par une matrice dite matrice de transmission [Ti] qui caractérise la relation entre les tensions et les courants d’entrée et de sortie. La fonction de transfert sera déterminée en fonction de l’impédance de charge et des paramètres de la matrice. La matrice totale du réseau sera égale au produit des différentes matrices qui représentent les différents quadripôles en cascade : [T] = i=n [Ti ] Π i 1 (3.1) = La figure 3.4 montre un exemple d’un réseau formé de plusieurs quadripôles montés en cascades. I1 I2 V1 V2 [T 1] In Vn V3 [T 2] [T n] Figure 3.4 Réseau formé par un ensemble de quadripôles en cascade Différentes représentations des matrices de transmission sont présentes dans la littérature. On distingue la représentation en impédance Z, la représentation en admittance Y, la représentation hybride H ainsi que la représentation en quadripôle ABCD. Leurs caractéristiques sont explicitées dans l’annexe 2. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 77 2.2. La méthode de répartition 2.2.1. Principe des paramètres S Le réseau de paramètres décrit dans la section précédente nécessite la mise en court circuit et en circuit ouvert des ports afin de calculer les coefficients. La réalisation d’un court circuit ou d’un circuit ouvert devient d’autant plus difficile que la fréquence augmente. En outre, les appareils actifs oscillent quand on les soumet à un circuit ouvert ou à un court circuit et les résultats des mesures sous ces conditions seront dépourvus de sens [MED92]. La méthode de répartition permet de caractériser un tel réseau à l’aide d’une représentation particulière conçue pour les circuits à micro-ondes et basée sur une matrice S dite matrice de répartition ‘Scattering Matrix’ [CHU05]. Les paramètres d’une telle matrice peuvent être mesurés sans aucune condition particulière appliquée sur les terminaisons du réseau (court circuit ou circuit ouvert) comme le nécessite les représentations en Z, Y, H et ABCD. Afin de comprendre son fonctionnement, considérons le schéma de la figure 3.5 : I1 v Port 1 Ze Port 2 I2 V2 V1 Ei1 Réseau à 2 ports Quadripôle Er1 Charge Er2 Ei2 Figure 3.5 Principe de mesure des paramètres S Les tensions V1 et V2 au port 1 et au port 2 du quadripôle peuvent être écrites comme étant la somme de l’onde incidente Ei et de l’onde réfléchie Er aux ports concernés. A partir des conventions de la figure 3.5, on peut écrire les équations suivantes : V1 = E i1 + E r1 I1 = E i1 − E r1 Zc V2 = E i 2 + E r 2 I2 = Ei 2 − Er 2 Zc (3.2) M. A. Mannah 78 Rappelons que Zc représente l’impédance caractéristique du réseau étudié. La combinaison de ces équations ainsi que les équations de la matrice hybride H permet d’aboutir au système d’équations suivant : E r1 = f 11 ( h) E i1 + f 12 ( h) Ei 2 (3.3) E r 2 = f 21 ( h) Ei1 + f 22 (h) Ei 2 En divisant les deux équations par la racine de l’impédance caractéristique, on peut définir de nouvelles variables : a1 = E i1 Zc a2 = Ei 2 b1 = Zc E r1 Zc b2 = Er 2 Zc (3.4) Ces variables présentent les ondes incidentes et réfléchies aux deux ports de mesures. Selon la littérature, on peut les définir comme suit : a1 : onde incidente donnée par la source au port 1, b1 : onde réfléchie au port 1, a2 : onde incidente donnée par la source au port 2, b2 : onde réfléchie au port 2. Celles-ci permettent d’obtenir la matrice de répartition présentée à l’équation 3.9. b1 s11 s12 a1 b = s s a 2 21 22 2 (3.5) Le paramètre s11 est le coefficient de réflexion vu du port 1 et le paramètre s22 est le coefficient de réflexion vu du port 2. Le paramètre s21 est le coefficient de transmission du port 1 vers le port 2 et le paramètre s12 est le paramètre de transmission du port 2 vers le port 1. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 79 Si le quadripôle est adapté en sortie (l’impédance en sortie est égale au conjugué de l’impédance caractéristique du quadripôle), le paramètre a2 sera égal à 0. Dans ce cas, on peut calculer les coefficients s11 = b1/a1 et s21 = b2/a1. Si le quadripôle est adapté en entrée, le paramètre a1 sera égal à 0. Dans ce cas, on peut calculer les coefficients s12 = b1/a2 et s22 = b2/a2. En résumé, les paramètres sij de la matrice de répartition sont calculés en fonction des différentes ondes entrantes et sortantes du quadripôle comme le montre les relations 3.10. s11 = b1 a1 a 2 = 0 s 21 = b2 a1 a 2 = 0 s12 = b1 a 2 a1 = 0 s 22 = b2 a 2 a1 = 0 (3.6) La connaissance de ces paramètres permet de déterminer la relation entre les différentes ondes incidentes et réfléchies (équations 3.8 et 3.9). Connaissant ces ondes, on peut remonter à l’aide de l’équation 3.6, aux tensions V1 et V2 qui permettent de calculer le gain de ce quadripôle. 2.2.2. Interprétation des paramètres S D’après l’équation 3.8, on peut définir les puissances incidentes et réfléchies suivantes : |a12| : Puissance incidente donnée par la source au port 1. |b12| : Puissance réfléchie au port 1. |a22| : Puissance incidente donnée par la source au port 2. |b22| : Puissance réfléchie au port 2. En termes de puissance, on obtient les relations suivantes : s11 = 2 s12 2 = b1 a1 b1 a2 2 s 21 = 2 2 a2 = 0 2 2 a1 = 0 s 22 2 = b2 a1 b2 a2 2 2 a2 = 0 (3.7) 2 2 a1 = 0 La figure 3.6 présente graphiquement les différents éléments de la matrice de répartition S ainsi que les puissances incidentes et réfléchies aux deux ports de mesures. M. A. Mannah 80 [S] a1 b2 Source 1 2 S21 S11 |b2 | S22 |b12| |a22| b1 S12 Port 1 Source 2 2 |a1 | a2 Port 2 Figure 3.6 Représentation de la matrice S D’après cette représentation, on peut déduire que la puissance disponible au port 1 est égale à |a1|2 - |b1|2 et que la puissance disponible au port 2 est égale à |a2|2 - |b2|2. La puissance totale qui entre dans le quadripôle est égale à |a1|2 + |a2|2. La puissance totale qui sort de ce quadripôle est égale à |b1|2 + |b2|2 (les pertes ne sont pas comptabilisées dans la puissance sortante). Dans le cas général, lors de l’étude du bilan de puissance d’un quadripôle, on distingue deux types de pertes : - Pertes quadripôles : Ces pertes représentent la puissance perdue dans le quadripôle. Elles sont égales à la somme des puissances incidentes qui entrent dans le quadripôle moins la somme des puissances réfléchies qui sortent de ce même quadripôle. Ces pertes sont souvent exprimées par rapport à la puissance incidente totale. Prenons le cas d’une puissance incidente nulle au port 2 (a2 = 0). Dans ce cas, |a2|2 = 0 et les pertes quadripôles seront exprimées par le rapport ‘L’ donné à l’équation 3.12. Ce rapport exprime le pourcentage de perte par rapport à la puissance incidente au port 1. [dB] L = 10 * log(1 − S11 − S 21 ) 2 - 2 (3.8) Pertes d’insertions : Toujours dans le cas où |a2|2 = 0, ces pertes caractérisent le rapport entre la puissance transmise au port 2 et la puissance disponible au port 1. Ces pertes sont exprimées par l’équation 3.13. S 21 2 IL = 10 * log 1− S 2 11 [dB] (3.9) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 81 En réalité, ce rapport n’exprime pas des pertes vu qu’il est sans unité. Il décrit la répartition de la puissance entre la puissance perdue dans le quadripôle et la puissance transmise en sortie. Cependant, le terme ‘pertes’ est gardé conformément à la littérature. A titre explicatif, nous pouvons citer les quatre exemples suivants : - Si L = - ∞, on peut déduire qu’il n’y a pas de perte dans le quadripôle. Toute la puissance disponible au port 1 du quadripôle est transmise. Dans ce cas, les pertes d’insertion IL = 0 dB. - Si L = 0 dB, on peut déduire que toute la puissance est perdue, sous forme de pertes ou par rayonnement. Autrement dit, rien n’est réfléchi ni transmis. Dans ce cas, les pertes d’insertion IL = -∞. - Si IL = 0 dB, on peut déduire que tout ce qui est disponible au port 1 du quadripôle est transmis en sortie. Il n’y a pas de perte dans le quadripôle, L = -∞. - Si IL = - ∞, on peut déduire que toute la puissance disponible au port 1 est perdue dans le quadripôle. Autrement dit, rien n’est transmis. Dans ce cas, les pertes dissipées L sont égales à 0 dB si la puissance réfléchie est nulle. La relation entre les pertes quadripôles et les pertes d’insertion est donnée par l’équation 3.14. 2 1 − IL L = S 21 . IL IL = S 21 (3.10) 2 L + S 21 2 2.3. Conclusion Au voisinage de 70 MHz, l’utilisation des paramètres Z, Y, H et ABCD n’est pas souhaitable. Les capacités parasites interviennent lors de la mise du système en circuit ouvert et les inductances parasites interviennent lors de la mise en court circuit. Il n’est pas possible d’effectuer clairement un court circuit ou un circuit ouvert. Avec les paramètres de répartition S, ces problèmes sont évités. Ces paramètres permettent en plus d’obtenir des informations supplémentaires sur l’aspect réflexion. Pour cela, ils seront adoptés par la suite lors de la caractérisation des interfaces de couplage. Les cartes expérimentales constituant le transmetteur et le récepteur seront caractérisées par les paramètres S mesurés à l’aide d’un analyseur vectoriel. Nous vérifierons que les performances mesurées sont bien celles attendues dans la bande de fréquences souhaitées. M. A. Mannah 82 3. Caractérisation et implémentation du ‘Transmetteur’ et du ‘Récepteur’ Les structures simplifiées du transmetteur et du récepteur sont représentées à la figure 3.7. Pour chaque coupleur, on retrouve le filtre de Butterworth d’ordre 5, le transformateur de rapport 1 et l’amplificateur. Point A MAS L1 C1 L2 Câble triphasé 50 Ω C5 50 Ω L5 L3 C2 p vi C3 C4 Vs 50 Ω Ve vi L4 Modulateur TRANSMETTEUR C1 L1 p vi L2 C3 Point B C5 50 Ω L5 L3 C2 C4 L4 50 Ω 50 Ω vi RECEPTEUR Démodulateur Figure 3.7 Ensemble transmetteur et récepteur 3.1. Filtrage passe bande et isolation galvanique On rappelle que le filtre de Butterworth et le transformateur sont identiques au transmetteur et au récepteur. L’entrée du filtre est directement connectée sur le réseau MLI. Dans le but de dimensionner les coupleurs, le modèle électrique du réseau a été simplifié et idéalisé. Nous le considérons équivalent à un générateur de Thévenin où : - La source de tension idéale modélise la tension MLI, - L’impédance de Thévenin caractérise l’impédance vue des bornes de connexion du transmetteur. Afin de pouvoir déterminer les paramètres de notre filtre, nous considérons cette impédance variable et inconnue comme étant nulle. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 83 Vu de la sortie, le filtre de Butterworth est chargé par une résistance 50 Ω. Pour déterminer les valeurs des éléments constitutifs, nous raisonnons sur le schéma électrique de la figure 3.8 qui représente le premier élément du transmetteur (l’ensemble filtre et transformateur). C1 L1 C3 L3 C2 v L2 L5 C5 C4 L4 50 Ω Figure 3.8 Schéma électrique du filtre de Butterworth Ce filtre est à simple terminaison. L’obtention des paramètres d’un tel filtre est décrite dans [COT+08]. Nous rappelons dans l’annexe 3, la méthode de calcul des différents éléments de ce filtre. Les valeurs théoriques calculées sont les suivantes : L1 = 408,3 nH; L2 = 30,2n H; L3 = 365 nH; L4 = 57 nH; L5 = 81,7 nH; C1 = 13,2 pF; C2 = 180 pF; C3 = 14,8 pF; C4 = 95 pF; C5 = 66 pF; Les valeurs expérimentales choisies sont les suivantes : L1 = 390 nH; L2 = 30 nH; L3 = 390 nH; L4 = 56 nH; L5 = 82 nH; C1 = 12 pF; C2 = 180 pF; C3 = 15 pF; C4 = 100 pF; C5 = 68 pF; Le diagramme de Bode de ce filtre a été simulé avec les valeurs de L et C théoriques et les valeurs de L et C expérimentales. Les simulations sont représentées à la figure 3.9. Nous notons que la réponse du filtre théorique est bien celle attendue. Le filtre présente un gain de 0 dB dans la bande passante 55 MHz - 85 MHz et une pente de - 100 dB/décade. Avec les valeurs expérimentales retenues, nous observons un gain de 0 dB dans la bande 60 MHz - 80 MHz. M. A. Mannah 84 10 0 Coefficients théoriques Coefficients retenus Gain du filtre (dB) - 10 - 20 - 30 - 40 - 50 - 60 - 70 10 100 Fréquence (MHz) Figure 3.9 Diagramme de Bode du filtre Butterworth passe bande d'ordre 5 D’autre part, le datasheet du transformateur choisi fournit la caractéristique du gain en fonction de la fréquence d’utilisation. Nous observons que celui-ci admet un gain d’environ - 1 dB dans la bande passante 55 MHz - 85 MHz. Le filtre de Butterworth d’ordre 5 et le transformateur ont été implantés sur une même carte (figure 3.10). Vers Puissance Filtre Vers Amplificateur Transformateur Figure 3.10 Coupleur (Filtre + Transformateur) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 85 Le comportement expérimental de cet ensemble sera étudié à l’aide des paramètres S. Le filtre et le transformateur du transmetteur étant identiques à ceux du récepteur, nous nous contentons d’analyser uniquement le comportement de l’ensemble ‘filtre transformateur’ du transmetteur. Les analyses et les conclusions peuvent être appliquées à celui du récepteur. L’entrée du transformateur et la sortie du filtre définissent les deux ports de mesures. Les ports de mesures ainsi que les puissances incidentes et réfléchies sont présentées à la figure 3.11.a. Les résultats expérimentaux présentés à la figure 3.11.b, montrent les paramètres de répartition de l’ensemble filtre et transformateur. 2 |a 1 | Port 1 Perturbation Port 2 2 |b 2 | 2 2 |b 1 | |a 2 | Canal Modulateur Information Filtre et transformateur côté transmetteur (a) Ports de mesures Paramètres S du filtre et du transformateur (dB) 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 S22 S12 S21 S11 -60 -70 -80 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) (b) Paramètres de répartitions Figure 3.11 Caractéristiques de l’ensemble (Filtre + Transformateur) M. A. Mannah 86 Les paramètres S11 et S22 montrent les pertes par réflexion au niveau des deux ports de mesures 1 et 2. Le paramètre S11 est à environ -2 dB en dehors de la bande passante 55 MHz - 85 MHz, alors qu’il diminue à presque - 9 dB aux alentours de la fréquence centrale 70 MHz. Cela implique que dans la bande passante, 87,5 % de la puissance est disponible au port d’entrée. En effet, la puissance diminue de moitié lorsque le gain diminue de 3 dB, ce qui fait que le huitième de la puissance (12,5%) est réfléchi pour un gain de - 9 dB. La réflexion au port de mesure 2 décrite par le paramètre S22, montre un comportement meilleur. On note une valeur inférieure à -10 dB dans la bande passante et égale à 0 dB dans le reste de la bande. Concernant le paramètre de transmission S21, on note un gain d’environ -2 dB dans la bande passante [55 MHz - 85 MHz]. Idéalement, le gain devrait être égal à 0 dB. Cette différence est due aux imperfections des éléments passifs L et C ainsi qu’au caractère non idéal du transformateur. On peut conclure que presque 55 % de la puissance est transmise en sortie du quadripôle. Le caractère passif et linéaire du quadripôle est visible de part l’égalité des paramètres S12 et S21. Analysons maintenant de plus proche le comportement du quadripôle à la fréquence centrale du filtre 70 MHz. D’après la valeur de S11, nous avons remarqué que la puissance disponible à l’entrée du port 1 correspond à 87,5 % de la puissance totale émise. La valeur de S21 indique que presque 55 % de la puissance est transmise en sortie du quadripôle. D’après l’équation 3.13, on peut déduire que les pertes d’insertions valent environ - 2 dB ce qui est cohérent avec le relevé expérimental de la figure 3.12. 10 0 Pertes d'insertion (dB) -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) Figure 3.12 Pertes d'insertion de l'ensemble filtre et transformateur (dB) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 87 L’équation 3.12 permet de calculer la puissance perdue dans le quadripôle. Les paramètres S calculés précédemment, montrent que la puissance réfléchie au port 1 est estimée à 12,5% de la puissance totale émise. De même, la puissance transmise en sortie du quadripôle vaut environ 55%. Nous pouvons conclure que presque 32,5% de la puissance est perdue à l’intérieur du quadripôle. La figure 3.13 montre la répartition de la puissance totale. Nous retrouvons bien qu’à la fréquence centrale 70 MHz, il y a environ 35% de la puissance dissipée dans le quadripôle ce qui est cohérent avec les valeurs calculées. 100 Puissance réfléchie Puissance transmise Puissance perdue (L) 90 Répartition des puissances (%) 80 70 60 50 40 30 20 10 0 50 55 60 65 70 75 Fréquence (Mhz) 80 85 90 Figure 3.13 Répartition des puissances dans le quadripôle On peut déduire alors que l’ensemble filtre transformateur fonctionne bien. Il permet le passage des informations dans la bande fréquentielle 55 MHz - 85 MHz et atténue tous les autres signaux en dehors de la bande passante. En particulier, les raies spectrales constituant le signal MLI seront atténuées à hauteur de 100 dB/décade de part et d’autre de 55 MHz et 85 MHz. M. A. Mannah 88 3.2. Amplification Nous rappelons que le bloc amplificateur du transmetteur est identique à celui du récepteur. Le synoptique de la chaîne de la transmission de l’information est présenté à la figure 3.7. Le gain théorique de la partie amplification du transmetteur est donné par l’équation 3.15. V A G Amp. = 20 * log s = 20 * log v ≈ 18 dB 2 Ve (3.11) Le gain théorique de l’amplificateur du récepteur est calculé d’une façon homologue. Son gain théorique est aussi égal à 18 dB. Afin de vérifier expérimentalement les gains théoriques, les deux cartes amplificateurs identiques ont été réalisées. La figure 3.14 montre la photo expérimentale de l’amplificateur du transmetteur. Entrée Alimentation Sortie Figure 3.14 Photo expérimentale de la partie amplification du transmetteur Pour un amplificateur, on s’intéresse principalement au paramètre S21. Pour le transmetteur, ce paramètre décrit l’amplification du signal entre le modulateur et le filtre. Pour le récepteur, ce paramètre décrit l’amplification du signal entre le filtre et le démodulateur. Les ports de mesures ainsi que les puissances incidentes et réfléchies sont présentées à la figure 3.15.a. La mesure des paramètres S de la partie amplification du transmetteur est présentée à la figure 3.15.b. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 89 Modulateur 2 |a1 | Port 1 Perturbation Port 2 2 |b 2 | 2 |b 1 | Transformateur et filtre Information Amplificateur côté transmetteur (a) Ports de mesures 20 paramètres S de l'amplificateur (dB) 10 S11 S21 S22 0 -10 -20 -30 -40 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) (b) Paramètres de répartitions Figure 3.15 Caractéristiques de la partie Amplification du transmetteur On remarque que le paramètre S21 présente un gain de 17,6 dB aux alentours de 70 MHz. Dans la gamme de fréquence qui nous intéresse [55 MHz - 85 MHz], le paramètre S21 est proche de la valeur théorique calculée. La petite différence est due aux imperfections des composants et au caractère non idéal de l’amplificateur. Au-delà de 100 MHz, le paramètre S21 décroît de quelques dB. M. A. Mannah 90 Les paramètres de réflexion sont nettement inférieures à -10 dB ce qui prouve que la réflexion aux deux ports est négligeable et donc que l’adaptation avec l’ensemble filtre - transformateur est bonne. En particulier, la valeur de S11 nous permet de déterminer le gain d’insertion à travers l’amplificateur. En effet, la puissance réfléchie constitue dans ce cas moins de 1% de la puissance émise. Ainsi, le gain d’insertion devient presque égale à la puissance transmise | S21|2 d’après l’équation 3.13. Nous rappelons que ces mesures ont été effectuées avec un signal d’entrée de niveau - 10 dBm. La linéarité du gain de cet amplificateur en fonction du niveau d’entrée a été testée pour une fréquence 70 MHz. Le principe de la mesure est présenté à la figure 3.16.a et la linéarité de l’amplificateur est tracée à la figure 3.16.b. Vcc = + 12 V 50Ω ~ 70 MHz 50Ω Ve Vs 0V (a) Principe de mesure 20 15 10 Vs (dBV) 5 0 -5 -10 -15 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 Ve (dBV) (b) Linéarité de l’amplificateur Figure 3.16 Mesure de la linéarité de l'amplificateur Pour une tension d’entrée variant de -30 dBm à -1 dBm, le comportement de l’amplificateur est bien linéaire Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 91 3.3. Caractéristiques du transmetteur Les trois blocs principaux du transmetteur sont réunis. Le synoptique du transmetteur est présenté à la figure 3.17.a. Le port 1 correspond à l’entrée de l’amplificateur et le port 2 correspond à la sortie du filtre de Butterworth. La mesure des paramètres S de cet ensemble est présentée à la figure 3.17.b. Information |a1 | Perturbation Port 2 2 |b2 | Canal Modulateur Port 1 2 Transmetteur (a) Ports de mesures 20 S21 S22 Paramètres S du transmetteur (dB) 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) (b) Paramètres de répartition Figure 3.17 Caractéristiques du transmetteur Le paramètre S22 au port 2 est identique au paramètre S22 du filtre. On remarque une réflexion totale en dehors de la bande passante alors que plus de 90 % de la puissance est disponible au port 2 entre 55 MHz et 85 MHz. 92 M. A. Mannah Concernant le paramètre de transmission S21, ce dernier montre un gain d’environ 15 dB dans la bande passante. Ce gain n’est autre que le gain de l’amplificateur diminué du gain de l’ensemble filtre transformateur. D’après les caractéristiques de l’amplificateur, on peut déduire que la puissance réfléchie au port d’entrée |S11|2 est négligeable. Le gain d’insertion devient presque égal à la puissance transmise |S21|2. Les pertes dissipées dans le transmetteur ne peuvent pas être calculées simplement à cause de l’apport de l’énergie provenant de l’amplificateur. 3.4. Caractéristiques du récepteur La même démarche est suivie pour déterminer les caractéristiques du récepteur. Les trois blocs caractéristiques du récepteur sont réunis. L’interface de couplage de réception admet comme signal d’entrée la perturbation provenant du canal et le signal information utile. Le synoptique du récepteur est présenté à la figure 3.18.a. Le même protocole de mesure a été appliqué afin de déterminer les performances de cette carte. Le port 1 est formé par l’entrée du filtre et le port 2 correspond à la sortie de l’amplificateur. On s’intéresse à la puissance transmise |a1|2 depuis le port 1 vers le port 2 et à la puissance réfléchie au port d’entrée |b1|2. La mesure des paramètres S de cette carte est présentée à la figure 3.18.b. Le paramètre S21 est égal approximativement à 15 dB dans la bande passante. On déduit que le signal provenant du canal de transmission est amplifié et récupéré. Le paramètre S11 affirme que les signaux en dehors de la bande passante sont complètement réfléchis alors que ceux appartenant à la bande 55 MHz - 85 MHz sont transmis à travers la carte. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 93 Information Canal Port 1 Perturbation Port 2 Démodulateur 2 |a1 | 2 |b2 | Récepteur (a) Ports de mesures 20 S11 S21 10 Paramètres S du récepteur (dB) 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) (b) Paramètres de répartition Figure 3.18 Caractéristiques du récepteur 4. Caractérisation de la chaîne complète La chaîne de transmission complète comporte le transmetteur, le câble de puissance connecté à la machine et l’onduleur et le récepteur. Dans cette partie, nous proposons de mesurer le comportement fréquentiel d’un câble de puissance industriel. Bien évidemment ce câble n’est à l’origine pas prévu pour être utilisé comme support physique d’un canal de transmission. Enfin, l’ensemble transmetteur – câble – récepteur fera l’objet de mesures et discussions. M. A. Mannah 94 4.1. Caractérisation du câble de puissance Dans ce paragraphe, nous caractérisons un câble triphasé AWG12 de longueur 10 mètres, connecté d’un coté à la machine et de l’autre coté à l’onduleur. Les mesures ont été effectuées entre le port 1 côté machine et le port 2 côté onduleur. L’onduleur est mis hors tension sans découpage. Le moteur asynchrone est câblé en triangle. La figure3.19.a indique les ports de mesures et les puissances mises en jeu. La figure 3.19.b montre les paramètres S du câble mesurés pour une transmission depuis la machine vers l’onduleur. Information Machine Port 1 Perturbation 2 Port 2 |b 2 | Onduleur 2 |a 1 | CABLE 2 |b 1 | (a) Ports de mesures 10 Paramètres S du câble (dB) 0 -10 -20 -30 -40 -50 S11 S22 S21 -60 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) (b) Paramètres de répartition du câble connecté à la machine et l’onduleur Figure 3.19 Caractéristiques du câble connecté à la machine et l’onduleur sans découpage et sans tension sur le bus continu Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 95 Nous pouvons noter que dans la bande de fréquences inférieures à 120 MHz, le câble présente un comportement typique d’une ligne de transmission. Lorsque le paramètre de transmission à un port donné atteint un point maximal, le paramètre de réflexion au même port devient minimal et vice versa. A la fréquence de transmission, nous notons que le paramètre de réflexion S22 au port 2 (côté onduleur) est très proche du paramètre S11 au port 1 (côté machine). Toutefois, nous remarquons que ce câble est loin d’être une ligne de transmission idéale et présente des imperfections. En effet, à un point donné, le maxima de transmission doit être proche de 0 dB alors que le minima de réflexion correspondant doit être nettement inférieur à -10 dB, ce qui n’est pas le cas. Pour ce câble, les sommets des paramètres de transmission sont de l’ordre -5 dB, ce qui implique que seulement 30 % de la puissance est transmise à travers le câble. De même, les creux des paramètres de réflexion sont bien supérieures à - 10 dB ce qui implique qu’une grande partie de la puissance est réfléchie à l’entrée du câble. Analysons de plus proche ce comportement à la fréquence centrale 70 MHz. Le paramètre S21 est égal à -13 dB ce qui signifie que seulement 4 % de la puissance est transmise. Le paramètre S11 à cette fréquence est égal à -3 dB ce qui implique que 50 % de la puissance est réfléchie et que 50 % est disponible à l’entrée du quadripôle. Notons qu’à cette fréquence, on se trouve dans un minimum de transmission. Ainsi, en appliquant l’équation 3.13, on peut déduire d’après ces valeurs que les pertes d’insertion sont presque égales à -10 dB. De même, en appliquant l’équation 3.12, on peut déduire que les pertes dans le câble sont égales à la puissance disponible diminué de la puissance transmise, donc à environ 46 %. Ces différentes valeurs peuvent être vérifiées à l’aide des relevés des figures 3.20 et 3.21. 10 Pertes d'insertion IL (dB) 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 1 10 2 10 Fréquence (Mhz) Figure 3.20 Pertes d'insertion dans le câble. M. A. Mannah 96 100 Puissance réfléchie Puissance transmise Puissance perdue (L) 90 Répartition des puissances (%) 80 70 60 50 40 30 20 10 0 50 60 70 Fréquence (Mhz) 80 90 Figure 3.21 Répartition des puissances à travers le câble Ces résultats confirment que le signal allant du transmetteur vers le récepteur va subir une atténuation le long du câble triphasé, ce qui justifie l’étage d’amplification au niveau du récepteur. Cette atténuation est due : - A la nature du câble qui n’est pas conçu pour la transmission des données (pertes résistives, pertes du diélectrique et pertes par rayonnement), - Aux problèmes de désadaptation d’impédances du milieu ce qui se traduit par des minimums et maximums de transmission. Par la suite, on se propose de caractériser l’ensemble « transmetteur – câble connecté à la machine et l’onduleur – récepteur ». Nous mesurerons le paramètre S21 caractérisant le transport de l’information de l’entrée du transmetteur jusqu’à la sortie du récepteur. Ce paramètre sera mesuré avec l’onduleur hors tension et IGBT non commandés. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 97 4.2. Canal de transmission sans perturbation L’essai expérimental réalisé est présenté à la figure 3.22. VDC =0 MAS Charge Energie Informations 0 1 0 1 0 1 Commande 0 0 0 Port 1 Port 2 ≈ 10m Récepteur Transmetteur a) Synoptique de la manipulation Transmetteur Onduleur Récepteur Machine Câble b) Photo de la manipulation Figure 3.22 Synoptique et photo de la chaîne totale M. A. Mannah 98 L’onduleur est connecté à la machine asynchrone, couplée en triangle, par un câble triphasé. L’onduleur n’est pas alimenté (VDC = 0 V). Les interrupteurs IGBT ne sont pas commandés (pas de découpage). La carte transmetteur est connectée entre deux phases au niveau du moteur et la carte récepteur est connectée entre les deux mêmes phases côté onduleur. Cet ensemble peut être vu comme un quadripôle que l’on caractérise par les paramètres S. Le port 1 correspond à l’entrée du transmetteur et le port 2 correspond à la sortie du récepteur (figure 3.23.a). La figure 3.23.b montre l’évolution du paramètre S21 en fonction de la fréquence. Transmetteur ≈ 10m Récepteur (a) Ports de mesures 30 Paramètre S21 du canal sans découpage (dB) (dB) Modulateur |a12| 20 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 30 10 Fréquence (Mhz) 100 (b) paramètre S21 Figure 3.23 Paramètres de répartition (Onduleur hors tension) Démodulateur Port 2 Port 1 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 99 On s’intéresse principalement à la transmission des données depuis le moteur vers l’onduleur, donc au paramètre S21. Dans la gamme de fréquence [55 MHz - 85 MHz], le gain de la chaîne complète de transmission varie entre 8 dB et 21 dB. En se référant aux précédentes mesures, on voit clairement l’impact que peut avoir l’utilisation d’un câble non adapté (au sens électrique du terme). En effet, comme nous l’avons vu précédemment, les paramètres S11 et S22 du câble étant important (environ -5 dB en moyenne) il en résulte une atténuation non négligeable liée à la réflexion. Nous avons aussi vu que les pertes dans le câble contribuent à diminuer le gain total de la chaîne à hauteur de 46 % à 70 MHz. L’ensemble de ces contributions ramène le gain de la chaîne complète à 9 dB au lieu de 17 dB à la fréquence de transmission (figure 3.19). Un bilan de puissance est effectué. Le gain d’insertion des deux cartes transmetteur et récepteur de la chaîne est calculé en présence et en absence du câble triphasé. Le bilan est présenté au tableau 3.2. Quadripôles Gain d’insertion (dB) à 70 MHz Mesure du Transmetteur 14 Mesure du Récepteur 14.5 Somme des mesures Transmetteur + Récepteur 28.5 Mesure du Transmetteur et du Récepteur en cascade 28.5 Cohérence des résultats : Adaptation parfaite Mesure du Câble triphasé -10.8 Somme des mesures Transmetteur + Câble triphasé + Récepteur 17.7 Mesure du Transmetteur, Câble triphasé et Récepteur en cascade 8.6 Différence d’environ 9 dB : Désadaptation Tab. 3.2 Gain de la chaîne complète à 70MHz On constate qu’en l’absence du câble les mesures sont en parfait accord à la fréquence centrale de 70 MHz. L’ajout du câble fait apparaître une chute du gain d’environ 9 dB. Il faut noter que cette chute du gain n’est pas fixe. En effet, elle dépendra du type de câble, de sa longueur, de la forme de son cheminement et de ses terminaisons. Pour satisfaire pleinement ces investigations, une étude détaillée du comportement d’un câble associé à une machine et un onduleur sous tension serait intéressante, mais cette étude n’a pas été menée au cours de ces travaux. 100 M. A. Mannah 5. Conclusion Dans ce chapitre, nous avons tout d’abord présenté la structure générale des coupleurs. Une discussion sur la nature des différents éléments les constituant a permis d’aboutir à un synoptique. Nous avons justifié les fonctions de filtrage, d’isolation galvanique et d’amplification. Ces éléments, communs au transmetteur et au récepteur, ont été détaillés et caractérisés à l’aide des paramètres S. Enfin, la chaîne complète, constituée du transmetteur, du câble connecté à la machine et l’onduleur et du récepteur a été abordée. Les problèmes de désadaptation et de pertes liées à l’utilisation d’un câble dédié au transport de l’énergie électrique ont été mis en évidence. Dans le chapitre suivant nous allons tester la communication au sein d’une association convertisseur machine. Un ensemble modulateur démodulateur va être investigué afin de pouvoir assurer la transmission à travers le canal dans la bande de fréquence concernée. Différents essais vont être réalisés permettant d’évaluer la qualité de la transmission. On montrera l’efficacité du coupleur développé en fonction du taux d’erreur binaire et du rapport signal sur bruit. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 101 Chap 4 Validation de la transmission de données sur un réseau MLI Dans le chapitre trois, nous avons caractérisé des coupleurs CPL dédiés aux réseaux MLI. Ils sont constitués d’un filtre passe bande, d’un transformateur et d’un amplificateur et ont été dimensionnés pour transmettre l’information avec une porteuse à 70 MHz. Dans ce chapitre, nous allons tout d’abord caractériser l’information à transmettre. Cette étude nous permettra d’estimer les débits nécessaires pour la transmission de l’information, ce qui nous aidera à définir et à implémenter la modulation pour notre application. Par la suite, différents tests de communication seront effectués permettant de mettre en évidence les performances des modems développés ainsi que la fiabilité de transmission en termes de débit et de taux d’erreur. 1. Caractérisation de l’information à transmettre Dans un variateur industriel, des capteurs permettent de mesurer des grandeurs électriques et mécaniques dans le but d’assurer le contrôle de la vitesse ou du couple d’une machine et d’améliorer la robustesse et la dynamique des commandes. La précision d’un asservissement ou d’une mesure dépend directement de la précision du capteur utilisé et de ses différentes caractéristiques. Les débits nécessaires au transport de l’information sont directement liés à la technologie du capteur et à la précision souhaitée. Pour cela, l’étude des différents capteurs disponibles sur le marché est indispensable. L’information en sortie des capteurs est d’abord modulée. La modulation OFDM utilisée pour les applications domestiques est performante mais sa mise en œuvre est assez complexe. Ainsi, en fonction des débits nécessaires, il sera intéressant de trouver une modulation moins compliquée à mettre en œuvre mais capable d’assurer une transmission fiable des données issues des capteurs. La tendance actuelle du marché est l’utilisation de capteurs numériques au détriment des capteurs analogiques. Le développement des commandes d’axes est directement lié à l’utilisation des capteurs numériques plus performants que leur équivalent analogique, pour un coût inférieur [LOR03], [RAZ06]. Nous dénombrons deux technologies de capteurs numériques : le capteur électrique (pour mesurer un flux, un courant, une tension …) et le capteur mécanique (pour mesurer une position ou une vitesse). M. A. Mannah 102 Par la suite, nous ne nous intéresserons qu’aux capteurs mécaniques. Les plus utilisés dans une association convertisseur machine sont le codeur incrémental, le codeur absolu, le resolver et le capteur magnétique [MES]. On peut noter que le resolver est analogique par principe, mais il est toujours équipé d’une sortie incrémentale ou absolue, ce qui le range dans la catégorie des capteurs numériques. Le débit à la sortie des codeurs sera estimé en fonction de leurs caractéristiques. A l’issue de cette étude, une synthèse sur les différentes techniques de modulation sera présentée. Une modulation adéquate sera choisie pour être implémentée dans notre modem CPL. 1.1. Estimation des débits pour un asservissement de position ou de vitesse 1.1.1. Différentes technologies rencontrées Dans cette première partie, nous allons décrire le principe des capteurs les plus utilisés dans les associations convertisseurs machines. Nous nous intéressons uniquement aux capteurs de position et de vitesse. Codeur Incrémental Un codeur incrémental comporte 2 pistes de mesure, identiques mais décalées d’un quart de période pour la détection du sens de rotation et une piste de référence qui fournit une seule impulsion par tour. Ce capteur est simple à réaliser et économique. La précision de la mesure dépend seulement du nombre de graduations sur la piste. Cependant, il présente l’inconvénient de donner une position relative par rapport à une position d’origine souvent inconnue. Il est alors nécessaire d’effectuer une phase d’initialisation et d’ajouter une logique de détection du sens de rotation et de comptage des impulsions pour obtenir la position absolue. Ces capteurs sont souvent associés aux machines asynchrones pour des applications de contrôle, de diagnostic et de monitoring. Le synoptique de ce codeur ainsi que les signaux en sortie sont présentés à la figure 4.1. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 103 Signaux délivrés Disque Sens 1 Piste A Piste B A Piste Z B 90° él. 90° él. Z 360° électriques Période / Incrément Figure 4.1 Principe de fonctionnement du codeur incrémental Codeur Absolu Le codeur absolu est formé d’un disque comportant ‘n’ pistes où chaque piste comporte une alternance de secteurs réfléchissants et absorbants. Pour chaque position angulaire de l’axe, le disque fournit un code (binaire ou Gray) indiquant la position du rotor. Le codeur absolu est surtout utilisé avec une machine synchrone autopilotée qui nécessite la connaissance à chaque instant de la position exacte du rotor même lors du démarrage. Le codeur absolu présente l’avantage de donner une information de position absolue. En revanche, il est plus complexe à réaliser, du fait que la précision de la mesure est directement liée au nombre de pistes. Le synoptique de ce codeur ainsi que les signaux en sortie sont présentés à la figure 4.2. Piste intérieure MSB G1 G2 G3 Piste extérieure LSB G4 Figure 4.2 Principe de fonctionnement du codeur absolu M. A. Mannah 104 Capteur Resolver Le resolver est à la base un capteur analogique de position angulaire. Le signal analogique à sa sortie est toujours numérisé à l’aide d’un convertisseur analogique numérique (CAN). Ce capteur est formé par deux enroulements statoriques en quadrature et deux enroulements rotoriques également en quadrature. En alimentant un des enroulements rotoriques en alternatif et en court-circuitant l'autre, les enroulements statoriques seront le siège d’une f.e.m. modulée par des fonctions sinusoïdale et cosinusoïdale. On récupère alors ces informations pour calculer la position du rotor. L'intérêt de ce capteur réside dans sa robustesse et sa grande fiabilité. Par contre sa sensibilité aux champs magnétiques limite son utilisation. Ce type de capteur est surtout utilisé dans des applications machines synchrones autopilotées. Capteurs magnétiques Les capteurs magnétiques sont largement utilisés dans de nombreuses applications. Ils sont capables de détecter une position, mesurer une distance, une vitesse, un champ magnétique et un courant. Ces capteurs présentent de nombreux avantages en termes de coût et de linéarité. La plupart du temps, ces capteurs sont basés sur l’effet Hall. Ce principe permet d’obtenir des capteurs dotés d’une grande plage de mesure et peu onéreux mais ils sont sensibles aux variations de température. Pour pallier à cet inconvénient, on utilise alors des capteurs magnétorésistifs très sensibles et peu dépendants des variations de température. 1.1.2. Débit nécessaire pour une information de position Le débit issu du codeur dépend essentiellement des caractéristiques du codeur et de la vitesse de la machine en aval. Le principe de calcul du débit est le même pour les différents capteurs cités. En effet, supposons que l’on ait besoin d’une précision α lors de la mesure de la position. Le nombre de positions à coder sur un tour en sortie du codeur sera égale à : N pos . = 360° / α [ pos. / tr ] (4.1) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 105 Le nombre de bits N b nécessaire pour connaître la position est donné par la relation 4.2. : 2 N b −1 < N pos. ≤ 2 N b (4.2) Or, si on suppose que la machine tourne à une vitesse nominale N, le débit total D en sortie du capteur sera donné par l’équation 4.3 D = N pos. × Nb × N [bits / s ] = [ pos. / tr ] × [bits / pos.] × [tr / s ] (4.3) Le tableau 4.1 indique le débit nécessaire pour transporter une information de type position pour différentes gammes de codeurs. Vitesse Machine (tr/min) Précision nécessaire (°) Débit Final (Kbits/s) 1500 3000 1500 3000 2 1 36 72 81 162 1500 3000 1500 3000 0,5 0,1 180 360 1080 2160 Tab. 4.1 Débit en sortie D’un codeur Rappelons que le débit calculé est le débit brut des données utiles avant encapsulage. Or, en réalité, le débit nécessaire est supérieur aux valeurs calculées du faite qu’il faut transmettre, en outre des données utiles, des bits de correction, des bits de synchronisation, et des espaces vides pour éviter l’interférence des données. Enfin, ces capteurs permettent de mesurer des informations type vitesse et accélération par simple ou double dérivation de l’information position délivrée par le capteur. 1.1.3. Synthèse Le capteur est choisi en fonction de l’application souhaitée. Le codeur incrémental est principalement utilisé dans les applications de commande des machines asynchrones et dans les applications où il est nécessaire d’avoir une erreur de mesure la plus petite possible. Le codeur absolu et le resolver sont principalement utilisés dans les applications d'autopilotage des machines synchrones. Lorsque la transmission est sensible aux bruits ou lorsque l’alimentation électrique est sujette à des coupures, on utilise de préférence les codeurs absolus. 106 M. A. Mannah Concernant le débit en sortie de ces capteurs, nous avons montré que dans la plupart des cas, il est indépendamment de l’application et du type de machines utilisées et qu’il n’excède pas les 3 Mbits/s. 1.2. Choix d’une modulation appropriée Les modems CPL du marché sont basés sur la technique de modulation OFDM qui est conçue pour des transmissions hauts débits de quelques centaines de Mbits/s. Dans une association convertisseur machine, nous avons besoin d’envoyer des informations de contrôle et de monitoring. Ceux-ci ne nécessitent pas de large bande de fréquence. Pour ces applications, nous avons montré que le débit maximal nécessaire ne dépasse pas les quelques Mbits/s. Compte tenu de ces valeurs, il nous semble plus judicieux d’utiliser une modulation mono porteuse moins compliquée à mettre en œuvre que la modulation multi porteuse OFDM et qui assure toutefois une transmission fiable des données. Des études théoriques ont été déjà menées sur les différentes techniques de modulations existantes [HAY94], [KAD05] et [PRO+04] permettant de souligner l’avantage et l’intérêt de chacune. En résumé : - La modulation ‘Amplitude Shift Keying’ (ASK) module l’information en faisant varier son amplitude. Elle est simple à réaliser mais elle est très sensible aux bruits et aux non linéarités. Pour cela, cette modulation n’est pas utilisée lorsque le nombre de bits/symboles M augmente. - La modulation ‘Frequency Shift Keying’ (FSK) module l’information en faisant varier sa fréquence. On distingue deux types de modulations FSK. La modulation FSK à phase discontinue est simple à réaliser mais elle nécessite une grande bande passante. Elle est utilisée principalement dans les systèmes de transmission de données sur voies téléphoniques MODEM. La modulation FSK à phase continue est plus complexe à réaliser mais elle requiert une bande passante plus étroite. Cette modulation reste couramment utilisée dans des applications ne nécessitant pas de hauts débits comme la télémesure. - La modulation ‘Phase Shift Keying’ (PSK) module l’information en faisant varier sa phase. Elle est simple à réaliser et est surtout utilisée dans les réseaux câblés. Elle est très efficace sur le plan de la limitation de bruit et d’un point de vue spectrale. En effet, l’augmentation de M augmente l’efficacité spectrale ainsi que le débit avec une complexité acceptable pour M ne dépassant pas 16. Cette modulation admet un taux d’erreur binaire (TEB) meilleur que celui des deux modulations précédentes ce qui favorise son utilisation dans les endroits bruités. La modulation QPSK obtenue pour M = 4 permet d’assurer un débit de l’ordre de 3 Mbits/s. Ainsi, cette modulation semble être adéquate pour notre application. - La modulation ‘Quadrature Amplitude Modulation’ (QAM) module simultanément la phase et l’amplitude de l’information. L’augmentation de M augmente l’efficacité spectrale mais dégrade les performances puisque la transmission devient plus sensible dans le canal. La modulation 16-QAM dédiée pour des transmissions bas débits est Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 107 efficace contre le bruit et au niveau spectral. Son inconvénient majeur réside dans sa complexité. Cette modulation peut assurer une transmission efficace pour un débit allant à 4 Mbits/s. A titre d’exemple, elle peut être utilisée dans une application mettant en œuvre une machine asynchrone de vitesse nominale 3000 tr/min équipée d’un resolver, ou une machine synchrone de même vitesse nominale équipée d’un codeur absolu. Ainsi, chacune de ces modulations présente des avantages et des inconvénients. - La modulation ASK n’est actuellement plus utilisée à cause de sa sensibilité aux bruits. - De même, pour les canaux sélectifs en fréquences où l’on a besoin de minimiser la bande occupée, la modulation FSK ne sera pas conseillée. - La modulation PSK est plus robuste que les deux modulations précédentes en termes d’efficacité spectrale et débit. Pourtant, l’augmentation du débit nécessite une augmentation de la valeur de M, ce qui conduit à une dégradation des performances de la PSK. - La modulation QAM est préférée par rapport aux modulations précédentes si l’on a besoin de transmettre un débit plus élevé. Cependant elle est beaucoup plus complexe à réaliser. Le choix d’une modulation est toujours issu d’un compromis entre une probabilité d’erreur minimale et un taux de transmission élevé. L’application Courants Porteurs en Ligne dans une association convertisseur machine consiste à envoyer des informations à débit moyen dans un canal perturbé et bruité. On privilégiera les modulations peu sensibles aux bruits pour minimiser le taux d’erreur. Ainsi, les modulations QPSK et 16-QAM sont les plus favorables pour notre application. Toutefois, la modulation QPSK semble être plus pertinente du fait qu’elle est moins complexe à mettre en œuvre et est capable d’assurer une transmission fiable des données avec un débit correspondant à nos applications. L’objectif de cette étude étant de valider le principe du transport de données sur un réseau MLI, on utilisera dans nos modems une modulation QPSK. M. A. Mannah 108 1.3. Technique de modulation QPSK 1.3.1. Principe de la modulation La modulation QPSK est un cas particulier de la modulation PSK obtenue pour une valeur de M égale à 4. Cette modulation consiste à modifier la phase d’un signal sinusoïdal en fonction de l’information reçue. Le principe de la modulation QPSK ainsi que les différents trains de données sont présentés à la figure 4.3. Train Binaire {ak} Pair Codeur NRZ I + m (t) cos (ω0 t+ϕ0 ) {ik} {bk} Impair Q Codeur NRZ Démultiplexeur - π/2 Oscillateur sin (ω0 t+ϕ0 ) Tb Horloge Train binaire ik B1 B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 Répartition sur 2 trains Train ak B1 B3 B5 B7 Train bk B2 B4 B6 B8 B5 B7 B6 B8 I B1 B3 B4 Q B2 2*Tb Débit Db/2 Figure 4.3 Principe de la modulation QPSK Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 109 Codage et création des trains I et Q La première étape consiste à séparer les données binaires {ik} en symboles {ak} et {bk}, puis à transformer les symboles en données bipolaires I et Q. Le bloc NRZ (Non Return to Zero) consiste à transformer le bit 0 en une tension normalisée -1. On dénombre quatre possibilités de couple (I,Q) : {(-1 -1), (-1 1), (1 1), (1 -1)}. En supposant que le train binaire initial est de débit Db avec une durée de bit Tb, on obtient alors deux trains I et Q de débit chacun Db/2. Cette modulation a pour conséquence de diminuer artificiellement le débit binaire de moitié et donc doubler l'efficacité spectrale. Modulation Les deux trains I et Q sont ensuite multipliés par deux porteuses en quadrature de phase qu’on génère à l’aide d’un oscillateur local. La fréquence de la porteuse est choisie bien supérieure à la fréquence des symboles transmis sur les trains I et Q. La phase du signal modulé varie selon le couple binaire associé aux porteuses. Le saut de phase fonction de la paire de bits est indiqué au tableau 4.2. (I, Q) (-1 -1) Saut de phase 0° (-1 1) -90° (1 1) 180° (1 -1) +90° Tab. 4.2 Sauts de phase en fonction du symbole transmis La Constellation La constellation est la représentation des données I et Q dans le plan complexe ou l’axe des abscisses représente la partie réelle des symboles et l’axe des ordonnées représente la partie imaginaire. Le principe est présenté au tableau 4.3 : M. A. Mannah 110 Symbole (I, Q ) Signal modulé m(t) Grandeur complexe (0, 0) (-1, -1) m = -cos(ω0 t)-sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t + 5π/4) M = 2 e j5π/4 (0, 1) (-1, +1) m = -cos(ω0 t)+sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t - π/4) M = 2 e -jπ/4 (1, 1) (+1, +1) m = cos(ω0 t)+sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t + π/4) M = 2 e jπ/4 (1, 0) (+1, -1) m = cos(ω0 t)-sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t + 3π/4) M = 2 e j3π/4 Tab. 4.3 Principe de répartition des symboles sur une constellation Nous notons que l’amplitude du signal modulé est constante, donc tous les points sont équidistants par rapport au centre. Le signal modulé et la constellation sont présentés à la figure 4.4. -1, 1 -1, -1 1, -1 +A 0 -A Tsymb. Q (10) (11) I (00) (01) Figure 4.4 Signal modulé QPSK et constellation 1, 1 Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 111 1.3.2. Principe de la démodulation Le principe du démodulateur est représenté à la figure 4.5. Echantillonnage et seuillage Train I Signal modulé Oscillateur π/2 Echantillonnage et seuillage Train Q Figure 4.5 Principe de la démodulation QPSK A la réception, un oscillateur local synchrone et un déphaseur permettent de créer deux signaux sinusoïdaux en quadrature de fréquence f0. Le signal reçu est alors multiplié par ces deux porteuses. En sortie de chaque multiplieur, on retrouve un signal constitué des composantes images de I ou Q et des termes de pulsation n*ω0t qui sont ensuite filtrés. Deux étages de mise en forme permettent ensuite de récupérer les trains initiaux I et Q à partir des composantes continues. 2. Génération et transmission des données 2.1. Génération du train binaire Un générateur pseudo aléatoire a été utilisé pour générer les symboles IQ pour la modulation QPSK [FOU04]. La séquence pseudo aléatoire est générée à l’aide de 15 registres à décalage, câblés avec un retour approprié. Le nombre de registres défini le nombre de bits formant la séquence. Ainsi, la longueur maximale de la séquence sera égale à 2n-1 donc à 32767 bits. Cette séquence suit les recommandations ITU 0.150 [CCITT92]. Le débit des données est réglable et sa valeur maximale est de 1,6 Mbits/s. M. A. Mannah 112 En communication numérique, le taux d’erreur binaire est utilisé pour étudier la performance de la transmission. Le taux d’erreur sera calculé en comparant la séquence de données transmise et la séquence de données reçue. Pour réaliser cette comparaison, il faut définir une séquence de synchronisation en début de trame. Toutefois, il faut conserver le caractère aléatoire de la chaîne de données. Pour ces raisons, le choix d’un générateur pseudo aléatoire se justifie. 2.2. Modulateur QPSK Nous avons vu dans le paragraphe précédent que la modulation QPSK est très efficace en termes de robustesse aux bruits et d’efficacité spectrale. Elle peut garantir une transmission fiable des données dans les applications convertisseurs machines là où le débit des informations issues des capteurs ne dépasse pas les quelques Mbits/s. En outre, elle est simple à réaliser. Pour ces différentes raisons, cette modulation a été choisie comme modulation de base de notre modem. Pour les raisons explicitées au chapitre trois, nous avons fixé la fréquence de la porteuse à 70 MHz Carte expérimentale La carte expérimentale réalisée est montrée à la figure 4.6. Sa conception a été fortement inspirée d’un document technique [FOU04]. Figure 4.6 Modulateur QPSK développé Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 113 Le modulateur QPSK est réalisé au moyen d’un assemblage faisant intervenir un déphaseur de 90°, deux mélangeurs équilibrés et un sommateur. Puis le signal est transposé à la fréquence de la porteuse. Un oscillateur local délivre un signal à 70 MHz. Le signal est ensuite transmis à deux mélangeurs I et Q et des cellules déphasant le signal de + 45° pour la voie I et de - 45° pour la voie Q. Les signaux issus des mélangeurs sont recombinés au moyen d'un sommateur. Relevés expérimentaux La figure 4.7 montre les mesures expérimentales obtenues avec ce modulateur pour un débit binaire de 1,6 Mbits/s. L’OBW (Occupied BandWidth) montre que 99 % de la puissance est comprise dans une bande de largeur 1,2 MHz. Cette puissance sera ramenée à 0 dBm et sera considérée comme référence pour les investigations qui suivent. Q (10) | 2 (11) | 3 I (00) | 0 (01) | 1 Constellation normalisée Spectre Figure 4.7 Constellation QPSK et spectre associé 114 M. A. Mannah 2.3. Démodulateur QPSK Afin de récupérer le train binaire initialement transmis, le signal information en sortie de l’interface de couplage doit être ramené en bande de base. Cette opération nécessite l’élimination de la porteuse et est effectuée par le démodulateur QPSK. Toutefois, la mise en œuvre de ce démodulateur est complexe et la difficulté principale réside dans la reconstruction de la porteuse qui est nécessaire pour effectuer la démodulation. Au cours de ces travaux de thèse, nous n’avons pas développé de démodulateur QPSK, l’objectif étant de prouver la faisabilité du transfert de l’information sur un réseau MLI. Par contre, nous avons utilisé un analyseur de spectre associé à un PC équipé d’un logiciel de démodulation. La longueur maximale des données pouvant être traitées manuellement est de 4096 symboles (8192 bits) avec une modulation QPSK. Toutefois, afin d’évaluer la qualité de la transmission, il nous faut transmettre un train binaire plus long. En effet, la réception de plusieurs échantillons puis la recherche d’un maximum de corrélation avec les trames émises permet d’obtenir le taux d’erreur binaire. Nous avons donc créé une boucle formée de 25 trames aléatoires, soit 819200 bits correspondant à 500 ms de transmission de données. La détection d’erreur sur une telle longueur reflète bien la qualité de la transmission, puisque durant ces 500 ms, chaque bras de l’onduleur aura changé d’état dix mille fois. Il y aura donc eu vingt mille changements d’état de la tension MLI appliquée au niveau du coupleur. L’analyseur de spectre associé au PC et l’interface du logiciel de démodulation sont présentés à la figure 4.8. Cet ensemble permet de réaliser plusieurs tâches parmi lesquelles on peut citer : - La recherche de mots binaires dans une trame - La visualisation des caractéristiques du signal reçu (diagramme de l’œil, constellation…) - L’évaluation de la qualité de transmission (erreur sur la variation d’amplitude, erreur sur la variation de phase, amplitude réelle en mV, rapport signal sur bruit,…) La recherche du maximum de corrélation entre la trame transmise et la trame pseudo aléatoire est effectuée sous Matlab après acquisition des 819,2 Kbits. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 115 Figure 4.8 Analyseur de spectre associé au PC et interface de démodulation 2.4. Ensemble modulateur démodulateur Ce paragraphe est dédié à la validation du bon fonctionnement de l’ensemble modulateur démodulateur. Le générateur pseudo aléatoire décrit au paragraphe 2.1 génère les symboles IQ avec un débit de 819,2 kSymb/s l’équivalent de 1,6 Mbits/s pour une modulation QPSK. Ces deux trains sont récupérés par le modulateur QPSK et sont modulés à une fréquence porteuse de 70 MHz. Le signal modulé QPSK est ensuite démodulé à l’aide de l’ensemble analyseur - PC associé. Le banc d’essai est présenté à la figure 4.9. Ce test de communication à liaison directe va nous permettre de valider le bon fonctionnement de l’ensemble. M. A. Mannah 116 Figure 4.9 Ensemble modulateur démodulateur La figure 4.10 présente l’interface du PC associé à l’analyseur. L’analyse des différentes informations présentées sur cette interface reflète la qualité de la transmission. On distingue clairement les informations suivantes: - La constellation du signal reçu représente les différents symboles IQ à un instant donné. La disposition de ces symboles sur ce diagramme donne une idée claire sur la qualité de la transmission. On note alors une transmission fiable des données. - Le diagramme de l’œil représente le flux de données porté par les voies I et Q avant échantillonnage et seuillage dans le démodulateur [ROU08]. Ce diagramme permet de mettre en évidence de nombreux critères de performance d’une transmission numérique. On remarque que l’œil est ouvert et non déformé ce qui indique un minimum de distorsion. Nous rappelons que la présence de bruit excessif dans le canal ou d’interférence entre symboles sera exprimée par la fermeture et la déformation de l’œil. - Le spectre QPSK indique l’élévation du niveau du signal utile dans la bande passante occupée par rapport au niveau du bruit en dehors de cette bande. - Des indications sur la qualité de transmission sont fournies, comme le rapport du signal sur bruit, les différentes erreurs (erreur sur la variation d’amplitude, erreur sur la variation de phase, …) ainsi que le niveau de puissance reçue. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI Constellation QPSK 117 Données diverses (Erreur en amplitude, erreur de phase, SNR…) Spectre QPSK Niveau d’erreur Diagrammes de l’œil de I & Q Figure 4.10 Interface de démodulation QPSK 3. Validation de la communication Dans cette partie, nous nous intéressons à la validation expérimentale d’une transmission d’informations à 1,6 Mbit/s. Nous présentons des résultats mettant en avant l’influence du découpage de l’onduleur sur le taux d’erreur binaire. Un banc d’essai expérimental a été réalisé. Son synoptique est présenté à la figure 4.11.a. Un onduleur triphasé est alimenté par une tension continue VDC de 325 V. La tension continue est issue du réseau triphasé qui est redressé et filtré. Le taux de modulation ‘m’ est égal à 0,9. L’onduleur alimente une machine asynchrone couplée en triangle qui entraîne une machine synchrone couplée en étoile. L’ensemble débite sur un banc de charge résistive de 12Ω. Un chemin de câbles permet d’utiliser deux câbles de longueurs 10 mètres ou 50 mètres. M. A. Mannah 118 Le transmetteur et le récepteur présentés aux figures 4.11.b et 4.11.c sont installés de part et d’autre du chemin de câbles. Le générateur pseudo aléatoire fournit une trame de données pseudo aléatoire à 1.6Mbits/s. La fréquence de découpage étant de 10 kHz, il y aura vingt mille changements d’état de la tension composée durant cette période ce qui permet de bien tester la qualité de transmission. Les dv/dt mesurés au niveau du coupleur atteignent 8,1 kV/µs. Les données sont modulées en QPSK avant d’être couplées au réseau par l’intermédiaire du transmetteur Tx. Côté onduleur, le signal portant les informations est récupéré par l’intermédiaire du récepteur Rx. Celui-ci est démodulé à l’aide de l’analyseur de spectre et du PC équipé du logiciel de démodulation. VDC=325V IDC=6.9A MLI MS MAS Résistive 12Ω, Tri 380V Informations Electronique centrale ≈ 10m / 50m Données Démodulateur Analyseur Agilent QPSK Rx Charge Energie Modulateur Tx Côté réception QPSK Générateur Pseudo aléatoire Côté transmission (a) Synoptique de la chaîne de transmission (b) Photo du récepteur (c) Photo du transmetteur Figure 4.11 Chaîne de transmission complète Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 119 La transmission de données sera testée sous différentes conditions de fonctionnement. Dans un premier temps, l’onduleur est mis hors tension. Dans un second temps, l’onduleur sera alimenté par une tension VDC = 325V. Ce test montrera l’influence de la tension du bus continu de l’onduleur et du signal de découpage MLI. La faisabilité de la communication dans des conditions normales de fonctionnement sera ainsi vérifiée. 3.1. Transmission de données sous VDC = 0 V L’onduleur est mis hors tension. La machine asynchrone est connectée au chemin de câbles afin de mettre en relief l’influence de la désadaptation d’impédance. Les mesures sont réalisées avec les deux câbles de longueurs 10 mètres et 50 mètres respectivement. La communication est effectuée entre le moteur et l’onduleur avec la puissance d’émission maximale que peut délivrer le transmetteur. 1.5 1.5 I -1.5 I/Q 1.5 Q -1.5 -1.5 0 0 (a) Câble de longueur 10 m 1.5 1.5 I I/Q -1.5 1.5 Q -1.5 -1.5 0 0 (b) Câble de longueur 50 m Figure 4.12 Constellation et diagramme de l'œil (VDC = 0V) 120 M. A. Mannah La trame initialement envoyée par le générateur a été générée par le logiciel Matlab afin de pouvoir la comparer avec la trame reçue après démodulation. La comparaison de ces deux trames nous permet de détecter le nombre de bits erronés et de calculer par la suite le taux d’erreur binaire. On peut remarquer que la communication a été établie avec succès. La comparaison de la trame reçue avec la trame mémorisée sous Matlab nous montre un taux d’erreur binaire égal à zéro pour les deux câbles utilisés. La constellation du signal reçu et le diagramme de l’œil pour les deux câbles ont été relevées et sont présentées à la figure 4.12. Vérifions le bilan de puissance de la chaîne de transmission pour le câble de 10 mètres. La puissance émise en sortie du modulateur est prise comme référence, fixée à 0 dBm. L’interface de démodulation affiche un gain de 8,9 dB. Or, le gain de l’ensemble Tx, câble et Rx a été mesuré dans le chapitre 3. La valeur de S21 variait entre 8 dB et 10 dB au voisinage de la fréquence de transmission 70 MHz dans la plage fréquentielle fc ± B/2 (entre 69,2 MHz et 70,8 MHz). Ainsi, on peut la considérer constante de l’ordre de 9 dB (figure 3.23). Cette valeur est bien cohérente avec les mesures affichées par l’analyseur. 3.2. Transmission de données sous VDC = 325 V L’onduleur est alimenté sous une tension continue VDC = 325V. Les interrupteurs sont commandés en MLI. Le courant en sortie du redresseur est égal à 6,9 A. La puissance fournie par l’onduleur est d’environ 2,2 kW. La machine est chargée par une génératrice débitant dans un banc résistif. Les essais sont effectués avec les câbles de longueurs respectives 10 mètres et 50 mètres. Nous pouvons remarquer que la communication est établie avec succès. Les trames envoyées sont reçues avec un taux d’erreur nul. La commutation des interrupteurs de l’onduleur ne perturbe pas la communication. La figure 4.13 montre les constellations et les diagrammes de l’oeil pour les deux câbles utilisés. La ressemblance entre les constellations du signal démodulé et celui initialement transmis confirme la fiabilité de la transmission. De même, l’absence du bruit impulsif caractéristique de l’onduleur dans le diagramme de l’œil, montre l’efficacité des coupleurs. En effet, on constate que pour un mode de fonctionnement nominal de l’ensemble convertisseur machine, le diagramme de l’œil reste parfaitement ouvert et sans déformation, ce qui est représentatif d’une transmission avec un minimum de distorsion. La réception de 25 trames met en évidence une transmission sans erreur sur un échantillon de 819,2 Kbits. Le bilan de puissance effectué pour le câble de longueur 10 mètres est le suivant : - Puissance relative du signal émis : 0 dBm. - Gain de la chaîne totale au voisinage de 70 MHz selon le chapitre 3 est environ 8,6 dB - Le gain affiché par l’analyseur est d’environ 8,9 dB Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 121 1.5 1.5 I -1.5 I/Q 1.5 Q -1.5 -1.5 0 0 (a) Câble de longueur 10 m 1.5 1.5 I -1.5 I/Q 1.5 Q -1.5 -1.5 0 0 (b) Câble de longueur 50 m Figure 4.13 Constellation et diagramme de l'oeil (VDC = 325V) 3.3. Conclusion Les essais expérimentaux effectués ont permis de vérifier que le fonctionnement des coupleurs était celui attendu. Ceux-ci assurent une transmission fiable des données depuis le moteur vers l’onduleur. Les diagrammes de l’œil montrent un niveau du signal émis confortable au regard du bruit impulsif qui transite de l’onduleur vers le démodulateur au travers du coupleur de réception Rx. La prochaine étape consiste à étudier l’influence de cette puissance d’émission sur la communication. Pour cela, nous allons chercher à voir l’influence du niveau de la puissance d’émission sur le taux d’erreur en présence ou non de tensions sur le bus continu de l’onduleur. 122 M. A. Mannah 4. Transmission de données à puissance réduite : Optimisation du niveau Nous allons maintenant vérifier la qualité de la transmission de l’information en faisant varier deux paramètres qui sont la présence ou non d’une tension sur le bus continu et le niveau relatif de la puissance d’émission. L’atténuateur du transmetteur, présenté à la figure 4.11.c, a été utilisé en sortie du modulateur QPSK. Celui-ci nous permet d’introduire différents niveaux d’atténuation par un simple réglage. Une première mesure est effectuée avec une atténuation de 20 dB. La puissance relative à l’émission en sortie du modulateur QPSK devient égale à -20 dBm. La communication est testée en mettant l’onduleur hors tension puis sous tension. On remarque que le taux d’erreur est toujours nul et que les données sont transmises correctement. Par la suite, différentes mesures ont permis d’évaluer l’influence de la puissance d’émission en introduisant à chaque pas une atténuation supplémentaire de 2 dB. Ainsi, la communication a été lancée avec différents niveaux allant de -20 dBm à -40 dBm. Pour chaque valeur, le taux d’erreur binaire a été mesuré. Les essais ont été effectués avec les deux câbles et avec différents niveaux de tension du bus continu. Nous avons noté qu’au-delà de 30 dB d’atténuation, la transmission devient erronée et le taux d’erreur augmente. Un récapitulatif des constellations relevées pour différentes puissances d’émissions avec le câble de longueur 50 mètres est présenté à la figure 4.14. - Pour une atténuation de 20 dB, on remarque que la constellation à la réception est identique à celle de la transmission indépendamment de la valeur du bus continu. On peut distinguer les symboles de chaque quadrant sans aucune ambiguïté. La communication est établie avec succès. - Pour une atténuation de 26 dB, le taux d’erreur est toujours nul malgré la présence du bruit impulsif non négligeable lorsque l’onduleur est alimenté. - Pour une atténuation de 32 dB, la situation se dégrade. Le bruit impulsif est remarquable sur la constellation. Lorsque l’onduleur est mis sous tension, le bruit impulsif généré par la commutation des semi conducteurs apparaît clairement et introduit des erreurs. A ce niveau de transmission, le taux d’erreur n’est plus nul. - La situation empire à 38 dB d’atténuation. Pour certains points, il est impossible de connaître avec exactitude la valeur du symbole transmis. Le taux d’erreur augmente donc fortement et la qualité de transmission est dégradée. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI Atténuation 123 Câble de longueur 50 m Onduleur hors tension (VDC = 0V) Onduleur sous tension (VDC = 325V) -20 dB -26 dB -32 dB -38 dB Figure 4.14 Qualité de transmission en fonction du niveau relatif d'émission M. A. Mannah 124 L’ensemble des mesures montre bien que le taux d’erreur binaire dépend du niveau de puissance à l’émission. Le traitement des différents résultats nous a permis d’évaluer le pourcentage d’erreur en fonction de la puissance d’émission. Pour chaque niveau d’émission, la trame reçue après démodulation a été comparée à celle générée sous Matlab ce qui nous a permis de calculer le taux d’erreur binaire. Pour une trame de données de 819,2 Kbits, l’évolution du taux d’erreur en fonction de la puissance normalisée d’émission est présentée à la figure 4.15 et le nombre d’erreurs en fonction de la puissance normalisée d’émission est présenté à la figure 4.16. 41,6 -40 17,7 Puissance no rmalisée (dBm) -38 44,9 27,8 5,8 7,9 -36 0,9 -34 5,0 E = 325V 1,7 0,0 0,8 0,0 -32 -30 E = 0V -28 -26 -24 -22 -20 0 0 10 20 30 40 50 Taux d'erreur (%) Figure 4.15 Evolution du taux d’erreur en fonction de la puissance normalisée d’émission 14079 Err eurs de transmission 6693 E = 0V E = 325V 76 40 1 2 - 24 -22 0 - 33 - 32 -30 -28 - 26 -20 Puissance normalisée (dBm) Figure 4.16 Nombre d’erreurs en fonction de la puissance normalisée d’émission pour une trame pseudo aléatoire composée de 819,2 Kbits Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 125 Comme nous pouvions l’imaginer, le taux d’erreur augmente avec l’atténuation apportée au signal d’émission. L’exploitation des figures 4.15 et 4.16 nous permet de distinguer trois zones distinctes. - Une première zone, de 0 dBm à -20 dBm (figure 4.15), où le taux d’erreur est nul avec ou sans tension sur le bus continu. Dans cette zone, le niveau d’émission permet de s’affranchir des perturbations impulsives générées par l’onduleur. - Une deuxième zone, de -22 dBm à -32 dBm (figure 4.16), où le niveau d’émission permet la transmission sans erreur uniquement sans présence de bruit impulsif liés à l’onduleur. Lorsque que le bus continu est de 325 V, le taux d’erreur augmente d’abord peu puis très fortement à -32 dBm. La figure 4.17 montre clairement la fermeture du diagramme de l’œil de la voie I rendant de plus en plus difficile la différentiation d’un niveau logique. Ce diagramme met en relief l’influence de la tension du bus continu de l’onduleur. - Enfin, une dernière zone située entre -34 dBm et -40 dBm (figure 4.15), où le niveau du signal d’émission ne permet plus de transmission fiable lorsque le bus continu est nul. Jusqu’à -36 dBm, on constate des pertes de synchronisation d’abord ponctuelles puis récurrentes. Les diagrammes de l’œil sont quasiment fermés et montrent les limites de la transmission pour ces puissances. A partir du début de cette zone, le pourcentage d’erreur augmente fortement pour atteindre au bout de quelques dB presque 50 %. (a) Onduleur hors tension (VDC = 0V) (b) Onduleur sous tension (VDC = 325V) Figure 4.17 Diagramme de l'oeil de la voie I pour une puissance relative de -30 dBm 126 M. A. Mannah 5. Conclusion générale Après un rappel sur la technologie des différents capteurs utilisés dans une association convertisseur machine, nous avons calculé les débits nécessaires au transport d’une information de type position. Ceux-ci ont justifié notre choix de la modulation QPSK pour la transmission des données. Un générateur de données pseudo aléatoire et une carte de modulation QPSK ont été réalisés. La communication a ensuite été testée dans une association convertisseur machine à l’aide des coupleurs présentés au chapitre 3. Le taux d’erreur a été calculé pour différents niveaux de puissance d’émission et pour différentes valeurs du bus continu. Sous certaines conditions, nous avons montré que les données ont été transmises avec fiabilité entre la machine et l’onduleur. L’influence de l’onduleur et du canal de transmission sur le fonctionnement des coupleurs a été soulignée. Nous avons ainsi pu distinguer trois zones particulières en fonction de la puissance relative d’émission. Ces essais ont mis en relief l’efficacité des coupleurs développés pour un réseau MLI. A ce stade, la faisabilité de la communication sur les réseaux MLI a été démontrée. Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 127 Conclusions et Perspectives Résultats principaux Ce travail de thèse traite de la faisabilité de la transmission de données par Courants porteurs en Ligne « CPL » à travers le câble électrique d’une association « pré actionneur – actionneur ». Nous nous sommes intéressés plus particulièrement aux ensembles convertisseurs machines. Le réseau de puissance entre une machine et son convertisseur diffère complètement du réseau électrique basse tension sinusoïdale 230V / 50Hz là ou la technologie CPL est très répandue. En effet, la forme de la tension au sein d’une association convertisseur machine est un signal MLI imposé par l’état des interrupteurs de puissance. Ce signal peut être approximé par une succession de trapèzes de fréquences et de durées variables. Le spectre d’un tel signal est par conséquence riche en harmoniques. Dans ce mémoire, nous avons étudié la faisabilité de la communication par CPL sur un tel canal. Nous avons mis en relief les différentes limites de fonctionnement et difficultés rencontrées et nous avons proposé des solutions qui permettent d’assurer une communication fiable sur le réseau MLI. Dans le premier chapitre de cette thèse nous avons abordé l’état de l’art et le principe de la technologie CPL. Les différentes caractéristiques et exigences du canal de transmission ont été présentées. Le couplage des données sur le réseau de puissance a été discuté. La fin de ce chapitre a été consacrée aux perspectives d’applications de cette technologie, notamment dans le domaine industriel qui nous intéresse. Dans le deuxième chapitre, nous avons souligné l’intérêt d’utiliser la technologie CPL dans les associations convertisseurs machines. Ce principe de communication s’avère être avantageux. Les câbles traditionnels utilisés pour la commande et le diagnostic des machines électriques sont mutualisés avec le câble de puissance. Par la suite, les contraintes imposées par les réseaux MLI en terme d’occupation spectrale ont été discutées. Nous avons montré que ces réseaux sont totalement différents des réseaux électriques domestiques. La commutation des interrupteurs de l’onduleur de puissance rend l’environnement hostile dans la bande des CPL domestiques à savoir [1,6 MHz - 30 MHz]. Une caractérisation du convertisseur de puissance a été réalisée et nous a permis de souligner l’influence des différents paramètres de l’onduleur et du signal MLI sur la communication. Nous avons montré également que la tension du bus continu, la fréquence de découpage et les temps de commutation avaient une influence importante sur la communication CPL. 128 M. A. Mannah A la suite de cette étude, nous avons testé la faisabilité de la communication sur les réseaux MLI à l’aide de modems CPL domestiques. Des premiers essais expérimentaux ont permis de déduire les limites de fonctionnement de cette technologie. La cause de disfonctionnement peut être attribuée aux impulsions de tensions à fort dv/dt qui résultent de la commutation de chaque semi conducteur. Une étude théorique et des essais expérimentaux ont été réalisés afin de valider cette hypothèse. Ainsi, à l’issue de ce chapitre, nous avons pu confirmer que la technologie CPL domestique n’est pas adaptée aux réseaux MLI. Dans le troisième chapitre, le développement d’un coupleur CPL pour réseaux MLI est abordé. Un cahier des charges approprié nous a permis de définir l’architecture des coupleurs transmetteur et récepteur. Ces derniers sont constitués chacun d’un filtre passe bande, d’un transformateur et d’un étage d’amplification. Chacun de ces éléments a été dimensionné et caractérisé. Le filtre passe bande est choisi d’ordre 5, de fréquence centrale 70 MHz, de largeur de bande 30 MHz et de réponse de Butterworth. L’isolation galvanique, nécessaire en terme de sécurité et de connexion de l’électronique de puissance à l’électronique bas niveau, a fait l’objet d’une étude. A l’issue de cette étude, un transformateur respectant les critères fréquentiel et d’isolement a été choisi. Les cartes transmetteur et récepteur ont été ensuite implémentées. Leur validation expérimentale a été effectuée à l’aide des paramètres de répartition. A la fin de ce chapitre, le gain total de la chaîne de transmission en présence des coupleurs pour réseaux MLI a été évalué et la performance de ces coupleurs a été vérifiée. Dans le dernier chapitre, la faisabilité de la communication CPL sur le réseau MLI à l’aide des coupleurs développés a été démontrée. Dans un premier temps, la nature des informations à transmettre au sein d’une association convertisseur machine a été définie. L’étude d’une gamme de capteurs de position et de vitesse a permis de définir le débit binaire nécessaire à la transmission. Dans le cas le plus extrême, un débit de quelques Mbits/s a été recensé. Une modulation mono porteuse QPSK à fréquence porteuse 70 MHz a été retenue pour sa simplicité. Un banc de test, mettant en œuvre un ensemble onduleur – machine asynchrone ainsi que la chaîne de transmission associée a été développé. L’influence de la tension du bus continu de l’onduleur ainsi que la puissance d’émission du signal de transmission ont fait l’objet d’investigations. Des campagnes de mesures portant sur l’envoi d’un train binaire de 819,2 Kbit à une vitesse de 1,6 Mbit/s a permis d’extraire des courbes de taux d’erreur. Les résultats de mesures ont montré l’amélioration apportée avec les nouveaux modems développés. La transmission des données réalisée à 1,6 Mbit/s a été établie avec succès. Ces résultats ont été obtenus dans le cas d’un ensemble convertisseur – machine distant de 10m à 50m et assurant un transit d’énergie de 2,2 kW sous un niveau de tension de bus continu de l’ordre de 300V. Toutefois, ce système de communication reste exportable à d’autres bancs construits avec des éléments (moteur, câble, onduleur) de spécifications différentes moyennant le réglage de certains paramètres tels que les fréquences de modulation, la puissance du signal de communication et le débit ... Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 129 Perspectives Les perspectives de cette étude sont nombreuses et se situent dans le prolongement direct des travaux déjà menés. En effet, ces travaux pourraient être appliqués à une application de commande de machines électriques. Dans ce travail de thèse, nous avons choisi de transmettre une trame pseudo aléatoire sans aucun lien avec la commande de la machine. Rappelons que cette trame avait pour seul but de valider la faisabilité de la communication sur les réseaux MLI. La communication pourrait alors être étendue à des systèmes en boucles fermées afin de satisfaire la commande et le diagnostic des machines. Les informations transmises seraient dans ce cas les données issues des capteurs installés au niveau du moteur. A titre d’exemple, la position et la vitesse du moteur seraient transmises pour la commande alors que la température pourrait être transmise pour du diagnostic. Pour les applications à forte efficacité opérationnelle le transport de l’information par CPL pourrait assurer la redondance. Toutefois, la commande et le diagnostic nécessitent la transmission des données en temps réel ce qui exige une forte implication de la théorie des signaux. Cela ouvre un autre axe de recherche visant à minimiser les opérations à effectuer et le coût de calcul. De plus, il nous semble intéressant de caractériser un ensemble de convertisseurs de puissance représentant les produits que l’on retrouve sur le marché grand publique, industriel et du transport. Les différentes valeurs de tensions du bus continu des onduleurs, les technologies d’IGBT et les modes de commutation sont autant de paramètres qui rendent difficiles le choix de la bande fréquentielle utile au transport de l’information. Ainsi, un standard industriel pour la communication CPL sur les réseaux MLI pourrait voir le jour. En outre, des travaux pourront être menés sur l’étude de la compatibilité électromagnétique des CPL dans les réseaux MLI. A l’issue de telles études, on pourra définir une norme fixant les règles principales à suivre lors de l’utilisation de la technologie CPL sur un réseau MLI, ce qui permettra d’accélérer l’essor de cette technologie. En définitive, tout laisse à penser que la technologie CPL trouvera dans le proche avenir un fort intérêt chez les industriels ce qui lui permettra de trouver de nouvelles applications dans le domaine des ‘courants forts’. 130 M. A. Mannah Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 131 Annexe 1 : a - Variation du temps de commutation en fonction de la valeur du courant de phase L’étude fine de la commutation a montré les résultats suivants : - Pour un courant de phase iL < 0, le temps de montée tm est inversement proportionnel à la valeur du courant. Ce temps tm correspond à la durée de remontée de la tension aux bornes de T2 (blocage de T2). En revanche, le temps de descente est indépendant de la valeur du courant et reste constant. Ce temps td correspond à la durée de décroissance de la tension aux bornes de T2 (amorçage de T2). - Pour un courant de phase iL > 0, le temps de descente td est inversement proportionnel à la valeur du courant. Ce temps td correspond à la durée de remontée de la tension aux bornes de T1 (blocage de T1). En revanche, le temps de montée est indépendant de la valeur du courant et reste constant. Ce temps tm correspond à la durée de décroissance de la tension aux bornes de T1 (amorçage de T1). Afin de valider ces conclusions, nous avons relevé la variation de temps de commutation au blocage en fonction du courant de phase. La figure suivante montre que les temps de montée et de descente dépendent bien du signe du courant iL et de sa valeur. De même, nous montrons que cette variation peut être approximée par un polynôme d’ordre 2 donné par l’équation : 2000 1800 1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 -20 tm Td dv/dt (V/µs) dv/dt (V/µs) y = - 2,69 x 2 + 141,8 x + 153 blocage de T2 blocage de T1 -10 10 -15 -5 0 5 Courant iL (A) 15 20 2000 1800 1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 0 mesures interpollation quadratic 2 4 6 8 10 12 14 16 18 Valeur absolue du courant iL (A) Commutation fonction du courant de phase 20 M. A. Mannah 132 b - Calcul de la série de Fourier d’un signal MLI Rappel : Série de Fourier Tout signal x(t) périodique, de période Tm, peut se mettre sous la forme d’une série de Fourier. La série de Fourier peut s’écrire de plusieurs façons : x(t) = C 0 + n= ∞ ∑C n e j(n ωm t) = x(t) + n= − ∞ C 0 = x = valeur moyenne de x(t) n =∞ ∑A n cos(n ω m t + γ n ) n =1 An = 2 Cn γ n = arg (C n ) Hypothèses : - La période de découpage Td est très élevée devant la période du modulant Tm. On en déduit que sur une période de découpage, la tension modulante vm peut être considérée constante. - La fréquence de découpage fd est un multiple entier de la fréquence du modulant fm : f T M= d = m f m Td - Pendant la commutation, la croissance et la décroissance de la tension évoluent linéairement. - Les temps morts ne sont pas pris en compte Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 133 Formes d’ondes caractéristiques : 1 vm1 0 t Td iL1 vt -1 iL1 vm1 vt 0 vm1 t vt t p Td (M-1) Td vt iL1 α10Td α1(M-1)Td VDC VDC vL1 vL1 t vL1 t tf 0 t iL1 α1pTd VDC tr 0 vm1 tr p t tf p tr M-1 tf M-1 Principe du calcul des C n pour les tensions simples Sur une période Tm, le signal MLI est constitué de p impulsions, avec 0 ≤ p ≤ M−1. Au cours d’une période de modulation, la largeur des pulses varie, ainsi que les temps de commutation ton et toff. Pour une tension simple, le rapport cyclique αp est lié à la tension de modulation de la phase : α1p = 1 + v m1 2 α 2p = 1 + v m2 2 α 3p = 1 + v m3 2 Pour des signaux modulants sinusoïdaux triphasés, on écrit : v m1 = r sin(ωt + β) v m 2 = r sin(ωt + β - 2π/3) v m 2 = r sin(ωt + β - 4π/3) On en déduit : α1p = 2 π p 1 1 + r sin 2 M Td 2 π p 2π 1 α 2 p = 1 + r sin 2 MT 3 d M. A. Mannah 134 α 3p = 2 π p 4π 1 - 1 + r sin 2 M T 3 d Cas de la tension simple vL1 : 1 C1n = Tm 1 C1n = Tm ∫v L1 (t) e - jnωt Tm Td (p + α1p /2) Td α10 /2 1 - jnωt - jnωt dt = v L1 (t) e dt + . . . + v L1 (t) e dt Tm -T α /2 Td (p - α1p /2) d 10 ∫ ∫ p = M - 1 Td (p + α1p /2) ∑ p=0 - jnωt v L1 (t) e dt T (p -α /2) 1p d ∫ Après développement du calcul on arrive à : C1n = E (n 2 π)2 p = M - 1 ∑ p=0 - jn e α1p 2 π p− M 2 t rp / Tm 2 π α1p - jn 2 π t rp - jn M p + 2 e Tm - 1 + e t fp / Tm t fp - jn 2 π Tm 1 - e Cas de la tension simple vL2 : Elle est directement déduite de l’expression de C1n : C 2n = p = M - 1 E (n 2 π) 2 ∑ p 0 = - jn e α 2π p − 1p M 2 t rp / Tm 2π α1p - jn p + - jn 2 π t rp M 2 e Tm e 1 + t fp / Tm t fp - jn 2 π Tm 1 - e Cas de la tension composée uL12 : uL12 = vL1 – vL2 U L12 = VL1 - VL2 ⇒ C12n = C1n - C 2n Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 135 Annexe 2 : Représentations possibles des matrices de transmissions - Représentation en Z : On considère les tensions comme étant des variables dépendants des courants. Dans ce cas, la matrice de transmission devient une matrice d’impédance Z : V1 z11 z12 I 1 V = z z I 2 21 22 2 (1) La caractérisation du réseau consiste à déterminer les paramètres de la matrice d’impédance. Il suffit d’annuler le courant I2 en laissant le circuit de sortie ouvert ce qui permet de déterminer les paramètres z11 et z21. De même, on ouvre le circuit d’entrée ce qui permet de déterminer les deux autres paramètres z12 et z22. Si l’étage d’entrée est identique à l’étage de sortie, le réseau est considéré symétrique et l’on a z11 = z22. Pour une même excitation, si les réponses des étages d’entrée et de sortie sont identiques alors l’on a z12 = z21 et le réseau est dit réciproque. - Représentation en Y : Dans cette représentation, les courants dépendent des tensions et la matrice d’admittance sera écrite : I 1 y11 y12 V1 I = y y V 2 21 22 2 (2) Pour déterminer les paramètres de la matrice, il suffit de court-circuiter les deux ports d’entrée et de sortie ce qui permet d’annuler les tensions V1 et V2. Les paramètres y12 et y22 sont calculés pour V1 = 0 et les paramètres y11 et y21 sont calculés pour V2 = 0. Un réseau formé d’une admittance en parallèle n’admet pas une représentation en matrice Y puisque tout court circuit sur l’un des deux ports entraîne le court circuit de l’admittance et de la source de tension ce qui rend la caractérisation impossible. De même, le réseau est supposé symétrique si y11 = y22 et réciproque si y12 = y21. M. A. Mannah 136 - Représentation en H : On utilise la tension d’entrée et le courant de sortie comme les deux variables dépendantes. Ainsi la matrice hybride s’écrit : V1 h11 h12 I 1 I = h h V 2 21 22 2 (3) Cette matrice est dite hybride car h11 est une impédance, h22 est une admittance alors que les deux autres paramètres de la matrice sont sans unité. Les paramètres h11 et h21 sont calculés en court-circuitant la sortie (V2 = 0) alors que les paramètres h12 et h22 sont calculés en laissant le port d’entrée ouvert (I1 = 0). Ce réseau est dit symétrique si le déterminant de H est égale à 1 : ∆h = h11.h22 - h12.h21 = 1 et réciproque si h21 = - h12. - Représentation en Quadripôle ABCD : Une autre représentation possible consiste à définir le réseau comme un quadripôle en utilisant la tension et le courant d’un même port comme variables dépendantes du courant et de la tension de l’autre port. La matrice correspondante au quadripôle ABCD est représentée par l’équation 3.5. En courtcircuitant la sortie, on peut déterminer les paramètres B et D. En laissant ce dernier ouvert, on détermine les paramètres A et C. On note que les paramètres A et D sont sans unité, B est une impédance et C est une admittance. Ce réseau est supposé symétrique si A = D et réciproque si ∆ = AD - BC = 1. V1 A B V2 I = C D − I 2 1 (4) Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 137 Annexe 3 : Calcul des coefficients du filtre à une terminaison Caractéristiques du filtre : Type : Filtre passe bande. Fréquence centrale : 70 MHz. Réponse : Butterworth d’ordre 5 Largeur de bande : 30 MHz. Méthode suivie pour la détermination des composants L et C : S Première étape L1 C2 L3 L5 Détermination des coefficients du prototype passe bas Butterworth ordre 5 R2 C4 Deuxième étape Détermination des coefficients du prototype passe bande Butterworth ordre 5 normalisé L1n C1n L2n L3n C3n L5n C5n L1n = L1 / ∆f C1n = ∆f / L1 L4n C4n C2n ∆f = (f2 – f1) / f0 1 C2n = C2 / ∆f L2n = ∆f / C2 f0 : Fréquence centrale du passe bande = 70 MHz ∆f : Largeur de bande = 30 MHz Troisième étape Dénormalisation L1pb C1pb L3pb C3pb L5pb C5pb Cu=1/(RL*ω0) Lu=RL/ω0 L2pb L4pb C2pb R2 C4pb C1pb=C1n*Cu L1pb=L1n*Lu M. A. Mannah 138 Valeurs des coefficients L et C : Coefficients standard normalisés d’un prototype passe bas Butterworth à une terminaison Ordre Impédance de charge L1 C2 L3 C4 L5 5 1Ω 1,545 1,694 1,381 0,894 0,309 L1 L2 408,3 nH 30,2 nH C1 13,2 pF Coefficients calculés L3 L4 L5 365 nH 57 nH 81,7 nH C2 C3 C4 C5 180 pF 15 pF 95 pF 66 pF L4 L5 Valeurs expérimentales L3 L1 L2 390 nH 30 nH 390 nH 56 nH 82 nH C1 C2 C3 C4 C5 12 pF 180 pF 15 pF 100 pF 68 pF Transmission de données par CPL sur réseaux MLI 139 Bibliographie [ABB02] [ABR+92] [AFK+05] [AHO03] [AHO+03] [AHO+04] [AHO+05] [AHO+06] [AKM00] [ANA+09] [ASC00] [BAN+01] R.E. Abbott. High speed power line communications. Proc. IEEE Power Engineering Society Summer Meeting in Chicago, Illinois USA, 3:1192–1199, July 21-25, 2002. K.C. Abraham, S. Roy. A Novel High-Speed PLC Communication Modem. IEEE Transactions on Power Delivery, 7(4):1760–1768, October 1992. K. H. Afkhamie, S. Katar, L. Yonge, R. 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Suite à cette étude, des coupleurs adaptés aux exigences du réseau MLI et fonctionnant dans la bande de fréquence 55 MHz – 85 MHz sont développés. Les débits nécessaires dans une application commande de machine font l’objet de discussions. Une modulation mono porteuse QPSK est retenue. Les essais expérimentaux sont réalisés sur une plateforme composée d’un ensemble convertisseur machine et assurant un transfert de données à 1,6 Mbit/s. Ces essais montrent la faisabilité de la communication par CPL dans un réseau MLI. Mots Clés : Communication, Courants Porteurs en Ligne, Coupleurs, Modulation QPSK, Transmission de données, Energie, Onduleur, Modulation de Largeur d’Impulsion. Summary This thesis studies the use of the Power Line Communication PLC technology in a motor inverter association for purposes of controlling and monitoring. This technology is widely used in domestic applications and allows a reliable communication through the sinusoidal electrical network. In a motor drive application, the electrical network is a Pulse Width Modulation network and consequently this technology may not work. Following a thorough study of the PWM signal, a series of experimental measurements using the domestic PLC modems over the PWM network were carried out and have underlined the inefficiency of the sinusoidal PLC technology. Based on the obtained results and on the PWM network requirements, we have developed industrial PLC couplers. The good functioning of these couplers has been validated in the frequency band 55 MHz – 85 MHz. A study of the required throughput in motor drive applications led us to define the QPSK modulation for data transmission. The modem was developed and communication was tested under different conditions with a throughput equal to 1.6 Mbits/s. The different experimental measurements have demonstrated the PLC communication feasibility over the PWM network. Keywords: Communication, Power Line Communication, Couplers, QPSK modulation, Data transmission, Energy, Inverter, Pulse Width Modulation.